特許 6609166 高周波電源装置および非接触電力伝送システム

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6609166

(24)【登録日】2019年11月1日

(45)【発行日】2019年11月20日

(54)【発明の名称】高周波電源装置および非接触電力伝送システム

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20191111BHJP

   H02J 50/10 20160101ALI20191111BHJP

   H02J 7/00 20060101ALI20191111BHJP

【ＦＩ】

   H02M7/48 M

   H02J50/10

   H02J7/00 301D

【請求項の数】6

【全頁数】18

(21)【出願番号】特願2015-221365(P2015-221365)

(22)【出願日】2015年11月11日

(65)【公開番号】特開2017-93176(P2017-93176A)

(43)【公開日】2017年5月25日

【審査請求日】2018年5月25日

(73)【特許権者】

【識別番号】000000262

【氏名又は名称】株式会社ダイヘン

(74)【代理人】

【識別番号】100086380

【弁理士】

【氏名又は名称】吉田 稔

(74)【代理人】

【識別番号】100168044

【弁理士】

【氏名又は名称】小淵 景太

(72)【発明者】

【氏名】小谷 弘幸

【審査官】 阿部 陽

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１１−０５０２３８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１５−０７４２７０（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１３−１１５９０８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０５−３３５８１１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１４−０３０２８８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 国際公開第２０１３／００５３７５（ＷＯ，Ａ１）

【文献】 特開平０５−２３６７５５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１３−１９８３０９（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１４−１１６７８３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１４−０２３０６９（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１２−０２３８５７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１２−０７５２２７（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｊ ５０／００−５０／９０

Ｈ０２Ｍ ７／４８

Ｈ０２Ｊ ７／００

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

直流電流を高周波電流に変換して出力する高周波電源装置であって、
前記直流電流を発生させる直流電源と、
高周波駆動信号に従い導通状態と非導通状態とを切り替えるスイッチング素子、および、少なくとも、前記高周波駆動信号の周波数の２倍の周波数でインピーダンスがゼロになる回路部品を含んで構成され、前記直流電流を前記高周波電流に変換する高周波変換手段と、
前記高周波変換手段の出力端に配置され、前記出力端から負荷側を見たインピーダンスを、前記出力端から前記直流電源側を見たインピーダンスに自動調整するインピーダンス整合手段と、
を備えており、
前記回路部品は、前記直流電源の高電位側の出力端子に直列に接続された伝送線路であり、
前記スイッチング素子は、前記伝送線路の出力側で前記伝送線路に直列に接続されており、
前記高周波変換手段は、前記伝送線路の出力側で前記伝送線路に直列に接続された第１の共振回路をさらに含んでおり、
前記伝送線路の長さは、前記高周波変換手段から出力される高周波の、前記伝送線路における伝送波長の略４分の１であり、
前記伝送線路は、同軸ケーブルである、
高周波電源装置。

【請求項2】

直流電流を高周波電流に変換して出力する高周波電源装置であって、
前記直流電流を発生させる直流電源と、
高周波駆動信号に従い導通状態と非導通状態とを切り替えるスイッチング素子、および、少なくとも、前記高周波駆動信号の周波数の２倍の周波数でインピーダンスがゼロになる回路部品を含んで構成され、前記直流電流を前記高周波電流に変換する高周波変換手段と、
前記高周波変換手段の出力端に配置され、前記出力端から負荷側を見たインピーダンスを、前記出力端から前記直流電源側を見たインピーダンスに自動調整するインピーダンス整合手段と、
を備えており、
前記高周波変換手段は、
前記直流電源の高電位側の出力端子に直列に接続されたインダクタと、
前記インダクタの出力側で前記インダクタに直列に接続された第１の共振回路と、をさらに含んでおり、
前記スイッチング素子は、前記インダクタの出力側で前記インダクタに直列に接続されており、
前記回路部品は、一方の端子が前記インダクタと前記スイッチング素子との接続点に接続され、他方の端子が開放された第１の伝送線路と、一方の端子が前記インダクタと前記スイッチング素子との接続点に接続され、他方の端子が短絡された第２の伝送線路と、を有して、構成され、
前記第１の伝送線路の長さおよび前記第２の伝送線路の長さはそれぞれ、前記高周波変換手段から出力される高周波の、各前記伝送線路における伝送波長の略８分の１の長さである、
高周波電源装置。

【請求項3】

前記伝送線路は、同軸ケーブルである、
請求項２に記載の高周波電源装置。

【請求項4】

直流電流を高周波電流に変換して出力する高周波電源装置であって、
前記直流電流を発生させる直流電源と、
高周波駆動信号に従い導通状態と非導通状態とを切り替えるスイッチング素子、および、少なくとも、前記高周波駆動信号の周波数の２倍の周波数でインピーダンスがゼロになる回路部品を含んで構成され、前記直流電流を前記高周波電流に変換する高周波変換手段と、
前記高周波変換手段の出力端に配置され、前記出力端から負荷側を見たインピーダンスを、前記出力端から前記直流電源側を見たインピーダンスに自動調整するインピーダンス整合手段と、
を備えており、
前記負荷側を見たインピーダンスあるいは前記高周波変換手段の出力端における反射波電力を検出する検出手段をさらに備え、
前記インピーダンス整合手段は、２個の可変コンデンサと１個のインダクタとを有し、前記検出手段の検出値に基づき、前記可変コンデンサ毎に取り付けられたモータを駆動させることで、前記２個の可変コンデンサのキャパシタンスをそれぞれ変化させ、前記負荷側を見たインピーダンスを、前記直流電源側を見たインピーダンスに自動調整する、
高周波電源装置。

【請求項5】

前記高周波駆動信号を発生させ、前記スイッチング素子に入力する制御手段をさらに有し、
前記制御手段は、前記高周波変換手段から出力される電力の所定期間内の平均値が目標出力電力となるように、前記高周波変換手段から高周波電力を出力する期間と出力しない期間との比率を変化させる、
請求項１ないし請求項４のいずれか一項に記載の高周波電源装置。

【請求項6】

請求項１ないし請求項５のいずれか一項に記載の高周波電源装置と、
互いに磁気結合された送電コイルと受電コイルとを有し、前記高周波電源装置から出力される高周波電力を前記送電コイルから前記受電コイルに非接触で伝送する電力伝送ユニットと、
を備える非接触電力伝送システム。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、直流電流を高周波電流に変換して出力する高周波電源装置、および、当該高周波電源装置を備えた非接触電力伝送システムに関する。

