特許 6646070 電気式自動車用補助アセンブリおよび自動車用補助アセンブリの整流のための方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6646070

(24)【登録日】2020年1月14日

(45)【発行日】2020年2月14日

(54)【発明の名称】電気式自動車用補助アセンブリおよび自動車用補助アセンブリの整流のための方法

(51)【国際特許分類】

   H02P 6/18 20160101AFI20200203BHJP

【ＦＩ】

   H02P6/18

【請求項の数】10

【全頁数】8

(21)【出願番号】特願2017-559759(P2017-559759)

(86)(22)【出願日】2015年2月10日

(65)【公表番号】特表2018-504885(P2018-504885A)

(43)【公表日】2018年2月15日

(86)【国際出願番号】EP2015052746

(87)【国際公開番号】WO2016128028

(87)【国際公開日】20160818

【審査請求日】2017年10月3日

(73)【特許権者】

【識別番号】515069336

【氏名又は名称】ピアーブルグ パンプ テクノロジー ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング

【氏名又は名称原語表記】Ｐｉｅｒｂｕｒｇ Ｐｕｍｐ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ＧｍｂＨ

(74)【代理人】

【識別番号】100090022

【弁理士】

【氏名又は名称】長門 侃二

(72)【発明者】

【氏名】ヘンケ， トニ

【審査官】 上野 力

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０００−１０２２８３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０００−０１４０１６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 国際公開第２００７／０９７４２４（ＷＯ，Ａ１）

【文献】 特開平０８−１１６６８９（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００８−１６３９０４（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００４−２９８０００（ＪＰ，Ａ）

【文献】 国際公開第２００９／１３０８０８（ＷＯ，Ａ１）

【文献】 特開２０１２−１７８９５０（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１１−１４７３４３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平１１−７５３８９（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１４−１９９７１７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００４−２４２４６９（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｐ ６／１８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

１つの電子整流された駆動モータ（１６）を有する電気式自動車用補助アセンブリ（１３）であって、当該駆動モータのモータコイル（１７）は、１つの電子整流器構成体（１４）によって通流され、
前記整流器構成体（１４）は、１つの制御ユニット（３０）、および当該制御ユニット（３０）によって制御される複数のパワー半導体（Ｔ_１−Ｔ_４）を備え、
自動車バッテリ（１２）からのモータ電流経路（２１）の途中に１つのモータ電流検出部（２３）が配設されており、当該モータ電流検出部で、モータの通流の際にモータ電流Ｉ_Ｍに比例した電圧信号Ｕ_Ｍが降下し、そして当該モータ電流検出部（２３）と前記制御ユニット（３０）との間には、１つの高域通過部（２２）が配設されており、当該高域通過部の入力信号は、当該電圧信号Ｕ_Ｍであり、そして当該高域通過部の出力信号は、前記制御ユニット（３０）の制御信号であり、当該制御ユニットによって、１つのピーク信号（Ｔ）の入力の後で、当該ピーク信号がトリガ信号として検出されたら、これに続いて前記パワー半導体（Ｔ_１−Ｔ_４）の極性反転（Ｋ）用の信号が、遅延（ｄｔ）の後で前記パワー半導体に与えられる、
ことを特徴とする電気式自動車用補助アセンブリ。

【請求項2】

前記駆動モータ（１６）は、単相または３相で構成されていることを特徴とする、請求項１に記載の電気式自動車用補助アセンブリ。

【請求項3】

前記高域通過部（２２）は、８０Ｈｚを越える遮断周波数を備え、とりわけ好ましくは１２０Ｈｚを越える遮断周波数を備えることを特徴とする、請求項１または２に記載の電気式自動車用補助アセンブリ。

【請求項4】

前記高域通過部（２２）は、１つの低域通過部によって１つの帯域通過部となるように補完されていることを特徴とする、請求項１乃至３のいずれか１項に記載の電気式自動車用補助アセンブリ。

