特許 6649715 モータ制御装置及び洗濯機

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6649715

(24)【登録日】2020年1月21日

(45)【発行日】2020年2月19日

(54)【発明の名称】モータ制御装置及び洗濯機

(51)【国際特許分類】

   H02P 5/74 20060101AFI20200210BHJP

   D06F 33/30 20200101ALI20200210BHJP

【ＦＩ】

   H02P5/74

   D06F33/02 E

【請求項の数】6

【全頁数】13

(21)【出願番号】特願2015-154135(P2015-154135)

(22)【出願日】2015年8月4日

(65)【公開番号】特開2017-34897(P2017-34897A)

(43)【公開日】2017年2月9日

【審査請求日】2018年7月25日

(73)【特許権者】

【識別番号】503376518

【氏名又は名称】東芝ライフスタイル株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110000567

【氏名又は名称】特許業務法人 サトー国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】細糸 強志

【審査官】 若林 治男

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００６−１８０６０２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１４−１６５９８２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００５−１７６５３２（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｐ ５／７４

Ｄ０６Ｆ ３３／０２

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

複数のモータ駆動回路と、各モータ駆動回路をそれぞれＰＷＭ制御する複数の制御回路とが同一の回路基板上に配置されており、
前記制御回路は、各モータの電流を、対応するモータ駆動回路に配置されているシャント抵抗の端子電圧をＡ／Ｄ変換して検出し、
それぞれのモータ駆動回路によるスイッチング動作のタイミングと、前記Ａ／Ｄ変換の実行タイミングとがＡ／Ｄ変換にノイズとして影響を及ぼす状態になると、少なくとも何れか１つ以上の制御回路がＰＷＭキャリアの位相を変化させるモータ制御装置。

【請求項2】

前記制御回路は、少なくとも何れか１つ以上の電流検出値に基づいてＰＷＭキャリアの位相を変化させる請求項１記載のモータ制御装置。

【請求項3】

前記制御回路は、ＰＷＭ信号の出力を停止すると、キャリア周期の１／２の時間が経過した後にＰＷＭ信号の出力を再開することでＰＷＭキャリアの位相を変化させる請求項１記載のモータ制御装置。

【請求項4】

前記制御回路は、商用交流電源周期を利用して、キャリア周期を調整する請求項１記載のモータ制御装置。

【請求項5】

前記制御回路は、商用交流電源周期を監視し、前記周期が許容範囲を超えていると判断すると、前記調整を停止する請求項４記載のモータ制御装置。

【請求項6】

前記複数のモータと、請求項１から５の何れか一項に記載のモータ制御装置とを備える洗濯機。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、複数のモータ駆動回路と、各モータ駆動回路をそれぞれＰＷＭ制御する複数の制御回路とが同一の回路基板上に配置されているモータ制御装置，及び当該装置を備えてなる洗濯機に関する。

【背景技術】

【0002】

従来より、複数のモータを１つの制御回路でＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御して駆動する構成では、一方側で行われる電流検出値に対し、他方側の動作電流がノイズとなり影響を与えて誤作動（例えばエラー表示や異音の発生など）を生じることがある。このような誤作動を防止する技術として、例えば特許文献１がある。特許文献１では、複数のモータを駆動する複数のインバータ回路のＰＷＭ周期が同一又は整数倍となるようにキャリア信号振幅のピーク又はボトムにて同期させている。そして、各モータの相電流を検出するためにＡ／Ｄ変換を行うタイミングもＰＷＭ周期に同期させることで、一方の制御回路で行う電流検出に他方のＰＷＭスイッチングがノイズとして影響することを回避している。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【特許文献1】特許４６８２７２７号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

しかしながら、特許文献１のように、複数のＰＷＭ制御の周期を同期させるには、それぞれに使用するクロック信号の発振器を共通にする必要がある。特許文献１とは異なり、複数のモータを複数の制御回路（例えばマイクロコンピュータ）でＰＷＭ制御する構成では、それぞれの制御回路にクロック発振器が搭載されているため、特許文献１の構成を適用することが困難である。

