特許 6710810 三相コンバータ及び三相コンバータ制御方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6710810

(24)【登録日】2020年5月29日

(45)【発行日】2020年6月17日

(54)【発明の名称】三相コンバータ及び三相コンバータ制御方法

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/487 20070101AFI20200608BHJP

   H02M 7/48 20070101ALI20200608BHJP

【ＦＩ】

   H02M7/487

   H02M7/48 E

【請求項の数】15

【全頁数】22

(21)【出願番号】特願2019-517335(P2019-517335)

(86)(22)【出願日】2016年9月30日

(65)【公表番号】特表2019-530418(P2019-530418A)

(43)【公表日】2019年10月17日

(86)【国際出願番号】CN2016101258

(87)【国際公開番号】WO2018058603

(87)【国際公開日】20180405

【審査請求日】2019年5月14日

(73)【特許権者】

【識別番号】503433420

【氏名又は名称】華為技術有限公司

【氏名又は名称原語表記】ＨＵＡＷＥＩ ＴＥＣＨＮＯＬＯＧＩＥＳ ＣＯ．，ＬＴＤ．

(74)【代理人】

【識別番号】100107766

【弁理士】

【氏名又は名称】伊東 忠重

(74)【代理人】

【識別番号】100070150

【弁理士】

【氏名又は名称】伊東 忠彦

(74)【代理人】

【識別番号】100091214

【弁理士】

【氏名又は名称】大貫 進介

(72)【発明者】

【氏名】リウ，ファーンチュヨン

(72)【発明者】

【氏名】シン，カイ

(72)【発明者】

【氏名】グオ，ハイビン

【審査官】 柳下 勝幸

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１６−６３５７５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 中国特許出願公開第１０３４１４３６３（ＣＮ，Ａ）

【文献】 中国特許出願公開第１０３０２３０７０（ＣＮ，Ａ）

【文献】 中国特許出願公開第１０１７５３０４４（ＣＮ，Ａ）

【文献】 中国特許出願公開第１０４０６５２９２（ＣＮ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ７／４８７

Ｈ０２Ｍ ７／４８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

直流と交流との間の相互変換を実行するように直流システムと交流システムとの間に接続されるよう構成される三相コンバータであって、
直流を複数のレベルに変換するよう構成されるスイッチング網と、
前記スイッチング網へ接続され、前記複数のレベルに基づき三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃを出力する三相フィルタと、
前記三相フィルタへ接続されるサンプリング・ユニットと、
前記サンプリング・ユニットへ接続される制御ユニットと、
前記制御ユニット及び前記サンプリング・ユニットの両方へ接続されるアクティブ・ダンピング・ユニットと、
前記アクティブ・ダンピング・ユニットと前記スイッチング網との間に接続される変調ユニットと
を有し、
前記サンプリング・ユニットは、前記三相フィルタによって出力される前記三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃを捕り、該三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃを前記アクティブ・ダンピング・ユニットへ送出するよう構成され、
前記アクティブ・ダンピング・ユニットは、前記三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃと一対一で対応しているレギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃを得るために、相互に独立したレギュレーション関数を使用することによって、前記三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃに対して独立したレギュレーションを夫々実行し、前記レギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃに従って零相レギュレーション成分ｖ_０を得、該零相レギュレーション成分ｖ_０を前記制御ユニットによって出力される三相変調波ｖ_ａ、ｖ_ｂ、及びｖ_ｃと別々に重ね合わせて新しい三相変調波ｖ_{ａ＿ｍｏｄ}、ｖ_{ｂ＿ｍｏｄ}、及びｖ_{ｃ＿ｍｏｄ}を得、該新しい三相変調波ｖ_{ａ＿ｍｏｄ}、ｖ_{ｂ＿ｍｏｄ}、及びｖ_{ｃ＿ｍｏｄ}を前記変調ユニットへ送るよう構成され、
前記変調ユニットは、前記複数のレベルを前記三相フィルタへ出力するよう前記スイッチング網を駆動するために、前記新しい三相変調波ｖ_{ａ＿ｍｏｄ}、ｖ_{ｂ＿ｍｏｄ}、及びｖ_{ｃ＿ｍｏｄ}を前記スイッチング網の駆動信号に変調するよう構成され、
前記三相フィルタは、前記複数のレベルを、前記交流システムへ入力される交流に変換するよう構成される、
三相コンバータ。

【請求項2】

前記アクティブ・ダンピング・ユニットは、電流レギュレータＧ_ａ、電流レギュレータＧ_ｂ、及び電流レギュレータＧ_ｃを有し、
前記電流レギュレータＧ_ａ、前記電流レギュレータＧ_ｂ、及び前記電流レギュレータＧ_ｃは夫々、一対一の対応において前記三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃを受け、該三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃを夫々、前記相互に独立したレギュレーション関数を使用することによってレギュレートして、前記三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃと一対一で対応している前記レギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃを得る、
請求項１に記載の三相コンバータ。

【請求項3】

前記アクティブ・ダンピング・ユニットは、零相レギュレーション成分計算器を更に有し、
前記零相レギュレーション成分計算器は、前記電流レギュレータＧ_ａ、前記電流レギュレータＧ_ｂ、及び前記電流レギュレータＧ_ｃによって夫々出力される前記レギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃを受け、該レギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃの平均又は加重平均を計算し、前記平均又は前記加重平均の結果が前記零相レギュレーション成分ｖ_０である、
請求項２に記載の三相コンバータ。

【請求項4】

前記電流レギュレータＧ_ａ、前記電流レギュレータＧ_ｂ、又は前記電流レギュレータＧ_ｃのうちの少なくとも１つは、比例積分（ＰＩ）レギュレータであり、該ＰＩレギュレータのレギュレーション関数Ｇは、Ｇ＝ｋ_ｐ＋ｋ_ｉ／ｓであり、
このとき、Ｇ＝ｖ′_ａ／ｉ_ａ＝ｖ′_ｂ／ｉ_ｂ＝ｖ′_ｃ／ｉ_ｃ、ｋ_ｐは比例係数であり、ｋ_ｉは積分係数であり、ｓは、入力信号の周波数及び位相が複素数を使用することによって表される複素周波数である、
請求項２又は３に記載の三相コンバータ。

