特許 6705816 絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6705816

(24)【登録日】2020年5月18日

(45)【発行日】2020年6月3日

(54)【発明の名称】絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20200525BHJP

【ＦＩ】

   H02M3/28 Q

【請求項の数】17

【全頁数】16

(21)【出願番号】特願2017-520978(P2017-520978)

(86)(22)【出願日】2015年10月16日

(65)【公表番号】特表2017-531990(P2017-531990A)

(43)【公表日】2017年10月26日

(86)【国際出願番号】FR2015052781

(87)【国際公開番号】WO2016059353

(87)【国際公開日】20160421

【審査請求日】2018年10月3日

(31)【優先権主張番号】1459951

(32)【優先日】2014年10月16日

(33)【優先権主張国】FR

(73)【特許権者】

【識別番号】517123977

【氏名又は名称】ヴァレオ システムズ デ コントロール モトゥール

(74)【代理人】

【識別番号】110002572

【氏名又は名称】特許業務法人平木国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】デ ソウザ，ルイス

【審査官】 佐藤 匡

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００７−１２４８６９（ＪＰ，Ａ）

【文献】 米国特許第０５７５４４１３（ＵＳ，Ａ）

【文献】 特開平０１−２０６８７０（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ３／００，７／４８，Ｈ０２Ｓ１０／００，４０／００

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（１）であって、
直列に接続されたスイッチ（ＭＡ１、ＭＡ２）を含み、前記コンバータの入力に接続された第１のアーム（Ａ）と、
直列に接続されたスイッチ（ＭＢ１、ＭＢ２）を含む第２のアーム（Ｂ）と、
前記第１のアーム（Ａ）と前記第２のアーム（Ｂ）の中間点に接続されたインダクタンス（Ｌ２）と、
前記第２のアーム（Ｂ）の端部端子間に接続されたキャパシタンス（Ｃ１）と、
磁気部品（３１）を有し、前記第２のアーム（Ｂ）の中間点に接続された第３のアーム（Ｃ）とを備え、
前記スイッチ（ＭＡ１、ＭＡ２、ＭＢ１、ＭＢ２）の開閉動作の連続により、前記磁気部品（３１）によって入力電圧（Ｕｅ）が出力電圧（Ｖｏｕｔ）に変換され、
前記第２のアーム（Ｂ）の端部端子間の電圧（ＶＣ１）は、以下の式で与えられるコンバータ。

【請求項2】

前記第１のアーム（Ａ）は、前記インダクタンス（Ｌ２）を流れる信号の電気的パラメータを変更することにより、前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧（Ｖｏｕｔ）を制御するように構成されており、前記第２のアーム（Ｂ）のデューティサイクル（α_Ｂ）は、実質的に一定である請求項１に記載のコンバータ（１）。

【請求項3】

前記第２のアーム（Ｂ）は、デューティサイクル（α_Ｂ）が実質的に５０％になるように構成されている請求項２に記載のコンバータ（１）。

【請求項4】

前記第１のアーム（Ａ）と前記第２のアーム（Ｂ）との間に接続された前記インダクタンス（Ｌ２）を流れる信号の電気的パラメータに対する設定点（Ｉ２ｃｏｎｓ）を、前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（１）の出力電圧の値（Ｖｏｕｔ＿ｍｅｓ）と前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（１）の設定出力電圧（Ｖ＊）との差に拘束する第１のループを実現するように意図された回路（５）を備える請求項１から３までのいずれか１項に記載のコンバータ（１）。

【請求項5】

前記磁気部品は、電気絶縁バリアによって分離された一次回路と二次回路とを有し、前記磁気部品は、前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（１）の入力電圧（Ｕｅ）を出力電圧（Ｕｏｕｔ）に変換する際に、前記一次回路から前記二次回路への変圧器として及び前記一次回路内のエネルギを保存するインピーダンスとして動作する請求項１から４までのいずれか１項に記載のコンバータ（１）。

【請求項6】

前記磁気部品は、
前記コンバータの動作期間の第１の部分において、前記一次回路の第１の部分（Ｌ１１）が前記二次回路の第１の部分（Ｌ１２）にエネルギを伝達し、前記一次回路の第２の部分（Ｌ２１）がエネルギを蓄積するインダクタンスを提供し、
前記コンバータの動作期間の第２部分において、前記一次回路の第２の部分（Ｌ２１）が前記二次回路の第２の部分（Ｌ１２）にエネルギを伝達し、前記一次回路の第１の部分（Ｌ１１）がエネルギを蓄積するインダクタンスを提供する請求項５に記載のコンバータ（１）。

【請求項7】

前記磁気部品（３１）の一次回路は、一次巻線（３３）を含み、前記磁気部品（３１）の二次回路は、互いに磁気的に結合されていない少なくとも１つの第１の二次巻線（３５ａ）と少なくとも１つの第２の二次巻線（３５ｂ）とを含み、前記第１の二次巻線（３５ａ）及び前記第２の二次巻線（３５ｂ）は、前記一次巻線（３３）に磁気的に結合されている請求項５又は６に記載のコンバータ（１）。

【請求項8】

前記磁気部品（３１）は、前記一次巻線（３３）から前記第１の二次巻線（３５ａ）及び前記第２の二次巻線（３５ｂ）のいずれかへの変圧器として動作しながら、前記一次巻線（３３）にエネルギを蓄積するインピーダンスとして動作する請求項７に記載のコンバータ（１）。