【0005】

また、特許文献１と同様に、複数のモータを１つの制御回路で制御する場合には、当該制御回路に多数の出力ピンを設け、ＰＷＭタイマやＡ／Ｄ変換器を複数備える必要があり、選択肢が限られることになる。更に、基板の配線パターンについても、制御回路が１つであればグランドを１点に集中させるように配線するのが望ましい。しかしこの場合、使用するスイッチング素子の数が多くなるとグランド点までの配線距離が長くならざるを得ず、スイッチング動作で発生したノイズによる誤動作が発生し易くなる。

【0006】

そこで、複数のＰＷＭ制御の周期が異なっていても、Ａ／Ｄ変換にスイッチングノイズの影響が及ぶことを回避できるモータ制御装置，及び当該装置を備えてなる洗濯機を提供する。

【課題を解決するための手段】

【0007】

実施形態のモータ制御装置によれば、複数のモータ駆動回路と、各モータ駆動回路をそれぞれＰＷＭ制御する複数の制御回路とが同一の回路基板上に配置されており、前記制御回路は、各モータの電流を、対応するモータ駆動回路に配置されているシャント抵抗の端子電圧をＡ／Ｄ変換して検出し、それぞれのモータ駆動回路によるスイッチング動作のタイミングと、前記Ａ／Ｄ変換の実行タイミングとがＡ／Ｄ変換にノイズとして影響を及ぼす状態になると、少なくとも何れか１つ以上の制御回路がＰＷＭキャリアの位相を変化させる。

【図面の簡単な説明】

【0008】

【図1】第１実施形態であり、洗濯乾燥機における各モータの駆動制御系を概略的に示す図

【図2】ドラム式洗濯乾燥機の構成を示す縦断側面図

【図3】制御回路による処理の内容を、本実施形態の要旨に係る部分について示すフローチャート

【図4】ＰＷＭキャリア位相の調整処理を説明するタイミングチャート

【図5】ドラムモータの実電流波形及びそのＡ／Ｄ変換値と、コンプレッサモータの実電流波形とを示す図

【図6】図５に示すドラムモータの実電流波形について、ノイズ成分を抽出した波形を加えて示す図

【図7】図３に示す処理を実行した結果を示す図５相当図

【図8】特許文献１の動作を説明するタイミングチャート

【図9】特許文献１におけるグランド配線パターンをモデル的に示す図

【図10】本実施形態におけるグランド配線パターンをモデル的に示す図

【図11】第２実施形態であり、商用交流電源電圧のゼロクロス点の検出タイミングで実行される割込み処理を示すフローチャート

【発明を実施するための形態】

【0009】

（第１実施形態）
以下、第１実施形態について図１乃至図１２を参照して説明する。図２は、ドラム式洗濯乾燥機の構成を示す縦断側面図である。外箱１は前板と後板と左側板と右側板と底板と天板を有する中空状をなすものであり、外箱１の前板には貫通孔状の出入口２が形成されている。この外箱１の前板には扉３が装着されている。この扉３は使用者が前方から閉鎖状態および開放状態相互間で操作可能なもので、扉３の閉鎖状態では出入口２が閉鎖され、扉３の開放状態では出入口２が開放される。外箱１の内部には水受槽４が固定されている。この水受槽４は後面が閉鎖された円筒状をなすもので、軸心線ＣＬが前から後に向けて下降する傾斜状態に配置されている。この水受槽４は前面が開口するものであり、扉３の閉鎖状態では扉３が水受槽４の前面を気密状態に閉鎖する。