【背景技術】

【0002】

近年、電源装置から多機能携帯電話（スマートフォン）や電気自動車などに、金属製の接点やコネクタなどを介さずに電力を伝送する非接触電力伝送技術が注目されており、この非接触電力伝送技術では、数ＭＨｚ〜数百ＭＨｚの高周波電力が用いられている。このような高周波電力を発生させる高周波電源装置には、スイッチング素子を２個使用したハーフブリッジ型のインバータ回路や、スイッチング素子を４個使用したフルブリッジ型のインバータ回路が一般的に用いられている。これらのインバータ回路を駆動するドライブ回路は、スイッチング損失を低減させるためにデッドタイムを設ける必要があり、回路構成が複雑になる。

【0003】

そこで、上記ハーフブリッジ型やフルブリッジ型インバータ回路の高電位側のスイッチング素子をインダクタに置き換えることで、ドライブ回路の構成を単純にしたインバータ回路、いわゆるＥ級アンプが知られている。例えば、特許文献１には、このような高周波電源装置を用いた非接触電力伝送装置が記載されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特開２０１３−１１５９０８号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

しかしながら、従来の高周波電源装置において、スイッチング素子に発生する電圧が大きくなり、インバータ回路に入力される直流電圧の３倍以上になることが知られている。したがって、用いるスイッチング素子を高耐圧のものにする必要がある。

【0006】

そこで、本発明は、上記課題に鑑みて創作されたものであり、その目的は、スイッチング素子に発生する電圧を抑制することができる高周波電源装置および当該高周波電源装置を備えた非接触電力伝送システムを提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0007】

本発明の第１の側面によって提供される高周波電源装置は、直流電流を高周波電流に変換して出力する高周波電源装置であって、前記直流電流を発生させる直流電源と、高周波駆動信号に従い導通状態と非導通状態とを切り替えるスイッチング素子、および、少なくとも、前記高周波駆動信号の周波数の２倍の周波数でインピーダンスがゼロになる回路部品を含んで構成され、前記直流電流を前記高周波電流に変換する高周波変換手段と、前記高周波変換手段の出力端に配置され、前記出力端から負荷側を見たインピーダンスを、前記出力端から前記直流電源側を見たインピーダンスに自動調整するインピーダンス整合手段と、を備える。

【0008】

本発明の好ましい実施の形態において、前記高周波変換手段は、前記直流電源の高電位側の出力端子に直列に接続されたインダクタと、前記インダクタの出力側で前記インダクタに直列に接続された第１の共振回路と、をさらに含んでおり、前記スイッチング素子は、前記インダクタの出力側で前記インダクタに直列に接続されており、前記回路部品は、前記インダクタの出力側で前記スイッチング素子に並列に接続された第２の共振回路であって、前記高周波駆動信号の周波数の２倍の周波数でインピーダンスがゼロになるように設定される。

【0009】

本発明の好ましい実施の形態において、前記第２の共振回路は、インダクタとコンデンサとを直列に接続した直列共振回路である。

【0010】

本発明の好ましい他の実施の形態において、前記回路部品は、前記直流電源の高電位側の出力端子に直列に接続された伝送線路であり、前記スイッチング素子は、前記伝送線路の出力側で前記伝送線路に直列に接続されており、前記高周波変換手段は、前記伝送線路の出力側で前記伝送線路に直列に接続された第１の共振回路をさらに含んでおり、前記伝送線路の長さは、前記高周波変換手段から出力される高周波の、前記伝送線路における伝送波長の略４分の１である。

【0011】

本発明の好ましい他の実施の形態において、前記高周波変換手段は、前記直流電源の高電位側の出力端子に直列に接続されたインダクタと、前記インダクタの出力側で前記インダクタに直列に接続された第１の共振回路と、をさらに含んでおり、前記スイッチング素子は、前記インダクタの出力側で前記インダクタに直列に接続されており、前記回路部品は、一方の端子が前記インダクタと前記スイッチング素子との接続点に接続され、他方の端子が開放された第１の伝送線路と、一方の端子が前記インダクタと前記スイッチング素子との接続点に接続され、他方の端子が短絡された第２の伝送線路とを有して、構成され、前記第１の伝送線路の長さおよび前記第２の伝送線路の長さはそれぞれ、前記高周波変換手段から出力される高周波の、各前記伝送線路における伝送波長の略８分の１の長さである。

【0012】

本発明の好ましい実施の形態において、前記伝送線路は、同軸ケーブルである。

【0013】

本発明の好ましい実施の形態において、前記高周波駆動信号の周波数は、６．７８ＭＨｚ以上である。

【0014】

本発明の好ましい実施の形態において、前記スイッチング素子は、ＦＥＴで構成される。

【0015】

本発明の好ましい実施の形態において、前記負荷側を見たインピーダンスあるいは前記高周波変換手段の出力端における反射波電力を検出する検出手段をさらに備え、前記インピーダンス整合手段は、２個の可変コンデンサと１個のインダクタとを有し、前記検出手段の検出値に基づき、前記可変コンデンサ毎に取り付けられたモータを駆動させることで、前記２個の可変コンデンサのキャパシタンスをそれぞれ変化させ、前記負荷側を見たインピーダンスを、前記直流電源側を見たインピーダンスに自動調整する。

【0016】

本発明の好ましい実施の形態において、前記高周波駆動信号を発生させ、前記スイッチング素子に入力する制御手段をさらに有し、前記制御手段は、前記高周波変換手段から出力される電力の所定期間内の平均値が目標出力電力となるように、前記高周波変換手段から高周波電力を出力する期間と出力しない期間との比率を変化させる。

【0017】

本発明の第２の側面によって提供される非接触電力伝送システムは、第１の側面によって提供される高周波電源装置と、互いに磁気結合された送電コイルと受電コイルとを有し、前記高周波電源装置から出力される高周波電力を前記送電コイルから前記受電コイルに非接触で伝送する電力伝送ユニットとを備える。

【発明の効果】

【0018】

本発明によれば、少なくとも、高周波駆動信号の周波数の２倍の周波数でインピーダンスがゼロになる回路部品により、少なくとも２次の高調波を減衰させ、２次高調波成分により、スイッチング素子に発生する電圧を抑制することができる。したがって、高周波変換手段（インバータ回路）にＥ級アンプを用いた高周波電源装置よりも、当該高周波変換手段のスイッチング素子で発生する電圧を低く抑えることができる。さらに、高周波電源装置の内部にインピーダンス整合手段を設け、インピーダンス整合手段により、高周波変換手段の出力端から負荷側を見たインピーダンスが、前記出力端から直流電源側を見たインピーダンスに自動的に調整するようにした。これにより、上記負荷側を見たインピーダンスが変化した場合でも、自動的に負荷側を見たインピーダンスが直流電源側を見たインピーダンスに整合されるため、反射波電力を抑えることができる。したがって、大きな反射波電力がスイッチング素子に入力されることを抑制できるため、反射波電力による、スイッチング素子に発生する電圧も抑制することができる。