【請求項9】

前記磁気部品は、直列に接続された少なくとも第１の変圧器（Ｔ１）と第２の変圧器（Ｔ２）を備え、
前記第１の変圧器（Ｔ１）の一次側（Ｌ１１）が前記一次回路の第１の部分を構成し、前記第１の変圧器（Ｔ１）の二次側（Ｌ１２）が二次回路の第１の部分を構成し、
前記第２の変圧器（Ｔ２）の一次側（Ｌ２１）が前記一次回路の第２の部分を構成し、前記第２の変圧器（Ｔ２）の二次側（Ｌ２２）が前記二次回路の第２の部分を構成する請求項６に記載のコンバータ（１）。

【請求項10】

請求項１から９までのいずれか１項に記載の少なくとも２つの絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（１）の組合せを含む、電圧を変換するためのデバイス（１０）であって、前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（１）の数をｎとして、前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの第１のアームのそれぞれは、２π／ｎの位相シフトで動作するように構成され、前記コンバータの第２のアームのそれぞれは、π／ｎの位相シフトで動作するように構成されるデバイス（１０）。

【請求項11】

請求項４に記載のコンバータ（１）を含み、前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（１）は、前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの第１のアームのそれぞれが同じ設定点（Ｉ２ｃｏｎｓ）を受け取るように、第１のループを実現するよう意図された単一の回路（５）を共有する請求項１０に記載のデバイス（１０）。

【請求項12】

電圧を変換する方法であって、
請求項１から９までのいずれか１項に記載の少なくとも１つの絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（１）を準備するステップと、
前記スイッチの開閉動作の連続を実行して、前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの磁気部品（３１）によって入力電圧を出力電圧に変換するステップと、を有する方法。

【請求項13】

前記スイッチの開閉動作の連続の実行は、前記インダクタンス（Ｌ２）を流れる信号の電気的パラメータの変更を含み、前記第２のアーム（Ｂ）の前記デューティサイクル（α_Ｂ）は、実質的に一定のままである請求項１２に記載の方法。

【請求項14】

前記第２のアーム（Ｂ）のデューティサイクル（α_Ｂ）は、実質的に５０％である請求項１３に記載の方法。

【請求項15】

前記入力電圧の出力電圧への変換は、
前記第１のアーム（Ａ）を流れる信号の電気的パラメータの設定点（Ｉ２ｃｏｎｓ）を、前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（１）の前記出力電圧の値（Ｖｏｕｔ＿ｍｅｓ）と、前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（１）の設定出力電圧（Ｖ＊）との間の差に拘束する第１のループを含む請求項１２から１４までのいずれか１項に記載の方法。

【請求項16】

複数の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（１）を準備するステップを有し、
前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの前記第２のアームのそれぞれは、ｎを前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの数として、π／ｎの位相シフトで動作し、
前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの前記第１のアームのそれぞれは、２π／ｎの位相シフトで動作する請求項１２から１５までのいずれか１項に記載の方法。

【請求項17】

前記入力電圧の出力電圧への変換は、前記絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（１）の間で共有される単一の第１のアーム（Ａ）によって提供される同じ設定点（Ｉ２ｃｏｎｓ）を用いて行われる請求項１５又は１６に記載の方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ、本発明に基づくコンバータの組合せを含む電圧を変換するためのデバイス、及び本発明に基づくコンバータによって実行される電圧を変換する方法に関する。

【背景技術】

【0002】

絶縁型ＤＣ／ＤＣ（直流／直流用）コンバータは、ゼロ電圧スイッチング（zero voltage switching：ＺＶＳ）又はゼロ電流スイッチング（zero current switching：ＺＣＳ）を実現することができ、電圧変換時のスイッチング損失を低減できる。したがって、これらのコンバータは、エネルギ資源が限られている自動車用途において特に有利である。自動車では、電圧コンバータを使用して、自動車内の複数の電気システム間の電圧レベルを適合させるか、又は自動車に搭載されたエネルギ源と電気負荷との間の電圧を変換することができる。

【0003】

絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、米国特許第５７５４４１３号に開示されており、これを図１に示す。このコンバータは、２つのスイッチＱ１、Ｑ２を含み、これらの中間点は、直列に接続された２つの変圧器を含む分岐に接続されている。このコンバータはハーフブリッジとして設計されている。このスイッチは、変圧器を介してエネルギの伝達を制御して、コンバータの入力電圧を出力電圧に変換する。変圧器の二次側に接続されたダイオードは、出力信号を整流する。出力電圧は、スイッチのデューティサイクルを制御することによって得られる。目標出力電圧値を達成するためにデューティサイクルを変更することによって、コンバータの利得が調整され、目標出力電圧値が達成される。具体的には、周知の手法では、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧が変化すると、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチのデューティサイクルを変化させることによってその出力電圧が調整され、これによって、出力電圧が所望の値に維持される。

【0004】

ここで、整流ダイオードの電圧ストレスは、コンバータのスイッチのデューティサイクルに依存する。デューティサイクルが０％又は１００％に近づくと、このストレスは大きくなる。整流ダイオードの電圧ストレスを制限するために、２つの変圧器は、それぞれ異なる変圧比を提供する。しかしながら、これによって、変圧器を同一にすることができず、二次側の電流が不連続となるため、変圧器の設計が複雑になる。

【0005】

さらに、可変デューティサイクルで動作させると、出力における電流リップルが大きく変化し、コンバータの出力が変動する。良好な出力レベルでの動作を維持するためには、デューティサイクルは、殆ど変わらない必要がある。現在、自動車では、バッテリなどのエネルギ源の電圧は、利用可能なエネルギに応じて大きく変化する可能性がある。コンバータの入力におけるこのような変化のために、デューティサイクルが相応に変化するため、自動車における絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの使用が制限されている。