【0010】

水受槽４の後板には、水受槽４の外部に位置してドラムモータ５が固定されている。このドラムモータ５は速度制御可能なＤＣブラシレスモータからなり、ドラムモータ５の回転軸６は水受槽４の内部に突出している。この回転軸６は水受槽４の軸心線ＣＬに重ねて配置されたものであり、回転軸６には水受槽４の内部に位置してドラム７が固定されている。このドラム７は後面が閉鎖された円筒状をなすもので、ドラムモータ５の運転状態で回転軸６と一体的に回転する。このドラム７の前面は水受槽４の前面を介して出入口２に後方から対向しており、ドラム７の内部には扉３の開放状態で前方から出入口２と水受槽４の前面とドラム７の前面を通して洗濯物が出し入れされる。

【0011】

ドラム７には、複数の貫通孔８が形成されており、ドラム７の内部空間は複数の貫通孔８のそれぞれを通して水受槽４の内部空間に接続されている。このドラム７には複数のバッフル９が固定されている。これら複数のバッフル９のそれぞれはドラム７が回転することに応じて軸心線ＣＬを中心に円周方向へ移動するものであり、ドラム７内の洗濯物は複数のバッフル９のそれぞれに引掛かりながら円周方向へ移動した後に重力で落下することで撹拌される。

【0012】

外箱１の内部には、給水弁１０が固定されている。この給水弁１０は入口および出口を有するものであり、給水弁１０の入口は水道の蛇口に接続されている。この給水弁１０は給水弁モータ１１（図２参照）を駆動源とするものであり、給水弁１０の出口は給水弁モータ１１の回転量に応じて開放状態および閉鎖状態相互間で切換えられる。この給水弁１０の出口は、注水ケース１２に接続されており、給水弁１０の開放状態では水道水が給水弁１０を通して注水ケース１２内に注入され、給水弁１０の閉鎖状態では水道水が注水ケース１２内に注入されない。この注水ケース１２は外箱１の内部に水受槽４より高所に位置して固定されたものであり、筒状の注水口１３を有している。この注水口１３は水受槽４の内部に挿入されており、給水弁１０から注水ケース１２内に注入された水道水は注水口１３から水受槽４の内部に注入される。

【0013】

水受槽４には、最底部に位置して排水管１４の上端部が接続されており、排水管１４には排水弁１５が介在されている。この排水弁１５は排水弁モータ１６（図２参照）を駆動源とするものであり、排水弁モータ１６の回転量に応じて開放状態および閉鎖状態相互間で切換えられる。この排水弁１５の閉鎖状態では注水口１３から水受槽４内に注入された水道水が水受槽４内に貯留され、排水弁１５の開放状態では水受槽４内の水道水が排水管１４を通して水受槽４の外部に排出される。

【0014】

外箱１の底板には、水受槽４の下方に位置してメインダクト１７が固定されている。このメインダクト１７は前後方向へ指向する筒状をなすものであり、メインダクト１７の前端部には前ダクト１８の下端部が接続されている。この前ダクト１８は上下方向へ指向する筒状をなすものであり、前ダクト１８の上端部は水受槽４の内部空間に水受槽４の前端部で接続されている。メインダクト１７の後端部にはファンケーシング１９が固定されている。このファンケーシング１９は貫通孔状の吸気口２０および筒状の排気口２１を有するものであり、ファンケーシング１９の内部空間は吸気口２０を介してメインダクト１７の内部空間に接続されている。

【0015】

ファンケーシング１９には、ファンケーシング１９の外部に位置してファンモータ２２が固定されている。このファンモータ２２はファンケーシング１９の内部に突出する回転軸２３を有するものであり、回転軸２３にはファンケーシング１９の内部に位置してファン２４が固定されている。このファン２４は軸方向から空気を吸込んで径方向へ吐出する遠心式のものであり、ファンケーシング１９の吸気口２０はファン２４にファン２４の軸方向から対向し、ファンケーシング１９の排気口２１はファン２４にファン２４の径方向から対向している。

