特許 6702112 スイッチング電源装置及びＬＥＤ点灯回路

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6702112

(24)【登録日】2020年5月11日

(45)【発行日】2020年5月27日

(54)【発明の名称】スイッチング電源装置及びＬＥＤ点灯回路

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20200518BHJP

   H05B 45/00 20200101ALI20200518BHJP

【ＦＩ】

   H02M3/155 H

   H05B37/02 J

【請求項の数】10

【全頁数】14

(21)【出願番号】特願2016-180556(P2016-180556)

(22)【出願日】2016年9月15日

(65)【公開番号】特開2017-70192(P2017-70192A)

(43)【公開日】2017年4月6日

【審査請求日】2019年3月18日

(31)【優先権主張番号】特願2015-189330(P2015-189330)

(32)【優先日】2015年9月28日

(33)【優先権主張国】JP

(73)【特許権者】

【識別番号】000106276

【氏名又は名称】サンケン電気株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100083806

【弁理士】

【氏名又は名称】三好 秀和

(74)【代理人】

【識別番号】100101247

【弁理士】

【氏名又は名称】高橋 俊一

(74)【代理人】

【識別番号】100095500

【弁理士】

【氏名又は名称】伊藤 正和

(74)【代理人】

【識別番号】100098327

【弁理士】

【氏名又は名称】高松 俊雄

(72)【発明者】

【氏名】中野 利浩

【審査官】 佐藤 匡

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１１−０９１９８１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１０−１１９２８５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００７−２１５３１６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１３−０４６４６２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１４−０２３２０８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１６−１２９０９８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０４−０８７５５６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０００−０１４１４４（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ３／１５５

Ｈ０５Ｂ ４５／００

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

直流入力電圧をリアクトルとスイッチング素子との直列回路を介してスイッチングすることにより得られた電圧を整流平滑して所定の出力電圧を得るスイッチング電源装置であって、
前記出力電圧と基準値とに基づき算出された前記スイッチング素子のオン時間と前記直流入力電圧と前記出力電圧とに基づき前記スイッチング素子のオフ時間を算出するオフ時間演算部と、
前記オフ時間演算部で算出された前記オフ時間と前記オン時間とに基づき周期及び周波数の少なくともいずれか一方を算出する演算部と、
前記周期及び周波数の一方と基準周期及び基準周波数の一方との比較結果に基づき前記スイッチング素子を制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、前記周波数が前記基準周波数を超えた場合に前記スイッチング素子の最大周波数を制限し且つ前記スイッチング素子のオフ時間を延長し、前記スイッチング素子のオフ時に両端電圧が減衰振動する際のボトムを演算により予測し、前記演算部で算出された周波数が基準周波数を超えた場合に、予測された最初のボトムから１回以上スキップして次のボトムになった時に前記スイッチング素子をオンさせることを特徴とするスイッチング電源装置。

【請求項2】

前記制御部は、前記最初のボトムを予測した時に前記スイッチング素子をオンさせて疑似共振させることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。

【請求項3】

前記制御部によりボトムが１回以上スキップされて前記オフ時間が延長された場合に、延長されたオフ時間に応じて前記オン時間を補正するオン時間補正部を備えることを特徴とする請求項２記載のスイッチング電源装置。

【請求項4】

直流入力電圧をリアクトルとスイッチング素子との直列回路を介してスイッチングすることにより得られた電圧を整流平滑して所定の出力電圧と所定の出力電流をＬＥＤに供給するＬＥＤ点灯回路であって、
前記出力電流と基準電流とに基づき算出された前記スイッチング素子のオン時間と前記直流入力電圧と前記出力電圧とに基づき電流臨界モード動作となるための前記スイッチング素子のオフ時間を算出するオフ時間演算部と、
前記オフ時間演算部で算出された前記オフ時間と前記オン時間とに基づき周期及び周波数の少なくともいずれか一方を算出する演算部と、
前記周期及び周波数の一方と基準周期及び基準周波数の一方との比較結果に基づき前記スイッチング素子を制御する制御部と、
を備えることを特徴とするＬＥＤ点灯回路。

【請求項5】

前記制御部は、前記周波数が前記基準周波数を超えた場合に前記スイッチング素子の最大周波数を制限することを特徴とする請求項４記載のＬＥＤ点灯回路。

【請求項6】

前記制御部は、前記周波数が前記基準周波数を超えた場合に前記スイッチング素子のオフ時間を延長することを特徴とする請求項５記載のＬＥＤ点灯回路。

【請求項7】

前記制御部により前記オフ時間が延長された場合に、延長されたオフ時間に応じて前記オン時間を補正するオン時間補正部を備えることを特徴とする請求項６記載のＬＥＤ点灯回路。