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

したがって、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの性能を向上させ、自動車で使用可能にする解決策が求められている。

【課題を解決するための手段】

【0007】

この問題を解決するために、本発明は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータに関し、この絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、
直列に接続されたスイッチを含み、コンバータの入力に接続された第１のアームと、
直列に接続されたスイッチを含む第２のアームと、
第１のアームと第２のアームの中間点に接続されたインダクタンスと、
第２のアームの端部端子間に接続されたキャパシタンスと、
磁気部品を有し、第２のアームの中間点に接続された第３のアームとを備え、
スイッチの開閉動作の連続により、磁気部品によって入力電圧が出力電圧に変換される。

【0008】

本出願の文脈では、絶縁型コンバータとは、コンバータの機能要素間に電気絶縁バリアを含むコンバータを意味する。コンバータは、特に、この絶縁バリアを介するエネルギの伝達を可能にする要素を含むことができる。

【0009】

特に、第１のアームは、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの入力に直接接続されている。

【0010】

第１のアーム並びにキャパシタンス及びインダクタンスは、磁気部品を介するエネルギの伝達を制御するのに役立つ。従来技術に関連して、第１のアームのデューティサイクルは、磁気部品を介するエネルギの伝達の制御において補足的なパラメータを構成する。これにより、従来技術に比べて、特に磁気部品によるエネルギの伝達に関する性能を向上させるために制御を精緻化することができる絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータが得られる。一実施形態によれば、第１のアームは、インダクタンスを流れる信号の電気的パラメータを変更することにより、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を制御するように構成されており、第２のアームのデューティサイクルは、実質的に一定である。すなわち、第２のアームのスイッチのデューティサイクルは、ある程度一定に維持される。

【0011】

したがって、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力における所望の電圧値は、インダクタンスに流れる信号の電気的パラメータを調整することによって得られる。絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力における各所望の電圧値は、インダクタンスを流れる信号の電気的パラメータの対応する値を有する。絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力における所望の出力電圧値は、第２のアームのデューティサイクルを変更することなく得られる。したがって、第２のアームのデューティサイクルは、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータからの最大出力、特に磁気部品を介するエネルギの伝達についての最大出力を可能にする値に固定することができる。

【0012】

絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの所与の出力電圧において、第１のアームは、あらゆる入力電圧、特に絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作範囲内のあらゆる入力電圧に対して、一定のデューティサイクルで第２のアームを動作させることができる。一例として、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧の最小値と最大値との差は、１５０〜５００Ｖであり、一例として、入力電圧の最小値は１５０〜２００Ｖであり、入力電圧の最大値は４００〜５００Ｖ、さらには４００〜６５０Ｖである。

【0013】

特に、第１のアームは、自らのデューティサイクルを変更することによって、インダクタンスに流れる信号の電気的パラメータを変更するように構成される。

【0014】

この実施形態の変形によれば、第２のアームは、デューティサイクルが実質的に５０％になるように構成される。第２のアームのデューティサイクルを５０％にすると、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力における電流、より具体的には、磁気部品の出力における電流のリップルが小さくなる。これは、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ、特に磁気部品の磁化インダクタンスにおける電流のリップルが補償されるためである。

【0015】

一実施形態によれば、コンバータは、第１のアームと第２のアームとの間に接続されたインダクタンスを流れる信号の電気的パラメータに対する設定点を、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧の値と絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの設定出力電圧との差に拘束する第１のループを実現するように意図された回路を備える。

【0016】

変形例では、コンバータは、第１のアームと第２のアームとの間に接続されたインダクタンスを流れる信号の電気的パラメータを、電気的パラメータの値と電気的パラメータの設定値との間の差に拘束する第２のループを実現するように意図された回路を備える。

【0017】

一変形形態によれば、信号の電気的パラメータは、電流又は電圧である。したがって、１つの特定の変形例では、回路は、第１のループを実現し、第１のアームと第２のアームとの間に接続されたインダクタンスを流れる電流を、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧の値と、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータのための設定出力電圧との差に拘束する。

【0018】

具体的には、第１のループ及び／又は第２のループの回路は、第１のアームのスイッチを拘束することによって、具体的には、スイッチの開閉のためのデューティサイクルを拘束することによって、電気的パラメータを拘束する。

【0019】

一実施形態によれば、磁気部品は、電気絶縁バリアによって分離された一次回路と二次回路とを有し、磁気部品は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧を出力電圧に変換する際に、一次回路から二次回路への変圧器として及び一次回路内のエネルギを保存するインピーダンスとして動作する。

【0020】

具体的には、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧は、磁気部品の二次回路の端子から得られる。

【0021】

一実施形態においては、磁気部品は、
コンバータの動作期間の第１の部分において、一次回路の第１の部分が二次回路の第１の部分にエネルギを伝達し、一次回路の第２の部分がエネルギを蓄積するインダクタンスを提供し、
コンバータの動作期間の第２部分において、一次回路の第２の部分が二次回路の第２の部分にエネルギを伝達し、一次回路の第１の部分がエネルギを蓄積するインダクタンスを提供する。

【0022】

具体的には、第２のアームは、パルス幅変調を用いて制御される。動作期間の第１の部分は、変調期間の第１の部分に対応し、動作期間の第２の部分は、変調期間の第２の部分に対応する。これら第１及び第２の部分は、特に、第２のアームのデューティサイクルによって決定される。