【請求項5】

前記電流レギュレータＧ_ａ、前記電流レギュレータＧ_ｂ、又は前記電流レギュレータＧ_ｃのうちの少なくとも１つは、比例共振（ＰＲ）レギュレータであり、該ＰＲレギュレータのレギュレーション関数Ｇは、Ｇ＝ｋ_ｐ＋ｋ_ｒ／（ｓ^２＋ω_０^２）であり、
このとき、Ｇ＝ｖ′_ａ／ｉ_ａ＝ｖ′_ｂ／ｉ_ｂ＝ｖ′_ｃ／ｉ_ｃ、ｋ_ｐは比例係数であり、ｋ_ｒは共振係数であり、ω_０は、当該コンバータの回路の共振周波数であり、ｓは、入力信号の周波数及び位相が複素数を使用することによって表される複素周波数である、
請求項２又は３に記載の三相コンバータ。

【請求項6】

前記電流レギュレータＧ_ａ、前記電流レギュレータＧ_ｂ、又は前記電流レギュレータＧ_ｃのうちの少なくとも１つは、微分レギュレータであり、該微分レギュレータのレギュレーション関数Ｇは、Ｇ＝Ｋｓであり、
このとき、Ｇ＝ｖ′_ａ／ｉ_ａ＝ｖ′_ｂ／ｉ_ｂ＝ｖ′_ｃ／ｉ_ｃ、Ｋは比例係数であり、ｓは、入力信号の周波数及び位相が複素数を使用することによって表される複素周波数である、
請求項２又は３に記載の三相コンバータ。

【請求項7】

前記電流レギュレータＧ_ａ、前記電流レギュレータＧ_ｂ、又は前記電流レギュレータＧ_ｃのうちの少なくとも１つは、ハイパス・フィルタであり、該ハイパス・フィルタのレギュレーション関数Ｇは、Ｇ＝Ｋｓ／（ｓ＋ω_ＨＦ）であり、
このとき、Ｇ＝ｖ′_ａ／ｉ_ａ＝ｖ′_ｂ／ｉ_ｂ＝ｖ′_ｃ／ｉ_ｃ、Ｋは比例係数であり、ω_ＨＦはカットオフ周波数であり、ｓは、入力信号の周波数及び位相が複素数を使用することによって表される複素周波数である、
請求項２又は３に記載の三相コンバータ。

【請求項8】

前記電流レギュレータＧ_ａ、前記電流レギュレータＧ_ｂ、又は前記電流レギュレータＧ_ｃのうちの少なくとも１つは、リードラグ・レギュレータであり、該リードラグ・レギュレータのレギュレーション関数Ｇは、Ｇ＝Ｋω_ｍａｘ（ｓ＋ｋ_ｆω_ｍａｘ）／（ｋ_ｆｓ＋ω_ｍａｘ）であり、
このとき、Ｇ＝ｖ′_ａ／ｉ_ａ＝ｖ′_ｂ／ｉ_ｂ＝ｖ′_ｃ／ｉ_ｃ、Ｋは比例係数であり、ω_ｍａｘは最大位相シフト周波数であり、ｋ_ｆはレギュレーション係数であり、ｓは、入力信号の周波数及び位相が複素数を使用することによって表される複素周波数である、
請求項２又は３に記載の三相コンバータ。

【請求項9】

前記電流レギュレータＧ_ａ、前記電流レギュレータＧ_ｂ、又は前記電流レギュレータＧ_ｃのうちの少なくとも１つは、２次汎用積分レギュレータであり、該２次汎用積分レギュレータのレギュレーション関数Ｇは、Ｇ＝ｋω_１ｓ／（ｓ^２＋ｋω_１ｓ＋ω_１^２）であり、
このとき、Ｇ＝ｖ′_ａ／ｉ_ａ＝ｖ′_ｂ／ｉ_ｂ＝ｖ′_ｃ／ｉ_ｃ、ω_１は共振周波数であり、ｋはダンピング係数であり、ｓは、入力信号の周波数及び位相が複素数を使用することによって表される複素周波数である、
請求項２又は３に記載の三相コンバータ。

【請求項10】

前記電流レギュレータＧ_ａ、前記電流レギュレータＧ_ｂ、又は前記電流レギュレータＧ_ｃのうちの少なくとも１つは、極零配置レギュレータであり、該極零配置レギュレータのレギュレーション関数Ｇは、Ｇ＝Ｋ（ｓ＋ｚ_１）（ｓ＋ｚ_２）・・・（ｓ＋ｚ_ｍ）／｛（ｓ＋ｐ_１）（ｓ＋ｐ_２）・・・（ｓ＋ｐ_ｎ）｝であり、
このとき、Ｇ＝ｖ′_ａ／ｉ_ａ＝ｖ′_ｂ／ｉ_ｂ＝ｖ′_ｃ／ｉ_ｃ、Ｋは比例係数であり、ｚ_１，ｚ_２，・・・，及びｚ_ｍは零であり、ｐ_１，ｐ_２，・・・，及びｐ_ｎは極であり、ｓは、入力信号の周波数及び位相が複素数を使用することによって表される複素周波数である、
請求項２又は３に記載の三相コンバータ。

