特許 6679042 充電器及び充放電器

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6679042

(24)【登録日】2020年3月23日

(45)【発行日】2020年4月15日

(54)【発明の名称】充電器及び充放電器

(51)【国際特許分類】

   H02J 7/02 20160101AFI20200406BHJP

   H02M 3/155 20060101ALI20200406BHJP

   H02M 3/28 20060101ALI20200406BHJP

   H02M 7/10 20060101ALI20200406BHJP

【ＦＩ】

   H02J7/02 H

   H02M3/155 P

   H02M3/28 P

   H02M7/10 B

   H02M3/28 F

   H02M3/28 Q

   H02M3/155 Q

【請求項の数】7

【全頁数】34

(21)【出願番号】特願2016-42750(P2016-42750)

(22)【出願日】2016年3月4日

(65)【公開番号】特開2017-158411(P2017-158411A)

(43)【公開日】2017年9月7日

【審査請求日】2018年12月28日

(73)【特許権者】

【識別番号】503361400

【氏名又は名称】国立研究開発法人宇宙航空研究開発機構

(73)【特許権者】

【識別番号】504203572

【氏名又は名称】国立大学法人茨城大学

(73)【特許権者】

【識別番号】390033385

【氏名又は名称】日本蓄電器工業株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100086771

【弁理士】

【氏名又は名称】西島 孝喜

(74)【代理人】

【識別番号】100088694

【弁理士】

【氏名又は名称】弟子丸 健

(74)【代理人】

【識別番号】100094569

【弁理士】

【氏名又は名称】田中 伸一郎

(74)【代理人】

【識別番号】100067013

【弁理士】

【氏名又は名称】大塚 文昭

(74)【代理人】

【識別番号】100109070

【弁理士】

【氏名又は名称】須田 洋之

(74)【代理人】

【識別番号】100109335

【弁理士】

【氏名又は名称】上杉 浩

(74)【代理人】

【識別番号】100120525

【弁理士】

【氏名又は名称】近藤 直樹

(74)【代理人】

【識別番号】100158469

【弁理士】

【氏名又は名称】大浦 博司

(72)【発明者】

【氏名】久木田 明夫

(72)【発明者】

【氏名】鵜野 将年

(72)【発明者】

【氏名】伊藤 和重

(72)【発明者】

【氏名】関戸 謹

【審査官】 早川 卓哉

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１４−２３３１２８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００５−０１１７９８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１５−０５６００３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１２−０９０３６６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特公昭４６−０２０９７９（ＪＰ，Ｂ１）

【文献】 米国特許出願公開第２００９／０２７３３２１（ＵＳ，Ａ１）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｊ７／００−７／１２

Ｈ０２Ｊ７／３４−７／３６

Ｈ０２Ｍ３／００−３／４４

Ｈ０２Ｍ７／００−７／４０

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）のキャパシタの各々に対して、２つの直列接続されたダイオードを並列に接続し、更に、該２つの直列接続されたダイオードの各々における中間点に中間キャパシタを接続した、多段倍電圧整流回路と、
スイッチ切り替えにより動作し、スイッチ切り替えに応じて変動する第１の電圧が印加されるコンバータ内インダクタを備えたスイッチングコンバータと、
前記スイッチングコンバータの出力部と前記多段倍電圧整流回路との間に接続された中間インダクタであって、前記スイッチの切り替え状態のうち少なくとも一つの状態において該スイッチングコンバータを流れる電流経路上に配置されたことにより、スイッチ切り替えに応じて変動する第２の電圧が印加される、中間インダクタと
を備え、
前記スイッチングコンバータの前記出力部と前記多段倍電圧整流回路との間にはトランスが接続されず、
前記スイッチングコンバータの前記出力部に、前記中間インダクタを介して、前記直列接続された第１から第ｎのキャパシタを接続することにより、該スイッチングコンバータから該中間インダクタを介して出力される電圧によって該第１から第ｎのキャパシタを充電するとともに、
前記中間インダクタから前記多段倍電圧整流回路に入力される電圧で該多段倍電圧整流回路が動作することにより、該第１から第ｎのキャパシタを充電する
よう構成された、充電器。

【請求項2】

前記スイッチングコンバータとして降圧型ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）コンバータを用いる、請求項１に記載の充電器。

【請求項3】

前記スイッチングコンバータとして昇圧型ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）コンバータを用いる、請求項１に記載の充電器。

【請求項4】

前記スイッチングコンバータとしてＺｅｔａコンバータを用いる、請求項１に記載の充電器。

【請求項5】

前記スイッチングコンバータとしてハーフブリッジコンバータを用いる、請求項１に記載の充電器。

【請求項6】

前記スイッチングコンバータの出力部と前記多段倍電圧整流回路との間に共振キャパシタが更に接続されることにより、前記中間インダクタと該共振キャパシタが共振回路を構成する、請求項１乃至５のいずれか一項に記載の充電器。

【請求項7】

請求項１乃至６のいずれか一項に記載の充電器において前記スイッチングコンバータとして双方向スイッチングコンバータを用いることにより構成される、充放電器。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、複数個の蓄電セル（二次電池や電気二重層キャパシタ等）の直列接続により構成される蓄電セルストリングにおいて、各蓄電セルの電圧を均等化しつつ充電を行う充電器、充放電器（統合型コンバータ）に関する。

【背景技術】

【0002】

二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電セルは、所望の電圧を得るために複数個のセルを直列に接続することにより蓄電セルストリングを構成して使用される。蓄電セルストリングにおいては繰り返し充放電を行ううちに、各セルの容量、内部抵抗、環境温度、自己放電等のばらつきに起因したセル電圧のばらつきが発生する。一般的に電圧ばらつきが発生した蓄電セルストリングにおいては、劣化の加速的進行および利用可能エネルギーの低下等といった問題が発生する。このような問題を解消するために、各種の電圧均等化回路が提案されている。

【0003】

回路構成の簡素な均等化回路として図１に示す多段倍電圧整流回路を用いた均等化回路が提案されている（特許文献１，非特許文献１）。従来の多くの方式ではセルの数に比例した複数個のスイッチが必要であったのに対して、多段倍電圧整流回路を用いた均等化回路では必要となるスイッチの数が２つのみであるため、回路構成を飛躍的に簡素化することが可能である。更に、図２に示すように、この多段倍電圧整流回路を用いた均等化回路とコンバータ（充放電器）を一体化した統合化方式も報告されている（特許文献２，非特許文献２）。コンバータ内のスイッチングノードにおいて副次的に発生する矩形波電圧を利用して多段倍電圧整流回路を駆動させることで、均等化回路としてはスイッチレスの回路構成することができるため、回路構成の更なる簡素化が可能になる。さらに、均等化回路とコンバータの一体化によりシステム構成の簡素化も見込める。

【0004】

上記のコンバータと均等化回路を一体化させた統合化方式は回路構成とシステム構成の簡素化という観点から非常に有用なものであるが、欠点としてトランス（変圧器）が不可欠であるという点が挙げられる。上記統合化方式は、コンバータのスイッチングノードで発生している矩形波電圧の電圧振幅をトランスによりいったん小さな矩形波電圧に変換しておき、その変換された矩形波電圧によりコンデンサとダイオードにより構成される多段倍電圧整流回路を駆動するものである。トランスを用いなくとも多段倍電圧整流回路の駆動は可能であるが、多段倍電圧整流回路に印加される矩形波電圧の振幅が大きいが故に多段倍電圧整流回路内に過大な電流が発生し大きな損失に繋がり実用的でなくなってしまう。

【0005】

これに関し、トランスを用いて矩形波電圧の振幅を調節することで過大電流の発生を防止することができるが、トランスの巻線比は蓄電セルの直列接続数やコンバータの入出力電圧に応じて適切に決定する必要がある。言い換えると、何らかの理由により蓄電セルの直列接続数に変更が生じた際にはトランスの再設計が必要となる。一般に、任意の仕様を満たすトランスは存在しない、即ちカタログ品が存在しないため、仕様に応じて適宜設計を行う必要があるが、一般にトランスは設計が困難な素子である。よって、用途等によって蓄電セルの直列接続数に変更が生じた際に迅速な設計変更が困難であるため、このコンバータと均等化回路を一体化した統合化方式は設計性や拡張性の観点で課題が残る。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0006】

【特許文献1】特開２０１３−１８３５５７号公報

【特許文献2】特開２０１４−２３３１２８号公報

【非特許文献】

【0007】

【非特許文献1】Masatoshi uno and Akio Kukita, “Double-switch series-resonant cell-voltage equalizer using a voltage multiplier for series-connected energy storage cells”, Electrical Engineering Japan, Vol. 189, No. 3, pp. 41-51, Nov. 2014.