【0019】

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

【図面の簡単な説明】

【0020】

【図1】第１実施形態に係る非接触電力伝送システムの全体構成を示す図である。

【図2】第１実施形態に係る高周波変換部の回路構成を示す図である。

【図3】第１実施形態に係る高周波変換部の回路構成（変形例）を示す図である。

【図4】インピーダンス整合部の構成例を示す図である。

【図5】インピーダンス整合部の構成例（変形例）を示す図である。

【図6】第１実施形態に係る高周波電源装置および従来のインバータ回路を用いて、シミュレーションしたときのスイッチング素子のドレイン電圧の波形を示す図である。

【図7】第２実施形態に係る高周波変換部の回路構成を示す図である。

【図8】第２実施形態に係る高周波変換部の回路構成（変形例）を示す図である。

【図9】第２実施形態に係る高周波電源装置および従来のインバータ回路を用いて、シミュレーションしたときのスイッチング素子のドレイン電圧の波形を示す図である。

【図10】第３実施形態に係る高周波変換部の回路構成を示す図である。

【図11】第３実施形態に係る伝送線路部のインピーダンスの大きさの周波数特性を示す図である。

【図12】第３実施形態に係る高周波変換部の回路構成（変形例）を示す図である。

【図13】変形例における高周波電力のＰＤＭ制御を説明するための図である。

【発明を実施するための形態】

【0021】

本発明に係る高周波電源装置、および、当該高周波電源装置を備えた非接触電力伝送システムについて、図面を参照して説明する。

【0022】

図１は、本発明の第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＡの全体構成を示している。本実施形態に係る非接触電力伝送システムＡは、高周波電力を発生させる高周波電源装置１と、高周波電源装置１が発生させた高周波電力を非接触で送電する送電ユニット２と、送電ユニット２から送電された高周波電力を受電する受電ユニット３と、受電ユニット３が受電した高周波電力を用いてバッテリ５を充電する充電装置４と、を有して構成される。すなわち、第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＡを、充電システムに適用した態様を説明する。

【0023】

非接触電力伝送システムＡでは、送電ユニット２から受電ユニット３に電力を伝送させるとき、数ＭＨｚ〜数百ＭＨｚの高周波電力を用いる。送電ユニット２の送電コイルＬ２と受電ユニット３の受電コイルＬ３とは互いに磁気結合しており、送電コイルＬ２に流れる高周波電流により、送電コイルＬ２に発生する磁束を変化させ、この磁束の変化により、受電コイルＬ３に高周波電流が流れる。なお、送電コイルＬ２（Ｌ３）のインダクタンスとコンデンサＣ２（Ｃ３）のキャパシタンスとは、高周波電源装置１が出力する周波数に共振する値に調整されている。これにより、非接触電力伝送システムＡでは、送電ユニット２から受電ユニット３に、非接触で電力を伝送している。なお、本実施形態において、非接触電力伝送方式として、磁界共鳴方式を用いる場合を例に説明するが、他の伝送方式を用いてもよい。

【0024】

このような第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＡの各構成要素について、詳しく説明する。

【0025】

高周波電源装置１は、図示しない商用電源から入力される商用電力（交流）を高周波電力（交流）に変換することで、高周波電力を発生させるものである。高周波電源装置１は、直流電源部１１、高周波変換部１２、電力検出部１３、インピーダンス整合部１４、および、電源制御部１５を含んで構成される。

【0026】

直流電源部１１は、直流電流を生成し、高周波変換部１２に出力するものである。直流電源部１１は、図示しない商用電源から入力される交流電圧（例えば、商用電圧２００［Ｖ］など）を図示しない整流回路によって整流し、図示しない平滑回路によって平滑することで、直流電圧に変換する。そして、図示しないＤＣ−ＤＣコンバータによって、所定のレベル（設定電圧値）の直流電圧に変換する。直流電源部１１は、電源制御部１５から入力される駆動信号Ｓ１によって、ＤＣ−ＤＣコンバータの変換動作を制御することにより、整流、平滑後の直流電圧を所定のレベルの直流電圧に変換する。

【0027】

高周波変換部１２は、直流電源部１１から入力される直流電流を高周波電流に変換するものである。高周波変換部１２は、電源制御部１５から入力される高周波駆動信号Ｓ２でスイッチング素子Ｑをスイッチングすることで、高周波電流を生成する。図２は、高周波変換部１２の回路構成を示す図である。図示するように、高周波変換部１２は、第１のコンデンサＣｆと、インダクタＬｆと、バイポーラトランジスタや電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）などのスイッチング素子Ｑと、ダイオードＤと、第２のコンデンサＣｓと、インダクタとコンデンサとを直列に接続した第１の共振回路ＬＣｆと、インダクタとコンデンサとを直列に接続した第２の共振回路ＬＣｓとを含んで構成される。なお、本実施形態においては、スイッチング素子ＱとしてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を使用している。

【0028】

高周波変換部１２において、第１のコンデンサＣｆが直流電源部１１に並列に接続されている。そして、直流電源部１１の高電位側の出力端子には、インダクタＬｆの一端（入力側の端子）が接続され、直列接続されている。スイッチング素子Ｑのドレイン端子は、インダクタＬｆの他端（出力側の端子）と接続され、ソース端子は、直流電源部１１の低電位側の出力端子に接続されている。また、スイッチング素子Ｑのゲート端子は、電源制御部１５に接続されている。ダイオードＤは、スイッチング素子Ｑに逆並列に接続され、第２のコンデンサＣｓは、スイッチング素子Ｑに並列に接続されている。第１の共振回路ＬＣｆは、インダクタＬｆの出力側の端子に直列に接続されている。第２の共振回路ＬＣｓは、直流電源部１１に並列に接続され、その一端が、インダクタＬｆの出力側の端子とスイッチング素子Ｑのドレイン端子との接続点に接続され、その他端が直流電源部１１の低電位側の出力端子に接続されている。

【0029】

このように構成された高周波変換部１２では、スイッチング素子Ｑのゲート端子に電源制御部１５から高周波駆動信号Ｓ２が入力され、スイッチング素子Ｑがオン・オフされるようになっている。高周波駆動信号Ｓ２は、後述するように、所定の周波数ｆ（例えば、１３．５６ＭＨｚ）でオン電圧とオフ電圧とを繰り返すパルス信号である。スイッチング素子Ｑは、高周波駆動信号Ｓ２がオン電圧のとき導通状態（オン）になり、高周波駆動信号Ｓ２がオフ電圧のとき非導通状態（オフ）になる。そのため、スイッチング素子Ｑがオンのとき、スイッチング素子Ｑを通って電流が流れ、スイッチング素子Ｑがオフのとき、第２のコンデンサＣｓを通って電流が流れるようになる。また、第１の共振回路ＬＣｆの共振周波数は、高周波変換部１２の出力周波数ｆ（本実施形態においては１３．５６ＭＨｚ）に設定されており、高周波変換部１２は、この第１の共振回路ＬＣｆの存在により、共振周波数に応じた正弦波状の交流電流を発生させる。これにより、当該正弦波状の交流電流が高周波変換部１２から出力される。