【0016】

ファンケーシング１９の排気口２１には、後ダクト２５の下端部が接続されている。この後ダクト２５は上下方向へ指向する筒状をなすものであり、後ダクト２５の上端部は水受槽４の内部空間に水受槽４の後端部で接続されている。これら後ダクト２５とファンケーシング１９とメインダクト１７と前ダクト１８と水受槽４は水受槽４の内部空間を始点および終点のそれぞれとする環状の循環ダクト２６を構成するものであり、扉３の閉鎖状態でファンモータ２２が運転されている場合にはファン２４が一定方向へ回転することに基づいて水受槽４内の空気が前ダクト１８内からメインダクト１７内を通してファンケーシング１９内に吸引され、ファンケーシング１９内から後ダクト２５内を通して水受槽４内に戻される。

【0017】

外箱１の内部には、コンプレッサ（圧縮機）２７が固定されている。このコンプレッサ２７は循環ダクト２６の外部に配置されたものであり、冷媒を吐出する吐出口および冷媒を吸込む吸込口を有している。このコンプレッサ２７はコンプモータ２８（図２参照）を駆動源とするものであり、コンプモータ２８は速度制御可能なＤＣブラシレスモータから構成されている。

【0018】

メインダクト１７の内部には、コンデンサ（凝縮器）２９が固定されている。このコンデンサ２９は空気を加熱するものであり、蛇行状に曲折する１本の冷媒管３０の外周面に板状をなす複数の加熱フィン３１のそれぞれを接触状態で固定することから構成されている。このコンデンサ２９の冷媒管３０はコンプレッサ２７の吐出口に接続されており、コンプモータ２８の運転状態ではコンプレッサ２７の吐出口から吐出された冷媒がコンデンサ２９の冷媒管３０内に進入する。

【0019】

図１は、ドラムモータ５，ファンモータ２２及びコンプモータ２８の駆動制御系を概略的に示すものである。インバータ回路３４（モータ駆動回路）は、６個のＩＧＢＴ（スイッチング素子）３５ａ〜３５ｆを三相ブリッジ接続して構成されており、各ＩＧＢＴ３５ａ〜３５ｆのコレクタ−エミッタ間には、フライホイールダイオード３６ａ〜３６ｆが接続されている。インバータ回路３４の各相出力端子は、ドラムモータ５の各相巻線に接続されている。

【0020】

下アーム側のＩＧＢＴ３５ｄ、３５ｅ、３５ｆのエミッタは、シャント抵抗３７ｕ、３７ｖ、３７ｗを介してグランドに接続されている。また、ＩＧＢＴ３５ｄ、３５ｅ、３５ｆのエミッタとシャント抵抗３７ｕ、３７ｖ、３７ｗとの共通接続点は、制御回路（マイクロプロセッサ，マイクロコンピュータ）４２Ａの入力端子に接続されている。

【0021】

制御回路４２Ａの内部では、図示しないが、オペアンプなどを含んで構成されレベルシフト回路により、シャント抵抗３７ｕ〜３７ｗの端子電圧を増幅すると共にその増幅信号の出力範囲が正側に収まるように（例えば、０〜＋３．３Ｖ）バイアスを与える。また制御回路４２Ａには、インバータ回路３４の上下アームが短絡した場合に回路の破壊を防止するために過電流検出を行なう機能がある。

【0022】

そして、ファンモータ２２に対しては、同様に構成されるインバータ回路３８（モータ駆動回路）及びシャント抵抗３９（ｕ，ｖ，ｗ）が配置され、コンプモータ２８に対しては、インバータ回路４０（モータ駆動回路）及びシャント抵抗４１（ｕ，ｖ，ｗ）が配置されている。インバータ回路３８及び４０の制御は、もう１つの制御回路４２Ｂ（マイクロプロセッサ，マイクロコンピュータ），短絡制御手段）によって行われ、制御回路４２Ａ，４２Ｂは、シリアル通信による双方向通信が可能となっている。

【0023】

制御回路４２Ａ，４２Ｂには、それぞれセラミック又は水晶発振子５３Ａ，５３Ｂが接続されており、それらは、制御回路４２Ａ，４２Ｂに内蔵されている発振回路に接続されている。一例として、制御回路４２Ａは１２．５ＭＨｚの発振信号を内部で８逓倍して１００ＭＨｚのクロックで動作しており、制御回路４２Ｂは８ＭＨｚの発振信号を内部で８逓倍して６４ＭＨｚのクロックで動作している。