【請求項8】

前記制御部は、前記スイッチング素子のオフ時に両端電圧が減衰振動する際のボトムを演算により予測し、前記演算部で算出された周波数が基準周波数を超えた場合に、予測された最初のボトムから１回以上スキップして次のボトムになった時に前記スイッチング素子をオンさせることを特徴とする請求項６記載のＬＥＤ点灯回路。

【請求項9】

前記制御部は、前記最初のボトムを予測した時に前記スイッチング素子をオンさせて疑似共振させることを特徴とする請求項８記載のＬＥＤ点灯回路。

【請求項10】

前記制御部によりボトムが１回以上スキップされて前記オフ時間が延長された場合に、延長されたオフ時間に応じて前記オン時間を補正するオン時間補正部を備えることを特徴とする請求項９記載のＬＥＤ点灯回路。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は負荷の軽重によってスイッチング周波数が変動するスイッチング電源装置及びＬＥＤ点灯回路に関し、特に軽負荷時におけるスイッチング電源装置のスイッチング損失を低減する技術に関する。

【背景技術】

【0002】

従来のスイッチング電源装置として、特許文献１に記載された力率改善回路が知られている。この力率改善回路は、不連続モード動作時の力率を改善するもので、制御部が入力電圧と出力電圧とを入力する。

【0003】

力率改善回路は、入力電圧と出力電圧とスイッチング素子のオン時間とに基づいてリアクトルの電流ピーク値からリアクトル電流がゼロとなるまでのオフ時間を算出し、オン時間とオフ時間とによるオンオフ信号によりスイッチング素子をオンオフ制御させている。

【0004】

また、従来のスイッチング電源を電流臨界モードで動作させる場合、電流検出抵抗又は補助巻線を用いて、インダクタ電流がゼロになるタイミングを検出し、このタイミングでスイッチング素子をオンさせている。これにより、スイッチング損失を低減することができる。

【0005】

しかし、電流検出抵抗又は補助巻線を用いるため、効率が低下したり、実装面積が増加したり、コストがアップする。

【0006】

また、電流臨界モードのままスイッチング周波数を制限する場合には、スイッチング素子のオフ時にドレイン−ソース間電圧が減衰振動した際の最小値となるボトムタイミングから１スキップして次のボトムタイミングに達したときにスイッチング素子をオンさせるボトムスキップ動作を行う。この場合、急激なデューティ変化が発生するため、ＬＥＤの光にちらつきが発生してしまう。

【0007】

このため、ＬＥＤ点灯回路においては、スイッチング周波数が上昇する場合には電流不連続モードが採用されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0008】

【特許文献1】米国特許６４４８７４５号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0009】

しかしながら、特許文献１に記載されたスイッチング電源装置にあっては、軽負荷時にスイッチング素子の周波数が高くなり、スイッチング損失が大きくなるという課題を有していた。このような課題は、力率改善回路に限らず、様々な方式のスイッチング電源装置に共通する課題である。

【0010】

また、ＬＥＤ点灯回路においては、電流不連続モードが採用されているが、電流不連続モードでは、インダクタ電流がゼロでない場合に、スイッチング素子をオンさせるため、スイッチング損失を低減することができない。

【0011】

本発明は、軽負荷時のスイッチング損失を低減することができるスイッチング電源装置を提供する。本発明は、電流臨界モードで制御することによりスイッチング損失を低減し、ＬＥＤの光のちらつきを抑制することができるＬＥＤ点灯回路を提供する。

【課題を解決するための手段】

【0012】

上記課題を解決するために、本発明のスイッチング電源装置は、直流入力電圧をリアクトルとスイッチング素子との直列回路を介してスイッチングすることにより得られた電圧を整流平滑して所定の出力電圧を得るスイッチング電源装置であって、前記出力電圧と基準値とに基づき算出された前記スイッチング素子のオン時間と前記直流入力電圧と前記出力電圧とに基づき前記スイッチング素子のオフ時間を算出するオフ時間演算部と、前記オフ時間演算部で算出された前記オフ時間と前記オン時間とに基づき周期及び周波数の少なくともいずれか一方を算出する演算部と、前記周期及び周波数の一方と基準周期及び基準周波数の一方との比較結果に基づき前記スイッチング素子を制御する制御部とを備え、前記制御部は、前記周波数が前記基準周波数を超えた場合に前記スイッチング素子の最大周波数を制限し且つ前記スイッチング素子のオフ時間を延長し、前記スイッチング素子のオフ時に両端電圧が減衰振動する際のボトムを演算により予測し、前記演算部で算出された周波数が基準周波数を超えた場合に、予測された最初のボトムから１回以上スキップして次のボトムになった時に前記スイッチング素子をオンさせることを特徴とする。