【非特許文献2】Masatoshi uno and Akio Kukita, “Bidirectional PWM converter integrating cell voltage equalizer using series-resonant voltage multiplier for series-connected energy storage cells”, IEEE Trans. Power Electronics, Vol. 30, No. 6, pp. 3077-3090, Jun. 2015.

【非特許文献3】鵜野将年、久木田明夫 “直列共振形多段倍電圧整流回路を用いた二石式セルバランス回路−充放電器との統合化に適した動作モードについての検討−,” 電子情報通信学会（電子通信エネルギー研究会）、信学技報告vol.114, no.63, pp.7-12.

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0008】

本発明はこのような背景の下でなされたものである。本発明は、コンバータと多段倍電圧整流回路との間にトランスを用いる必要がない、コンバータと均等化回路との統合方式を提供し、また均等化回路内に過大な電流が流れることを防止できる方式を提供することを課題とする。

【課題を解決するための手段】

【0009】

上記課題を解決するため、本発明は、直列接続された第１から第ｎ（ｎは２以上の整数）のキャパシタの各々に対して、２つの直列接続されたダイオードを並列に接続し、更に、２つの直列接続されたダイオードの各々における中間点に中間キャパシタを接続した、多段倍電圧整流回路と、スイッチ切り替えにより動作し、スイッチ切り替えに応じて変動する第１の電圧が印加されるコンバータ内インダクタを備えたスイッチングコンバータと、スイッチングコンバータの出力部と多段倍電圧整流回路との間に接続された中間インダクタであって、スイッチの切り替え状態のうち少なくとも一つの状態においてスイッチングコンバータを流れる電流経路上に配置されたことにより、スイッチ切り替えに応じて変動する第２の電圧が印加される、中間インダクタとを備え、スイッチングコンバータの出力部に、中間インダクタを介して、直列接続された第１から第ｎのキャパシタを接続することにより、スイッチングコンバータから中間インダクタを介して出力される電圧によって第１から第ｎのキャパシタを充電するとともに、中間インダクタから多段倍電圧整流回路に入力される電圧で多段倍電圧整流回路が動作することにより、第１から第ｎのキャパシタを充電するよう構成された、充電器を提供する。

【0010】

上記充電器によれば、コンバータ内インダクタ，中間インダクタのインダクタンスの比を調整する等して、トランスを用いることなく、多段倍電圧整流回路に流れる電流が過大となることを防止できる。

【0011】

スイッチングコンバータとしては、降圧型ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）コンバータ、昇圧型ＰＷＭコンバータ、Ｚｅｔａコンバータ、ハーフブリッジコンバータ等、任意のスイッチングコンバータを用いることができる。

【0012】

スイッチングコンバータの出力部と多段倍電圧整流回路との間に共振キャパシタが更に接続されることにより、中間インダクタと共振キャパシタが共振回路を構成するよう、上記充電器を構成することができる。

【0013】

コンバータ内インダクタと中間インダクタとが同一のコアに対して巻回されることによりカップルドインダクタを形成するよう、上記充電器を構成することができる。

【0014】

さらに、本発明の充電器においてスイッチングコンバータとして双方向スイッチングコンバータを用いることにより、充放電器を構成することができる。

【発明の効果】

【0015】

本発明が教示するトランスレス均等化回路統合型コンバータによれば、トランスを用いることなくコンバータと均等化回路の一体化が可能である。トランスレスの回路構成であるため、蓄電セルの直列接続数に変更が生じた際においても柔軟に迅速に設計変更が可能であるため、従来の方式と比較して優れた拡張性と設計柔軟性を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【0016】

【図1】多段倍電圧整流回路を用いた従来の均等化回路の回路図。

【図2】多段倍電圧整流回路を用いた均等化回路とコンバータ（充放電器）を一体化した従来の統合型コンバータの回路図。

【図3a】本発明の充電器、充放電器において用いることができる、降圧型コンバータの回路図。

【図3b】本発明の充電器、充放電器において用いることができる、昇圧型コンバータの回路図。

【図3c】本発明の充電器、充放電器において用いることができる、昇降圧コンバータの回路図。

【図3d】本発明の充電器、充放電器において用いることができる、ＳＥＰＩＣコンバータの回路図。

【図3e】本発明の充電器、充放電器において用いることができる、Ｚｅｔａコンバータの回路図。

【図3f】本発明の充電器、充放電器において用いることができる、Ｃｕｋコンバータの回路図。

【図4a】降圧型コンバータの動作時における、スイッチＱがオンの時の電流経路を示す図。

【図4b】降圧型コンバータの動作時における、スイッチＱがオフの時の電流経路を示す図。

【図5】多段倍電圧整流回路の一例を示す回路図。

【図6a】図５に示す多段倍電圧整流回路の矩形波状電圧による動作時における、モード１の電流経路を示す図。

【図6b】図５に示す多段倍電圧整流回路の矩形波状電圧による動作時における、モード２の電流経路を示す図。

【図7】図５に示す多段倍電圧整流回路の等価回路の回路図。

【図8a】図５に示す多段倍電圧整流回路の、別の入力位置からの矩形波状電圧による動作時における、モード１の電流経路を示す図。

【図8b】図５に示す多段倍電圧整流回路の、別の入力位置からの矩形波状電圧による動作時における、モード２の電流経路を示す図。

【図9】本発明の第１の実施形態である、降圧型コンバータ、共振回路、多段倍電圧整流回路を用いた均等化機能付充電器に、直列接続された蓄電セルＢ１〜Ｂ４を接続したシステムの回路図。

【図10】図９に示したトランスレス均等化回路統合型コンバータの理論動作波形。

【図11a】図９に示したトランスレス均等化回路統合型コンバータの動作時における電流経路（モード１）

【図11b】図９に示したトランスレス均等化回路統合型コンバータの動作時における電流経路（モード２）

【図11c】図９に示したトランスレス均等化回路統合型コンバータの動作時における電流経路（モード３）

【図11d】図９に示したトランスレス均等化回路統合型コンバータの動作時における電流経路（モード４）

【図11e】図９に示したトランスレス均等化回路統合型コンバータの動作時における電流経路（モード５）

【図11f】図９に示したトランスレス均等化回路統合型コンバータの動作時における電流経路（モード６）

【図12a】昇圧型コンバータの動作時における、スイッチＱがオンの時の電流経路を示す図。

【図12b】昇圧型コンバータの動作時における、スイッチＱがオフの時の電流経路を示す図。

【図13】本発明の第２の実施形態である、昇圧型コンバータ、共振回路、多段倍電圧整流回路を用いた均等化機能付充電器に、直列接続された蓄電セルＢ１〜Ｂ４を接続したシステムの回路図。

【図14】図１３に示したトランスレス均等化回路統合型コンバータの理論動作波形。

【図15a】図１３に示したトランスレス均等化回路統合型コンバータの動作時における電流経路（モード１）

【図15b】図１３に示したトランスレス均等化回路統合型コンバータの動作時における電流経路（モード２）

【図15c】図１３に示したトランスレス均等化回路統合型コンバータの動作時における電流経路（モード３）

【図15d】図１３に示したトランスレス均等化回路統合型コンバータの動作時における電流経路（モード４）

【図15e】図１３に示したトランスレス均等化回路統合型コンバータの動作時における電流経路（モード５）

【図16a】Ｚｅｔａコンバータの動作時における、スイッチＱがオンの時の電流経路を示す図。

【図16b】Ｚｅｔａコンバータの動作時における、スイッチＱがオフの時の電流経路を示す図。

【図17】本発明の第３の実施形態である、Ｚｅｔａコンバータ、共振回路、多段倍電圧整流回路を用いた均等化機能付充電器に、直列接続された蓄電セルＢ１〜Ｂ４を接続したシステムの回路図。

【図18】本発明の第４の実施形態である、ハーフブリッジコンバータ、共振回路、多段倍電圧整流回路を用いた均等化機能付充電器に、直列接続された蓄電セルＢ１〜Ｂ４を接続したシステムの回路図。

【図19】本発明の第５の実施形態である、特にカップルドインダクタを用いた、降圧型コンバータ、共振回路、多段倍電圧整流回路からなる均等化機能付充電器に、直列接続された蓄電セルＢ１〜Ｂ４を接続したシステムの回路図。

【図20】本発明の第６の実施形態である、特にカップルドインダクタを用いた、昇圧型コンバータ、共振回路、多段倍電圧整流回路からなる均等化機能付充電器に、直列接続された蓄電セルＢ１〜Ｂ４を接続したシステムの回路図。