【請求項5】

前記制御ユニット（３０）は、１つの不感時間回路（３３）を備え、当該不感時間回路によって、前記ピーク信号（Ｔ）の検出の後、不感時間（ｔ_Ｔ）の間、前記入力信号がブランキングされ、当該不感時間は、前記極性反転が引き起こされるまでの前記遅延（ｄｔ）より長いことを特徴とする、請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電気式自動車用補助アセンブリ。

【請求項6】

前記不感時間（ｔ_Ｔ）は、１つの整流期間（ｔ_Ｋ）の２０％〜９０％となっていることを特徴とする、請求項５に記載の電気式自動車用補助アセンブリ。

【請求項7】

前記電気式自動車用補助アセンブリは、１つの流体ポンプであり、具体的には１つの水循環ポンプであることを特徴とする、請求項１乃至６のいずれか１項に記載の電気式自動車用補助アセンブリ。

【請求項8】

前記モータ電流検出部（２３）は、１つの半導体（２０）から構成されており、とりわけ好ましくは、１つの逆極性保護用半導体から構成されていることを特徴とする、請求項１乃至７のいずれか１項に記載の電気式自動車用補助アセンブリ。

【請求項9】

請求項１乃至８のいずれか１項に記載の特徴を有する電気式自動車用補助アセンブリ（１３）の整流のための方法であって、
トリガ信号（Ｔ）を検出した後、前記遅延（ｄｔ）が経過した時に、前記制御ユニット（３０）によって極性反転（Ｋ）が引き起こされるステップと、
不感時間（ｔ_Ｔ）の間、前記制御ユニットの入力信号（Ｅ）をブランキングするステップと、
を備えることを特徴とする自動車用補助アセンブリの整流のための方法。

【請求項10】

前記遅延（ｄｔ）および前記不感時間（ｔ_Ｔ）は、先行する整流期間（ｔ_Ｋ）の長さに依存して決定されることを特徴とする、請求項９に記載の自動車用補助アセンブリの整流のための方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、１つの電子整流の駆動モータを有する電気式自動車用補助アセンブリに関し、そしてこの駆動モータの整流のための方法に関する。本発明は、具体的には、但し限定する目的ではないが、自動車用ポンプアセンブリに関し、具体的には流体ポンプであり、そしてここでは具体的にはいわゆる水循環ポンプである。

【背景技術】

【0002】

駆動モータの電子整流のためには、固定子コイルの電流供給方向のそれぞれの反転を正しい時点で開始することができるように、この整流を制御する制御ユニットが、回転子位置情報を入手することができなければならない。この回転子位置情報を求めるために、１つ以上の独立したセンサ、たとえば磁場に反応するホールセンサが設けられてよく、これらのホールセンサは、永久磁石のモータ回転子あるいは別の発電機磁石の通過する磁場を検出する。

【0003】

しかしながら費用の関係から、独立したセンサをできるかぎり設けないことが強く望まれている。いわゆるセンサレス回転子位置検出は、モータ電流供給の強制停止期間において、上記の永久磁石回転子によって固定子コイルに誘起される誘導電圧、いわゆる起電力が評価され、そしてこの誘導電圧の時間的振舞いから、上記の回転子位置が推定される。確かにこの方法は、制御ユニットにそれほど高くない計算能力を必要とする。さらにこの方法はインダクタンスが小さい場合にのみ適用できる。これは大きなインダクタンスでは、干渉の無い起電力の誘導電圧が観察できるためには、電流供給停止期間が非常に長くなければならないからである。具体的には、小さな自動車用補助アセンブリ向けの小さな電気駆動モータ、たとえば水循環ポンプでは、しかしながら特に物理的な理由から通常大きなインダクタンスとなり、こうしてこの方法は、小さな駆動モータには適していない。

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

本発明の課題は、１つの電子整流モータを有する自動車用補助アセンブリならびにその制御用の方法を実現することであり、この自動車用補助アセンブリあるいはその制御用の方法は、簡単に構成されており、そして上記の制御ユニットにおいて僅かな計算作業を必要とするものである。