【請求項11】

前記スイッチング網は、第１分圧キャパシタＣ１、第２分圧キャパシタＣ２、第１スイッチ組み合わせＳａ、第２スイッチ組み合わせＳｂ、及び第３スイッチ組み合わせＳｃを有し、
前記第１分圧キャパシタＣ１及び前記第２分圧キャパシタＣ２は、直流電源の正電極及び負電極の間に直列に相互に接続され、前記直流電源の電圧を分割するよう構成され、
前記第１スイッチ組み合わせＳａ、前記第２スイッチ組み合わせＳｂ、及び前記第３スイッチ組み合わせＳｃは、前記直流電源の前記正電極及び前記負電極の間に並列に相互に接続され、
前記第１分圧キャパシタＣ１及び前記第２分圧キャパシタＣ２を含む直列結合は、前記第１スイッチ組み合わせＳａ、前記第２スイッチ組み合わせＳｂ、及び前記第３スイッチ組み合わせＳｃに並列に接続される、
請求項１乃至１０のうちいずれか一項に記載の三相コンバータ。

【請求項12】

前記第１スイッチ組み合わせＳａは、前記直流電源の前記正電極及び前記負電極に夫々接続される第１接続端子Ｓａ１及び第２接続端子Ｓａ２と、前記第１分圧キャパシタＣ１及び前記第２分圧キャパシタＣ２を含む前記直列結合の中点に接続される第３接続端子Ｓａ３と、前記三相フィルタの入力端に接続される第４接続端子Ｓａ４とを有し、
前記第２スイッチ組み合わせＳｂは、前記直流電源の前記正電極及び前記負電極に夫々接続される第１接続端子Ｓｂ１及び第２接続端子Ｓｂ２と、前記第１分圧キャパシタＣ１及び前記第２分圧キャパシタＣ２を含む前記直列結合の前記中点に接続される第３接続端子Ｓｂ３と、前記三相フィルタの入力端に接続される第４接続端子Ｓｂ４とを有し、
前記第３スイッチ組み合わせＳｃは、前記直流電源の前記正電極及び前記負電極に夫々接続される第１接続端子Ｓｃ１及び第２接続端子Ｓｃ２と、前記第１分圧キャパシタＣ１及び前記第２分圧キャパシタＣ２を含む前記直列結合の前記中点に接続される第３接続端子Ｓｃ３と、前記三相フィルタの入力端に接続される第４接続端子Ｓｃ４とを有し、
前記第４接続端子Ｓａ４、Ｓｂ４、及びＳｃ４の夫々は、前記直流と前記交流との間の変換を実施するよう、当該第４接続端子が属するスイッチ組み合わせの前記第１、第２、又は第３接続端子のうちのいずれか１つと選択的に接続され又は切り離される、
請求項１１に記載の三相コンバータ。

【請求項13】

直流と交流との間の相互変換を実行するよう直流システムと交流システムとの間に接続された三相コンバータを制御するために使用される三相コンバータ制御方法であって、
当該方法は、
前記三相コンバータにおいて三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃを捕り、該三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃと一対一で対応しているレギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃを得るために、相互に独立したレギュレーション関数を使用することによって、前記三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃに対して独立したレギュレーションを夫々実行するステップ１０１と、
前記レギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃに従って計算により零相レギュレーション成分ｖ_０を求めるステップ１０２と、
前記零相レギュレーション成分ｖ_０を三相変調波ｖ_ａ、ｖ_ｂ、及びｖ_ｃに別々に加えて、新しい三相変調波ｖ_{ａ＿ｍｏｄ}、ｖ_{ｂ＿ｍｏｄ}、及びｖ_{ｃ＿ｍｏｄ}を得るステップ１０３と、
前記新しい三相変調波ｖ_{ａ＿ｍｏｄ}、ｖ_{ｂ＿ｍｏｄ}、及びｖ_{ｃ＿ｍｏｄ}を前記三相コンバータのキャリア信号と比較し、前記三相コンバータのスイッチング・デバイスの駆動信号を出力するステップ１０４と
を有する、
三相コンバータ制御方法。

【請求項14】

前記レギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃに従って計算により零相レギュレーション成分ｖ_０を求めることは、
前記レギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃの平均又は加重平均を計算し、前記平均又は前記加重平均の結果が前記零相レギュレーション成分ｖ_０である、こと
を有する、
請求項１３に記載の三相コンバータ制御方法。

【請求項15】

前記レギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃに従って計算により零相レギュレーション成分ｖ_０を求めることは、
前記零相レギュレーション成分ｖ_０を得るよう前記レギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃの加重平均を計算することを有し、
このとき、計算式は、零相レギュレーション成分ｖ_０＝（ｋ_１・ｖ′_ａ＋ｋ_２・ｖ′_ｂ＋ｋ_３・ｖ′_ｃ）／３であり、ｋ_１、ｋ_２、及びｋ_３は三相重み係数である、
請求項１３に記載の三相コンバータ制御方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、エネルギ及び電力供給分野に、特に、三相コンバータ及び三相コンバータ制御方法に関係がある。

【背景技術】

【0002】

経済及び社会の発展とともに、エネルギ危機はますます顕著になっており、地球環境は徐々に悪化している。そのため、クリーンな代替エネルギを開発し使用することは、エネルギ産業において重要な目標になっている。新エネルギの電力発生、エネルギ貯蔵、及び新エネルギの自動車産業の絶え間のない発展を受けて、中核的なエネルギ制御装置として、コンバータがクリーンなエネルギの応用における重要な因子の１つになっている。コンバータは、電力グリッドへの太陽電池エネルギのような再生可能エネルギの転送を実施するための必須のユニットである。

【0003】

様々なタイプのコンバータの中でも、三相コンバータは、最も幅広く適用されているコンバータの一種であり、三相交流電力システムと直流電力システムとを接続し、それら２つのシステムの間のエネルギ転送を実施するために使用される。エネルギ転送は、異なったエネルギフロー方向に従って、２つの動作状態、整流及び反転に更に区別される。直流システムから交流システムへのエネルギ転送は反転と呼ばれ、交流システムから直流システムへのエネルギ転送は整流と呼ばれる。