【図21a】多段倍電圧整流回路にインダクタＬｒ，キャパシタＣｒを接続して直列共振形倍電圧整流回路とした回路図。

【図21b】多段倍電圧整流回路にインダクタＬｒのみを接続して非共振形倍電圧整流回路とした回路図。

【図21c】多段倍電圧整流回路にインダクタＬｒ，キャパシタＣｒを接続して並列共振形倍電圧整流回路とした回路図。

【図21d】多段倍電圧整流回路にインダクタＬｒ，キャパシタＣｒ，インダクタＬａを接続してＬＬＣ共振形倍電圧整流回路とした回路図。

【図22a】双方向コンバータの放電動作時における、スイッチＱＨがオフ、スイッチＱＬがオンの時の電流経路を示す図。

【図22b】双方向コンバータの放電動作時における、スイッチＱＨがオン、スイッチＱＬがオフの時の電流経路を示す図。

【図23】本発明の第７の実施形態である、双方向コンバータ、共振回路、多段倍電圧整流回路からなる均等化機能付充放電器に、直列接続された蓄電セルＢ１〜Ｂ４を接続したシステムの回路図。

【発明を実施するための形態】

【0017】

これより図面を用いて、本発明に係る充電器、及び充放電器を説明する。但し、本発明に係る充電器、充放電器の構成は、各図面にて示される特定の具体的構成へと限定されるわけではなく、本発明の範囲内で適宜変更可能である。例えば、以下において各キャパシタは主に単独の蓄電素子であるとして、また蓄電セルは二次電池、電気二重層キャパシタ等であるとして説明するが、これらは充放電可能な任意の素子、複数の素子からなるモジュール、あるいはそれらモジュールを用いて構成される任意の装置であってもよい。その他、以下の実施例における多段倍電圧整流回路は４段倍電圧整流回路として示されているが、本発明における多段倍電圧整流回路の段数、すなわち直列接続されるキャパシタの数ｎは２以上の任意の整数であってよい。

【0018】

電圧均等化機能を有する本発明の充電器、及び充放電器は、（コンバータ内）インダクタを備えたスイッチングコンバータ（充電回路）、中間インダクタ（及び、任意で追加的なキャパシタやインダクタ等の要素）、及び多段倍電圧整流回路の３つの機能部を備えている。コンバータとして用いることが可能な代表例として、図３ａ〜図３ｆは、降圧型コンバータ、昇圧型コンバータ、反転型昇降圧コンバータ、ＳＥＰＩＣコンバータ、Ｚｅｔａコンバータ、Ｃｕｋコンバータをそれぞれ示している。これらコンバータの出力電圧によって、多段倍電圧整流回路に含まれる各キャパシタを充電することができる。

【0019】

図３ａ〜図３ｆ中では、コンバータ内のスイッチングノードにおいて発生する矩形波状の電圧も併せて図示されている。後述のとおりコンバータの出力側に配置される中間インダクタに、これら矩形波状電圧の一部が印加されることにより、中間インダクタからの入力電圧で多段倍電圧整流回路を動作させることが可能となる。

【0020】

ここでは非絶縁型のＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）コンバータについて例を示したが、その他の非絶縁型コンバータやの絶縁型コンバータ（ハーフブリッジやフルブリッジ等）、共振形コンバータ等を用いることも可能である。ここで示したコンバータはいずれもダイオードを用いた単方向コンバータであるため、充電器のみ（もしくは放電器のみ）に用いることができる。ダイオードをスイッチに置き換えて、これらコンバータを双方向コンバータとして用いることで、後述のとおり本発明の充放電器を構成することができる。

【0021】

例として、図３ａ〜図３ｆのコンバータのうち、図３ａの降圧型コンバータの動作時における電流経路を図４ａ，図４ｂにそれぞれ示す。

【0022】

スイッチＱがオンとなる期間では、キャパシタＣｉｎ，ＣｏｕｔからインダクタＬに電圧が印加されることにより（入力電圧をＶ_in、出力電圧をＶ_outとすればＶ_in−Ｖ_outが印加される。）、インダクタＬを流れる電流は直線的に増加する。このときスイッチＱに印加されている電圧はゼロである（オン抵抗を無視した。）。スイッチＱがオフとなる期間では、インダクタＬを流れる電流はダイオードＤｏを介して負荷側へ流れる。インダクタＬに印加される電圧は、−Ｖ_outであり（図４ａ，図４ｂ中、矢印方向に電流を流す電圧を正とした。）、インダクタＬを流れる電流は直線的に減少する。このように、スイッチング動作に伴い、インダクタＬの電圧は矩形波状電圧となる。

【0023】

図５に、多段倍電圧整流回路の一例が示されている。多段倍電圧整流回路は、直列接続されたキャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４の各々に対して、２つの直列接続されたダイオードＤ１，Ｄ２と、Ｄ３，Ｄ４と、Ｄ５，Ｄ６と、Ｄ７，Ｄ８と、をそれぞれ並列に接続し、更に、２つの直列接続されたダイオードの各々における中間点に中間キャパシタＣ１〜Ｃ４をそれぞれ接続してなる。

【0024】

多段倍電圧整流回路は、矩形波状や正弦波状の電圧等、交流電圧を入力することで動作する。図５の端子Ａ−Ｂ間に矩形波状電圧が入力されるとき、入力される矩形波状電圧の変化に応じてキャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４に充放電電流が流れ、多段倍電圧整流回路内の奇数番号のダイオードＤ１，Ｄ３，Ｄ５，Ｄ７と偶数番号のダイオードＤ２，Ｄ４，Ｄ６，Ｄ８が交互に導通する。

【0025】

具体的には、図５中、端子Ｂから端子Ａへと（矢印方向）電流を流す極性の電圧が多段倍電圧整流回路へと入力されるとき、図６ａに示すとおりの経路を電流が流れて、図５中、端子Ａから端子Ｂへと電流を流す極性の電圧が多段倍電圧整流回路へと入力されるとき、図６ｂに示すとおりの経路を電流が流れる。

【0026】

ここで、キャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４の容量が中間キャパシタＣ１〜Ｃ４の容量と比較して十分大きいとすれば、入力電圧Ｖ_SNの動作周波数が十分高い場合、キャパシタＣｏｕｔ１，Ｃｏｕｔ２，Ｃｏｕｔ３，Ｃｏｕｔ４の電圧Ｖ_Cout1，Ｖ_Cout2，Ｖ_Cout3，Ｖ_Cout4は１サイクル前後において不変であるとみなすことができる。図６ａのモード１におけるＶ_SNの大きさをＥとし、モード１における中間キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４の電圧の大きさをＶ_C1a，Ｖ_C2a，Ｖ_C3a，Ｖ_C4aとすれば、図６ａの電流経路についてキルヒホッフの第２法則を適用することにより以下の式（１）が得られる。

【数1】

（１）

【0027】

なお、Ｖ_Cout1〜Ｖ_Cout4については、図６ａ中でキャパシタＣｏｕｔ２〜Ｃｏｕｔ４を流れている方向に電流を流す極性の電圧を正とし、Ｖ_c1a〜Ｖ_c4a（及び、後述のＶ_c1b〜Ｖ_c4b）については、図６ａ中で中間キャパシタＣ１〜Ｃ４を流れている方向に電流を流す極性の電圧を正とした。

【0028】

同様に、図６ｂのモード２におけるＶ_SNの大きさを０とし（例えば図３ａの降圧型コンバータに含まれるインダクタＬの電圧は正と負の値をとり、後述のとおり中間インダクタが分担する電圧も正負で変動するが、電圧の基準点を負側の電圧と取ることにより、モード２におけるＶ_SNをゼロとしてよい。）、中間キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４の電圧の大きさをＶ_C1b，Ｖ_C2b，Ｖ_C3b，Ｖ_C4bとすれば、図６ｂの電流経路についてキルヒホッフの第２法則を適用することにより以下の式（２）が得られる。

【数2】

（２）

【0029】

上記式（１），（２）より、中間キャパシタＣ１〜Ｃ４における、モード１とモード２の間での電圧変動△Ｖ_C1＝Ｖ_C1b−Ｖ_C1a，△Ｖ_C2＝Ｖ_C2b−Ｖ_C2a，△Ｖ_C3＝Ｖ_C3b−Ｖ_C3a，△Ｖ_C4＝Ｖ_C4b−Ｖ_C4aは以下のとおり計算される。

【数3】

（３）

【0030】

中間キャパシタＣ１〜Ｃ４の容量をそれぞれＧ１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４とした場合、中間キャパシタＣ１〜Ｃ４からキャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４に流れる電流Ｉ_C1，Ｉ_C2，Ｉ_C3，Ｉ_C4は、電流＝周波数×電荷量＝周波数×容量×電圧変動という関係から、