【課題を解決するための手段】

【0005】

これらの課題は本発明によれば、請求項１に記載の特徴を有する電気式自動車用補助アセンブリを用いて、あるいは請求項９の方法の特徴を用いて解決される。

【0006】

本発明による自動車用補助アセンブリは、モータ電流経路の途中に１つのモータ電流検出部（Motorstromabgriff）を備え、このモータ電流検出部では、モータ電流供給の際にこのモータ電流Ｉ_Mに比例して電圧信号が降下する。このモータ電流検出部は、パワー半導体（複数）の前段で電流方向に配設されていてよく、しかしながら代替としてその後段に配設されていてよい。これらのパワー半導体は上記の制御ユニットによって制御され、そして上記のモータコイルへの供給電圧を通電する。このモータ電流検出部で、これらのパワー半導体を介して上記のモータコイル(複数）へ流れる、あるいはこれらのモータコイルを流れる、全電力に等価な値が取得される。このモータ電流検出部で、上記の電圧信号が降下する。この電圧信号は、電気的にこのモータ電流検出部と上記の制御ユニットとの間に配設されている電気的な高域通過部への入力信号である。この高域通過部によって、上記のモータ電流Ｉ_Mに比例した電圧信号Ｕ_Mは、数学的な意味で微分され、こうしてこの高域通過部の出力信号は、ピーク信号の形態の実質的に急峻なモータ電流の立上りは示すが、変化の少ない立上りおよび直流部分はほとんどあるいは全く示さない。

【0007】

上記のモータ回転子の回転の際の上記のモータ電流の時間的変化は、このモータ回転子の極交代毎に、すなわち１つの回転子極が２つの固定子ティースのほぼ中央にある時点で、特異な現象が起こる。この時点において、関係する固定子ティースの誘導電圧が特に小さくなり、こうしてこれに関係する固定子ティースのモータ電流は、小さな逆起電力のために瞬時に上昇する。このような瞬時のモータ電流の上昇は、上記の高域通過部の出力信号において１つの高いピーク信号として出力される。

【0008】

この高域通過部の出力信号は、上記の制御ユニット用の制御信号であり、この制御ユニットによって、１つのピーク信号が入力された後に、１つの固定遅延時間または１つの可変遅延時間ｄｔの後に、これに続いて極性反転が行われる。この遅延時間はゼロであってよい。すなわちこの極交代のピーク信号は、これに続く、１つの固定遅延時間または１つの可変遅延時間ｄｔの後の、極性反転のトリガーとして用いられる。この遅延時間はゼロであってよい。この高域通過部の信号は、閾値設定された入力部を用いて、計算作業無しに上記の制御ユニットに読み込まれる。

【0009】

上記の制御ユニットは、上記の高域通過部から来る信号を最早評価および変換する必要なく、立上りを検出して評価する必要がない。これは上記の駆動モータの負荷状態が上記の高域通過部の出力信号に最早全く取り込まれないからである。すなわちこの制御ユニットは、この高域通過部の出力信号に関する評価作業から完全に解放されている。したがってこの制御ユニットに対しては、基本的に、比較的小さな計算能力あるいはクロック周波数を有するプロセッサを選択することができる。上記の高域通過部は、アナログ技術を用いて、いわゆるＲＣ回路によって、非常に簡単かつ安価に実現することができる。

【0010】

補完的に、１つのさらなる回転子位置センサが設けられていてよく、この回転子位置センサによって上記の冗長な回路を改善することができ、および／または回転方向を認識することができる。

【0011】

好ましくは、上記の駆動モータは単相で構成されており、こうして全てのモータコイルは前後に続いて直列にそして交代した巻線方向で接続されている。しかしながら上記の駆動モータは、３相で構成されていてもよい。

【0012】

１つの好ましい実施形態によれば、上記の高域通過部は、８０Ｈｚより高い遮断周波数を備え、とりわけ好ましくは１２０Ｈｚより高い遮断周波数を備える。本発明による高域通過部の典型的な遮断周波数は２００Ｈｚとなっている。

【0013】

好ましくは上記の高域通過部は、１つの低域通過部によって１つの帯域通過部となるように補完されている。この追加的な低域通過部（たとえば遮断周波数２０００Ｈｚ〜２０，０００Ｈｚの遮断周波数を備えてよい）によって、特に、上記の極交代のピーク信号の検出の際の制御を妨害しかねない妨害信号がフィルタ除去される。