【0030】

また、第１のコンデンサＣｆは、直流電源部１１から出力される直流電圧を平滑化し、インダクタＬｆは、第１のコンデンサＣｆにより平滑化された直流電圧に基づいて、高周波変換部１２に一定の電流を供給するための直流電流源として動作する。さらに、ダイオードＤは、いわゆるフライホイールダイオードであって、スイッチング素子Ｑの切り替えによって発生する逆起電力による逆方向の高い電圧がスイッチング素子Ｑに印加されないようにしている。なお、スイッチング素子Ｑが内部にダイオードの動作をする機能を有する場合は、ダイオードＤを設けないようにしてもよい。そして、第２の共振回路ＬＣｓは、高周波駆動信号Ｓ２の周波数ｆ（スイッチング周波数ｆ）の２倍の周波数でインピーダンスがゼロになるように設定されている。これにより、スイッチング周波数ｆの２倍の周波数成分（２次の高調波）の電流を短絡させることができる。よって、スイッチング素子Ｑに発生するスイッチング周波数ｆの２次の高調波電圧を減衰させることができる。

【0031】

なお、高周波変換部１２は、図３に示すように、上記図２に示す高周波変換部１２の回路を２個正負対称に接続して、それぞれ一方の極性の信号のみを増幅するプッシュプル回路で構成してもよい。この場合も、各第２の共振回路ＬＣｓにより、スイッチング周波数ｆの２次の高調波電流が短絡されるので、当該２次の高調波がスイッチング素子Ｑに発生する電圧を減衰させることができる。

【0032】

電力検出部１３は、高周波変換部１２から出力される進行波電力Ｐｆをモニタするためのものである。電力検出部１３は、方向性結合器を含み、その方向性結合器から高周波電圧に含まれる進行波電圧Ｖｆと反射波電圧Ｖｒとを検出する。電力検出部１３は、進行波電圧Ｖｆを進行波電力Ｐｆに変換して電源制御部１５に出力する。さらに、反射波電圧Ｖｒも反射波電力Ｐｒに変換して電源制御部１５に出力するようにしてもよい。なお、進行波電力Ｐｆおよび反射波電力Ｐｒを、後述する検出器１４１が検出するようにしてもよい。

【0033】

インピーダンス整合部１４は、高周波変換部１２から出力された進行波がインピーダンス整合部１４で反射する量（反射波電力Ｐｒ）を抑えるために、高周波変換部１２の出力端から負荷側（バッテリ５側）を見たインピーダンス（以下、「負荷側インピーダンス」という。）を高周波変換部１２の出力端から直流電源部１１側を見たインピーダンス（以下、「電源側インピーダンス」という。）（例えば、５０Ω）に整合させるインピーダンスマッチングを行う。図４は、インピーダンス整合部１４の回路構成の一例を示す図である。図示するように、インピーダンス整合部１４は、検出器１４１と、２個の可変コンデンサ１４２，１４３と、１個のインダクタ１４４と、２個のモータ１４５，１４６とを含んで構成される。可変コンデンサ１４２とインダクタ１４４とを直列に接続した回路と、可変コンデンサ１４３とは逆Ｌ型に接続されている。

【0034】

検出器１４１は、負荷側インピーダンスを検出するものであり、電流・電圧センサおよび演算部を含んで構成される。電流・電圧センサは、高周波変換部１２の出力側で、高周波電流および高周波電圧を検出し、検出した電流信号および電圧信号を演算部に出力する。そして、演算部は、電流・電圧センサから入力される電流信号および電圧信号から電流実効値、電圧実効値、および、電流信号と電圧信号の位相差を演算する。そして、これらのパラメータを用いて、負荷側インピーダンスを検出する。検出器１４１が検出した負荷側インピーダンスは、電源制御部１５に出力される。なお、検出器１４１は、高周波電源装置１の内部であり、負荷側インピーダンスを検出できる位置に備えられていればよく、インピーダンス整合部１４の内部である必要はない。なお、検出器１４１が、さらに、上記検出値を用いて所定の演算を行うことで、高周波変換部１２から出力される進行波電力Ｐｆおよび反射波電力Ｐｒを求め、電源制御部１５に出力するようにしてもよい。この場合、高周波電源装置１に電力検出部１３を備えていなくてもよい。

【0035】

可変コンデンサ１４２，１４３は、キャパシタンスを変化させることができるコンデンサである。本実施形態においては、可変コンデンサ１４２，１４３は、互いに対向している一対の電極の一方が可動電極で構成され、可動電極を回動させることにより電極対向面積を変化させるタイプのバリアブルコンデンサで構成している。なお、キャパシタンスを変化させることができるものであれば、これに限定されない。

【0036】

可変コンデンサ１４２，１４３にはそれぞれ、可動電極を回転させるためのモータ１４５，１４６が取り付けられている。モータ１４５，１４６にそれぞれ、電源制御部１５からモータ駆動信号Ｓ３，Ｓ４（駆動電圧）が入力され、当該モータ駆動信号Ｓ３，Ｓ４に従い、モータ１４５，１４６が駆動することで、可変コンデンサ１４２，１４３の可動電極を回動させる。これにより、可変コンデンサ１４２，１４３のキャパシタンスがそれぞれ任意のキャパシタンスに制御される。なお、可変コンデンサ１４２，１４３にはそれぞれ、電源制御部１５が可動電極の回転位置を監視するために、可動電極の回転位置を検出する位置検出センサ（図示しない）が取り付けられており、当該位置検出センサの検出信号が電源制御部１５に入力される。また、インダクタ１４４のインダクタンスは、所定の値に設定されている。

【0037】

以上のことから、インピーダンス整合部１４は、電源制御部１５から入力されるモータ駆動信号Ｓ３，Ｓ４により可変コンデンサ１４２，１４３のキャパシタンスが調整されることで、インピーダンスマッチングを行う。

【0038】

なお、インピーダンス整合部１４は、負荷側インピーダンスを電源側インピーダンスに自動的に整合できるものであれば、図４に示す構成に限定されない。例えば、図５に示すように、２個の可変コンデンサ１４２，１４３とインダクタ１４４とをπ型に接続したインピーダンス整合部１４’を用いてもよい。

【0039】

電源制御部１５は、高周波電源装置１の全体を制御するものであり、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）及びＲＡＭ（Random Access Memory）を備えるマイクロコンピュータやＦＰＧＡで構成される。電源制御部１５は、直流電源部１１に駆動信号Ｓ１を、高周波変換部１２に高周波駆動信号Ｓ２を、そして、インピーダンス整合部１４にモータ駆動信号Ｓ３，Ｓ４を入力することで、これらを制御する。