【数4】

（４）
となる。ここで、ｆは入力電圧Ｖ_SNの周波数である。ここで、オームの法則から、ｆ×Ｇ１，ｆ×Ｇ２，ｆ×Ｇ３，ｆ×Ｇ４はそれぞれ抵抗の逆数、つまりコンダクタンスの次元であることが分かる。

【0031】

よって、上記式（４）から、図５の回路を図７のような等価回路に置き換えることができる。ここで等価電源Ｖｄｃは出力電圧Ｅの直流電源であり、等価抵抗Ｒ１〜Ｒ４は中間キャパシタＣ１〜Ｃ４の充放電動作を等価抵抗に置き換えたものであり、等価抵抗Ｒ１〜Ｒ４の抵抗値はそれぞれ、１／（ｆ×Ｇ１），１／（ｆ×Ｇ２），１／（ｆ×Ｇ３），１／（ｆ×Ｇ４）と表すことができる。Ｇ１〜Ｇ４が等しい場合、Ｒ１〜Ｒ４の値も等しくなるため、図７においてキャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４の各電圧が同じ場合は等価抵抗Ｒ１〜Ｒ４に流れる電流も等しくなる。つまりキャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４は均等に充電されることになる。

【0032】

その結果、キャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４の電圧は定常状態で均等となる。定常状態におけるキャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４の各電圧はＥとなる（ただし、ダイオードにおける電圧降下は無視する。以下同様。）。なお、Ｇ１〜Ｇ４が異なる場合、等価抵抗Ｒ１〜Ｒ４に流れる電流も異なることとなるが、最終的にキャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４の電圧が定常状態でＥの均一値となることに変わりはない。

【0033】

なお、多段倍電圧入力回路に対して交流電圧を入力する位置は、図５で示した位置に限らず任意である。一例として、特許文献２の図７に示す位置から入力した場合の動作を、特許文献２の［００２２］〜［００３０］に従って説明する。

【0034】

図８ａ，図８ｂに示すとおり、入力回路の端子Ａ−Ｂ間には矩形波状電圧が入力される。このとき、入力される矩形波状電圧の変化に応じてキャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４に充放電電流が流れ、多段倍電圧整流回路内の奇数番号のダイオードＤ１，Ｄ３，Ｄ５，Ｄ７と偶数番号のダイオードＤ２，Ｄ４，Ｄ６，Ｄ８が交互に導通する。

【0035】

具体的には、図８ａに示すとおり端子Ｂから端子Ａへと電流を流す極性の電圧が多段倍電圧整流回路へと入力されるとき、図８ａに示すとおりの経路を電流が流れて、図８ｂに示すとおり端子Ａから端子Ｂへと電流を流す極性の電圧が多段倍電圧整流回路へと入力されるとき、図８ｂに示すとおりの経路を電流が流れる。

【0036】

ここで、キャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４の容量が中間キャパシタＣ１〜Ｃ４の容量と比較して十分大きいとすれば、入力電圧Ｖ_SNの動作周波数が十分高い場合、キャパシタＣｏｕｔ１，Ｃｏｕｔ２，Ｃｏｕｔ３，Ｃｏｕｔ４の電圧Ｖ_Cout1，Ｖ_Cout2，Ｖ_Cout3，Ｖ_Cout4は１サイクル前後において不変であるとみなすことができる。モード１におけるＶ_SNの大きさをＥとし、図８ａのモード１における中間キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４の電圧の大きさをＶ_C1a，Ｖ_C2a，Ｖ_C3a，Ｖ_C4aとすれば、図８ａの電流経路についてキルヒホッフの第２法則を適用することにより以下の式（５）が得られる。

【数5】

（５）

【0037】

なお、Ｖ_Cout1〜Ｖ_Cout4については、図８ａ中でキャパシタＣｏｕｔ３を流れている方向に電流を流す極性の電圧を正とし、Ｖ_c1a〜Ｖ_c4a（及び、後述のＶ_c1b〜Ｖ_c4b）については、図８ａ中で中間キャパシタＣ１〜Ｃ４を流れている方向に電流を流す極性の電圧を負とした。

【0038】

同様に、図８ｂのモード２におけるＶ_SNの大きさを０とし（電圧の基準点を負側の電圧と取ることにより、モード２におけるＶ_SNをゼロとしてよい。）、中間キャパシタＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４の電圧の大きさをＶ_C1b，Ｖ_C2b，Ｖ_C3b，Ｖ_C4bとすれば、図８ｂの電流経路についてキルヒホッフの第２法則を適用することにより以下の式（６）が得られる。

【数6】

（６）

【0039】

上記式（５），（６）より、中間キャパシタＣ１〜Ｃ４における、モード１とモード２の間での電圧変動△Ｖ_C1＝Ｖ_C1a−Ｖ_C1b，△Ｖ_C2＝Ｖ_C2a−Ｖ_C2b，△Ｖ_C3＝Ｖ_C3a−Ｖ_C3b，△Ｖ_C4＝Ｖ_C4a−Ｖ_C4bは上記式（３）のとおり計算され、したがって図８ａ，図８ｂに示す位置から電圧が入力される場合であっても多段倍電圧整流回路の動作は図７の等価回路で説明できる。

【実施例1】

【0040】

図３ａの降圧型ＰＷＭコンバータと多段倍電圧整流回路とを、中間インダクタであるインダクタＬｒを介して接続してなる、本発明の第１の実施形態である充電器に、４直列の蓄電セルストリングＢ１〜Ｂ４を接続した、均等化機能付充電システムの回路図を図９に示す。Ｖｉｎは直流電源、Ｑはスイッチ、Ｄはダイオード、Ｌはコンバータ内インダクタ、Ｌｒは中間インダクタを表わし、多段倍電圧整流回路については図５で示したとおりである。図９に示すとおり、降圧型コンバータと多段倍電圧整流回路との間には共振用キャパシタＣｒが更に接続されており、後述のとおり中間インダクタＬｒと共振用キャパシタＣｒとで共振回路（共振タンク）が構成されている（以下、共振回路と多段倍電圧整流回路が接続されてなる回路を直列共振形倍電圧整流回路と呼ぶ。またスイッチングコンバータと直列共振形倍電圧整流回路等、後述の図２１ａ〜図２１ｄのような変形例の整流回路とを接続してなる充電器を、トランスレス均等化回路統合型コンバータと呼ぶ。）。なお、Ｒｂｉａｓは、各キャパシタの電圧値が不定値になるのを防止するためのバイアス抵抗である。

【0041】

２つのインダクタＬ，Ｌｒは、降圧型ＰＷＭコンバータにおけるフィルタインダクタとして振る舞う。一方、中間インダクタＬｒは直列共振形倍電圧整流回路内で共振用インダクタとしても振る舞い、共振用キャパシタＣｒとの間で共振することで、直列共振形倍電圧整流回路において正弦波状電流を生成する。すなわち、中間インダクタＬｒは２つの回路部によって共有されており、２つの役割を担う。

【0042】

実施例１のトランスレス均等化回路統合型コンバータ（充電器）においては、降圧型ＰＷＭコンバータが蓄電セルストリング全体（直列接続された蓄電セルＢ１〜Ｂ４）の充電を行う一方で、直列共振形倍電圧整流回路により蓄電セル電圧の均等化が行われる。降圧型ＰＷＭコンバータの動作時に自動的に直列共振形倍電圧整流回路は駆動される。入力電圧Ｖ_inと出力電圧（すなわち蓄電セルＢ１〜Ｂ４の電圧の合計電圧であるストリング電圧Ｖ_string）の関係は、汎用的な降圧型ＰＷＭコンバータと同様、スイッチの時比率（スイッチＱのスイッチング１周期に対するオン期間の割合）をＤとすると、インダクタにおける磁束の変化分が定常状態、１周期を通してゼロであるという条件より、以下の式（７）で表わされる。

【数7】

（７）

【0043】

スイッチＱのスイッチングにより図９の充電器を動作させたときに各素子を流れる電流、電圧の動作波形を図１０に、全蓄電セル電圧が均一時における、各動作モード１〜６における電流経路を図１１ａ〜図１１ｆにそれぞれ示す。図１０及び図１１ａ〜図１１ｆは、スイッチＱのスイッチング１周期に共振回路の共振周期が２周期含まれている、電流不連続モードで動作した場合の動作波形及び電流経路を示している。図１０中のＴｓはスイッチＱのスイッチング周期である。なお、図１０のグラフ中、各電流については、図９で示す向きを正とし、また共振用キャパシタＣｒの電圧Ｖ_Crについては、図９に示す向きに電流ｉ_Crが流れることで充電される電圧を正とした。