【0014】

１つのとりわけ好ましい実施形態によれば、上記の制御ユニットは、原理的にはソフトウェアまたはタイマーユニットである、１つの不感時間回路を備え、この不感時間回路によって、極交代の信号ピークの検出の後に、上記の入力信号が不感時間ｔ_Tの間ブランキングされる。この不感時間は、上記の極交代の信号ピークとこれに続く上記の極性反転の間の遅延時間ｄｔよりも長くなっている。極性反転の際には、上記のモータ電流の極性が瞬時に変化し、こうして上記の高域通過部の出力には、１つの信号ピークが生成され、ただしこの信号ピークは上記の極交代によってもたらされるものではなく、むしろこのモータ電流の極性反転によってもたらされるものである。極性反転の信号ピークは、極交代の信号ピークとして解釈されてはいけないので、常に上記の不感時間ｔ_Tは、１つの極交代の信号ピークに続く極性反転の信号ピークが、誤って極交代の信号ピークあるいは整流器のトリガ信号として認識され得ることが無いように、設定される。上記の制御ユニットにおける不感時間の設定は、ほんの僅かな演算能力のみを必要とするものであり、こうしてこの制御ユニットは以上により負担がかかることがなく、あるいは比較的小さな演算能力を有する制御ユニットを使用することができる。

【0015】

本発明の１つの好ましい実施形態においては、上記の不感時間は可変であり、そして先行する整流期間の２０％〜６０％となっており、とりわけ好ましくは３０％〜５０％となっている。またこの先行する整流期間の長さから比例して生成される相対的な不感時間の設定および算出のためにも、比較的少ない演算能力のみが上記の制御ユニットで必要となる。この不感時間は、上記の回転子の質量慣性モーメントに依存して決定されてよい。

【0016】

上記のモータ電流検出部は、上記のモータ電流経路に配設された低抵抗の１つの直列抵抗の形態で構成されていてよく、すなわちいわゆる１つのシャントとなっている。好ましくはこのモータ電流検出部は、１つの半導体から構成されており、とりわけ好ましくは、特にとにかくもし得られるものであれば、１つの逆極性保護用半導体から構成されている。

【0017】

請求項９に記載されている、請求項１〜８のいずれか１つの特徴に関連した補助アセンブリを有する、自動車用補助アセンブリの整流のための方法には、以下の２つの方法ステップが設けられている。

【0018】

まず上記の極交代の信号ピーク発生後の遅延時間ｄｔが終了した後に、上記の制御ユニットによって、極性反転が引き起こされる。これと同時にこの制御ユニットの入力信号は、不感時間ｔ_Tの期間ブランキングされる。すなわち無視される。

【0019】

とりわけ好ましくは、上記の遅延時間ｄｔおよび不感時間ｔ_Tは、先行する整流期間Ｔ_Kの長さに依存して決定され、たとえば一定の比率で決定される。

【0020】

以下に本発明の実施形態例を、図を参照して詳細に説明する。

【図面の簡単な説明】

【0021】

【図1】１つの電子整流の駆動モータを有する、１つの電気式自動車用補助アセンブリを示す。

【図2】図１の駆動モータの整流器構成体の高域通過部の出力信号あるいは制御ユニットの入力信号の時間的な電圧変化を示す。

【0022】

図１は、１つの自動車バッテリ１２と１つの電子整流駆動モータ１６を有する１つの電気式自動車用補助アセンブリ１３とから成る１つの構成体１０を概略的に示す。この駆動モータ１６は、１つの電子整流器構成体１４によって整流され、そして機械的なポンプ部品１８を駆動する。この自動車用補助アセンブリ１３は、たとえば１つのいわゆる水循環ポンプであってよく、１００〜２００Wより小さな消費電力を有する。比較的小さな電力の低電圧駆動モータでは、この駆動モータ１６のモータコイル１７のインダクタンスが大きいことが一般的である。この自動車用補助アセンブリ１３あるいはこの駆動モータ１６は、自動車バッテリ１２と電気的に接続されており、ここでこの自動車バッテリ１２とこの補助アセンブリ１３との間には、必要によりこの補助アセンブリを接続および遮断する、１つの自動車制御部が配置されてよい。