【0004】

従って、大部分の適用シナリオにおいて、整流及び反転は、同じシステムを使用することによって実施され得る。システムの典型的なシステム構造が図１に示されている。三相コンバータは、直流システムと交流システムとの間に接続され、スイッチング網と、フィルタと、スイッチング網を制御するコントローラとを含む。

【0005】

変換効率及び電気エネルギ品質は、三相コンバータの２つの重要な技術的指標である。なお、変調方法は、スイッチング・デバイスの接続状態に直接作用することから、三相コンバータの変換効率及び電気エネルギ品質に影響を及ぼす重要な因子の１つである。

【0006】

一般に使用されている変調方法は、パルス幅変調（pulse-width modulation，ＰＷＭ）であり、すなわち、スイッチング網における各デバイスの駆動パルスの幅が制御される。最も直接的な実施は、キャリアと変調波とを比較し、その比較の結果を使用することによってスイッチング・デバイスの接続状態を制御することである。

【0007】

ＰＷＭは、連続パルス幅変調（continuous pulse-width modulation，ＣＰＷＭ）及び不連続パルス幅変調（discontinuous pulse-width modulation，ＤＰＷＭ）に更に分類され得る。ＣＰＷＭは、夫々のスイッチング周期で夫々の位相ブリッジ・アームにおいて常にスイッチング動作があることを意味する。一般的な方法には、正弦波パルス幅変調（sinusoidal pulse-width modulation，ＳＰＷＭ）、空間ベクトルパルス幅変調（space vector pulse-width modulation，ＳＶＰＷＭ）、及び３次高調波注入パルス幅変調（third-harmonic-injection pulse-width modulation，ＴＨＩＰＷＭ）がある。ＤＰＷＭは、コンバータの位相ブリッジ・アームが特定のスイッチング周期で正直流バス又は負直流バスにクランプされ、この位相のスイッチング・デバイスがクランピング間隔で常に接続されるか又は常に切り離され、スイッチング動作がないことを意味する。一般的なＤＰＷＭ変調方法には、ＤＰＷＭ０、ＤＰＷＭ１、ＤＰＷＭ２、ＤＰＷＭ３、ＤＰＷＭＭＡＸ、ＤＰＷＭＭＩＮ、ＧＤＰＷＭ、などがある。

【0008】

ＣＰＷＭと比較して、ＤＰＷＭは、スイッチング回数がより少ない。従って、スイッチング損失が相対的に小さく、必然の利点は、コンバータの効率が改善され得ることである。

【0009】

具体的な実施において、ＤＰＷＭ変調波は、同等のコモンモード成分をＣＰＷＭ変調波に重ね合わせることによって実装されてよい。例えば、産業周波数周期（５０Ｈｚ）におけるＤＰＷＭ変調波及びＳＰＷＭ変調波が、図２に示されるように比較される。それら２つの変調波の間の差は、図２に示されるコモンモード信号波形である。

【0010】

ＤＰＷＭ変調波は、ＳＰＷＭ波とコモンモード信号との和に等しくなり得る。従って、ＤＰＷＭ波の出力特性は、ＳＰＷＭの出力特性及びコモンモード信号の出力特性の両方によって影響を及ぼされ、余分のコモンモード電圧源が、コンバータのブリッジ・アーム・ポートで形成される。コモンモード電圧源及びシステム内のコモンモード・ループは互いと相互作用して、システム性能に影響を及ぼす。

【0011】

図３に示されるように、典型的な３レベルＬＣＬフィルタ・コンバータでは、コンバータによって交流システムに転送されるコモンモード電流を減らすよう、ＬＣＬフィルタのキャパシタの中点が、新しいコモンモード・ループを形成するよう、直流バス上のキャパシタの中点へ接続されている。これは、コンバータによって生成されるコモンモード電流を分けることと同等であり、それにより、コモンモード電流の大部分は、ＬＣＬフィルタの接続ループを使用することによって、コンバータの直流側へ向け直される。しかし、インダクタとキャパシタとの直列接続が接続ループ内に存在し、固有直列共振周波数が存在する。その周波数が、ＤＰＷＭ変調のために生成されるコモンモード電圧源の周波数範囲と重なり合う場合には、直列共振が発生し、コモンモード電流の激しい変動を引き起こし、それによってシステム安定性に影響を及ぼす。

【発明の概要】

【0012】

本発明の実施形態は、三相コンバータ及び三相コンバータ制御方法を提供し、これらは、三相コンバータにおいてコモンモード電流を減らし、それによってコンバータの安定性及び効率を改善するために使用される。

【0013】

第１の態様に従って、三相コンバータが提供され、直流と交流との間の相互変換を実行するように直流システムと交流システムとの間に接続されるよう構成され、三相コンバータは、スイッチング網と、該スイッチング網へ接続される三相フィルタと、該三相フィルタへ接続されるサンプリング・ユニットと、該サンプリング・ユニットへ接続される制御ユニットと、該制御ユニット及び前記サンプリング・ユニットの両方へ接続されるアクティブ・ダンピング・ユニットと、該アクティブ・ダンピング・ユニットと前記スイッチング網との間に接続される変調ユニットとを含み、前記サンプリング・ユニットは、前記三相フィルタによって出力される三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃを捕り、該三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃを前記アクティブ・ダンピング・ユニットへ送出するよう構成され、前記アクティブ・ダンピング・ユニットは、前記三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃに従って該三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃと一対一で対応しているレギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃを得、該レギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃに従って零相レギュレーション成分ｖ_０を得、該零相レギュレーション成分ｖ_０を前記制御ユニットによって出力される三相変調波ｖ_ａ、ｖ_ｂ、及びｖ_ｃに別々に加えて新しい三相変調波ｖ_{ａ＿ｍｏｄ}、ｖ_{ｂ＿ｍｏｄ}、及びｖ_{ｃ＿ｍｏｄ}を得、該新しい三相変調波ｖ_{ａ＿ｍｏｄ}、ｖ_{ｂ＿ｍｏｄ}、及びｖ_{ｃ＿ｍｏｄ}を前記変調ユニットへ送るよう構成され、前記変調ユニットは、前記スイッチング網を作動するよう駆動すべく、前記新しい三相変調波ｖ_{ａ＿ｍｏｄ}、ｖ_{ｂ＿ｍｏｄ}、及びｖ_{ｃ＿ｍｏｄ}を前記スイッチング網の駆動信号に変調するよう構成される。