【0013】

本発明のＬＥＤ点灯回路は、直流入力電圧をリアクトルとスイッチング素子との直列回路を介してスイッチングすることにより得られた電圧を整流平滑して所定の出力電圧と所定の出力電流をＬＥＤに供給するＬＥＤ点灯回路であって、前記出力電流と基準電流とに基づき算出された前記スイッチング素子のオン時間と前記直流入力電圧と前記出力電圧とに基づき電流臨界モード動作となるための前記スイッチング素子のオフ時間を算出するオフ時間演算部と、前記オフ時間演算部で算出された前記オフ時間と前記オン時間とに基づき周期及び周波数の少なくともいずれか一方を算出する演算部と、前記周期及び周波数の一方と基準周期及び基準周波数の一方との比較結果に基づき前記スイッチング素子を制御する制御部とを備えることを特徴とする。

【発明の効果】

【0014】

本発明のスイッチング電源装置によれば、スイッチング素子のオン時間とオフ時間とに基づき周期及び周波数の少なくともいずれか一方に基づきスイッチング周波数を算出し、基準周期及び基準周波数の一方との比較結果に基づきスイッチング素子を制御する。制御部は、周波数が基準周波数を超えた場合にスイッチング素子の最大周波数を制限し且つスイッチング素子のオフ時間を延長し、スイッチング素子のオフ時に両端電圧が減衰振動する際のボトムを演算により予測し、演算部で算出された周波数が基準周波数を超えた場合に、予測された最初のボトムから１回以上スキップして次のボトムになった時にスイッチング素子をオンさせる。

【0015】

従って、スイッチング周期及び周波数の少なくともいずれか一方に基づき高精度にスイッチング素子を制御でき、臨界モードのオフ時間に２回目のボトムタイミングになるまでの時間を加算した時間をオフ時間とすることができるので、軽負荷時に発振周波数が上昇することによるスイッチング損失を低減させることができる。

【0016】

また、本発明のＬＥＤ点灯回路によれば、オフ時間演算部がスイッチング素子のオン時間と直流入力電圧と出力電圧とに基づき電流臨界モード動作となるためのスイッチング素子のオフ時間を算出する。即ち、電流臨界モードで制御することによりスイッチング損失を低減でき、ＬＥＤの光のちらつきを抑制することができる。

【図面の簡単な説明】

【0017】

【図1】本発明の実施例１のスイッチング電源装置の回路図である。

【図2】本発明の実施例１のスイッチング電源装置の直流入力電圧と入力電流との波形を示す図である。

【図3】本発明の実施例１のスイッチング電源装置の疑似共振とボトムスキップ制御を説明するためのタイミングチャートである。

【図4】本発明の実施例２のスイッチング電源装置の回路図である。

【図5】本発明の実施例３のＬＥＤ点灯回路の回路図である。

【図6】本発明の実施例４のＬＥＤ点灯回路の回路図である。

【発明を実施するための形態】

【0018】

以下、本発明のスイッチング電源装置及びＬＥＤ点灯回路のいくつかの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

【実施例1】

【0019】

図１は本発明の実施例１のスイッチング電源装置の回路図である。図１に示す実施例１のスイッチング電源装置であって、全波整流回路ＤＢは、交流電源１からの交流電圧を全波整流して全波整流電圧Ｖｉｎを抵抗Ｒａ１と抵抗Ｒａ２との直列回路の両端に出力する。交流電源１と全波整流回路ＤＢとからなる構成を、バッテリ等のように直流入力電圧を出力する直流電源とみなすこともできる。

【0020】

抵抗Ｒａ１と抵抗Ｒａ２との直列回路の両端には、リアクトルＬとスイッチング素子Ｑ１との直列回路が接続される。スイッチング素子Ｑ１は、ＭＯＳＦＥＴからなり、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１との直列回路が接続される。コンデンサＣ１の両端には抵抗Ｒｏ１と抵抗Ｒｏ２との直列回路が接続される。スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間には、さらにコンデンサが並列に接続される。コンデンサは、スイッチング素子Ｑ１の寄生容量でもいいし、個別素子のコンデンサでもよい。コンデンサは、図示しない。