【0023】

一変形例によれば、磁気部品の一次回路は、一次巻線を含み、磁気部品の二次回路は、互いに磁気的に結合されていない少なくとも１つの第１の二次巻線と少なくとも１つの第２の二次巻線とを含み、第１の二次巻線及び第２の二次巻線は、一次巻線に磁気的に結合されている。なお、二次回路は、少なくとも１つの一次巻線と、少なくとも１つの第１の一次巻線と、少なくとも１つの第２の二次巻線とを備える。すなわち、磁気部品の一次回路は、単一の一次巻線を含む。また、一次巻線は、第２のアームの中間点に接続される。

【0024】

特に、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧は、第１の二次巻線の端子及び／又は第２の二次巻線の端子から得られる。

【0025】

１つの特定の変形例によれば、磁気部品は、第１に、一次巻線から二次巻線、特に一次巻線の一部から二次巻線への変圧器として動作するように構成され、第２に、一次巻線、特に一次巻線の他の部分にエネルギを蓄積するインピーダンスとして使用される。

【0026】

具体的には、磁気部品は、一次巻線、特に一次巻線の一部から、第１の二次巻線又は第２の二次巻線のいずれかへの変圧器として動作しながら、一次巻線、特に一次巻線の別の部分にエネルギを蓄積するインピーダンスとして動作するように構成される。

【0027】

１つの特定の変形例によれば、磁気部品が変圧器として動作する際に使用する二次巻線は、一次巻線に供給される電圧に依存する。換言すれば、一次巻線に供給される電圧に応じて、磁気部品は、第１の二次巻線又は第２の二次巻線のいずれかに対する変圧器として動作する。

【0028】

一変形形態によれば、磁気部品は、直列に接続された少なくとも第１及び第２の変圧器を備え、変圧器は、
第１の変圧器の一次側が一次回路の第１の部分を構成し、第１の変圧器の二次側が二次回路の第１の部分を構成し、
第２の変圧器の一次側が一次回路の第２の部分を構成し、第２の変圧器の二次側が二次回路の第２の部分を構成する。

【0029】

特に、変圧器の一次側は、直列であり、第２のアームの中間点に接続される。特に、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧は、第１の変圧器及び／又は第２の変圧器の二次側の端子から得られる。

【0030】

一実施形態によれば、第２のアーム及び磁気部品、特に磁気部品の主回路は、ハーフブリッジ構造を形成する。具体的には、磁気部品を含む第３のアームは、第１に、第２のアームの中間点に接続され、第２に、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータのアースに接続される。

【0031】

あるいは、第２のアーム及び磁気部品、特に磁気部品の主回路は、他のスイッチと共にフルブリッジ構造を形成する。具体的には、磁気部品を含む第３のアームは、第１に、第２のアームの中間点に第１に接続され、第２に、直列のスイッチを含む第４のアームの中間点に接続される。

【0032】

一実施形態においては、スイッチの少なくとも１つ、特に第２及び／又は第４アームのスイッチは、並列に接続されたキャパシタンスを含む。

【0033】

本発明は、さらに、本発明に基づく少なくとも２つの絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの組合せを含む、電圧を変換するデバイスに関し、このデバイスにおいて、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの数をｎとして、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの第１のアームのそれぞれは、２π／ｎの位相シフトで動作するように構成され、コンバータの第２のアームのそれぞれは、π／ｎの位相シフトで動作するように構成される。

【0034】

特に、このデバイスの少なくとも２つの絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、インターレースされる。

【0035】

一実施形態によれば、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの第１のアームのそれぞれが同じ設定点を受け取るように、第１のループを実現するよう意図された単一の回路を共有する。

【0036】

また、本発明は、電圧を変換する方法に関し、この方法は、
本発明に基づく少なくとも１つの絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを準備するステップと、スイッチの開閉動作の連続を実行して、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの磁気部品によって入力電圧を出力電圧に変換するステップとを有する。

【0037】

一実施形態によれば、スイッチの開閉動作の連続の実行は、インダクタンスを流れる信号の電気的パラメータの変更を含み、第２のアームのデューティサイクルは、実質的に一定のままである。したがって、第２のアームのスイッチのデューティサイクルはある程度一定である。

【0038】

特に、インダクタンスを流れる信号の電気的パラメータの変更は、第１のアームのデューティサイクルの変更を含む。

【0039】

一実施形態によれば、第２のアームのデューティサイクルは、実質的に５０％である。

【0040】

一実施形態によれば、入力電圧の出力電圧への変換は、第１のアームを流れる信号の電気的パラメータの設定点を、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧の値と、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの設定出力電圧との間の差に拘束する第１のループを含む。

【0041】

一実施形態によれば、この方法は、複数の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ（１）を準備するステップを有し、
絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの第２のアームのそれぞれは、ｎを絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの数として、π／ｎの位相シフトで動作し、
絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの第１のアームのそれぞれは、２π／ｎの位相シフトで動作する。

【0042】

一実施形態によれば、入力電圧の出力電圧への変換は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの間で共有される単一の第１のアームによって提供される同じ設定点を用いて行われる。

【0043】

本発明に基づく方法は、本発明に基づく絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータに関連して上述した特徴の１つを含むことができる。

