特許 6684089 スイッチング電源装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6684089

(24)【登録日】2020年3月31日

(45)【発行日】2020年4月22日

(54)【発明の名称】スイッチング電源装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20200413BHJP

【ＦＩ】

   H02M3/155 S

【請求項の数】3

【全頁数】9

(21)【出願番号】特願2015-247345(P2015-247345)

(22)【出願日】2015年12月18日

(65)【公開番号】特開2017-112791(P2017-112791A)

(43)【公開日】2017年6月22日

【審査請求日】2018年12月11日

(73)【特許権者】

【識別番号】000217491

【氏名又は名称】田淵電機株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100087941

【弁理士】

【氏名又は名称】杉本 修司

(74)【代理人】

【識別番号】100086793

【弁理士】

【氏名又は名称】野田 雅士

(74)【代理人】

【識別番号】100112829

【弁理士】

【氏名又は名称】堤 健郎

(74)【代理人】

【識別番号】100167977

【弁理士】

【氏名又は名称】大友 昭男

(72)【発明者】

【氏名】加藤 久嗣

(72)【発明者】

【氏名】高橋 雅喜

【審査官】 遠藤 尊志

(56)【参考文献】

【文献】 特開平０６−２２５５２０（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０８−０３３３２４（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ １／００− １／４４

Ｈ０２Ｍ ３／００− ３／４４

Ｈ０３Ｋ １７／００−１７／７０

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

入力する直流電圧の直流電力を、ドライブ回路の駆動によって第１のバイポーラトランジスタをオン・オフ制御することにより、所定の出力電圧の直流電力を出力するスイッチング電源回路であって、
前記ドライブ回路は、
前記第１のバイポーラトランジスタの直流入力側と制御極との間に接続された第２のバイポーラトランジスタと、第２のバイポーラトランジスタの制御極と第１のバイポーラトランジスタの出力側との間に接続されたキャパシタとを有し、第１のバイポーラトランジスタがオフし始めたとき、前記出力側の電圧降下に応動して第２のバイポーラトランジスタの制御極に前記キャパシタの充電電流を流すことにより、第２のバイポーラトランジスタをオンして第１のバイポーラトランジスタを急速にスイッチオフさせる急速スイッチオフ制御回路と、
前記第２のバイポーラトランジスタのオン時に、第１のバイポーラトランジスタの制御極に負電圧を印加させて前記急速スイッチオフ制御回路により急速にスイッチオフさせた第１のバイポーラトランジスタのスイッチオフの速度をさらに速めるように、第１のバイポーラトランジスタの制御極の電圧を負側にずらして負電圧を含ませるよう動作する負電圧生成回路と、
を備えたスイッチング電源回路。

【請求項2】

請求項１において、
前記スイッチング電源回路は降圧型チョッパを構成する、スイッチング電源回路。

【請求項3】

請求項１において、
前記スイッチング電源回路は、極性反転チョッパを構成する、スイッチング電源回路。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、入力する直流電圧の直流電力をバイポーラトランジスタにより所定の出力電圧の直流電力に変換するスイッチング電源装置に関する。

【背景技術】

【0002】

従来、入力する直流電圧の直流電力を変換して所定の出力電圧の直流電力を得るに際しては、図６に示すようなスイッチング電源装置が用いられている。同図には、直流入力電圧を所定の直流電圧に降圧する降圧型チョッパの回路構成を例示してあるが、直流入力電圧の極性を反転させて出力する極性反転型もある。

【0003】

図６において、直流入力電圧Ｖｉは、その脈流分をキャパシタＣ１により平滑化されて例えばＰＮＰ型のバイポーラトランジスタＱ１に印加される。このトランジスタＱ１は、制御回路５０からの制御信号ａを受けてオン・オフを繰り返し、直流入力電圧Ｖｉをチョッピングする。このトランジスタＱ１がオンのときにリアクトルＬに蓄えられるエネルギが、トランジスタＱ１のオフのときにダイオードＤ１を通して放出され、かつリアクトルＬと共に平滑フィルタを構成するキャパシタＣ２によって平滑化されて、その直流出力電圧Ｖｏが負荷（図示せず）に供給される。