【0021】

このスイッチング電源装置は、交流電源１からの交流電圧を整流して直流入力電圧に変換し、直流入力電圧をリアクトルＬとスイッチング素子Ｑ１との直列回路を介してスイッチングすることにより得られた電圧をダイオードＤ１とコンデンサＣ１との整流平滑回路により整流平滑して所定の出力電圧Ｖｏｕｔを得る。

【0022】

ＰＦＣ制御部１０は、マイクロ・コントロール・ユニット（ＭＣＵ）からなり、抵抗Ｒａ１と抵抗Ｒａ２との間の直流入力電圧Ｖｉｎと、抵抗Ｒｏ１と抵抗Ｒｏ２との間の出力電圧Ｖｏｕｔと、スイッチング素子Ｑ１のオン時間とに基づきスイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御することにより、出力電圧を所定値にさせるとともに、力率を改善する。

【0023】

ＰＦＣ制御部１０は、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）１１，１２、フィードバック制御部１３、オフ時間演算部１４、周波数演算部１５、ボトムスキップ制御部１６、ＰＷＭ波形形成部１８を備えている。

【0024】

ＡＤＣ１１は、全波整流電圧Ｖｉｎを抵抗Ｒａ１と抵抗Ｒａ２とで分圧した電圧をデジタル値Ｖ１１に変換してオフ時間演算部１４に出力する。

【0025】

ＡＤＣ１２は、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒｏ１と抵抗Ｒｏ２とで分圧した電圧をデジタル値Ｖ１２に変換してフィードバック制御部１３とオフ時間演算部１４に出力する。

【0026】

フィードバック制御部１３は、ＡＤＣ１２からの出力電圧Ｖｏｕｔに基づくデジタル値Ｖ１２と基準値Ｖｒｅｆとの誤差に基づき、次のスイッチング周期におけるスイッチング素子Ｑ１のオン時間を算出する。オン時間の制御は、比例積分（ＰＩ）制御で行い、応答時間を遅くすることで、図３に示すように、直流入力電圧Ｖｉｎの一周期でのオン時間（例えば時刻ｔ1〜ｔ２、ｔ３〜ｔ４、）が一定となるようにしている。

【0027】

これにより、入力電流ＩINの平均値は、直流入力電圧Ｖｉｎに比例した形となるため、力率改善効果が得られる。

【0028】

オフ時間演算部１４は、スイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔｏｎと直流入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとに基づき、次のスイッチング周期におけるスイッチング素子Ｑ１のオフ時間Ｔｏｆｆを算出する。

【0029】

昇圧タイプで且つ臨界モード（リアクトルＬに流れる電流がゼロとなるモード）時のスイッチング素子Ｑ１のオフ時間演算部１４の演算処理の詳細を説明する。オン時間をＴｏｎとしたとき、リアクトルＬに流れる電流ピークＩｐは式（１）で求められる。

【0030】

Ｉｐ＝Ｖｉｎ×Ｔｏｎ／Ｌ …（１）
Ｖｉｎは直流入力電圧、Ｌはインダクタンス値である。

【0031】

電流ピークがＩｐのとき、臨界モード動作となるためのオフ時間Ｔｏｆｆは式（２）で求められる。

【0032】

Ｉｐ−（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）×Ｔｏｆｆ／Ｌ＝０
Ｉｐ＝（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）×Ｔｏｆｆ／Ｌ
Ｔｏｆｆ＝Ｉｐ／（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）／Ｌ
＝（Ｖｉｎ×Ｔｏｎ／Ｌ）／（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）／Ｌ
＝（Ｖｉｎ×Ｔｏｎ）／（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ） …（２）
（２）式から、リアクトル電流がゼロとなるタイミングは、直流入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの差、電流のピーク値Ｉｐとインダクタンス値Ｌにより決定される。また、臨界モードにおける電流のピーク値Ｉｐは、直流入力電圧Ｖｉｎとオン時間Ｔｏｎとインダクタンス値Ｌにより決定される。

【0033】

従って、リアクトル電流がゼロとなるタイミングは、直流入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとオン時間Ｔｏｎとから求めることができる。

【0034】

従って、オフ時間演算部１４は、スイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔｏｎと直流入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとから、リアクトル電流がゼロとなるタイミングを求めることで、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間を算出することができる。これにより、巻線や電流検出器を用いずに、電流臨界モード動作が行うことができる。