【0044】

図１１ａに示すモード１ではスイッチＱがターンオンし、コンバータ内インダクタＬと中間インダクタＬｒには、それぞれのインダクタンス値に応じた電圧が印加される。コンバータ内インダクタＬのインダクタンスをＬとし、中間インダクタＬｒのインダクタンスをＬ_rとすれば、インダクタＬ，Ｌｒに印加される電圧値Ｖ_L、Ｖ_Lrはおおよそ次式で表される（図９中、ｉ_L，ｉ_Lrの矢印方向に電流を流す極性を正とする。）。

【数8】

（８）

【数9】

（９）

【0045】

Ｖ_Lrにより共振タンク内で、すなわち中間インダクタＬｒと共振用キャパシタＣｒとの間で共振が起こり、直列共振形倍電圧整流回路内では正弦波状の共振電流が流れる。コンバータ内インダクタＬを流れる電流ｉ_Lは、既に降圧型コンバータの動作として説明したとおり、ほぼ直線的に増加する（図１０中、ｉ_Lのグラフ参照）。一方、中間インダクタＬｒを流れる電流ｉ_Lrは、図９の電流経路からわかるとおり、ｉ_Lと、共振用キャパシタＣｒの電流ｉ_Crとの差に相当するため、直線的に増加するｉ_Lに正弦波状電流ｉ_Crが重畳した（ｉ_Lからｉ_Crを減じた）電流波形となる（図１０中、ｉ_Lrのグラフ参照）。多段倍電圧整流回路内の中間キャパシタＣ１〜Ｃ４を流れる電流は偶数番号のダイオードＤ２，Ｄ４，Ｄ６，Ｄ８を経由して流れる。共振用キャパシタＣｒの電流ｉ_Crが共振により正弦波状に変化してゼロとなり、電流極性が反転すると同時に、動作はモード２へと移行する。

【0046】

図１１ｂに示すモード２においてもスイッチＱはオン状態であり、インダクタＬ，Ｌｒに印加されている電圧はモード１の場合とほぼ同等である。中間インダクタＬｒと共振用キャパシタＣｒは共振を続けており、モード２では正弦波状共振電流ｉ_Crの極性がモード１の場合とは逆のため、奇数番号のダイオードＤ１，Ｄ３，Ｄ５，Ｄ７が導通する。モード２は正弦波状電流ｉ_Crが再び０に到達するまで継続される。なお、上記のとおりインダクタＬ，Ｌｒに印加される電圧はモード１と同様におおよそ式（８），（９）で表わされ、極性もモード１のときと同様に、正の電流ｉ_Crを流す極性である。

【0047】

図１１ｃに示すモード３においても依然としてスイッチＱはオン状態であり、インダクタＬ，Ｌｒに印加される電圧はモード１の場合と同様である。多段倍電圧整流回路内の電流は全てゼロとなるため、モード３においてはｉ_L＝ｉ_Lrとなる。

【0048】

スイッチＱをターンオフさせると、インダクタＬ，Ｌｒを流れていた電流がダイオードＤへと転流し、図１１ｄに示すモード４の電流経路が実現する。モード４においてインダクタＬに印加される電圧Ｖ_Lと、インダクタＬｒに印加される電圧値Ｖ_Lrとは、ダイオードの順方向降下を無視するとおおよそ次式で表される（極性の定義は式（８），（９）と同様）。

【数10】

（１０）

【数11】

（１１）

【0049】

Ｖ_Lrにより共振タンク内で、すなわち中間インダクタＬｒと共振用キャパシタＣｒとの間で共振が起こり、直列共振形倍電圧回路内では正弦波状の共振電流が再び流れる。コンバータ内インダクタＬを流れる電流ｉ_Lは、既に降圧型コンバータの動作として説明したとおり、ほぼ直線的に減少する（図１０中、ｉ_Lのグラフ参照）。一方、中間インダクタＬｒを流れる電流ｉ_Lrは、図９の電流経路からわかるとおり、ｉ_Lと、共振用キャパシタＣｒの電流ｉ_Crとの差に相当するため、直線的に減少するｉ_Lに正弦波状電流ｉ_Crが重畳した（ｉ_Lからｉ_Crを減じた）電流波形となる（図１０中、ｉ_Lrのグラフ参照）。多段倍電圧整流回路内の中間キャパシタＣ１〜Ｃ４の電流は奇数番号のダイオードＤ１，Ｄ３，Ｄ５，Ｄ７を経由して流れる。共振用キャパシタＣｒの電流ｉ_Crがゼロとなり、電流極性が反転すると同時に、動作はモード５へと移行する。

【0050】

図１１ｅに示すモード５においてもスイッチＱはオフ状態であり、インダクタＬ，Ｌｒに印加されている電圧はモード４の場合とほぼ同等である。中間インダクタＬｒと共振用キャパシタＣｒは共振を続けており、モード５では正弦波状電流の極性がモード４の場合と逆であるため、偶数番号のダイオードＤ２，Ｄ４，Ｄ６，Ｄ８が導通する。モード５は正弦波状電流が再びゼロに到達するまで継続される。なお、上記のとおりインダクタＬ，Ｌｒに印加される電圧はモード４と同様におおよそ式（１０），（１１）で表わされ、極性もモード４のときと同様に、負の電流ｉ_Crを流す極性である。

【0051】

図１１ｆに示すモード６においても依然としてスイッチＱはオフ状態であり、インダクタＬ，Ｌｒに印加される電圧はモード４の場合と同様である。多段倍電圧整流回路内の電流は全てゼロとなるため、モード６においてはｉ_L＝ｉ_Lrとなる。

【0052】

以上、図１１ａ〜図１１ｆの電流経路と式（８）〜（１１）で示したとおり、中間インダクタＬｒの両端には、コンバータ内インダクタＬと中間インダクタＬｒのインダクタンスの比に応じた電圧が発生する。中間インダクタＬｒの両端に発生する電圧を簡単のために矩形波電圧であると仮定すると、その振幅Ｖ_{Lr_p-p}は式（９），（１１）より次式で表される。

【数12】

（１２）

【0053】

一般的に、共振タンクに流れる共振電流の波高値ｉ_Cr-peakは印加電圧に比例し、

【数13】

（１３）
の形式で表わすことができる。ここで、Ｚｒは共振タンクのインピーダンスである。式（１２），（１３）が示すとおり、本発明のトランスレス均等化回路統合型コンバータではインダクタＬ，Ｌｒのインダクタンス比を任意に決定することでｉ_Cr-peakを抑えつつ、蓄電セル電圧の均等化機能を担う多段倍電圧整流回路を駆動することができる。

【0054】

蓄電セル用均等化回路である直列共振形倍電圧整流回路による蓄電セル電圧均等化の原理については、特許文献２や非特許文献３で詳細な説明がなされており、また本明細書においても図５〜図８ｂを用いて詳細に説明したとおりである。ここで、図１０の波形図で示す充電器の動作は６つのモードからなり、スイッチＱのオン状態においてはモード１〜３が、スイッチＱのオフ状態においてはモード４〜６が実現されるが、電流が矩形波状であっても、あるいは正弦波状であっても、中間キャパシタＣ１〜Ｃ４が奇数番号のダイオードを介して、そして偶数番号のダイオードを介して充放電されさえすれば、キャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４の電圧は均等化される。したがって、中間インダクタＬｒと共振用キャパシタＣｒの共振によって６モード動作となった場合であっても、モード１〜モード６に亘るスイッチングの１周期を通じて、奇数番号、偶数番号のダイオードを介して中間キャパシタＣ１〜Ｃ４が充放電されることにより、キャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４の電圧は均等化されるのであり、定性的には上記式（１）〜（４）や図７の等価回路を用いて説明される均等化動作と同様であると考えられる。

【0055】

なお、図９の充電器が、共振タンクの共振周期よりもスイッチング１周期が短い連続モードで動作する場合、その動作は図１１ａと図１１ｄで電流経路が表わされる２モード動作となるから、定性的には、上記式（１）〜（４）や図６ａ，図６ｂ，図７の等価回路を用いて説明される均等化動作と同様であると考えられる。また図９の充電器から共振キャパシタＣｒを除き、共振キャパシタＣｒのあった部分を単なる導線とした場合（後述の図２１ｂ参照）も、その動作は図１１ａと図１１ｄで電流経路が表わされる２モード動作となるから（共振タンクがないため上述の共振が起こらない）、上記式（１）〜（４）や図６ａ，図６ｂ，図７の等価回路を用いて説明される均等化動作と同様であると考えられる。