【0024】

インバータ回路３４，３８，４０の入力側には、駆動用電源回路４３が接続されている。駆動用電源回路４３は、１００Ｖの交流電源に対し、一端側にリアクトル（誘導性リアクタ）４４を介して接続され、ダイオードブリッジで構成される全波整流回路４５と、全波整流回路４５の出力側に直列接続された２個のコンデンサ４６ａ、４６ｂとを備えている。コンデンサ４６ａ、４６ｂの共通接続点は、全波整流回路４５の入力端子の一方に接続されている。駆動用電源回路４３は、後述するリアクトル４４を用いた昇圧動作を行わない場合には、１００Ｖの交流電源を倍電圧全波整流し、約２８０Ｖの直流電圧をインバータ回路３４等に供給する。

【0025】

全波整流回路４５の入力端子には、同様にダイオードブリッジで構成されるもう１つの全波整流回路４７が並列に接続されており、全波整流回路４７の出力端子間には、ＩＧＢＴ４８が接続されている。ＩＧＢＴ４８のオンオフ制御は、制御回路４２Ｂが行う。また、全波整流回路４５の入力端子には、商用交流電源電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス点検出回路５４が接続されており、ゼロクロス点検出回路５４の出力端子は、制御回路４２Ａ，４２Ｂの割込み信号入力端子に接続されている。

【0026】

インバータ回路３４，３８の入力端子間には、それぞれ抵抗４９ａ及び４９ｂの直列回路、抵抗５０ａ及び５０ｂの直列回路が接続されており、それぞれの共通接続点は、制御回路４２Ａ，４２Ｂの入力端子に接続されている。制御回路４２Ａ，４２Ｂは、上記各共通接続点の電圧を参照することで、インバータ回路３４，３８に入力される駆動電源電圧を検知する。

【0027】

また、ドラムモータ５に対しては、ロータ位置を検出するため、例えばホールＩＣなどで構成される位置センサ５１（ｕ，ｖ，ｗ）が配置されており、位置センサ５１が出力するセンサ信号は、制御回路４２Ａに与えられている。また、交流電源とリアクトル４４との間には、例えば電流トランス（ＣＴ）などからなる電流センサ５２が介挿されており、電流センサ５２が出力するセンサ信号は、制御回路４２Ｂに与えられている。

【0028】

制御回路４２Ａ，４２Ｂは、モータ５，２２，２８の各相巻線に流れる電流を検出し、その電流値に基づいて２次側の回転磁界の位相θ及び回転角速度ωを推定すると共に、三相電流を直交座標変換及びｄｑ(direct-quadrature) 座標変換することで励磁電流成分Ｉｄ、トルク電流成分Ｉｑを得る。そして、制御回路４２Ａ，４２Ｂは外部より速度指令が与えられると、推定した位相θ及び回転角速度ω並びに電流成分Ｉｄ、Ｉｑに基づいて電流指令Ｉｄref 、Ｉｑref を生成し、それを電圧指令Ｖｄ、Ｖｑに変換すると直交座標変換及び三相座標変換を行なう。最終的には、駆動信号がＰＷＭ信号として生成され、インバータ回路３４，３８，４０を介してモータ５，２２，２８の各相巻線に出力される。

【0029】

以上の構成において、インバータ回路３４，制御回路４２Ａ及び４２Ｂ，駆動用電源回路４３，リアクトル４４，整流回路４７，ＩＧＢＴ４８は、駆動装置６０を構成している。また、少なくともインバータ回路３４，３８及び４０並びに制御回路４２Ａ及び４２Ｂは、同一の回路基板上に搭載されている。