【0014】

第１の態様を参照して、第１の態様の第１の実施において、前記アクティブ・ダンピング・ユニットは、電流レギュレータＧ_ａ、電流レギュレータＧ_ｂ、及び電流レギュレータＧ_ｃを含み、前記電流レギュレータＧ_ａ、前記電流レギュレータＧ_ｂ、及び前記電流レギュレータＧ_ｃは夫々、一対一の対応において前記三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃを受け、該三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃを夫々、相互に独立したレギュレーション関数を使用することによってレギュレートして、前記三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃと一対一で対応している前記レギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃを得る。

【0015】

第１の態様又は第１の態様の第１の実施を参照して、第１の態様の第２の実施において、前記アクティブ・ダンピング・ユニットは、零相レギュレーション成分計算器を更に含み、前記零相レギュレーション成分計算器は、前記電流レギュレータＧ_ａ、前記電流レギュレータＧ_ｂ、及び前記電流レギュレータＧ_ｃによって夫々出力される前記レギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃを受け、該レギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃの平均又は加重平均を計算し、前記平均又は前記加重平均の結果が前記零相レギュレーション成分ｖ_０に等しい。

【0016】

第１の態様、第１の態様の第１の実施、又は第１の態様の第２の実施を参照して、第１の態様の第３の実施において、前記電流レギュレータＧ_ａ、前記電流レギュレータＧ_ｂ、又は前記電流レギュレータＧ_ｃのうちの少なくとも１つは、比例積分（ＰＩ）レギュレータであり、該ＰＩレギュレータのレギュレーション関数Ｇは：

Ｇ＝ｋ_ｐ＋ｋ_ｉ／ｓ

であり、このとき、ｋ_ｐは比例係数であり、ｋ_ｉは積分係数であり、ｓは、入力信号の周波数及び位相が複素数を使用することによって表される複素周波数である。

【0017】

第１の態様又は第１の態様の前述の３つの実施のうちのいずれかの実施を参照して、第１の態様の第４の実施において、前記電流レギュレータＧ_ａ、前記電流レギュレータＧ_ｂ、又は前記電流レギュレータＧ_ｃのうちの少なくとも１つは、比例共振（ＰＲ）レギュレータであり、該ＰＲレギュレータのレギュレーション関数Ｇは：

Ｇ＝ｋ_ｐ＋ｋ_ｒ／（ｓ^２＋ω_０^２）

であり、このとき、Ｇは、入力電流に対する出力電圧の比、例えば、Ｇ＝ｖ′_ａ／ｉ_ａであり、加えて、ｋ_ｐ及びｋ_ｒは両方とも比例定数であり、ｋ_ｐは比例係数であり、ｋ_ｒは共振係数であり、ω_０は、当該コンバータの回路の共振周波数であり、ｓは、入力信号の周波数及び位相が複素数を使用することによって表される複素周波数である。

【0018】

第１の態様又は第１の態様の前述の４つの実施のうちのいずれかの実施を参照して、第１の態様の第５の実施において、前記電流レギュレータＧ_ａ、前記電流レギュレータＧ_ｂ、又は前記電流レギュレータＧ_ｃのうちの少なくとも１つは、微分レギュレータであり、該微分レギュレータのレギュレーション関数Ｇは：

Ｇ＝Ｋｓ

であり、このとき、Ｋは比例係数であり、ｓは複素周波数である。

【0019】

第１の態様又は第１の態様の前述の５つの実施のうちのいずれかの実施を参照して、第１の態様の第６の実施において、前記電流レギュレータＧ_ａ、前記電流レギュレータＧ_ｂ、又は前記電流レギュレータＧ_ｃのうちの少なくとも１つは、ハイパス・フィルタであり、該ハイパス・フィルタのレギュレーション関数Ｇは：

Ｇ＝Ｋｓ／（ｓ＋ω_ＨＦ）

であり、このとき、Ｋは比例係数であり、ω_ＨＦはカットオフ周波数であり、ｓは複素周波数である。

【0020】

第１の態様又は第１の態様の前述の６つの実施のうちのいずれかの実施を参照して、第１の態様の第７の実施において、前記電流レギュレータＧ_ａ、前記電流レギュレータＧ_ｂ、又は前記電流レギュレータＧ_ｃのうちの少なくとも１つは、リードラグ・レギュレータであり、該リードラグ・レギュレータのレギュレーション関数Ｇは：

Ｇ＝Ｋω_ｍａｘ（ｓ＋ｋ_ｆω_ｍａｘ）／（ｋ_ｆｓ＋ω_ｍａｘ）

であり、このとき、Ｋは比例係数であり、ω_ｍａｘは最大位相シフト周波数であり、ｋ_ｆはレギュレーション係数であり、ｓは複素周波数である。

【0021】

第１の態様又は第１の態様の前述の７つの実施のうちのいずれかの実施を参照して、第１の態様の第８の実施において、前記電流レギュレータＧ_ａ、前記電流レギュレータＧ_ｂ、又は前記電流レギュレータＧ_ｃのうちの少なくとも１つは、２次汎用積分レギュレータであり、該２次汎用積分レギュレータのレギュレーション関数Ｇは：

Ｇ＝ｋω_１ｓ／（ｓ^２＋ｋω_１ｓ＋ω_１^２）

であり、このとき、ω_１は共振周波数であり、ｋはダンピング係数であり、ｓは複素周波数である。

【0022】

第１の態様又は第１の態様の前述の８つの実施のうちのいずれかの実施を参照して、第１の態様の第９の実施において、前記電流レギュレータＧ_ａ、前記電流レギュレータＧ_ｂ、又は前記電流レギュレータＧ_ｃのうちの少なくとも１つは、極零配置レギュレータであり、該極零配置レギュレータのレギュレーション関数Ｇは：