【実施例2】

【0056】

以上では降圧型ＰＷＭコンバータと直列共振形倍電圧整流回路を組み合わせた例について説明したが、その他のコンバータと共振形倍電圧整流回路の組み合わせも可能である。一例として、図３ｂの昇圧型ＰＷＭコンバータを用いた充電器について説明する。なお、特に断りのない限り、以降の実施例においても実施例１と同様の参照符号、変数定義等を用いる。

【0057】

図３ｂの昇圧型コンバータの動作時における電流経路を図１２ａ，図１２ｂにそれぞれ示す。スイッチＱがオンとなる期間では、キャパシタＣｉｎからインダクタＬに電圧が印加されることにより（入力電圧をＶ_inとすればＶ_inが印加される。）、インダクタＬを流れる電流は直線的に増加する。このときスイッチＱに印加されている電圧はゼロである（オン抵抗を無視した。）。スイッチＱがオフとなる期間では、インダクタＬを流れる電流はダイオードＤｏを介して負荷側へ流れる。インダクタＬに印加される電圧は、−（Ｖ_out−Ｖ_in）であり（図１２ａ，図１２ｂ中、矢印方向に電流を流す電圧を正とした。）、インダクタＬを流れる電流は直線的に減少する。このように、スイッチング動作に伴い、インダクタＬの電圧は矩形波状電圧となる。

【0058】

図３ｂの昇圧型ＰＷＭコンバータと多段倍電圧整流回路とを、中間インダクタであるインダクタＬｒを介して接続してなる、本発明の第２の実施形態である充電器に、４直列の蓄電セルストリングＢ１〜Ｂ４を接続した、均等化機能付充電システムの回路図を図１３に示す。Ｖｉｎは直流電源、Ｑはスイッチ、Ｄはダイオード、Ｌはコンバータ内インダクタ、Ｌｒは中間インダクタを表わし、多段倍電圧整流回路については図５で示したとおりである。図１３に示すとおり、昇圧型コンバータと多段倍電圧整流回路との間には共振用キャパシタＣｒが更に接続されており、実施例１の図９と同様に中間インダクタＬｒと共振用キャパシタＣｒとで共振回路（共振タンク）が構成されている。２つのインダクタＬ，Ｌｒや共振用キャパシタＣｒの動作、役割は実施例１と同様である。

【0059】

実施例２のトランスレス均等化回路統合型コンバータ（充電器）においては、昇圧型ＰＷＭコンバータが蓄電セルストリング全体（直列接続された蓄電セルＢ１〜Ｂ４）の充電を行う一方で、直列共振形倍電圧整流回路により蓄電セル電圧の均等化が行われる。昇圧型ＰＷＭコンバータの動作時に自動的に直列共振形倍電圧整流回路は駆動される。入力電圧Ｖ_inと出力電圧（すなわち蓄電セルＢ１〜Ｂ４の電圧の合計電圧であるストリング電圧Ｖ_string）の関係は、汎用的な昇圧型ＰＷＭコンバータと同様、スイッチの時比率（スイッチＱのスイッチング１周期に対するオン期間の割合）をＤとすると、インダクタにおける磁束の変化分が定常状態、１周期を通してゼロであるという条件より、以下の式（１４）で表わされる。

【数14】

（１４）

【0060】

スイッチＱのスイッチングにより図１３の充電器を動作させたときに各素子を流れる電流、電圧の動作波形を図１４に、各動作モード１〜５における電流経路を図１５ａ〜図１５ｅにそれぞれ示す。図１４のグラフ中、各電流については、図１３で示す向きを正とし、また共振用キャパシタＣｒの電圧Ｖ_Crについては、図１３に示す向きに電流ｉ_Crが流れることで充電される電圧を正とした。

【0061】

図１４の動作波形に示すとおり、不連続モードにおいて図１３の充電器は５つの動作モード（モード１〜５）を繰り返しつつ動作する。便宜上、モード２から説明を行う。

【0062】

スイッチＱがターンオンしているモード２（図１５ｂ）においては入力電圧源Ｖｉｎによりコンバータ内インダクタＬの充電が行われ、コンバータ内インダクタＬを流れる電流ｉ_Lは直線的に増加する。このとき、共振形倍電圧整流回路内に電流は流れていない。モード２においてインダクタＬ，Ｌｒに印加される電圧値Ｖ_L，Ｖ_Lrは次式で表される。

【数15】

（１５）

【数16】

（１６）

【0063】

図１５ｃに示すモード３では、スイッチＱをターンオフさせることでスイッチＱを流れていた電流がダイオードＤへと転流し、ダイオードＤに電流ｉ_Dが流れ始める。ｉ_Dは共振インダクタ（中間インダクタ）Ｌｒと共振用キャパシタＣｒを経由して流れることになる。モード３での共振インダクタＬｒを流れる電流ｉ_Lrの初期値はゼロであり、一般的にインダクタの電流は急激には変化することはできないため、モード３の初期においてｉ_Dは全て共振用キャパシタＣｒを通過して流れることになる。モード３においてインダクタＬ，Ｌｒに印加される電圧値Ｖ_L，Ｖ_Lrはダイオードの順方向降下を無視するとおおよそ次式で表される。

【数17】

（１７）

【数18】

（１８）

【0064】

Ｖ_Lrにより共振タンク内で、すなわち中間インダクタＬｒと共振用キャパシタＣｒとの間で共振が起こり、直列共振形倍電圧回路内では共振電流が流れ始める。コンバータ内インダクタＬを流れる電流ｉ_Lは、既に昇圧型コンバータの動作として説明したとおり、ほぼ直線的に低下する（図１４中、ｉ_Lのグラフ参照）。一方、中間インダクタＬｒを流れる電流ｉ_Lrは、図１３の電流経路からわかるとおり、モード３においては、ｉ_Lと、共振用キャパシタＣｒの電流ｉ_Crの差に相当するため、直線的に低下するｉ_Lに正弦波電流ｉ_Crが重畳した（ｉ_Lからｉ_Crを減じた）電流波形となる（図１４中、ｉ_Lrのグラフ参照）。多段倍電圧整流回路内の中間キャパシタＣ１〜Ｃ４を流れる電流は偶数番号のダイオードＤ２，Ｄ４，Ｄ６，Ｄ８を経由して流れる。共振用キャパシタＣｒの電流ｉ_Crが共振により正弦波状に変化してゼロとなり、電流極性が反転すると同時に、動作は次のモード４へと移行する。

【0065】

図１５ｄに示すモード４においてもスイッチＱはオフ状態であり、インダクタＬ，Ｌｒに印加されている電圧はモード３の場合とほぼ同等である。中間インダクタＬｒと共振用キャパシタＣｒは共振を続けており、モード４では正弦波状共振電流ｉ_Crの極性がモード３の場合とは逆のため、奇数番号のダイオードＤ１，Ｄ３，Ｄ５，Ｄ７が導通する。モード４は正弦波状電流が再びゼロに到達するまで継続される。

【0066】

図１５ｅに示すモード５においても依然としてスイッチＱはオフ状態であり、インダクタＬ，Ｌｒに印加される電圧はモード３の場合と同様である。多段倍電圧整流回路内の電流は全てゼロとなるため、モード５においてはｉ_L＝ｉ_Lrとなる。

【0067】

スイッチＱをターンオンさせるとダイオードＤがターンオフされ、図１５ａに示すモード１が始まる。コンバータ内インダクタＬの電流ｉ_LはスイッチＱを経由して流れ始める一方、中間インダクタＬｒの電流ｉ_Lrは共振用キャパシタＣｒを介して流れ始め、中間インダクタＬｒと共振用キャパシタＣｒの間で再び共振が始まる。モード１においてインダクタＬ，Ｌｒに印加されている電圧はモード２の場合とほぼ同等である。

【0068】

以上、図１５ａ〜図１５ｅの電流経路と式（１５）〜（１８）で示したとおり、中間インダクタＬｒの両端には、コンバータ内インダクタＬと中間インダクタＬｒのインダクタンスの比に応じた電圧が発生する。中間インダクタＬｒの両端に発生する電圧を簡単のために矩形波電圧であると仮定すると、その振幅Ｖ_{Lr_p-p}は式（１６），（１８）より次式で表される。

【数19】

（１９）

【0069】

既に述べたとおり、一般的に、共振タンクに流れる共振電流の波高値ｉ_Cr-peakは印加電圧に比例して上式（１３）の形式で表わすことができるため、実施例２のトランスレス均等化回路統合型コンバータにおいても、インダクタＬ，Ｌｒのインダクタンス比を任意に決定することでｉ_Cr-peakを抑えつつ、蓄電セル電圧の均等化機能を担う多段倍電圧整流回路を駆動することができる。