【0035】

周波数演算部１５は、本発明の演算部に相当し、オフ時間演算部１４で算出されたオフ時間とオン時間とを合計したスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周期Ｔに基づきスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数ｆを算出する。

【0036】

ボトムスキップ制御部１６は、本発明の制御部に相当し、周波数ｆと基準周波数との比較結果に基づきスイッチング素子Ｑ１を制御する。ボトムスキップ制御部１６は、スイッチング素子Ｑ１のオフ時に両端電圧（ドレイン−ソース間電圧）Ｖｄｓが減衰振動する際のボトムタイミングを演算により予測し、周波数演算部１５で算出された周波数が基準周波数を超えた場合に、予測された最初のボトムタイミングから１スキップして次のボトムタイミングになった時にスイッチング素子Ｑ１をオンさせるための信号を生成する。

【0037】

ＰＷＭ波形形成部１８は、ボトムスキップ制御部１６からの信号に基づきＰＷＭ信号を生成し、生成されたＰＷＭ信号をドライバ（Ｄｒｖ）２０を介してスイッチング素子Ｑ１のゲートに出力する。

【0038】

次にこのように構成された実施例１のスイッチング電源装置の動作を図２に示すタイミングチャートを参照しながら、詳細に説明する。

【0039】

図２において、Ｑ１ｇはスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧、ＬｉはリアクトルＬに流れる電流、Ｖｄｓはスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧を示す。

【0040】

まず、臨界モードＴ１では、ＰＦＣ制御部１０は、オンデューティを略５０％に設定し、スイッチング素子Ｑ１をオンオフさせる。この場合、オフ時間演算部１４は、スイッチング素子Ｑ１のオン時間と直流入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとに基づきスイッチング素子Ｑ１のオフ時間を算出するので、巻線や電流検出器を用いずに、臨界モード動作が行える。

【0041】

次に、疑似共振モードＴ２では、図２に示すように、ボトムスキップ制御部１６は、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが減衰振動した際の最小値となる最初のボトムタイミングＢＴ１に達した時にスイッチング素子Ｑ１をオンさせる。この場合には、臨界モードのオフ時間にドレイン電圧ＶｄｓがボトムタイミングＢＴ１になるまでの時間を加算した時間をオフ時間に設定することができる。これにより、スイッチング損失を低減させることができる。

【0042】

次に、ボトムスキップ（１スキップ）Ｔ３では、ボトムスキップ制御部１６は、周波数演算部１５で算出された周波数が基準周波数を超えた場合に、演算により予測された最初のボトムタイミングＢＴ１から１スキップして次のボトムタイミングＢＴ２に達したときにスイッチング素子Ｑ１をオンさせる。この場合には、臨界モードのオフ時間に２回目のボトムタイミングＢＴ２になるまでの時間を加算した時間をオフ時間とすることができる。さらに、軽負荷となり、周波数が基準周波数を超えた場合は、スキップ回数を増加させる。これにより、高精度に制御モードを切り替え、スイッチング素子Ｑ１の最大周波数を制限することができるので、軽負荷時に発振周波数が上昇することによるスイッチング損失を低減させることができる。

【実施例2】

【0043】

図４は、本発明の実施例２のスイッチング電源装置の回路図である。実施例２のスイッチング電源装置は、力率改善回路であって、実施例１の力率改善回路に対して、さらに、ボトムスキップ制御部１６によりボトムが１スキップ以上されてオフ時間が延長された場合に、延長されたオフ時間に応じてオン時間を補正するオン時間補正部１７を追加したことを特徴とする。

【0044】

このように実施例２のスイッチング電源装置によれば、オン時間補正部１７は、ボトムスキップ制御部１６によりボトムが１スキップ以上されてオフ時間が延長された場合に、延長されたオフ時間に応じてオン時間を延長するように補正する。

【0045】

これにより、オフ時間を延長した場合でもオンデューティの変動を抑制できるので、電流及び電圧の波形歪みは抑えられる。その結果、ボトムスキップ時の力率を改善することができる。また、負荷がＬＥＤ照明であれば、そのちらつきを低減することができる。

【0046】

なお、本発明は、実施例１及び実施例２のスイッチング電源装置に限定されるものではない。実施例１及び実施例２のスイッチング電源装置では、昇圧タイプのスイッチング電源装置を説明したが、本発明は、例えば、降圧タイプのスイッチング電源装置にも適用することもできる。