【0040】

電源制御部１５は、フィードバック制御によって、直流電源部１１で生成される直流電圧のレベルを変化させることにより、高周波変換部１２から出力される高周波電圧のレベルを変化させる。高周波電圧のレベルが変化すると、高周波電源装置１から出力される進行波電力Ｐｆが変化するので、電源制御部１５は、進行波電力Ｐｆと目標出力電力Ｐｆｓの電力差ΔＰｆを監視し、その電力差ΔＰｆがゼロになるように直流電源部１１の出力電圧を調整する。具体的には、電源制御部１５は、電力検出部１３から入力される進行波電力Ｐｆに基づいて、駆動信号Ｓ１を生成して、直流電源部１１に出力する。駆動信号Ｓ１は、高周波電源装置１の出力電力（進行波電力Ｐｆ）が目標出力電力Ｐｆｓとなるように、直流電源部１１の出力電圧を制御する信号である。目標出力電力Ｐｆｓは、図示しない入力装置を操作することで、手動で入力するようにしてもよいし、予め設定されたプログラムにより自動で入力するようにしてもよい。電源制御部１５は、電力検出部１３から入力される進行波電力Ｐｆの検出値と、目標出力電力Ｐｆｓの電力差ΔＰｆ（＝Ｐｆｓ−Ｐｆ）を演算し、その電力差ΔＰｆをゼロにするための制御パルス信号を生成する。そして、当該制御パルス信号を図示しないドライブ回路でＤＣ−ＤＣコンバータを駆動できるレベルに増幅して、駆動信号Ｓ１として直流電源部１１に出力する。

【0041】

また、電源制御部１５は、高周波駆動信号Ｓ２を高周波変換部１２に入力することで、直流電流を高周波電流に変換する高周波変換制御を行う。電源制御部１５は、基準クロックに基づいて、所定の周波数ｆの、オン電圧とオフ電圧とを有するパルス信号（なお、正弦波信号などでもよい）を生成し、当該パルス信号を図示しないドライブ回路でスイッチング素子Ｑを駆動できるレベルに増幅して、高周波駆動信号Ｓ２として、高周波変換部１２に出力する。本実施形態において、電源制御部１５は、１３．５６ＭＨｚのパルス信号を、高周波駆動信号Ｓ２として、高周波変換部１２に出力するため、高周波変換部１２から出力される高周波電圧の周波数は１３．５６ＭＨｚとなる。

【0042】

さらに、電源制御部１５は、インピーダンス整合部１４を制御することで、負荷側インピーダンスを電源側インピーダンスに整合するインピーダンスマッチングを行う。具体的には、電源制御部１５は、検出器１４１が検出した負荷側インピーダンスが電源側インピーダンスに整合するように、モータ１４５，１４６にそれぞれモータ駆動信号Ｓ３，Ｓ４を入力することで、モータ１４５，１４６の駆動を制御する。このとき、電源制御部１５は、各可変コンデンサ１４２，１４３に取り付けられた位置検出センサからの検出信号により可動電極の回転位置を監視しながら、モータ１４５，１４６の駆動を制御する。そして、モータ１４５，１４６の駆動を制御し、可変コンデンサ１４２，１４３のキャパシタンスを調整する。これにより、インピーダンスマッチングが行われる。なお、電源制御部１５は、負荷側インピーダンスではなく、電力検出部１３が検出する反射波電力Ｐｒを用いて、当該反射波電力Ｐｒがゼロになるように、インピーダンスマッチングを行ってもよい。この場合、電力検出部１４が、特許請求の範囲に記載の「検出手段」に相当する。また、反射波電力Ｐｒを用いて、インピーダンスマッチングを行う場合、インピーダンス整合部１４に検出器１４１を備えていなくてもよい。

【0043】

送電ユニット２は、高周波電源装置１から入力される高周波電力を受電ユニット３に非接触で伝送するものである。送電ユニット２は、複数ターンの円形コイルからなる送電コイルＬ２と、その送電コイルＬ２に直列に接続されたコンデンサＣ２との直列共振回路で構成される。送電ユニット２では、直列共振回路の共振周波数が高周波電源装置１から出力される高周波電力の周波数（高周波変換部１２の出力周波数ｆ）に調整されている。

【0044】

受電ユニット３は、送電ユニット２から送電された高周波電力を非接触で受電するものである。受電ユニット３は、送電ユニット２と同一の構成を有し、複数ターンの円形コイルからなる受電コイルＬ３と、その受電コイルＬ３に直列に接続されたコンデンサＣ３との直列共振回路で構成される。受電ユニット３も、直列共振回路の共振周波数が高周波電源装置１から出力される高周波電力の周波数（高周波変換部１２の出力周波数ｆ）に調整されている。

【0045】

なお、送電ユニット２および受電ユニット３は、送電ユニット２から受電ユニット３に非接触で高周波電力を伝送可能な構成であれば、上記した構成に限定されない。例えば、送電ユニット２（受電ユニット３）において、送電コイルＬ２とコンデンサＣ２と（受電コイルＬ３とコンデンサＣ３と）を並列に接続した並列共振回路で構成してもよい。また、本実施形態において、上記するように送電ユニット２と受電ユニット３とが同一の構成である場合を例に説明しているが、送電側と受電側との共振回路の構成が異なっていてもよい。例えば、送電ユニット２を送電コイルＬ２とコンデンサＣ２との直列共振回路で構成し、受電ユニット３において受電コイルＬ３とコンデンサＣ３との並列共振回路で構成してもよい（その逆も同様）。また、送電コイルＬ２と受電コイルＬ３とはその大きさが異なるものであってもよい。

【0046】

充電装置４は、受電ユニット３が受電した高周波電力をバッテリ５の充電に適した電力に変換し、バッテリ５に供給することで、バッテリ５を充電するものである。充電装置４は、受電ユニット３から入力される高周波電力を整流、平滑化して直流電力に変換した後、バッテリ５の充電に適した電力に変換する。例えば、充電装置４は、整流平滑化後の直流電力を、定電流定電圧充電制御に適した電力に変換し、バッテリ５に供給する。

【0047】

バッテリ５は、電力を蓄積する二次電池であり、例えば、リチウム・イオン電池やニッケル水素電池などで構成される。バッテリ５がリチウム・イオン電池である場合、充電装置４による定電流定電圧制御で充電される。また、バッテリ５は、キャパシタなどの畜電器であってもよい。