【0004】

制御回路５０からは、デューテイパルスからなる制御信号ａが出力される。すなわち、制御信号ａは、出力電圧Ｖｏの低下に応じてパルス幅が大きくなり、かつ出力電圧Ｖｏの上昇に応じてパルス幅が小さくなるよう調整され、この制御信号ａにより、直流出力電圧Ｖｏがフィードバック制御される。その結果、直流出力電圧Ｖｏは、入力直流電圧Ｖｉの変動にかかわらず一定値になるよう制御される。

【0005】

このスイッチング電源装置では、従来から電力変換効率を向上させるために、トランジスタＱ１のスイッチング速度を速めてスイッチング損失を低減することが要求されている。このため、トランジスタＱ１のベース抵抗Ｒ１をオーバードライブやアンダードライブが生じない適切な定数に設定し、かつ、このベース抵抗Ｒ１の抵抗値ｒ１とトランジスタＱ１のベース・エミッタ間抵抗Ｒ３の抵抗値ｒ３との比ｒ３／ｒ１をできる限り小さくして、トランジスタＱ１がスイッチオフするのに要する時間の短縮化を図ることが知られている。

【0006】

しかし、上記の電力変換効率を改善する方法では、トランジスタＱ１がオフし始めても、トランジスタＱ１のベースに電荷が蓄積されているために、すぐには完全にオフとならないで、コレクタ電流ＩC が流れ続ける結果、トランジスタＱ１が実際にオフするタイミングが遅れがちとなる。そのため、図７に示すように、トランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥとコレクタ電流ＩＣとがゼロクロスしないで重なり、スイッチング損失が発生し、電力変換効率を十分に向上することができない。

【0007】

一方、電力変換効率を向上させるための技術として、本出願人による特許文献１が知られている。この技術は、第１のトランジスタＱ１の直流入力側（エミッタ）と制御極（ベース）との間に接続された第２のトランジスタＱ２と、トランジスタＱ２の制御極（ベース）とトランジスタＱ１の出力側（コレクタ）との間に接続されたキャパシタとを有し、トランジスタＱ１がオフし始めたとき、出力側の電圧降下に応動してトランジスタＱ２のベースにキャパシタの充電電流を流すことにより、トランジスタＱ２をオンしてトランジスタＱ１を急速にスイッチオフさせるものである。このトランジスタＱ１の急速オフにより、トランジスタＱ１のスイッチング損失の低減および電力変換効率の向上が図られていた。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0008】

【特許文献1】特開平８−３３３２４号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0009】

しかし、近年さらなるスイッチング損失の低減および電力変換効率向上の要求があり、可及的にトランジスタのオフのスイッチング速度を速めてスイッチング損失を低減させ電力変換効率を向上させたスイッチング電源装置が要請されている。

【0010】

本発明は上記課題を解決して、バイポーラトランジスタのスイッチオフのスイッチング速度を可及的に速めてスイッチング損失を低減させ電力変換効率を向上させることができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0011】

上記目的を達成するために、本発明に係るスイッチング電源回路は、入力する直流電圧の直流電力を、ドライブ回路の駆動によって第１のバイポーラトランジスタをオン・オフ制御することにより、所定の出力電圧の直流電力を出力するものである。
前記ドライブ回路は、
前記第１のバイポーラトランジスタの直流入力側と制御極との間に接続された第２のバイポーラトランジスタと、第２のバイポーラトランジスタの制御極と第１のバイポーラトランジスタの出力側との間に接続されたキャパシタとを有し、第１のバイポーラトランジスタがオフし始めたとき、前記出力側の電圧降下に応動して第２のバイポーラトランジスタの制御極に前記キャパシタの充電電流を流すことにより、第２のバイポーラトランジスタをオンして第１のバイポーラトランジスタを急速にスイッチオフさせる急速オフ制御回路と、
前記第２のバイポーラトランジスタのオン時に、第１のバイポーラトランジスタの制御極に負電圧を印加させて第１のバイポーラトランジスタのスイッチオフの速度を速めるように、第１のバイポーラトランジスタの制御極の電圧を負側にずらして負電圧を含ませるよう動作する負電圧生成回路とを備えている。