【0047】

この場合、臨界モード動作時のオフ時間演算部のオフ時間の演算処理は、以下のようになる。オン時間をＴｏｎとしたとき、リアクトルＬに流れる電流ピークＩｐは式（３）で求められる。

【0048】

Ｉｐ＝（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）×Ｔｏｎ／Ｌ …（３）
電流ピークがＩｐのとき、臨界モード動作となるためのオフ時間Ｔｏｆｆは式（４）で求められる。

【0049】

Ｉｐ−Ｖｏｕｔ×Ｔｏｆｆ／Ｌ＝０
Ｉｐ＝Ｖｏｕｔ×Ｔｏｆｆ／Ｌ
Ｔｏｆｆ＝Ｉｐ×Ｌ／Ｖｏｕｔ
＝（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）×Ｔｏｎ×Ｌ／（Ｖｏｕｔ×Ｌ）
＝（Ｖｉｎ−Ｖｏｕｔ）×Ｔｏｎ／Ｖｏｕｔ …（４）
（４）式から、リアクトル電流がゼロとなるタイミングは、直流入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとオン時間Ｔｏｎとから求めることができる。

【0050】

従って、オフ時間演算部１４は、スイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔｏｎと直流入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとから、リアクトル電流がゼロとなるタイミングを求めることで、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間を算出することができる。これにより、巻線や電流検出器を用いずに、電流臨界モード動作が行うことができる。

【実施例3】

【0051】

実施例３のＬＥＤ点灯回路は、電流臨界モードで制御することによりスイッチング損失を低減し、ＬＥＤの光のちらつきを抑制する。図５は本発明の実施例３のＬＥＤ点灯回路の回路図である。図５に示す実施例３のＬＥＤ点灯回路は、力率改善回路（ＰＦＣ）３とＬＥＤ２との間に接続された降圧コンバータからなり、ＬＥＤ２を点灯させる。

【0052】

ＰＦＣ３は、力率を改善し、全波整流電圧である直流入力電圧Ｖｉｎを抵抗Ｒｉ１と抵抗Ｒｉ２との直列回路の両端に出力する。抵抗Ｒｉ１と抵抗Ｒｉ２との直列回路の両端にはコンデンサＣ１が並列に接続されている。

【0053】

抵抗Ｒａ１と抵抗Ｒａ２との直列回路の両端には、スイッチング素子Ｑ１とダイオードＤ１との直列回路が接続される。スイッチング素子Ｑ１は、ＭＯＳＦＥＴからなり、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間には、コンデンサが並列に接続される。コンデンサは、スイッチング素子Ｑ１の寄生容量でもいいし、個別素子のコンデンサでもよい。コンデンサは、図示しない。ダイオードＤ１の両端にはリアクトルＬと抵抗Ｒｏ１と抵抗Ｒｏ２との直列回路が接続される。抵抗Ｒｏ１と抵抗Ｒｏ２との直列回路の両端にはＬＥＤ２と抵抗ＲＬとの直列回路が接続される。

【0054】

ＬＥＤ点灯回路は、直流入力電圧ＶｉｎをリアクトルＬとスイッチング素子Ｑ１との直列回路を介してスイッチングすることにより得られた電圧を整流平滑して所定の出力電圧Ｖｏｕｔと所定の出力電流ＩｏｕｔをＬＥＤ２に供給する。

【0055】

制御部１０ｂは、ＭＣＵからなり、抵抗Ｒｉ１と抵抗Ｒｉ２との間の直流入力電圧Ｖｉｎと、抵抗Ｒｏ１と抵抗Ｒｏ２との間の出力電圧Ｖｏｕｔと、ＬＥＤ２と抵抗ＲＬとに流れる出力電流Ｉｏｕｔと、スイッチング素子Ｑ１のオン時間とに基づきスイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御することにより、出力電圧Ｖｏｕｔと出力電流Ｉｏｕｔを所定値にさせる。

【0056】

制御部１０ｂは、ＡＤＣ１１，１２，１９、フィードバック制御部１３ａ、オフ時間演算部１４ａ、周波数演算部１５ａ、ボトムスキップ制御部１６ａ、ＰＷＭ波形形成部１８ａを備えている。

【0057】

ＡＤＣ１１は、全波整流電圧Ｖｉｎを抵抗Ｒｉ１と抵抗Ｒｉ２とで分圧した電圧をデジタル値Ｖ１１に変換してオフ時間演算部１４ａに出力する。

【0058】

ＡＤＣ１２は、出力電圧Ｖｏｕｔを抵抗Ｒｏ１と抵抗Ｒｏ２とで分圧した電圧をデジタル値Ｖ１２に変換してオフ時間演算部１４ａに出力する。ＡＤＣ１９は、ＬＥＤ２に流れる出力電流Ｉｏｕｔをデジタル値に変換してフィードバック制御部１３ａに出力する。