【0044】

本発明は、以下の図面を参照することによって、より明瞭となる。

【図面の簡単な説明】

【0045】

【図1】従来技術の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す図である。

【図2】本発明に基づく絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す図である。

【図3】本発明に基づく絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す図である。

【図4】本発明に基づくコンバータのインターレースを含む変換デバイスを制御する方法の一例を示す図である。

【図5】図５は、図２及び図３のコンバータの磁気部品の変形例を示す図である。

【図6a】図５に示す磁気部品の例示的な実施形態を示す図である。

【図6b】図５に示す磁気部品の例示的な実施形態を示す図である。

【図6c】図５に示す磁気部品の例示的な実施形態を示す図である。

【図6d】図５に示す磁気部品の例示的な実施形態を示す図である。

【図6e】図５に示す磁気部品の例示的な実施形態を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0046】

本発明に基づくコンバータについて、本発明に基づく絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの一例を示す図２を参照して説明する。

【0047】

絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、スイッチが直列に接続された第１のアームＡと、スイッチが直列に接続された第２のアームＢとを含む。アームＡ、Ｂは、スイッチＭＡ１、ＭＡ２、ＭＢ１、ＭＢ２を備えており、これらの一連の開閉動作によって絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力を制御することができる。これらのスイッチは、トランジスタ、例えば、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ又は他のトランジスタであってもよい。絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の一部、特に、第２のアームのスイッチ、又は絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の全体は、半導体材料、例えば、シリコン（Ｓｉ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、炭化シリコン（ＳｉＣ）又は他の任意の半導体材料から形成することができる。

【0048】

第１のアームＡは、直列に接続された２つのスイッチＭＡ１、ＭＡ２を備える。ハイサイドスイッチと呼ばれるスイッチＭＡ１は、電圧源（図示せず）のハイ端子に接続されている。ローサイドスイッチと呼ばれるスイッチＭＡ２は、電圧源のロー端子に接続されている。このロー端子は、特に、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の第１のアースＧＮＤ１に対応する。各スイッチＭＡ１、ＭＡ２は、環流ダイオード（freewheeling diode）と並列のトランジスタを含むことができる。

【0049】

インダクタンスＬ２は、第１のアームＡの２つのスイッチＭＡ１、ＭＡ２の中間点に接続された第１の端子と、第２のアームＢの中間点に接続された第２の端子とを有する。

【0050】

第２のアームＢは、好ましくは同一である直列の２つのスイッチＭＢ１、ＭＢ２を備える。スイッチＭＢ１、ＭＢ２は、第１のアームＡのスイッチＭＡ１、ＭＡ２について上述したダイオードと同様のダイオードを含む。さらに、各スイッチＭＢ１、ＭＢ２は、並列のキャパシタンスＣＢ１、ＣＢ２を含む。これらのキャパシタンスＣＢ１、ＣＢ２は、スイッチＭＢ１、ＭＢ２が開いたときのゼロ電圧スイッチング、すなわちＺＶＳに使用される。スイッチＭＢ１、ＭＢ２の開放中、インダクタンスに蓄積されたエネルギ、特に後述する磁気部品の漏れインダクタンスが回復され、スイッチの端子にあるキャパシタンスＣＢ１、ＣＢ２が放電される。電圧が０Ｖに近づくと、スイッチが制御され、ゼロ電圧スイッチングが達成され、スイッチング損失が大幅に低減される。これらのキャパシタンスＣＢ１、ＣＢ２は、寄生キャパシタンスとして、スイッチＭＢ１、ＭＢ２を構成する半導体の構造内に生来的に存在するものであってもよい。すなわち、スイッチＭＢ１、ＭＢ２の寄生キャパシタンスは、補助キャパシタンスを追加することなくゼロ電圧スイッチングを達成するために十分なものであってもよい。第１のアームＡは、同様に、スイッチＭＡ１、ＭＡ２のソフトスイッチングのためのキャパシタンスを有することができる。しかしながら、この場合、インダクタンスＬ２に電流リップルが生じ、これが損失の原因となる可能性がある。この結果、第１のアームＡのスイッチＭＡ１、ＭＡ２のソフトスイッチングの利点が失われることになる。

【0051】

第２のアームＢの端部端子間にはキャパシタンスＣ１が接続されている。具体的には、キャパシタンスＣ１は、第２のアームＢの中間点に接続されている端子とは異なる端子側で、第２のアームＢのハイサイドスイッチＭＢ１と、第２のアームＢのローサイドスイッチＭＢ２に接続されている。

【0052】

第２のアームＢの２つのスイッチＭＢ１、ＭＢ２の間の中間点は、直列接続された２つの絶縁変圧器Ｔ１、Ｔ２を含む第３のアームＣに接続されている。各変圧器Ｔ１、Ｔ２は、一次側Ｌ１１、Ｌ２１及び二次側Ｌ１２、Ｌ２２を有する。一次側Ｌ１１、Ｌ２１及び二次側Ｌ１２、Ｌ２２はそれぞれ直列に接続されている。スイッチＭＢ１、ＭＢ２の中間点は一次側Ｌ１１、Ｌ２１に接続されている。キャパシタンスＣ３３は変圧器Ｔ１、Ｔ２と直列に接続されている。但し、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、このキャパシタなしで実現してもよい。キャパシタンスＣ３３により、特にハーフブリッジ構造の場合に、変圧器Ｔ１、Ｔ２によって伝達される信号のＤＣ成分を除去できる。キャパシタンスＣ３３は、フルブリッジ構造では省略することができる。二次側Ｌ１２、Ｌ２２は、直列接続され、この中間点は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の第２のアースＧＮＤ２に接続されている。