【0012】

この構成によれば、ドライブ回路の駆動により第１のバイポーラトランジスタがスイッチオフし始めて、その出力側の電位が直流入力側の電位に対し僅かに低下したときに、直流入力側から第２のバイポーラトランジスタの制御極を通じて充電電流が流れてキャパシタが充電されて、第２のバイポーラトランジスタが瞬間的にオンして第１のバイポーラトランジスタを急速にスイッチオフさせる。これとともに、第２のバイポーラトランジスタのオン時に、第１のバイポーラトランジスタの制御極の電圧を負側にずらして負電圧を含ませるよう、つまり負側に引くように動作してスイッチオフのスイッチング速度を速めるようにしている。したがって、第１のバイポーラトランジスタは即座にスイッチオフされるため、可及的にスイッチオフのスイッチング速度を速めてスイッチング損失を低減させ電力変換効率の向上を確保することができる。

【0013】

好ましくは、前記スイッチング電源回路は降圧型チョッパまたは極性反転チョッパを構成する。この場合、降圧型チョッパまたは極性反転チョッパについて、可及的にトランジスタのスイッチング速度を速めてスイッチング損失を低減させ電力変換効率を向上させることができる。

【発明の効果】

【0014】

本発明は、急速オフ制御回路によりバイポーラトランジスタを急速にスイッチオフさせるとともに、負電圧生成回路により当該スイッチオフのスイッチング速度をより速めているので、バイポーラトランジスタのスイッチオフのスイッチング速度を可及的に速めてスイッチング損失を低減させて電力変換効率の向上を確保することができる。

【図面の簡単な説明】

【0015】

【図1】本発明の一実施形態に係るスイッチング電源装置を示す回路構成図である。

【図2】図１の変形例を示す回路構成図である。

【図3】本発明のスイッチング電源装置の動作を示すタイムチャートである。

【図4】同上におけるトランジスタの電流ＩＣと電圧ＶＣＥの時間変化を示した特性図である。

【図5】同上の直流入力電圧と電力変換効率との関係を示す特性図である。

【図6】従来のスイッチング電源装置の一例を示す回路構成図である。

【図7】従来におけるトランジスタの電流ＩＣと電圧ＶＣＥの時間変化を示した特性図である。

【発明を実施するための形態】

【0016】

以下、本発明の実施形態を図面にしたがって説明する。図１は本発明に係るスイッチング電源装置を示す回路構成図である。同図において、図６と同様に、バイポーラトランジスタＱ１がオンのときにチョークＬに蓄えられたエネルギをダイオードＤ１を通じて出力する降圧型チョッパであり、これと同一若しくは同等のものには同一の符号を付してある。図６と相違する点はスイッチング電源装置を駆動するドライブ回路１０を付設した構成にある。このドライブ回路１０は、急速オフ制御回路３および負電圧生成回路５を備えており、制御部２０により制御される。

【0017】

急速オフ制御回路３は、第１のバイポーラトランジスタＱ１のエミッタ（直流入力側）Ｅとベース（制御極）Ｂとの間に接続された第２のバイポーラトランジスタＱ２と、このトランジスタＱ２のエミッタ（直流入力側）Ｅとベース（制御極）Ｂとの間に接続されたダイオードＤ２および抵抗Ｒ４の並列回路と、トランジスタＱ２のベースＢとトランジスタＱ１のコレクタ（出力側）Ｃとの間に接続されたキャパシタＣ３および抵抗Ｒ５とを備えており、トランジスタＱ２のオンによりトランジスタＱ１を急速にスイッチオフさせる。第１のバイポーラトランジスタＱ１および第２のバイポーラトランジスタＱ２はともに、例えばＰＮＰ型のトランジスタである。

【0018】

入力電圧Ｖｉが高い場合、キャパシタＣ３に充電された電圧が、トランジスタＱ１のオン時にトランジスタＱ２のエミッタ・ベース間を逆バイアスするので、この場合、このエミッタ・ベース間電圧の定格をオーバーするおそれがある。このため、ダイオードＤ２によって、その順電圧降下によりトランジスタＱ２のベース・エミッタ間に、定格をオーバーするような逆バイアスがかからないようにしてある。