【0030】

次に、本実施形態の作用について図３から図１０も参照して説明する。図８は特許文献１に開示されている技術であり、複数のインバータ回路（第１，第２モータ回路）におけるＰＷＭ出力周期とＡ／Ｄ変換タイミングとの同期をとることで、Ａ／Ｄ変換値に対するノイズの影響を低減している。すなわち、制御回路がＡ／Ｄ変換を行うタイミングと、ＰＷＭ信号に基づいてインバータ回路を構成するＩＧＢＴがスイッチング動作（ターンオン，ターンオフ）するタイミングとが重なることを回避している。

【0031】

図５は図８と同じ条件で、本実施形態の構成である２つの制御回路４２Ａ及び４２Ｂにより、ドラムモータ５（図中のＤＤモータ）とコンプモータ２８とをそれぞれのインバータ回路３４，４０で駆動した場合の、ドラムモータ５側のＡ／Ｄ変換値ノイズ波形を示す。ＰＷＭ搬送波は脱水モータ側が１５．６ｋＨｚ，コンプモータ２８側が７．８ｋＨｚで２：１の関係である。しかしながら、制御回路４２Ａ，４２Ｂにそれぞれ接続されている発振子５３Ａ，５３Ｂが固有の誤差を持っているため、ＰＷＭ周期の相互関係が徐々にずれた結果、周期的にＡ／Ｄ変換値のノイズが多くなる現象が発生している期間を捉えている。

【0032】

また、そのノイズ量は、図６に示すように、１回前のＡ／Ｄ変換値との差分を計算することでモータ電流値を消去して、ノイズ成分だけを抽出することができる（ノイズ抽出波形）。これにより、ノイズ量の大小判定が可能になる。

【0033】

図３は、制御回路４２Ａによる処理の内容を、本実施形態の要旨に係る部分について示すフローチャートであり、１２８μｓ毎に実行される割り込み処理である。まず、制御回路４２Ａはドラムモータ５の各相電流をＡ／Ｄ変換してサンプリングし（Ｓ１）、サンプリングした各相電流に基づいてベクトル制御処理を行う（Ｓ２）。

【0034】

次に、例えばＵ相電流について今回サンプリングした電流と前回サンプリングした電流との差分値を計算し（Ｓ３）、その差分値の絶対値を、例えばアキュムレータ等を用いて加算する（Ｓ４）。加算回数が２０回に達しなければ（Ｓ５；ＮＯ）処理を終了してメインルーチン（図示せず）にリターンする。

【0035】

ステップＳ４における加算回数が２０回に達すると（Ｓ５；ＹＥＳ）、累積された加算値を加算回数で除して平均値を計算する（Ｓ６）。そして、前回の判定時から５０ｍｓ経過していることを条件として、前記平均値が０．３Ａ以上か否かを判断する（Ｓ７）。ここで、「前回の判定時から５０ｍｓ経過していること」を条件としているのは、例えば図６において発生しているノイズの周期は２００ｍｓ程度である。これに対して、前回の判定時から例えば５０ｍｓのような短時間内に再度のノイズの発生を捉えた場合は、誤検出の可能性極めて高いからである。

【0036】

ステップＳ７において平均値が０．３Ａ未満であれば（ＮＯ）処理を終了してメインルーチンにリターンする。一方、平均値が０．３Ａ以上であれば（ＹＥＳ）ＰＷＭ信号の出力を一旦停止し（Ｓ８）、ＰＷＭキャリアの位相を半周期ずらしてＰＷＭ信号の出力を再開する（Ｓ９）。ここでのＰＷＭキャリアの位相を半周期ずらす処理は、具体的には制御回路４２ＡがＰＷＭキャリアを出力するためのカウンタに、半周期に相当するカウンタ値を書き込むことで行う。