Ｇ＝Ｋ（ｓ＋ｚ_１）（ｓ＋ｚ_２）・・・（ｓ＋ｚ_ｍ）／｛（ｓ＋ｐ_１）（ｓ＋ｐ_２）・・・（ｓ＋ｐ_ｎ）｝

であり、このとき、Ｋは比例係数であり、ｚ_１，ｚ_２，・・・，及びｚ_ｍは零であり、ｐ_１，ｐ_２，・・・，及びｐ_ｎは極であり、ｓは複素周波数である。

【0023】

第１の態様又は第１の態様の前述の９つの実施のうちのいずれかの実施を参照して、第１の態様の第１０の実施において、前記スイッチング網は、第１分圧キャパシタＣ１、第２分圧キャパシタＣ２、第１スイッチ組み合わせＳａ、第２スイッチ組み合わせＳｂ、及び第３スイッチ組み合わせＳｃを含み、前記第１分圧キャパシタＣ１及び前記第２分圧キャパシタＣ２は、直流電源の正電極及び負電極の間に直列に相互に接続され、前記直流電源の電圧を分割するよう構成され、前記第１スイッチ組み合わせＳａ、前記第２スイッチ組み合わせＳｂ、及び前記第３スイッチ組み合わせＳｃは、前記直流電源の前記正電極及び前記負電極の間に並列に相互に接続され、前記第１分圧キャパシタＣ１及び前記第２分圧キャパシタＣ２を含む直列結合は、前記第１スイッチ組み合わせＳａ、前記第２スイッチ組み合わせＳｂ、及び前記第３スイッチ組み合わせＳｃに並列に接続される。

【0024】

第１の態様又は第１の態様の前述の１０個の実施のうちのいずれかの実施を参照して、第１の態様の第１１の実施において、前記第１スイッチ組み合わせＳａは、前記直流電源の前記正電極及び前記負電極に夫々接続される第１接続端子Ｓａ１及び第２接続端子Ｓａ２と、前記第１分圧キャパシタＣ１及び前記第２分圧キャパシタＣ２を含む前記直列結合の中点に接続される第３接続端子Ｓａ３と、前記三相フィルタの入力端に接続される第４接続端子Ｓａ４とを含み、前記第２スイッチ組み合わせＳｂは、前記直流電源の前記正電極及び前記負電極に夫々接続される第１接続端子Ｓｂ１及び第２接続端子Ｓｂ２と、前記第１分圧キャパシタＣ１及び前記第２分圧キャパシタＣ２を含む前記直列結合の前記中点に接続される第３接続端子Ｓｂ３と、前記三相フィルタの入力端に接続される第４接続端子Ｓｂ４とを含み、前記第３スイッチ組み合わせＳｃは、前記直流電源の前記正電極及び前記負電極に夫々接続される第１接続端子Ｓｃ１及び第２接続端子Ｓｃ２と、前記第１分圧キャパシタＣ１及び前記第２分圧キャパシタＣ２を含む前記直列結合の前記中点に接続される第３接続端子Ｓｃ３と、前記三相フィルタの入力端に接続される第４接続端子Ｓｃ４とを含み、３つのスイッチ組み合わせの前記第３の接続端子Ｓａ３、Ｓｂ３、及びＳｃ３は夫々、前記三相フィルタの３つの前記入力端へ接続され、前記第４接続端子Ｓａ４、Ｓｂ４、及びＳｃ４の夫々は、前記直流と前記交流との間の変換を実施するよう、当該第４接続端子が属するスイッチ組み合わせの前記第１、第２、又は第３接続端子のうちのいずれか１つと選択的に接続され又は切り離される。

【0025】

第２の態様は、直流と交流との間の相互変換を実行するよう直流システムと交流システムとの間に接続された三相コンバータを制御するために使用される三相コンバータ制御方法を提供し、当該方法は、ステップ１０１：前記三相コンバータにおいて三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃを捕り、該三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃを１つずつ対応する電流レギュレータＧ_ａ、Ｇ_ｂ、及びＧ_ｃへ夫々入力してレギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃを得ることと、ステップ１０２：該レギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃに従って計算により零相レギュレーション成分ｖ_０を求めることと、ステップ１０３：該零相レギュレーション成分ｖ_０を三相変調波ｖ_ａ、ｖ_ｂ、及びｖ_ｃに別々に加えて、新しい三相変調波ｖ_{ａ＿ｍｏｄ}、ｖ_{ｂ＿ｍｏｄ}、及びｖ_{ｃ＿ｍｏｄ}を得ることと、ステップ１０４：該新しい三相変調波ｖ_{ａ＿ｍｏｄ}、ｖ_{ｂ＿ｍｏｄ}、及びｖ_{ｃ＿ｍｏｄ}を前記三相コンバータのキャリア信号と比較し、前記三相コンバータのスイッチング・デバイスの駆動信号を出力することとを含む。

【0026】

第２の態様を参照して、第２の態様の第１の実施において、前記レギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃに従って計算により零相レギュレーション成分ｖ_０を求めることは、前記レギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃの平均又は加重平均を計算し、前記平均又は前記加重平均の結果が前記零相レギュレーション成分ｖ_０に等しい、ことを含む。

【0027】

第２の態様又は第２の態様の第１の実施を参照して、第２の態様の第２の実施において、前記レギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃに従って計算により零相レギュレーション成分ｖ_０を求めることは、前記零相レギュレーション成分ｖ_０を得るよう前記レギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃの加重平均を計算することを有し、このとき、計算式は、零相レギュレーション成分ｖ_０＝（ｋ_１・ｖ′_ａ＋ｋ_２・ｖ′_ｂ＋ｋ_３・ｖ′_ｃ）／３であり、ｋ_１、ｋ_２、及びｋ_３は三相重み係数である。