【0059】

フィードバック制御部１３ａは、ＡＤＣ１９からの出力電流Ｉｏｕｔに基づくデジタル値と基準電流Ｉｒｅｆとの誤差に基づき、次のスイッチング周期におけるスイッチング素子Ｑ１のオン時間を算出する。オン時間の制御は、比例積分（ＰＩ）制御で行う。

【0060】

オフ時間演算部１４ａは、スイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔｏｎと直流入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとに基づき、次のスイッチング周期におけるスイッチング素子Ｑ１のオフ時間Ｔｏｆｆを算出する。

【0061】

この場合、降圧タイプで且つ臨界モード動作時のオフ時間演算部のオフ時間の演算処理は、オン時間をＴｏｎとしたとき、リアクトルＬに流れる電流ピークＩｐは前述した式（３）で求められる。電流ピークがＩｐのとき、臨界モード動作となるためのオフ時間Ｔｏｆｆは前述した式（４）で求められる。

【0062】

（４）式から、リアクトル電流がゼロとなるタイミングは、直流入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとオン時間Ｔｏｎとから求めることができる。

【0063】

従って、オフ時間演算部１４ａは、スイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔｏｎと直流入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとから、リアクトル電流がゼロとなるタイミングを求めることで、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間を算出することができる。これにより、巻線や電流検出器を用いずに、電流臨界モード動作が行うことができる。

【0064】

周波数演算部１５ａは、本発明の演算部に相当し、オフ時間演算部１４ａで算出されたオフ時間とオン時間とを合計したスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周期Ｔに基づきスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数ｆを算出する。

【0065】

ボトムスキップ制御部１６ａは、本発明の制御部に相当し、周波数ｆと基準周波数との比較結果に基づきスイッチング素子Ｑ１を制御する。ボトムスキップ制御部１６ａは、スイッチング素子Ｑ１のオフ時に両端電圧（ドレイン−ソース間電圧）Ｖｄｓが減衰振動する際のボトムタイミングを演算により予測し、周波数演算部１５ａで算出された周波数が基準周波数を超えた場合に、予測された最初のボトムタイミングから１スキップして次のボトムタイミングになった時にスイッチング素子Ｑ１をオンさせるための信号を生成する。

【0066】

ＰＷＭ波形形成部１８ａは、ボトムスキップ制御部１６ａからの信号に基づきＰＷＭ信号を生成し、生成されたＰＷＭ信号をドライバ（Ｄｒｖ）２０を介してスイッチング素子Ｑ１のゲートに出力する。

【0067】

このように構成された実施例３のＬＥＤ点灯回路の動作を、図２に示すタイミングチャートを参照して説明する。

【0068】

まず、臨界モードＴ１では、制御部１０ｂは、オンデューティを略５０％に設定し、スイッチング素子Ｑ１をオンオフさせる。この場合、オフ時間演算部１４ａは、スイッチング素子Ｑ１のオン時間と直流入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとに基づきスイッチング素子Ｑ１のオフ時間を算出するので、巻線や電流検出器を用いずに、臨界モード動作が行える。

【0069】

次に、疑似共振モードＴ２では、図２に示すように、ボトムスキップ制御部１６ａは、スイッチング素子Ｑ１のオフ時にドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが減衰振動した際の最小値となる最初のボトムタイミングＢＴ１に達した時にスイッチング素子Ｑ１をオンさせる。この場合には、臨界モードのオフ時間にドレイン電圧ＶｄｓがボトムタイミングＢＴ１になるまでの時間を加算した時間をオフ時間に設定することができる。これにより、スイッチング損失を低減させることができる。

【0070】

次に、ボトムスキップ（１スキップ）Ｔ３では、ボトムスキップ制御部１６ａは、周波数演算部１５ａで算出された周波数が基準周波数を超えた場合に、演算により予測された最初のボトムタイミングＢＴ１から１スキップして次のボトムタイミングＢＴ２に達したときにスイッチング素子Ｑ１をオンさせる。この場合には、臨界モードのオフ時間に２回目以降のボトムタイミングＢＴ２になるまでの時間を加算した時間をオフ時間とすることができる。さらに軽負荷となり、周波数が基準周波数を超えた場合は、スキップ回数を増加させる。
これにより、高精度に制御モードを切り替え、スイッチング素子Ｑ１の最大周波数を制限することができるので、軽負荷時に発振周波数が上昇することによるスイッチング損失を低減させることができる。