【0070】

蓄電セル用均等化回路である直列共振形倍電圧整流回路による蓄電セル電圧均等化の原理については、実施例１等で詳細に説明したとおりである。ここで、図１４の波形図で示す充電器の動作は５つのモードからなり、スイッチＱのオン状態においてはモード１〜２が、スイッチＱのオフ状態においてはモード３〜５が実現されるが、実施例１と同様に、スイッチングの１周期を通じて、奇数番号、偶数番号のダイオードを介して中間キャパシタＣ１〜Ｃ４が充放電されることにより、キャパシタＣｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４の電圧は均等化されるのであり、中間インダクタＬｒと共振用キャパシタＣｒの共振によって５モード動作となった場合であっても、定性的には上記式（１）〜（４）や図７の等価回路を用いて説明される均等化動作と同様であると考えられる。

【0071】

なお、図１３の充電器が、共振タンクの共振周期よりもスイッチング１周期が短い連続モードで動作する場合、その動作は図１５ａと図１５ｃで電流経路が表わされる２モード動作となるから、定性的には、上記式（１）〜（４）や図６ａ，図６ｂ，図７の等価回路を用いて説明される均等化動作と同様であると考えられる。また図１３の充電器から共振キャパシタＣｒを除き、共振キャパシタＣｒのあった部分を単なる導線とした場合（後述の図２１ｂ参照）も、その動作は図１５ａと図１５ｃで電流経路が表わされる２モード動作となるから（共振タンクがないため上述の共振が起こらない）、上記式（１）〜（４）や図６ａ，図６ｂ，図７の等価回路を用いて説明される均等化動作と同様であると考えられる。

【実施例3】

【0072】

以上では降圧型ＰＷＭコンバータおよび昇圧型ＰＷＭコンバータと直列共振形倍電圧整流回路を組み合わせた実施例について説明を行ったが、その他のコンバータを基本回路として組み合わせることも可能である。一例として、図３ｅのＺｅｔａコンバータを用いた充電器について説明する。

【0073】

図３ｅのＺｅｔａコンバータの動作時における電流経路を図１６ａ，図１６ｂにそれぞれ示す。スイッチＱの切り替えに伴い、既に説明した降圧型、昇圧型と同様にインダクタに流れる電流が直線的に増加又は減少する。インダクタＬ１，Ｌ２における磁束の変化分が定常状態、１周期を通してゼロであるという条件より、入出力電圧比は

【数20】

（２０）
と表わされる。

【0074】

図３ｅのＺｅｔａコンバータと多段倍電圧整流回路とを、中間インダクタであるインダクタＬｒを介して接続してなる、本発明の第３の実施形態である充電器に、４直列の蓄電セルストリングＢ１〜Ｂ４を接続した、均等化機能付充電システムの回路図を図１７に示す。図１７に示すとおり、Ｚｅｔａコンバータと多段倍電圧整流回路との間には共振用キャパシタＣｒが更に接続されており、実施例１の図９と同様に中間インダクタＬｒと共振用キャパシタＣｒとで共振回路（共振タンク）が構成されている。インダクタＬ１，Ｌ２，Ｌｒや共振用キャパシタＣｒの動作、役割は実施例１と同様である。

【0075】

実施例３のトランスレス均等化回路統合型コンバータ（充電器）においては、Ｚｅｔａコンバータが蓄電セルストリング全体（直列接続された蓄電セルＢ１〜Ｂ４）の充電を行う一方で、直列共振形倍電圧整流回路により蓄電セル電圧の均等化が行われる。Ｚｅｔａコンバータの動作時に自動的に直列共振形倍電圧整流回路は駆動される。入力電圧Ｖ_inと出力電圧Ｖ_out（すなわち蓄電セルＢ１〜Ｂ４の電圧の合計電圧であるストリング電圧Ｖ_string）の関係は、上式（２０）で表わされる。

【0076】

スイッチＱのオン、オフ切り替えに応じてコンバータ内インダクタＬ１，Ｌ２には矩形波状電圧が印加され、これに伴い中間インダクタＬｒにも矩形波状電圧が印加される。中間インダクタＬｒと共振用キャパシタＣｒが共振回路を形成することにより、多段倍電圧整流回路には正弦波状電圧が入力される。以降、実施例１，２と同様の原理で多段倍電圧整流回路の動作により蓄電セル電圧が均等化される。共振用キャパシタＣｒを除いた場合も実施例１，２と同様である（以降の実施例も同様）。

【実施例4】

【0077】

図１８に、絶縁型コンバータの一種であるハーフブリッジコンバータと直列共振形倍電圧整流回路とをトランスレスで組み合わせた充電器（本発明の第４の実施形態）に、４直列の蓄電セルストリングＢ１〜Ｂ４を接続した、均等化機能付充電システムの回路図を示す。

【0078】

ハーフブリッジコンバータは、入力電源Ｖｉｎ、キャパシタＣａ，Ｃｂ、スイッチＱａ，Ｑｂ、コンバータ内トランス（絶縁トランス）、ダイオードＤａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄ、コンバータ内インダクタＬからなり、スイッチＱａのみがオンの状態とスイッチＱｂのみがオンの状態とを交互に切り替えることで矩形波状電圧を発生させ、これをコンバータ内トランスで変圧し、さらにダイオードＤａ，Ｄｂ，Ｄｃ，Ｄｄからなる整流回路で整流して出力する。絶縁トランス二次巻線側の整流回路の出力端には、フィルタ用として設けられたコンバータ内インダクタＬと直列に中間インダクタＬｒが接続されており、スイッチＱａ，Ｑｂのオン、オフ切り替えに応じて中間インダクタＬｒに矩形波状の電圧が印加されるため、上述の実施例と同様の原理で共振形倍電圧整流回路が駆動され、蓄電セル電圧が均等化される。

【0079】

具体的に、コンバータ内トランスの一次巻線に印加される電圧の大きさは入力電圧をＶ_inとして０．５Ｖ_inとなるため、一次巻線の巻数Ｎ１と二次巻線の巻数Ｎ２との巻線比Ｎ２／Ｎ１＝Ｎとすれば、二次巻線に印加される電圧の大きさは０．５ＮＶ_inとなる。よって、上式（８）〜（１１）中、Ｖ_inを０．５ＮＶ_inで置き換えることにより、以下の式（２１）〜（２４）が得られる。

【数21】

（２１）

【数22】

（２２）

【数23】

（２３）

【数24】

（２４）

【0080】

コンバータ内インダクタＬの電圧Ｖ_Lはおおよそ上式（２１），（２３）で表わされる矩形波状電圧となり、中間インダクタＬｒの電圧Ｖ_Lrは、おおよそ上式（２２），（２４）で表わされる矩形波状電圧となる。上式（２２），（２４）の差をとることにより、中間インダクタにはおおよそ

【数25】

（２５）
で表される振幅Ｖ_{Lr_p-p}の矩形波状電圧が印加される。以降、多段倍電圧整流回路による蓄電セル電圧の均等化は上述の実施例と同様である。

【実施例5】

【0081】

以上の実施形態では、フィルタ用のインダクタと共振形倍電圧整流回路用のインダクタＬｒが個別に必要であったため、回路全体としては少なくとも２つの磁性素子が必要であった。しかしながら、カップルドインダクタを用いることによりこれらの磁性素子を１つの素子として集約することも可能である。カップルドインダクタを用いて降圧型ＰＷＭコンバータに共振形倍電圧整流回路を組み合わせた本発明の第５の実施形態である充電器に４直列の蓄電セルストリングＢ１〜Ｂ４を接続した、均等化機能付充電システムの回路図を図１９に示す。

【0082】

図１９の回路構成は概ね図９のものと同様であるが、２つのインダクタ（図９中、コンバータ内インダクタＬと中間インダクタＬｒ）が、同一のコアに対して巻回されることで一つの磁性素子（カップルドインダクタ）へと集約されている。図１９中、ＬｍｇとＬｋｇはそれぞれカップルドインダクタの励磁インダクタンスと漏洩インダクタンスを表わし、励磁インダクタンスＬｍｇは降圧型ＰＷＭコンバータにおけるフィルタインダクタＬ（図９参照）として振る舞う一方、漏洩インダクタンスＬｋｇは直列共振形倍電圧整流回路用の共振用インダクタＬｒの機能を果たす。カップルドインダクタはトランスと同様で１つのコアに複数の巻線が施された磁性素子であり、各々の巻線に印加される電圧は巻線比（Ｎ１：Ｎ２）で決定される。漏洩インダクタンスＬｋｇに印加される電圧は十分小さく無視できるため、スイッチＱがオンの期間に一次巻線に印加される電圧Ｖ_N1、二次巻線に印加される電圧Ｖ_N2はおおよそ下式（２６），（２７）で表される（一次巻線の巻数をＮ１、二次巻線の巻数をＮ２とする。）。