【0023】

自動車バッテリ１２から供給される、モータコイル１７への、たとえば１２Ｖのオンボード電圧の接続は、４つのいわゆるＨブリッジに配設されたパワー半導体Ｔ₁〜Ｔ₄によって行われ、これらを介してモータコイル(複数）１７の電流供給が極性反転される。すなわちこれらのモータコイル１７の電流供給方向の切り替え、すなわち方向転換を行うことができる。これらのモータコイル１７は、単相で構成されている、すなわち互いに直列に回路接続されている。４つのパワー半導体Ｔ₁〜Ｔ₄は、１つの制御ユニット３０によって制御され、すなわち開閉され、そして、それぞれ２つの互いに対角方向にあるパワー半導体Ｔ₁，Ｔ₄；Ｔ₂，Ｔ₃が開かれ、そして他の２つのパワー半導体Ｔ₂，Ｔ₃；Ｔ₁，Ｔ₄が閉じられるように開閉される。

【0024】

この整流器構成体１４は、モータ電流経路２１の途中に、１つの半導体２０の形態の１つのモータ電流検出部２３を備え、この半導体ではそのオーム抵抗のために、モータ電流Ｉ_Mに比例した電圧信号Ｕ_Mだけ降下する。このモータ電流検出部の半導体２０は、たとえば１つの逆極性保護の半導体あるいはトランジスタであってよい。

【0025】

このモータ電流検出部２３から提供される電圧信号Ｕ_Mは、１つの高域通過部２２用の入力信号を形成し、この高域通過部は、アナログ回路技術で、約２００Ｈｚの遮断周波数を有する高域通過フィルタとして形成されている。この高域通過部２２の出力信号は、制御ユニット３０の入力信号Ｅとなっている。この高域通過部２２は、この電圧信号Ｕ_Mの時間的変化を微分する微分回路を形成している。

【0026】

高域通過部２２の出力信号すなわち制御ユニット３０の入力信号Ｅは、図２の時間的変化で示されている。最初の下向きのピーク信号Ｔは、モータ回転子の１つの回転子極あるいは全ての回転子極が、モータ固定子の２つの固定子極の間のほぼ中央部にある場合に、モータ電流Ｉ_Mおよびこれに比例した電圧信号Ｕ_Mが瞬時に上昇することによって起こる。したがってこのピーク信号は、極交代を正確かつ確実に示すものであり、これによって現在は、関連する回転子極が２つの固定子極の間にある配置であることが推定される。制御ユニット３０は、０Ｖと閾値Ｕ_Sとの間の全ての入力信号を遮断する。

【0027】

上記の極交代のピーク信号Ｔは、制御ユニット３０によって、極性反転のトリガ信号として解釈される。この極交代のピーク信号Ｔがこの制御ユニット３０によって許可用のトリガ信号として検出されるとすぐに、この制御ユニット３０によって、遅延時間ｄｔ後に、これに続く極性反転Ｋが引き起こされる。

【0028】

この制御ユニット３０は、１つの不感時間回路３３を備え、この不感時間回路によって、上記の極交代のピーク信号の検出の後、不感時間ｔ_Tの間、上記の入力信号Ｅがブランキングされる。この不感時間ｔ_Tは、上記の遅延時間ｄｔより長くなければならず、そしてたとえばこの制御ユニット３０によって最後に算出された整流期間ｔ_Kの一定の割合４０％となっている。

【0029】

上記の不感時間ｔＴの間は、上記の入力信号Ｅはブランキングされる。すなわち無視される。このようにして上記の極交代によって生成された極性反転のピーク信号は、上記の遅延時間ｄｔの発生直後に生成され、上記の極性反転によって生じ、誤って極交代のピーク信号として解釈され得ることはない。

【図1】

【図2】