【0053】

ダイオードＤ３１、Ｄ３２は、変圧器Ｔ１、Ｔ２からの信号を整流するために、二次側Ｌ１２、Ｌ２２に接続されている。この目的のために、ダイオードＤ３１のアノードは、一方の二次側Ｌ１２の端子に接続され、他方のダイオードＤ３２のアノードは、他方の二次側Ｌ２２の端子に接続され、これらの端子は、２つの二次側Ｌ１２、Ｌ２２の中間点とは異なる側の端子である。絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力は、２つのダイオードＤ３１、Ｄ３２に共通の端子、すなわち、二次側Ｌ１２、Ｌ２２に接続されていない側にあるダイオードＤ３１、Ｄ３２の端子と、第２のアースＧＮＤ２との間で得られる。すなわち、ハイ出力は、ダイオードＤ３１、Ｄ３２の共通端子から得られる。

【0054】

変形例では、各ダイオードＤ３１、Ｄ３２のそれぞれのカソードが中間点とは異なる二次側Ｌ１２、Ｌ２２の端子に接続される。この場合、ハイ出力は、二次側Ｌ１２、Ｌ２２の中間点から得られる。したがって、二次側Ｌ１２、Ｌ２２の中間点は、第２のアースＧＮＤ２に接続されない。２つのダイオードＤ３１、Ｄ３２に共通の端子は、第２のアースＧＮＤ２に接続される。

【0055】

好ましくは、ダイオードＤ３１、Ｄ３２は、例えば、変圧器Ｔ１、Ｔ２の出力において同期整流を得るために、スイッチ、特に、トランジスタ、例えば、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ又は他のトランジスタによって置き換えることができる。二次側の高電流アプリケーションでは、ダイオードの代わりにトランジスタを使用することにより、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１からの全体的な出力を改善することができる。

【0056】

絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、出力信号をフィルタリングするためのキャパシタンスＣＦを備える。

【0057】

第２のアームＢのスイッチＭＢ１、ＭＢ２は、変圧器Ｔ１、Ｔ２を介してエネルギを伝達することができるデューティサイクルを有する。具体的には、動作期間の第１の部分では、スイッチＭＢ１が閉じられ、スイッチＭＢ２が開かれる。このとき、第１の変圧器Ｔ１の一次側Ｌ１１の磁化インダクタンスがエネルギを蓄積し、第２の変圧器Ｔ２の一次側Ｌ２１が第２の変圧器Ｔ２の二次側Ｌ２２にエネルギを伝達する。

【0058】

動作期間の第２の部分では、第２の変圧器Ｔ２の一次側Ｌ２１の磁化インダクタンスがエネルギを蓄積し、第１の変圧器Ｔ１の一次側Ｌ１１が第１の変圧器Ｔ１の二次側Ｌ１２にエネルギを伝達する。動作期間の第１及び第２の部分は、スイッチＭＢ１、ＭＢ２のデューティサイクルによって規定される。

【0059】

図１に示す従来技術では、変圧器Ｔ１、Ｔ２を通るエネルギの伝達は、直列のスイッチＱ１、Ｑ２によって制御される。本発明に基づく絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、第２のアームＢも同様にこのエネルギ伝達を制御することができる。ここで、従来技術では、２つのスイッチＱ１、Ｑ２を含む分岐の端子における電圧は、コンバータの入力電圧Ｕｅに等しい。一方、本発明に基づく絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１では、第２の分岐Ｂの端子、すなわちキャパシタンスＣ１の端子における電圧ＶＣ１は、以下の式によって表される。

【0060】

【数1】

ここで、α_Ａは第１のアームＡのデューティサイクルであり、α_Ｂは第２のアームＢのデューティサイクルである。

【0061】

したがって、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１では、第１のアームＡのデューティサイクルα_Ａは、従来技術に関連して、変圧器Ｔ１、Ｔ２を通るエネルギの伝達を制御する補足的なパラメータを構成する。したがって、従来技術に比べて、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の制御が改良されている。

【0062】

さらに、第２の分岐Ｂの端子において電圧ＶＣ１によってアクセスできる値の範囲は、従来のスイッチＱ１、Ｑ２の分岐の端子における電圧によってアクセスできる値の範囲を超えている。これは、比α_Ａ／α_Ｂが１より大きい場合、第２の分岐Ｂの端子における電圧ＶＣ１が入力電圧Ｕｅより高くなるためである。具体的には、電圧ＶＣ１は、入力電圧Ｕｅの最大値Ｕｅ_ｍａｘを上回ってもよい。したがって、分岐Ｂの端子における電圧ＶＣ１は、従来技術とは異なり、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の入力電圧Ｕｅより高くなることができる。同様に、比α_Ａ／α_Ｂが１よりも小さい場合、第２の分岐Ｂの端子における電圧ＶＣ１は入力電圧Ｕｅよりも低くなる。具体的には、電圧ＶＣ１は、入力電圧Ｕｅの最小値Ｕｅ_ｍｉｎを下回ってもよい。したがって、従来技術とは異なり、第２の分岐Ｂの端子における電圧ＶＣ１は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧Ｕｅよりも低くなることができる。

【0063】

なお、入力電圧を低下又は上昇させるこの特性は、図１に示す従来技術のコンバータに補助段を追加することによっても実現できる。一例として、補助段は、コンバータの一次側に接続されたステップアップ／ステップダウン（「バックブースト」）コンバータであってもよい。したがって、これにより得られるコンバータは、スイッチＱ１、Ｑ２のアームに対して２つのスイッチの補助アームを有する。したがって、スイッチのアームの総数は、コンバータの一次側では３になる。一方、本発明に基づくコンバータでは、コンバータ１の一次側のスイッチＭＡ１、ＭＡ２、ＭＢ１、ＭＢ２の２つのアームＡ、Ｂによって入力電圧を低下又は上昇させる特性が得られる。