【0048】

このように構成された非接触電力伝送システムＡの作用について、図６を用いて説明する。

【0049】

図６は、シミュレーションにおける、高周波変換部１２のスイッチング素子Ｑのドレイン電圧の波形（同図（ａ）参照）と従来のインバータ回路（Ｅ級アンプ）のスイッチング素子のドレイン電圧の波形（同図（ｂ）参照）とを示している。シミュレーションでは、高周波変換部１２に入力する直流電圧を２００Ｖ、高周波駆動信号Ｓ２の周波数ｆ（スイッチング周波数ｆ）を１３．５６ＭＨｚとして、高周波電源装置１に５０Ωの負荷を接続している。従来のインバータ回路においても、同等の条件としている。なお、図６（ａ）および図６（ｂ）には、直流電源部１１からの入力電圧も破線で記載している。

【0050】

従来のインバータ回路の場合（第２の共振回路ＬＣｓを設けない場合）、図６（ｂ）に示すように、直流入力電圧が２００Ｖであるのに対して、スイッチング素子がオフのときのドレイン電圧はおよそ７００Ｖ（最大時）であり、直流入力電圧の約３．５倍となっている。これに対し、第２の共振回路ＬＣｓを設けた場合には、図６（ａ）に示すように、高周波変換部１２の直流入力電圧が２００Ｖであるのに対して、スイッチング素子Ｑがオフのときのドレイン電圧はおよそ４５０Ｖ（最大時）であり、直流入力電圧の約２．２倍に収まっている。以上のように、第２の共振回路ＬＣｓを設けたことで、スイッチング素子Ｑに発生する電圧を抑制することが確認できた。

【0051】

以上のことから、本発明の第１実施形態に係る高周波電源装置１によると、スイッチング素子Ｑのドレイン端子に、第２の共振回路ＬＣｓが接続されているため、高周波変換部１２が出力する高周波の２次高調波電流が、この第２の共振回路ＬＣｓに流れる。これにより、スイッチング素子Ｑのドレイン−ソース間の２次高調波電流による発生電圧を抑制することができる。

【0052】

また、送電コイルＬ２と受電コイルＬ３との間の距離が変化すると、高周波変換部１２の出力端から負荷側を見たインピーダンスが変化する。このような状況においても、高周波電源装置１は、インピーダンス整合部１４および電源制御部１５により自動的にインピーダンスマッチングが行われるため、反射波電力を抑制できる。したがって、高周波電源装置１は、大きな反射波電力がスイッチング素子Ｑに入力されることを抑制するため、反射波電力による、スイッチング素子Ｑに発生する電圧も抑制できる。また、インピーダンスの不整合に起因するスイッチング素子Ｑの電力損失を抑制することもできる。

【0053】

また、本実施形態において、インピーダンス整合部１４を高周波電源装置１の内部に備えているため、高周波電源装置１に接続する装置（負荷）に関わらず、効率良く高周波電力を供給し続けることが可能である。

【0054】

次に、本発明の第２実施形態に係る非接触電力伝送システムＢについて、説明する。第２実施形態に係る非接触電力伝送システムＢの全体構成は、上記第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＡ（図１参照）と略同様であり、高周波変換部１２が高周波変換部１６に置き換わっている点で相違する。なお、上記第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＡと同一または類似の構成については、同一の符号を付して、その説明を省略する。

【0055】

高周波変換部１６は、直流電源部１１から入力される直流電流を高周波電流に変換するものである。図７は、高周波変換部１６の回路構成を示す図である。図示するように、高周波変換部１６は、第１のコンデンサＣｆと、伝送線路Ｋ１と、スイッチング素子Ｑと、ダイオードＤと、第２のコンデンサＣｓと、インダクタとコンデンサとを直列に接続した第１の共振回路ＬＣｆとを含んで構成される。したがって、高周波変換部１６は、第１実施形態に係る高周波変換部１２と回路構成が異なっており、インダクタＬｆおよび第２の共振回路ＬＣｓの代わりに伝送線路Ｋ１を用いている。

【0056】

伝送線路Ｋ１は、高周波変換部１６が生成する高周波から、当該高周波の基本波の偶数倍の周波数成分（偶数次の高調波）を減衰させるものである。伝送線路Ｋ１は、その一端が直流電源部１１の高電位側の出力端子に接続され、その他端がスイッチング素子Ｑのドレイン端子および第１共振回路ＬＣｆの一端に接続されている。本実施形態においては、伝送線路Ｋ１を同軸ケーブルとしている。なお、伝送線路Ｋ１は、同軸ケーブルに限定されず、例えば、同軸管、基板上に形成された線路などであってもよい。

【0057】

伝送線路Ｋ１の長さは、高周波変換部１６が出力する高周波の基本波の、伝送線路Ｋ１における伝送波長の略４分の１としている。具体的には、高周波変換部１６が出力する高周波の波長λは、周波数をｆとして、伝送線路Ｋ１内の電波の速度をνとすると、λ［ｍ］＝ν［ｍ／ｓ］／ｆ［Ｈｚ］で表わされる。同軸ケーブル（ポリエチレン製）上の電波の速度νは、真空中の電波の速度（３．０×１０⁸［ｍ／ｓ］）の約６６％程度であり、周波数ｆが１３．５６［ＭＨｚ］なので、高周波変換部１６が出力する高周波の波長λは、λ＝（３．０×１０⁸）×（６６／１００）／（１３．５６×１０⁶）≒１４．６０［ｍ］となる。伝送線路Ｋ１の長さは、この波長λの略１／４であるので、１４．６０×（１／４）≒３．６５［ｍ］となる。なお、上記同軸ケーブル上の電波の速度νを、真空中の電波の速度の約６６％としたが、同軸ケーブル上の電波の速度は、用いる同軸ケーブルの波長短縮率（詳細には同軸ケーブルの絶縁材料）により異なる。したがって、伝送線路Ｋ１の長さは、用いる同軸ケーブルの種類に応じて、適宜変更すればよい。なお、上記算出式から分かるように、高周波変換部１６が出力する高周波の周波数が低ければ低いほど、波長λは長くなる。したがって、周波数が低い場合、長い伝送線路Ｋ１を用いる必要があり、当該伝送線路Ｋ１を高周波電源装置１の筺体に収容するために、高周波電源装置１の大きさを大きくしなければならない。よって、高周波変換部１６が出力する高周波の周波数は、６．７８ＭＨｚ以上であることが望ましい。

【0058】

上記のように、伝送線路Ｋ１の長さを、高周波変換部１６が出力する高周波の、伝送線路Ｋ１における伝送波長の略４分の１の長さとしたことで、当該高周波の基本波（周波数が１３．５６ＭＨｚ）および基本波の奇数倍の周波数成分（奇数次の高調波）で、インピーダンスが無限大になり、基本波の偶数倍の周波数成分（偶数次の高調波）で、インピーダンスがゼロになる。したがって、伝送線路Ｋ１には、高周波変換部１６が出力する高周波の偶数次の高調波（２次の高調波、４次の高調波など）の電流が流れて、スイッチング素子Ｑに発生する高調波成分の電圧を減衰させる。