【0019】

負電圧生成回路５は、トランジスタＱ１を急速にスイッチオフさせるトランジスタＱ２のオン時に、トランジスタＱ１のベースＢに負電圧を印加させてトランジスタＱ１のスイッチオフの速度を速めるように、トランジスタＱ１のベース電圧を負側にずらして負電圧を含ませるよう、つまり負側に引くように動作してスイッチオフのスイッチング速度を速めるようにしている。負電圧生成回路６は、例えば、ツェナーダイオードＤ３、抵抗Ｒ２およびキャパシタＣ４が並列に接続されてなり、制御信号ａを出力する制御部２０と、トランジスタＱ１のベースＢとの間に配置されている。

【0020】

なお、トランジスタＱ１のオン時にキャパシタＣ４がツェナーダイオードＤ３のツェナー電圧まで充電されるように、トランジスタＱ１のエミッタＥとベースＢ間に抵抗Ｒ３が接続されている。

【0021】

図２は、図１と同一の各構成要素の接続を代えて極性反転型に構成した変形例を示す。すなわち、図２のスイッチング電源装置は、トランジスタＱ１のオンのときにリアクトルＬに蓄えられたエネルギを、図１とは逆方向に接続したダイオードＤ１を通じて出力させることにより、出力端子に入力電圧とは逆極性の出力電圧を発生させるようになっている。

【0022】

つぎに、上記実施形態の動作について図３を参照しながら説明する。図１と図２とは、共に急速オフ制御回路３および負電圧生成回路５を同様に接続してほぼ同様の動作を行うものであるから、ここでは、代表として、図１の動作について説明する。

【0023】

図１の制御部２０は、直流出力電圧Ｖｏを検知して、一定周期で発生するデューテイパルスのパルス幅が直流出力電圧Ｖｏの変動に応じて変化する制御信号ａを出力する。トランジスタＱ１は、制御信号ａをベースＢに受けてオン・オフを繰り返し、図３（ａ）のように、コレクタ・エミッタ間電位ＶＣＥ１を矩形状（方形波）に変化させる。

【0024】

図１のトランジスタＱ１はＰＮＰ型であり、制御信号ａがローレベルのときにオンして、図３（ａ）のように、コレクタ・エミッタ間電位ＶＣＥ１がオン電圧となって、出力側（コレクタ側）に図３（ｂ）に示すオン電流のコレクタ電流ＩＣが流れ、図３（ｄ）に示すオン電圧の出力電圧ＶＤが出力する。また、このトランジスタＱ１のオン時には、図３（ｃ）のベース・エミッタ間電位ＶＢＥ１も期間Ａにおいてオン電圧を示す。このとき、キャパシタＣ４もＶＣ４の方向に充電されている。

【0025】

制御信号ａがハイレベルに立ち上がるとトランジスタＱ１がオフし始めてオフとなるとき、図３（ａ）の電位ＶＣＥ１がオフ電圧の入力電圧Ｖｉとなって、図３（ｂ）のコレクタ電流ＩＣがオフ電流の０Ａ、図３（ｄ）の出力電圧ＶＤがオフ電圧の０Ｖとなる。また、トランジスタＱ１のオフ時には、図３（ｃ）の電位ＶＢＥ１も期間Ｂにおいてオフ電圧０Ｖを示す。

【0026】

トランジスタＱ１がオフし始めるとき、急速オフ回路３のキャパシタＣ３にかかる電圧はまだ０Ｖである。つづいて、トランジスタＱ１の出力側電圧ＶＤの電位が直流入力側（エミッタ側）の電位よりも僅かな値、たとえば、１Ｖだけ低下した瞬間にキャパシタＣ３に、電流が流れて充電される。この状態を図３（ｆ）のトランジスタＱ２のコレクタ・エミッタ間電位ＶＣＥ２に示す。この充電電流がトランジスタＱ２のベースＢおよび抵抗Ｒ４を流れることによって、図３（ｆ）のように、トランジスタＱ２がオンする。このとき、充電電流は抵抗Ｒ５によって適当なレベルに抑制される。