【0064】

具体的には、第２のアームＢのスイッチＭＢ１、ＭＢ２は、変動しないデューティサイクルα_Ｂで動作し、すなわち、デューティサイクルα_Ｂは、時間の経過に亘って一定のままである。絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の動作中、出力電圧Ｖｏｕｔは、インダクタンスＬ２に流れる電流によって制御される。この電流は、第１のアームＡによって制御される。この目的のために、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第１のアームＡのための制御ユニット５を含む。制御ユニット５は、制御のためのパルス幅変調（pulse width modulation：ＰＷＭ）信号Ｓ２を出力し、これによって、第１のアームＡのスイッチＭＡ１、ＭＡ２の開閉を制御して、インダクタンスＬ２に流れる電流を制御する。第１のアームＡのスイッチＭＡ１、ＭＡ２は、インダクタンスＬ２に流れる電流により、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力に所望の電圧値が得られるように制御される。したがって、従来技術とは異なり、変圧器Ｔ１、Ｔ２に接続されたスイッチＭＢ１、ＭＢ２のデューティサイクルα_Ｂを変更する必要はない。したがって、第２のアームＢは、変圧器Ｔ１、Ｔ２によってエネルギを伝達するための最も有利なデューティサイクルα_Ｂ、特に５０％で動作することができる。

【0065】

ダイオードＤ３１、Ｄ３２の端子における電圧ストレスは、第２のアームＢのデューティサイクルα_Ｂに依存し、以下の式によって表される。
Ｖ（Ｄ３１）＝Ｖｏｕｔ／（１−α_Ｂ）及びＶ（Ｄ３２）＝Ｖｏｕｔ／α_Ｂ
デューティサイクルα_Ｂは５０％であることが好ましい。これにより、２つのダイオードＤ３１、Ｄ３２の端子における電圧ストレスは等しくなり、ダイオードＤ３１、Ｄ３２の消耗が同じになる。さらに、５０％のデューティサイクルでは、変圧器Ｔ１、Ｔ２の磁化インダクタンスによる電流リップルは、相互に補償される。したがって、二次側Ｌ１２、Ｌ２２上の電流は連続的になる。

【0066】

第２の分岐Ｂの端子における電圧ＶＣ１は、２α_ＡＵｅに等しくなる。第１のアームＡのデューティサイクルα_Ａにより、第２のアームＢの端子における電圧ＶＣ１を変化させることができる。第１のアームＡのデューティサイクルα_Ａが０．５よりも小さい場合、第２のアームＢの端子における電圧ＶＣ１は２Ｕｅ未満となる。第１のアームＡのデューティサイクルα_Ａが０．５より大きい場合、第２のアームＢの端子における電圧ＶＣ１は２Ｕｅを上回る。このように、第２のアームＢのデューティサイクルα_Ｂを０．５にすることにより、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１を簡単に制御することができる。

【0067】

具体的には、電圧コンバータ１の入力電圧Ｕｅが変化しても、第１のアームＡは、出力電圧Ｖｏｕｔが所望の値を維持することを保証することができる。このように、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の入力電圧Ｕｅが変化すると、制御ユニット５は、これに応じて第１のアームＡのスイッチＭＡ１、ＭＡ２のデューティサイクルα_Ａの制御を変更し、コイルＬ２に流れる電流を所望の値に維持する。これは、バッテリの充電レベルが時間の経過と共に変化することがある電気自動車において特に有利である。

【0068】

より具体的には、制御ユニット５は、第１のアームＡと第２のアームＢとの間に接続されたインダクタンスを流れる電流を、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力電圧の値Ｖｏｕｔ＿ｍｅｓと絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力における所望の電圧Ｖｏｕｔとの差に拘束する。この目的のために、制御ユニット５は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの出力で測定された電圧Ｖｏｕｔ＿ｍｅｓを受け取り、必要に応じてゲインＫ１を乗算する。次に、制御ユニット５は、設定電圧Ｖ＊を測定電圧Ｖｏｕｔ＿ｍｅｓと比較する。設定電圧Ｖ＊は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力で望まれる電圧Ｖｏｕｔに対応する。比較の結果、コントローラ５１は、インダクタンスＬ２を流れるべき設定電流Ｉ２ｃｏｎｓを第１のアームＡに供給する。

【0069】

設定電流Ｉ２ｃｏｎｓは、設定電流Ｉ２ｃｏｎｓからのＰＷＭ信号Ｓ２を第１のアームＡに伝達するコントローラ５２に直接供給することができる。ここで、制御ユニット５は、インダクタンスＬ２を流れる電流を、インダクタンスＬ２を流れる電流の値Ｉ２ｍｅｓと設定電流Ｉ２ｃｏｎｓの差に拘束する第２のループを生成することができる。具体的には、制御ユニット５は、第１のループによって出力された設定電流Ｉ２ｃｏｎｓを、インダクタンスＬ２で測定された電流Ｉ２ｍｅｓと比較する。比較の前に、電流Ｉ２ｃｏｎｓにゲインＫ２を乗算してもよい。この比較結果に基づいて、コントローラ５２は、第１のアームＡのスイッチＭＡ１、ＭＡ２のデューティサイクルα_Ａを制御するための信号Ｓ２を決定し、インダクタンスＬ２に流れる電流を調整する。ここで、電圧ループを使用してもよい。但し、電流ループは、小さな信号であり、一次伝達関数を有することができるため、二次伝達関数を有する電圧ループよりも簡単である。また、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、第２のループを用いることなく、第１のループを実現することができる。