【0059】

なお、高周波変換部１６は、図８に示すように、上記図７に示す高周波変換部１６の回路を２個正負対称に接続して、それぞれ一方の極性の信号のみを増幅するプッシュプル回路で構成してもよい。この場合も、各伝送線路Ｋ１により、スイッチング素子Ｑに発生する偶数次の高調波成分の電圧を減衰させることができるので、スイッチング素子Ｑに発生する電圧を抑制することができる。

【0060】

このように構成された非接触電力伝送システムＢの作用について、図９を用いて説明する。

【0061】

図９は、シミュレーションにおける、高周波変換部１６のスイッチング素子Ｑのドレイン電圧の波形（同図（ａ）参照）と従来のインバータ回路（Ｅ級アンプ）のスイッチング素子のドレイン電圧の波形（同図（ｂ）参照）とを示している。シミュレーションでは、高周波変換部１６に入力する直流電圧を２００Ｖ、高周波駆動信号Ｓ２の周波数（スイッチング周波数）を１３．５６ＭＨｚとして、高周波電源装置１に５０Ωの負荷を接続している。なお、図９（ｂ）は、図６（ｂ）に示す波形と同じものを転記しているため、その説明を省略する。また、図９（ａ）においても、直流電源部１１からの入力電圧を破線で記載している。

【0062】

上記伝送線路Ｋ１を設けた場合には、図９（ａ）に示すように、高周波変換部１６の直流入力電圧が２００Ｖであるのに対して、スイッチング素子Ｑがオフのときのドレイン電圧はおよび４００Ｖ（最大時）であり、直流入力電圧の約２．０倍に収まっている。以上のように、伝送線路Ｋ１を設けたことで、スイッチング素子Ｑに発生する電圧を抑制することが確認できた。

【0063】

以上のことから、本発明の第２実施形態に係る高周波電源装置１によると、伝送線路Ｋ１は、高周波変換部１６が出力する高周波の偶数次の高調波電流を短絡させている。これにより、スイッチング素子Ｑに発生する電圧に含まれる成分のうち、偶数次の高調波の分が削減されるので、電圧を抑制することができる。さらに、伝送線路Ｋ１を設けた場合、上記第１実施形態の高周波変換部１２の第２の共振回路ＬＣｓを設けた場合に比べ、２次の高調波だけでなく、４次，６次などの偶数次の高調波も減衰させることができるため、ドレイン電圧を第１実施形態よりさらに抑制することができる（図６（ａ），図９（ａ）参照）。

【0064】

また、第２実施形態に係る高周波電源装置１においても、上記第１実施形態と同様に、インピーダンス整合器１４および電源制御部１５が自動的にインピーダンスマッチングを行うため、反射波電力による、スイッチング素子Ｑに発生する電圧、および、スイッチング素子Ｑで発生する電力損失を抑制することができる。さらに、インピーダンス整合器１４を高周波電源装置１の内部に備えたことで、高周波電源装置１に接続する装置（負荷）に関わらず、効率良く高周波電力を供給し続けることが可能である。

【0065】

次に、本発明の第３実施形態に係る非接触電力伝送システムＣについて、説明する。第３実施形態に係る非接触電力伝送システムＣの全体構成は、上記第１実施形態に係る非接触電力伝送システムＡ（図１参照）と略同様であり、高周波変換部１２が高周波変換部１７に置き換わっている点で相違する。なお、上記第１実施形態および第２実施形態と同一または類似の構成については、同一の符号を付して、その説明を省略する。

【0066】

図１０は、高周波変換部１７の回路構成を示すである。図示するように、高周波変換部１７は、第１のコンデンサＣｆと、インダクタＬｆと、スイッチング素子Ｑと、ダイオードＤと、第２のコンデンサＣｓと、伝送線路部Ｋ２と、第１の共振回路ＬＣｆとを含んで構成される。したがって、高周波変換部１７は、第１実施形態に係る高周波変換部１２と回路構成が異なっており、第２の共振回路ＬＣｓの代わりに伝送線路部Ｋ２を用いている。

【0067】

伝送線路部Ｋ２は、高周波変換部１７が生成する高周波から、所定次数の高調波を減衰させるものである。伝送線路部Ｋ２は、伝送線路Ｋ２１および伝送線路Ｋ２２を備えている。伝送線路Ｋ２１は、一端がインダクタＬｆの出力側の端子と第１の共振回路ＬＣｆの入力側の端子との間に接続され、他端が開放された伝送線路である。伝送線路Ｋ２２は、一端がインダクタＬｆの出力側の端子と第１の共振回路ＬＣｆ１の入力側の端子との間に接続され、他端が短絡された伝送線路である。本実施形態においては、伝送線路Ｋ２１，Ｋ２２を、同軸ケーブルとしている。なお、伝送線路Ｋ２１，Ｋ２２は、同軸ケーブルに限定されず、例えば、同軸管、基板上に形成された線路などであってもよい。

【0068】

伝送線路Ｋ２１，Ｋ２２の長さは、高周波変換部１７が出力する高周波の、各伝送線路Ｋ２１，Ｋ２２における伝送波長の略８分の１の長さとしている。具体的には、第２実施形態に係る伝送線路Ｋ１と同一の同軸ケーブル（ポリエチレン製）を用いた場合、同様に計算すると、高周波変換部１７が出力する高周波の波長λは、λ＝（３．０×１０⁸）×（６６／１００）／（１３．５６×１０⁶）≒１４．６０［ｍ］となるので、伝送線路Ｋ２１，Ｋ２２の長さはともに、この波長λの略１／８の、１４．６０×（１／８）≒１．８［ｍ］となる。なお、上記第２実施形態と同様に、高周波変換部１７が出力する高周波の周波数が低ければ低いほど、伝送線路Ｋ２１，Ｋ２２の長さが長くなる。よって、当該伝送線路Ｋ２１，Ｋ２２を高周波電源装置１の筺体に収容するために、高周波変換部１７が出力する高周波の周波数は、６．７８ＭＨｚ以上であることが望ましい。

【0069】

図１１は、伝送線路部Ｋ２を、スイッチング素子Ｑのドレイン端子側から見たインピーダンスの大きさの周波数特性を示す図である。横軸が周波数を示しており、縦軸がインピーダンスの大きさを示している。同図に示すように、周波数ｆ（＝１３．５６ＭＨｚ）および周波数ｆの奇数倍の周波数で、インピーダンスが無限大になり、周波数ｆの偶数倍の周波数で、インピーダンスがゼロになっている。したがって、伝送線路部Ｋ２には、高周波変換部１７が出力する高周波の基本波および奇数次の高調波（３次高調波、５次高調波など）の電流は流れず、偶数次の高調波（２次高調波、４次高調波など）の電流が流れて、スイッチング素子Ｑに発生する偶数次の高調波成分の電圧を減衰させる。