【0027】

このトランジスタＱ２のオン時に、キャパシタＣ４にかかる電圧ＶＣ４によりトランジスタＱ１の電位ＶＢＥ１は逆バイアスされることにより、図３（ｃ）のオフ期間Ｂのうちオフし始めの期間Ｃにおいて、急速にスイッチオフされるとともに、トランジスタＱ１のベースＢに蓄積された電荷が急速に放電され、オフ電圧の０Ｖよりもさらに負側に引かれて、電位ＶＢＥ１は負電圧となる。図３（ｅ）のように、トランジスタＱ２のベース電流ＩＢは、トランジスタＱ１がオンし始めるとき負電流が流れ、オフし始めるとき正電流が流れる。こうして、トランジスタＱ１がオフし始めるときに、トランジスタＱ１のベース電圧が負側に引かれることによってトランジスタＱ１のスイッチオフのスイッチング速度を速めることができる。

【0028】

従来では、上述したとおり、図７のように、トランジスタＱ１のオフ時に、そのオフのタイミングの遅れにより、トランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥとコレクタ電流ＩＣとがゼロクロスしないで重なるため、大きなスイッチング損失が発生していた。

【0029】

これに対し、本発明では、急速オフ制御回路３により、トランジスタＱ１がスイッチオフし始めたとき、コレクタ側（出力側）の電位がエミッタ側（直流入力側）の電位よりも僅かに低下した瞬間にキャパシタＣ３に充電電流が瞬間的に流れて、トランジスタＱ２がオンして、トランジスタＱ１が逆バイアスされ、第１のトランジスタＱ１を急速にスイッチオフさせてスイッチング速度が速められる。さらに、負電圧生成回路５により、トランジスタＱ１のベース電圧が負電圧に引かれて、よりスイッチング速度が速められる。その結果、トランジスタＱ１がスイッチオフし始めてコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥが上昇（出力側の電位が下降）し始めた瞬間に、コレクタ電流ＩＣがゼロレベルに低下して、図４のように、ＩＣ、ＶＣＥともにより垂直状に変化してゼロクロスする。

【0030】

こうして、本発明では、急速オフ制御回路３と負電圧生成回路５とが相俟って、トランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間電圧ＶＣＥとコレクタ電流ＩＣとは、重なりが極めて少なくなるので、スイッチング損失が可及的に小さくなる。

【0031】

トランジスタＱ２がオンし始めた後、オン時にはキャパシタＣ３にかかる電圧が上昇するので、トランジスタＱ２はオフされる。また、トランジスタＱ１のオン時に、キャパシタＣ３に充電された電荷は、ダイオードＤ２と抵抗Ｒ４、トランジスタＱ１、抵抗Ｒ５、キャパシタＣ３のループで放電されて、次の充電に備えられる。

【0032】

図５の直流入力電圧（横軸）に対する電力変換効率（たて軸）の特性図から明らかなように、本発明は、従来に比べて、入力電圧の増加に対する電力変換効率の下がり方が緩やかであり、全体として電力変換効率がかなり高くなっている。

【0033】

これにより、本発明は、ドライブ回路の駆動により第１のバイポーラトランジスタがオフし始めて出力側の電位が直流入力側の電位に対し僅かに低下したときに、直流入力側から第２のバイポーラトランジスタの制御極を通じて充電電流が流れてキャパシタが充電されて、第２のバイポーラトランジスタが瞬間的にオンして第１のバイポーラトランジスタを急速にスイッチオフさせる。これとともに、第２のバイポーラトランジスタのオン時に、第１のバイポーラトランジスタの制御極の電圧を負側にずらして負電圧を含ませるよう、つまり負側に引くように動作してスイッチオフのスイッチング速度を速めるようにしている。したがって、第１のバイポーラトランジスタは即座にスイッチオフされるため、可及的にスイッチオフのスイッチング速度を速めてスイッチング損失を低減させ電力変換効率の向上を確保することができる。

【0034】

以上のとおり図面を参照しながら好適な実施形態を説明したが、当業者であれば、本件明細書を見て、自明な範囲内で種々の変更および修正を容易に想定するであろう。したがって、そのような変更および修正は、添付の請求の範囲から定まる本発明の範囲内のものと解釈される。

【符号の説明】

【0035】

３：急速オフ制御部
５：負電圧生成部
１０：ドライブ回路
２０：制御部
Ｑ１：第１のバイポーラトランジスタ
Ｑ２：第２のバイポーラトランジスタ
Ｃ３，Ｃ４：キャパシタ
Ｄ２：ダイオード
Ｄ３：ツェナーダイオード
Ｒ３，Ｒ４、Ｒ５：抵抗

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】