【実施例4】

【0071】

図６は、本発明の実施例４のＬＥＤ点灯回路の回路図である。実施例４のＬＥＤ点灯回路は、実施例３のＬＥＤ点灯回路に対して、さらに、ボトムスキップ制御部１６ａによりボトムが１スキップ以上されてオフ時間が延長された場合に、延長されたオフ時間に応じてオン時間を補正するオン時間補正部１７ａを追加したことを特徴とする。

【0072】

このように実施例４のＬＥＤ点灯回路によれば、オン時間補正部１７ａは、ボトムスキップ制御部１６ａによりボトムが１スキップ以上されてオフ時間が延長された場合に、延長されたオフ時間に応じてオン時間を延長するように補正する。

【0073】

これにより、オフ時間を延長した場合でもオンデューティの変動を抑制できるので、電流及び電圧の波形歪みは抑えられる。その結果、ＬＥＤ照明のちらつきを低減することができる。

【0074】

なお、本発明は、実施例３及び実施例４のＬＥＤ点灯回路に限定されるものではない。実施例３及び実施例４のＬＥＤ点灯回路では、降圧タイプのＬＥＤ点灯回路を説明したが、本発明は、例えば、昇圧タイプのＬＥＤ点灯回路にも適用することもできる。

【0075】

昇圧タイプで且つ電流臨界モード時のスイッチング素子Ｑ１のオフ時間演算部１４ａの演算処理は、オン時間をＴｏｎとしたとき、リアクトルＬに流れる電流ピークＩｐは前述した式（１）で求められる。電流ピークがＩｐのとき、臨界モード動作となるためのオフ時間Ｔｏｆｆは前述した式（２）で求められる。

【0076】

（２）式から、リアクトル電流がゼロとなるタイミングは、直流入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとの差、電流のピーク値Ｉｐとインダクタンス値Ｌにより決定される。また、臨界モードにおける電流のピーク値Ｉｐは、直流入力電圧Ｖｉｎとオン時間Ｔｏｎとインダクタンス値Ｌにより決定される。

【0077】

従って、リアクトル電流がゼロとなるタイミングは、直流入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとオン時間Ｔｏｎとから求めることができる。

【0078】

従って、オフ時間演算部１４ａは、スイッチング素子Ｑ１のオン時間Ｔｏｎと直流入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとから、リアクトル電流がゼロとなるタイミングを求めることで、スイッチング素子Ｑ１のオフ時間を算出することができる。これにより、巻線や電流検出器を用いずに、電流臨界モード動作が行うことができる。

【0079】

また、本発明は、負荷の軽重によってスイッチング周波数が変動するものであれば、力率改善回路を含まないＤＣ／ＤＣコンバータにも適用することができる。

【0080】

また、本発明は、スイッチング周波数と基準周波数との比較結果の代わりに、スイッチング周期と基準周期との比較結果に基づき前記スイッチング素子を制御しても良い。

【0081】

また、スイッチング素子Ｑ１の両端電圧Ｖｄｓが減衰振動する際のボトムタイミングは、演算により予測するほか、ＰＦＣ制御部１０の内部機能により固定値として設定しても良く、電圧Ｖｄｓまたは電流ＩＬに基づき検出しても良く、これらの手段を組み合わせても良い。

【符号の説明】

【0082】

１ 交流電源
２ ＬＥＤ
３ ＰＦＣ
１０，１０ａ ＰＦＣ制御部
１０ｂ，１０ｃ 制御部
１１，１２，１９ ＡＤＣ
１３，１３ａ フィードバック制御部
１４，１４ａ オフ時間演算部
１５，１５ａ 周波数演算部
１６，１６ａ ボトムスキップ制御部
１７，１７ａ オン時間補正部
１８ ＰＷＭ波形形成部
ＤＢ 全波整流回路
Ｌ リアクトル
Ｑ１ スイッチング素子
Ｄ１ ダイオード
Ｒａ１，Ｒａ２，Ｒｏ１，Ｒｏ２ 抵抗
Ｃ１ コンデンサ
ＢＴ１，ＢＴ２ ボトムタイミング
Ｔ１ 臨界モード
Ｔ２ 疑似共振モード
Ｔ３ ボトムスキップ

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】