【数26】

（２６）

【数27】

（２７）

【0083】

Ｖ_N2により共振タンク、すなわち漏洩Ｌｋｇと共振用キャパシタＣｒの間で共振が起こり、直列共振形倍電圧回路内では正弦波状の共振電流が流れる。一方、スイッチQがオフの期間はダイオードＤが導通する。一次巻線と二次巻線に印加される電圧値は、ダイオードの順方向降下を無視するとおおよそ下式（２８），（２９）で表される。

【数28】

（２８）

【数29】

（２９）

【0084】

スイッチＱがオフの期間においてもＶ_N2により共振タンク、すなわち漏洩インダクタンスＬｋｇと共振用キャパシタＣｒの間で共振が起こり、直列共振形倍電圧回路内では正弦波状の共振電流が流れる。

【0085】

以上、式（２７），（２９）で示したとおり、二次巻線の両端にはＮ１とＮ２の比に応じた電圧が発生する。二次巻線の両端に発生する電圧を簡単のために矩形波電圧であると仮定すると、その振幅Ｖ_{N2_p-p}は式（２７），（２９）より次式で表される。

【数30】

（３０）

【0086】

共振タンクに流れる共振電流の波高値i_Cr-peakは式(１３)と同様で印加電圧に比例し、

【数31】

（３１）
の形式で表わすことができる。ここで、Ｚｒは共振タンクのインピーダンスである。式（３０），（３１）式が示すように、カップルドインダクタを用いたトランスレス均等化回路統合型コンバータでは、Ｎ１とＮ２の比を任意に決定することでｉ_Cr-peakを抑えつつ、セル電圧の均等化機能を担う倍電圧整流回路を駆動することができる。なお、図１９の充電器の動作原理も実施例１等と同様であり、上式（７）で表わされる降圧型ＰＷＭコンバータの出力電圧によって蓄電セルＢ１〜Ｂ４を充電しつつ、共振タンクの共振電流によって多段倍電圧整流回路を動作させることにより蓄電セル電圧を均等化する。

【実施例6】

【0087】

実施例５では、降圧型ＰＷＭコンバータに対してカップルドインダクタを用いつつ均等化回路を統合した例について示したが、その他のコンバータに対してもカップルドインダクタを用いた統合が可能である。一例として、昇圧型ＰＷＭコンバータに対してカップルドインダクタを用いつつ均等化回路を統合した、本発明の第６の実施形態である充電器に４直列の蓄電セルストリングＢ１〜Ｂ４を接続した、均等化機能付充電システムの回路図を図２０に示す。

【0088】

図２０の構成は、図１３で示した昇圧型コンバータのコンバータ内インダクタＬと共振形倍電圧整流回路内の中間インダクタＬｒを、同一のコアに対して巻回することでカップルドインダクタにより集約した実施例に相当する。基本的な動作原理は図１３に示したものと同様であり、上式（１４）で表わされる昇圧型ＰＷＭコンバータの出力電圧によって蓄電セルＢ１〜Ｂ４を充電しつつ、共振タンクの共振電流によって多段倍電圧整流回路を動作させることにより蓄電セル電圧を均等化する。図１９を用いて説明した実施例５と同様の原理から、各巻線に発生する矩形波状電圧の振幅はカップルドインダクタの巻線比に依存するのであり、一次巻線と二次巻線の比を任意に決定することで共振電流の波高値ｉ_Cr-peakを抑えつつ、セル電圧の均等化機能を担う倍電圧整流回路を駆動することができる。

【0089】

その他の変形例
以上の各実施例においては、主には直列共振形の共振回路から共振電流を入力することで多段倍電圧整流回路を動作させる実施形態について説明を行ってきたが、非共振形の入力部や、その他の共振形の入力部からの入力電流により多段倍電圧整流回路を動作させることも可能である。

【0090】

本発明の教示するトランスレス均等化回路統合型コンバータに用いることができる、入力部と多段倍電圧整流回路との構成例を図２１ａ〜図２１ｄに示す。図２１ａは直列共振形入力部と多段倍電圧整流回路との接続例であり、これまで説明してきた各実施形態で用いている構成である。図２１ｂは非共振形の入力部と多段倍電圧整流回路との接続例であり、図２１ａの直列共振形の回路における共振用キャパシタＣｒを削除した形態と同等である。非共振形の入力部を用いる場合の多段倍電圧整流回路の動作は、図５〜図７等を用いて説明したとおりである。図２１ａの共振用キャパシタＣｒの容量を十分大きく設定した場合においても、図２１ｂの非共振形と同等の動作波形や特性を得ることができる。

【0091】

図２１ｃは並列共振形の入力部と多段倍電圧整流回路との接続例であり、図２１ｄはＬＬＣ共振形の入力部と多段倍電圧整流回路との接続例である。これらの入力部を用いる場合であっても、多段倍電圧整流回路は共振電流により、上述の各実施例と同様に動作する。図２１ａ〜図２１ｄで示した各回路は一般的によく知られた共振・非共振回路方式を多段倍電圧整流回路に適用したものであり、その他の共振・非共振回路を多段倍電圧整流回路に適用することも可能である。

【実施例7】

【0092】

上記各実施例においては、単方向の電力伝送、すなわち蓄電セルストリングの充電を行うためのコンバータに均等化回路をトランスレスで統合した構成を用いていたが、上述の全ての実施例について、充放電可能な双方向コンバータを用いることにより、トランスレス均等化回路統合型双方向コンバータを構成することができる。

【0093】

一般的には、単方向のコンバータに含まれるダイオードをスイッチに置き換えることで、各種コンバータを双方向コンバータとして応用することができる。図３ａの降圧型ＰＷＭコンバータのダイオードをスイッチに置き換えることで構成される双方向コンバータについて、負荷ＲＬ（出力）側からの放電動作時、スイッチの切り替え状態に応じて実現される電流経路を図２２ａ（スイッチＱＨがオフ、スイッチＱＬがオン。モード１とする。），図２２ｂ（スイッチＱＨがオン、スイッチＱＬがオフ。モード２とする。）に示す。コンバータ内インダクタＬには、図２２ａのモード１において出力電圧−Ｖ_outが、図２２ｂのモード２においては入出力電圧差に相当するＶ_in−Ｖ_outが印加されるため、単方向の場合と同様に矩形波状電圧が印加される。入出力電圧比も単方向の場合と同様、上式（７）で表わされる。

【0094】

図２２ａ．図２２ｂに示す双方向降圧型ＰＷＭコンバータを、中間インダクタＬｒを介して多段倍電圧整流回路へと接続してなる本発明の第７の実施形態である充放電器を、直列接続された蓄電セルＢ１〜Ｂ４に接続してなる充放電システムの回路図を、図２３に示す。図２３の充放電システムは、図９に示した実施形態におけるダイオードＤをスイッチＱＬに置き換えることで双方向化に対応させた実施形態である。この実施形態では、充電時および放電時の両方において上式（８）〜（１３）が成立するため、図９で示した第１の実施形態と同様の原理にて蓄電セルの均等化が充電と放電の両方の場合において行われる。

【産業上の利用可能性】

【0095】

本発明は、二次電池および電気二重層キャパシタ等の蓄電セルを用いる電源等に広く適用できる。

【符号の説明】

【0096】

Ｂ１〜Ｂ４ 蓄電セル
Ｃｏｕｔ１〜Ｃｏｕｔ４ キャパシタ
Ｃ１〜Ｃ４ 中間キャパシタ
Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード
Ｌｒ インダクタ
Ｃｒ 共振キャパシタ
Ｖｉｎ，Vｄｃ 電源
Ｌ１，Ｌ２ インダクタ
Ｑ，Ｑａ，Ｑｂ スイッチ
Ｄｏ ダイオード
Ｃｏｕｔ，Ｃｉｎ，Ｃｅｔ キャパシタ
Ｒｂｉａｓ バイアス抵抗
Ｌｍｇ 励磁インダクタンス
Ｌｋｇ 漏洩インダクタンス
Ｌａ インダクタ
ＱＬ，ＱＨ スイッチ

【図1】

【図2】

【図3a】

【図3b】

【図3c】

【図3d】

【図3e】

【図3f】

【図4a】

【図4b】

【図5】

【図6a】

【図6b】

【図7】

【図8a】

【図8b】

【図9】

【図10】

【図11a】

【図11b】

【図11c】

【図11d】

【図11e】

【図11f】

【図12a】

【図12b】

【図13】

【図14】

【図15a】

【図15b】

【図15c】

【図15d】

【図15e】

【図16a】

【図16b】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21a】

【図21b】

【図21c】

【図21d】

【図22a】

【図22b】

【図23】