【0070】

本発明に基づく絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、動作範囲をカバーするように設計することができる。動作範囲は、最小値Ｕｅ_ｍｉｎ１と最大値Ｕｅ_ｍａｘ１の間の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の入力電圧Ｕｅと、最小値Ｖｏｕｔ_ｍｉｎ１と最大値Ｖｏｕｔ_ｍａｘ１の間の出力電圧Ｖｏｕｔとに対応する。一例として、入力電圧Ｕｅは、１７０〜４５０Ｖであり、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力における目標電圧Ｖｏｕｔは、１２Ｖ〜１６Ｖである。また、一例として、出力電圧の最小値Ｖｏｕｔ_ｍｉｎ１は、８〜１４Ｖであり、出力電圧の最大値Ｖｏｕｔ_ｍａｘ１は、１５〜１６Ｖである。

【0071】

図２及び図３に示す例では、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の磁気部品は、直列の第１の変圧器Ｔ１及び第２の変圧器Ｔ２を備える。この磁気部品は、図５に示す磁気部品３１によって置き換えてもよい。磁気部品３１は、キャパシタンスＣ３３に接続された単一の一次巻線３３を有する一次回路と、２つの二次巻線３５ａ、３５ｂを有する二次回路とを備える。２つの二次巻線３５ａ、３５ｂは、一次巻線３３に磁気的に結合されているが、互いに磁気的に結合されていない。このような磁気部品３１は、フェライトを含む部品の数を減らすことによってコンバータのコストを低減できるのみでなく、コンバータをよりコンパクトにできるため、コンバータの体積を低減することができる。

【0072】

絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の動作は同じままである。磁気部品３１は、直列の２つの完全な変圧器と同様に動作する。変調期間の第１部分では、一次巻線３３の第１の部分がインダクタンスを提供し、一次巻線３３の第２の部分が第２の二次巻線３５にエネルギを伝達する。変調期間の第２部分では、一次巻線３３の第１の部分が第１の二次巻線３５ｂにエネルギを伝達し、一次巻線３３の第２の部分がインダクタンスを提供する。

【0073】

図６ａ〜図６ｃは、二次巻線３５ａと二次巻線３５ｂとの間に磁気結合がなくても、一次巻線３３と二次巻線３５ａ、３５ｂとの間の磁気結合を可能にする磁気部品３１を実現できる様々な構成を示している。

【0074】

図６ｄ及び図６ｅは、並列に接続された少なくとも２つの第１の二次巻線３５ａと、並列に接続された少なくとも２つの第２の二次巻線３５ｂとを含む磁気部品３１の例を示している。これらの構成は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１を流れる電流が大きい、例えば１００Ａを超える又はさらに２００Ａを超える用途に有利である。この場合、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、それぞれがそれぞれの第１の二次巻線３５ａに接続された複数のダイオードＤ３１と、それぞれがそれぞれの第２の二次巻線３５ｂに接続された複数のダイオードＤ３２とを含む。図２及び図３に示す例と同様に、ダイオードＤ３１、Ｄ３２はスイッチで置き換えることができる。

【0075】

図６ａ〜図６ｅに示す部品３１は、フランス特許出願第１４５８５７３号に詳細に記載されており、この内容は本出願に組み込まれる。

【0076】

図２に示す例では、第２のアームＢと変圧器Ｔ１、Ｔ２の一次側とがハーフブリッジ構造を構成する。図３に示す例は、第２のアームＢ及び変圧器Ｔ１、Ｔ２の一次側が第４のアームＤを有するフルブリッジ構造を構成することを除いて、図２の例と同一である。第４アームＤのスイッチは、第２のアームＢのスイッチと同一であることが好ましい。

【0077】

電力用途の場合、図２及び図３に示す複数の絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１を組み合わせることが有利である場合がある。絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１を並列に配置して組み合わせることによって、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の出力において、電流リップルを制限し、フィルタリングキャパシタンスＣＦの値を低減することができる。各絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１において、第１のアームＡにより、第２のアームＢのデューティサイクルα_Ｂは一定のままである。

【0078】

図４は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の組合せを含む変換デバイス１０の動作を示している。好ましくは、第１のフィードバックループは、全ての絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１に共通である。したがって、第１のアームＡは同じ設定電流Ｉ２ｃｏｎｓを受け取る。この目的のために、デバイス１０は、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の全ての第１のアームＡに単一の設定電流Ｉ２ｃｏｎを供給する単一のコントローラ５１を備えることができる。これにより、コンバータ間の電流バランスが保証される。

【0079】

好ましくは、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、位相シフトで動作する。特に、第１のアームＡは、２π／ｎの位相シフトで動作し、ここで、ｎは、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の数であり、これにより、デバイス１０の出力変動及び電磁的互換性の問題が制限される。絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ１の第２のアームＢは、π／ｎの位相シフトで動作し、これにより、デバイス１０の出力におけるリップルを制限することができる。これらのリップルは、一次側又は二次側の寄生インダクタンス等の寄生素子によって引き起こされる可能性がある。

【0080】

本発明は、ここに記載した例に限定されない。特に、電圧ループは、電流ループに置き換えてもよい。絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、ＡＣ電圧をＤＣ電圧に変換するように構成されたＡＣ／ＤＣコンバータ又はＡＣ／ＡＣコンバータにおいて使用することもできる。この場合、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータは、好ましくは、第１のアームの上流のＡＣ／ＤＣコンバータ及び／又は絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの下流のＤＣ／ＡＣコンバータによって補完される。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6a】

【図6b】

【図6c】

【図6d】

【図6e】