【0028】

第３の態様は、光電池セルパネル、及び該光電池セルパネルと交流電力グリッドとの間に接続される三相コンバータを含む光電池システムを提供し、前記三相コンバータは、該三相コンバータにおける三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃに従ってレギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃを得るよう構成され、前記三相コンバータは、前記レギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃに従って計算を通じて零相レギュレーション成分ｖ_０を求め、該零相レギュレーション成分ｖ_０を三相変調波ｖ_ａ、ｖ_ｂ、及びｖ_ｃに別々に加えて新しい三相変調波ｖ_{ａ＿ｍｏｄ}、ｖ_{ｂ＿ｍｏｄ}、及びｖ_{ｃ＿ｍｏｄ}を得、最後に、該新しい三相変調波ｖ_{ａ＿ｍｏｄ}、ｖ_{ｂ＿ｍｏｄ}、及びｖ_{ｃ＿ｍｏｄ}を前記三相コンバータのキャリア信号と比較し、そして、前記光電池セルパネルによって出力される直流を交流に変換し、該交流を前記交流電力グリッドへ入力するために、前記三相コンバータのスイッチング・デバイスの駆動信号を出力する。

【0029】

第４の態様は、直流電源と、モータと、前記直流電源と前記モータとの間に接続される三相コンバータとを含む、電気輸送機器の電力システムを提供し、前記三相コンバータは、電流レギュレータＧ_ａ、電流レギュレータＧ_ｂ、電流レギュレータＧ_ｃ、及び零相レギュレーション成分計算器を含み、前記三相コンバータは、該三相コンバータにおける三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃを一対一の対応において前記電流レギュレータＧ_ａ、前記電流レギュレータＧ_ｂ、及び前記電流レギュレータＧ_ｃへ夫々入力して、対応するレギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃを夫々得るよう構成され、前記零相レギュレーション成分計算器は、前記電流レギュレータＧ_ａ、前記電流レギュレータＧ_ｂ、及び前記電流レギュレータＧ_ｃによって夫々出力される前記レギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃを受け、該レギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃの平均又は加重平均を計算し、前記平均又は前記加重平均の結果が零相レギュレーション成分ｖ_０に等しく、前記電流レギュレータＧ_ａ、前記電流レギュレータＧ_ｂ、及び前記電流レギュレータＧ_ｃは、前記三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃを一対一の対応において夫々受け、該三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃと一対一で対応している前記レギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃを得るよう、前記三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃを夫々、相互に独立したレギュレーション関数を使用することによってレギュレートし、前記三相コンバータは、新しい三相変調波ｖ_{ａ＿ｍｏｄ}、ｖ_{ｂ＿ｍｏｄ}、及びｖ_{ｃ＿ｍｏｄ}を前記三相コンバータのキャリア信号と比較し、そして、前記直流電源によって出力される前記直流を交流に変換し、該交流を前記モータへ入力するために、前記三相コンバータのスイッチング・デバイスの駆動信号を出力する。

【0030】

上記の三相コンバータが、スイッチング網のスイッチング・トランジスタを制御するために、制御ユニットによって生成された三相変調波を直接使用する場合に、比較的に大きいコモンモード電流が生じるならば、アクティブ・ダンピング・ユニットは、三相フィルタにおける三相電流の位相電流の異なる状態に従って各位相回路のレギュレーション成分を決定し、各位相回路のレギュレーション成分を、制御ユニットによって生成された三相変調波と重ね合わせて、補正された三相変調波を生成し、次いで、補正された三相変調波を使用して、スイッチング網のスイッチング・トランジスタを制御し、それによって三相コンバータのコモンモード電流を減らす。

【図面の簡単な説明】

【0031】

【図1】先行技術における三相コンバータの略構造図である。

【図2】先行技術におけるＤＰＷＭ変調波とＣＰＷＭ変調波との間の波形比較を示す図である。

【図3】先行技術におけるＬＣＬフィルタ・コンバータの略構造図である。

【図4】本発明の実施形態に従う三相コンバータの概略図である。

【図5】本発明の実施形態に従うアクティブ・ダンピング・ユニットの略構造図である。

【図6】本発明の実施形態におけるアクティブ・ダンピング・システム及び先行技術におけるダンピングなしシステムのコモンモード電圧からコモンモード電流への伝達関数のボード線図である。

【図7】本発明の実施形態に従う三相コンバータの回路図である。

【図8】本発明の他の実施形態に従う三相コンバータ制御方法のフローチャートである。

【図9】本発明の更なる他の実施形態に従う電気輸送機器の電力システムの概略図である。

【発明を実施するための形態】

【0032】

本発明の技術的解決法は、次のとおりに添付の図面及び実施形態を参照して詳細に更に記載される。

【0033】

本発明の実施形態における三相コンバータは、直流を交流に変換するか、又は交流を直流に変換するよう構成される。例えば、光電池電源システムでは、光電池ソーラー・パネルによって生成された直流は、コンバータを使用することによって、電力グリッドと同じ周波数を有する交流に変換され、交流は、電力グリッドへ転送され、それによって光電池電源システム及び電力グリッドの一体化を実施する。電気輸送機器では、三相コンバータは、双方向の動作を実装し得る。例えば、電気輸送機器のバッテリによって出力される直流は、三相コンバータによって交流に変換され、交流はモータへ出力される。電気輸送機器が減速する場合に、モータによって生成された逆向きの交流が、バッテリを充電するよう、三相コンバータによって直流に変換され得る。