【0070】

このように構成された高周波変換部１７は、伝送線路部Ｋ２を設けたことで、上記する第２実施形態に係る高周波変換部１６と同様に、スイッチング素子Ｑに発生する偶数次の高調波（２次高調波、４次高調波など）成分の電圧を減衰させる。すわなち、伝送線路部Ｋ２を設けた場合でも、上記第２実施形態に係る高周波電源装置１と同様の効果を奏することができる。したがって、スイッチング素子Ｑのドレイン電圧は、図９（ａ）に示す波形と同等の波形となり、スイッチング素子Ｑに発生する電圧を抑制することができる。

【0071】

なお、高周波変換部１７は、図１２に示すように、上記図１０に示す高周波変換部１７の回路を２個正負対称に接続して、それぞれ一方の極性の信号のみを増幅するプッシュプル回路で構成してもよい。この場合も、各伝送線路部Ｋ２により、スイッチング素子Ｑに発生する偶数次の高調波成分の電圧を減衰させることができるので、スイッチング素子Ｑに発生する電圧を抑制することができる。

【0072】

上記第１実施形態ないし第３実施形態において、直流電源部１１にＤＣ−ＤＣコンバータを備え、直流電源部１１から出力される直流電圧のレベルを変化させることで、高周波電源装置１から出力される高周波電力を、目標出力電力に制御する態様（パルス振幅変調（ＰＡＭ）制御）を説明したが、これに限定されない。例えば、高周波電力を出力する期間と出力しない期間との比率を変化させることで、高周波電源装置１から出力される高周波電力を目標出力電力に制御するパルス密度変調（ＰＤＭ）制御を行うようにしてもよい。具体的には、電源制御部１５は、高周波電源装置１から出力される高周波電力の所定期間内の平均値が目標出力電力となるように、高周波変換部１２（１６，１７）に対して、パルス信号を出力する期間と出力しない期間とを有する高周波駆動信号Ｓ２’を出力することで、実現される。

【0073】

この高周波駆動信号Ｓ２’の生成について、図１３を用いて説明する。電源制御部１５は、電力検出部１３から入力される進行波電力Ｐｆと目標出力電力Ｐｆｓとの電力差ΔＰｆ（＝Ｐｆｓ−Ｐｆ）を算出する。なお、このときの進行波電力Ｐｆは、所定期間（例えば、後述するキャリア信号Ｓｃの１周期）の平均値とする。そして、この電力差ΔＰｆに所定のフィードバックゲインを乗じ、このフィードバックゲインを乗じた電力差ΔＰｆ’と所定の周波数（例えば、４００Ｈｚ）のキャリア信号Ｓｃ（鋸波あるいは三角波）と比較する。その結果、電力差ΔＰｆ’がキャリア信号Ｓｃより大きいとき（期間Ｔ１）に、１３．５６ＭＨｚのパルス信号を発生させ、電力差ΔＰｆ’がキャリア信号Ｓｃ以下のとき（期間Ｔ２）には、１３．５６ＭＨｚのパルス信号を発生させない。これにより、パルス信号を出力する期間とパルス信号を出力しない期間とを有する高周波駆動信号Ｓ２’を生成することができる。

【0074】

ここで、目標出力電力Ｐｆｓを大きくすると、電力差ΔＰｆ’は大きくなるため、電力差ΔＰｆ’は、図１３（ａ）において、上方向に移動する。そのため、電力差ΔＰｆ’がキャリア信号Ｓｃより大きい期間Ｔ１が長くなり、高周波駆動信号Ｓ２’における、パルス信号を出力する期間が長くなる。一方、目標出力電力Ｐｆｓを小さくすると、電力差ΔＰｆ’は小さくなるため、電力差ΔＰｆ’は、図１３（ａ）において、下方向に移動する。そのため、電力差ΔＰｆ’がキャリア信号Ｓｃより大きい期間Ｔ１が短くなり、高周波駆動信号Ｓ２’における、パルス信号を出力する期間が短くなる。以上のことから、進行波電力Ｐｆと目標出力電力Ｐｆｓとの電力差ΔＰｆにより、高周波駆動信号Ｓ２’における、パルス信号を出力する期間と出力しない期間との比率が変化する。

【0075】

そして、電源制御部１５が、生成した高周波駆動信号Ｓ２’を高周波変換部１２（１６，１７）に入力することで、高周波変換部１２（１６，１７）から高周波電力が出力される期間と出力されない期間が生じる。このとき、高周波電力が出力される期間が長いと、高周波電力の平均値が大きくなり、反対に高周波電力が出力される期間が短いと、高周波電力の平均値は小さくなる。したがって、電源制御部１５は、ＰＤＭ制御により、所定期間内（例えば、キャリア信号の１周期）での高周波変換部１２（１６，１７）の出力電力の平均値を、目標出力電力Ｐｆｓに制御することができる。したがって、高周波電源装置１にＤＣ−ＤＣコンバータ等の電力制御機器を設ける必要がなく、高周波電源装置１の構成の簡素化を図ることができる。

【0076】

上記第１実施形態ないし第３実施形態において、本発明に係る高周波電源装置を非接触電力伝送システム（充電システム）に適用した態様を例に説明したが、これに限られない。本発明に係る高周波電源装置は、高周波電力を用いるあらゆるシステムに適用することができる。例えば、プラズマ処理システムの電源として用いたり、誘導加熱装置の電源として用いたりしてもよい。また、その他（充電システム以外）の用途の非接触電力伝送システムに適用してもよい。

【0077】

以上、本発明に係る高周波電源装置および非接触電力伝送システムについて説明したが、上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の特許請求の範囲を逸脱しなければ、各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

【符号の説明】

【0078】

Ａ，Ｂ，Ｃ 非接触電力伝送システム
１ 高周波電源装置
１１ 直流電源部
１２，１６，１７ 高周波変換部
Ｃｆ 第１のコンデンサ
Ｌｆ インダクタ
Ｑ スイッチング素子
Ｃｓ 第２のコンデンサ
ＬＣｆ 第１の共振回路
ＬＣｓ 第２の共振回路
Ｋ１ 伝送線路
Ｋ２ 伝送線路部
Ｋ２１，Ｋ２２ 伝送線路
１３ 電力検出部
１４，１４’ インピーダンス整合部
１４１ 検出器
１４２，１４３ 可変コンデンサ
１４４ インダクタ
１４５，１４６ モータ
１５ 電源制御部
２ 送電ユニット
Ｌ２ 送電コイル
Ｃ２ コンデンサ
３ 受電ユニット
Ｌ３ 受電コイル
Ｃ３ コンデンサ
４ 充電装置
５ バッテリ

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】