【0037】

以上の処理により、図４の上段側に示すＰＷＭ信号に基づくインバータ回路４０におけるスイッチング動作が、図４の下段側に示す、制御回路４２Ａが行う電流のＡ／Ｄ変換処理にノイズとして影響を及ぼす状態になると（Ｓ７；ＹＥＳ）、制御回路４２ＡがＰＷＭ信号の出力を一旦停止し（Ｓ８）、ＰＷＭキャリアの位相を半周期ずらして出力を再開する（Ｓ９）。これにより、制御回路４２ＡがＡ／Ｄ変換行うタイミングとインバータ回路４０側でスイッチング動作が行われるタイミングとが重複しなくなり、Ａ／Ｄ変換処理に影響を及ぼす状態が解消される。その結果、図７に示すように、ノイズ抽出波形の振幅が低減されている。

【0038】

ここで、図９は、特許文献１のように、２つのモータ（１，２）に対応する駆動回路であるＩＰＭ（Intelligent Power Module:１，２）を１つのマイコン（制御回路）で制御する構成について、シャント抵抗周りのグランド配線パターンをモデル的に示している。この場合、全てのグランド配線を１点に集中させようとすれば配線が長くなるため、グランド点との電位差が大きくなり、誤動作が発生する可能性がより高くなる。

【0039】

これに対して図１０は、本実施形態のように２つのマイコンで制御する場合であり、それぞれのグランドが独立しているので（図中に示す丸数字の１，２）、シャント抵抗周りのグランド配線が短くなりインダクタンスが減少し、誤動作が発生する可能性がより低くなる。また、スイッチング時に当該部分で発生するノイズも減少する。

【0040】

以上のように本実施形態によれば、インバータ回路３４，３８及び４０と、制御回路４２Ａ及び４２Ｂとを同一の回路基板上に配置し、制御回路４２Ａ及び４２Ｂは、各モータ５，２２及び２８の電流を、対応するインバータ回路３４，３８及び４０に配置されているシャント抵抗３７，３９及び４１の端子電圧をＡ／Ｄ変換して検出する。そして、インバータ回路４０がスイッチング動作するタイミングと制御回路４２ＡがＡ／Ｄ変換を行うタイミングとが一致することを回避するため、制御回路４２ＡがＰＷＭキャリアの位相を変化させる。

【0041】

したがって、制御回路４２Ａ，４２ＢそれぞれのＰＷＭ周期が異なっていても、スイッチングノイズによる相互干渉を減少させることができる。また、制御回路４２Ａ，４２Ｂがそれぞれ実行するＡ／Ｄ変換のグランドを分けることができるので、グランドの配線長を短くでき、スイッチング時のノイズ発生を低減して、インバータ回路３４，３８及び４０と、これらのゲート駆動回路及び保護回路等を含むＩＰＭの誤動作を防ぐことができる。加えて、制御回路４２Ａ，４２Ｂに使用するマイコンは小型のものでも良いので、設計時における部品の選択肢が増加する。

【0042】

（第２実施形態）
以下、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。図１１は、図１に示すゼロクロス点検出回路５４が商用交流電源電圧のゼロクロス点を検出することで、制御回路４２Ａに前記検出信号の立下りエッジが入力される毎に実行される割り込み処理である。制御回路４２Ａは、当該処理を初回に実行する場合は（Ｓ１１；ＹＥＳ）、内蔵されているクロックの分周タイマを起動して割込み間隔の計測を開始し（Ｓ２２）、処理を終了してリターンする。

【0043】

割り込み処理が２回目以降になると（Ｓ１１；ＮＯ）、続いて当該処理が１０回目に到達したか否かを判断し（Ｓ１２）、１０回目に到達していなければ（ＮＯ）処理を終了してリターンする。割り込み処理が１０回目に到達すると（ＹＥＳ）計測を終了し（Ｓ１３）、タイマ値を読み出す（Ｓ１４）。そして、タイマ値が１８３ｍｓ相当値以上か否かを判断し（Ｓ１５）、１８３ｍｓ相当値以上であれば交流電源周波数が５０Ｈｚの地区であると判別する（Ｓ１６）。この場合、更にタイマ値が１９５ｍｓ〜２０５ｍｓの範囲にあるか否かを判断し（Ｓ１７）、前記範囲内にあれば（ＹＥＳ）制御回路４２Ａのクロックより生成したＰＷＭキャリアの周期を補正する（Ｓ１８）。

【0044】

また、ステップＳ１５において、タイマ値が１８３ｍｓ相当値未満であれば（ＮＯ）交流電源周波数が６０Ｈｚの地区であると判別する（Ｓ１９）。この場合、更にタイマ値が１６２ｍｓ〜１７３ｍｓの範囲にあるか否かを判断し（Ｓ２０）、前記範囲内にあれば（ＹＥＳ）ステップＳ１８に移行する。尚、ステップＳ１９，Ｓ２０における判断は、商用交流電源周期の監視に相当する。

【0045】

ステップＳ１８における補正値（補正係数）は、各地区毎に以下のように決定する。
５０Ｈｚ地区：補正値＝（タイマ値）／２００ｍｓ
６０Ｈｚ地区：補正値＝（タイマ値）／１６７ｍｓ
尚、ステップＳ１７，Ｓ２０で（ＮＯ）と判断した場合は、補正値を「１」とする（Ｓ２１）。そして、このように決定した補正値を、キャリア波周期を設定するタイマ値に対して乗じることでキャリア周期の調整を行う。

【0046】

すなわち、ステップＳ１４で得られるタイマ値は、交流電源周期の１０倍相当値であるから、５０Ｈｚ，６０Ｈｚに対応する正確な値はそれぞれ２００ｍｓ，１６７ｍｓ相当値である。したがって、タイマ値が正確であればステップＳ１８における補正値は「１」となり実質的に調整は行われず、誤差があれば「１」以外の値となってタイマ値が調整される。

【0047】

また、ステップＳ１７，Ｓ２０で（ＮＯ）と判断するケースは、タイマによる交流電源周波数のカウント値が、調整を行う前提とする許容範囲を超えている状態である。したがって、そのような結果に基づいて調整を行うことを回避するため、補正値を「１」に設定している。

【0048】

以上のように第２実施形態によれば、制御回路４２Ａは、商用交流電源周期を利用して、ＰＷＭキャリアの周期を調整するようにした。すなわち、商用交流電源周期は比較的安定しているので、その周期に基づけばキャリア周期の調整を正確に行うことができる。この場合、制御回路４２Ａは、商用交流電源周期を監視し、その周期が許容範囲を超えていると判断すると調整を停止する。これにより、制御回路４２Ａが監視している商用交流電源周期が許容範囲を超えた場合に、誤った調整を行うことを回避できる。

【0049】

（その他の実施形態）
制御回路４２Ｂ側が、ＰＷＭキャリアの位相を変化させても良い。
ＰＷＭキャリアの位相を変化させる際にＰＷＭ信号の出力を再開する時間は、キャリア周期の１／２に限ることなく、個別の設計に応じて適宜変更すれば良い。
半導体スイッチング素子は、ＩＧＢＴに限ることなく、バイポーラトランジスタやＭＯＳＦＥＴを用いても良い。
乾燥機能を持たない洗濯機に適用しても良い。また、洗濯機以外のモータに適用しても良い。

【0050】

制御回路の動作クロック周波数や、割込み処理の周期などは一例であり、個別の設計に応じて適宜変更すれば良い。
第１実施形態のステップＳ６での平均値を求めるための、ステップＳ５における回数の設定も、適宜変更して良い。
また、第２実施形態におけるステップＳ１５，Ｓ１７，Ｓ２０のタイマ値は、ステップＳ１２における回数の設定や、許容範囲をどの程度に設定するかに応じて変更すれば良い。
３つ以上の制御回路がＰＷＭ制御する場合には、ノイズの影響を回避するため２つ以上の制御回路がＰＷＭキャリアの位相を変化させても良い。

【0051】

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

【符号の説明】

【0052】

図面中、５はドラムモータ、７はドラム、２２はファンモータ、２７はコンプレッサ、２８はコンプモータ、４２は制御回路、３４，３８，４０はインバータ回路（モータ駆動回路）、６０は駆動装置を示す。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】