【0034】

図４は、本発明の実施形態における三相コンバータ２００を示す。三相コンバータ２００は、直流システム１００と交流システム３００との間に接続されている。三相コンバータ２００は、スイッチング網２０１と、スイッチング網２０１へ接続された三相フィルタ２０２と、三相フィルタ２０２へ接続されたサンプリング・ユニット２０３と、サンプリング・ユニット２０３へ接続された制御ユニット２０４と、制御ユニット２０４及びサンプリング・ユニット２０３の両方へ接続されたアクティブ・ダンピング・ユニット２０５と、アクティブ・ダンピング・ユニット２０５とスイッチング網２０１との間に接続された変調ユニット２０６とを含む。

【0035】

制御ユニット２０４によって生成された三相変調波が、スイッチング網２０１のスイッチング・トランジスタを制御するために直接使用される場合に、比較的に大きいコモンモード電流が生じるならば、アクティブ・ダンピング・ユニット２０５は、三相フィルタ２０２における三相電流の位相電流の異なる状態に従って各位相回路のレギュレーション成分を決定し、各位相回路のレギュレーション成分を、制御ユニット２０４によって生成された三相変調波と重ね合わせて、補正された三相変調波を生成し、次いで、補正された三相変調波を使用して、スイッチング網２０１のスイッチング・トランジスタを制御し、それによって三相コンバータ２００のコモンモード電流を減らす。

【0036】

上記の直流システム１００は、直流を供給する如何なる電源であってもよく、バッテリ、太陽電池パネル、又は同様のものを含む。

【0037】

上記の交流システム３００は、交流入力を必要とする如何なるデバイス又は装置であってもよく、電力グリッド、モータ、又は同様のものを含む。

【0038】

上記のスイッチング網２０１の入力端は、直流システム１００の出力端へ接続されている。スイッチング網２０１は、直流システム１００の直流を３レベル交流出力に変換するよう構成される。三相フィルタ２０２は、スイッチング網２０１のマルチレベル交流出力を、交流システム３００へ送られるように、正弦又は余弦波形を有する交流に変換するよう構成される。

【0039】

上記のサンプリング・ユニット２０３は、ハードウェア・システムにおいて電圧及び電流信号を捕捉し、電圧及び電流信号を、制御ユニット２０４による処理に都合がよいデジタル信号に変換し、デジタル信号を制御ユニット２０４へ出力するよう構成される。サンプリング・ユニット２０３は具体的に、三相フィルタ２０２における三相電流及び電圧を捕捉し、三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃ並びに三相電圧ｖ_ｇａ、ｖ_ｇｂ、及びｖ_ｇｃを得るようサンプリング及び測定を別々に実行し、三相電流及び電圧を制御ユニット２０４及びアクティブ・ダンピング・ユニット２０５へ供給するよう構成される。

【0040】

上記の制御ユニット２０４は、サンプリング及び変換された電圧及び電流信号とセットされたリファレンス値とに対して比較計算を実行し、対応する信号処理を実行し、変調波を出力するよう構成される。制御ユニット２０４は具体的に、変調波ｖ_ａ、ｖ_ｂ、及びｖ_ｃを得るよう、入力された三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃ並びに三相電圧ｖ_ｇａ、ｖ_ｇｂ、及びｖ_ｇｃに従って不連続パルス幅変調（ＤＰＷＭ）を実行するよう構成される。制御ユニット２０４は、変調波ｖ_ａ、ｖ_ｂ、及びｖ_ｃをアクティブ・ダンピング・ユニット２０５へ転送する。

【0041】

上記のアクティブ・ダンピング・ユニット２０５は、三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃと一対一で対応しているレギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃを得るために、相互に独立したレギュレーション関数を使用することによって、三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃに対して独立したレギュレーションを夫々実行し、レギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃに従って零相レギュレーション成分ｖ_０を得、零相レギュレーション成分ｖ_０を、制御ユニット２０４によって出力される三相変調波ｖ_ａ、ｖ_ｂ、及びｖ_ｃに別々に加えて新しい三相変調波ｖ_{ａ＿ｍｏｄ}、ｖ_{ｂ＿ｍｏｄ}、及びｖ_{ｃ＿ｍｏｄ}を得、新しい三相変調波ｖ_{ａ＿ｍｏｄ}、ｖ_{ｂ＿ｍｏｄ}、及びｖ_{ｃ＿ｍｏｄ}を変調ユニット２０６へ送るよう構成される。

【0042】

図５に示されるように、上記のアクティブ・ダンピング・ユニット２０５は、電流レギュレータＧ_ａ、電流レギュレータＧ_ｂ、電流レギュレータＧ_ｃ、及び零相レギュレーション成分計算器２０５０を含む。電流レギュレータＧ_ａ、電流レギュレータＧ_ｂ、電流レギュレータＧ_ｃは、サンプリング・ユニット２０３によって転送される三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃを一対一の対応で夫々受け、相互に独立したレギュレーション関数を使用することによって三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃを夫々レギュレートし、レギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃを零相レギュレーション成分計算器２０５０へ夫々出力する。

【0043】

例えば、電流レギュレータのうちの少なくとも１つは、比例積分（proportional integral，ＰＩ）レギュレータであってよく、ＰＩレギュレータのレギュレーション関数Ｇは：

Ｇ＝ｋ_ｐ＋ｋ_ｉ／ｓ

であり、このとき、Ｇ＝ｖ′_ａ／ｉ_ａ＝ｖ′_ｂ／ｉ_ｂ＝ｖ′_ｃ／ｉ_ｃ、ｋ_ｐは比例係数であり、ｋ_ｉは積分係数であり、ｓは複素周波数であり、すなわち、複素数が入力信号の周波数及び位相を表すために使用される。

【0044】

電流レギュレータは、比例共振（proportional resonant，ＰＲ）レギュレータであってよく、ＰＲレギュレータのレギュレーション関数Ｇは：

Ｇ＝ｋ_ｐ＋ｋ_ｒ／（ｓ^２＋ω_０^２）

であり、このとき、Ｇは、入力電流に対する出力電圧の比、例えば、Ｇ＝ｖ′_ａ／ｉ_ａ＝ｖ′_ｂ／ｉ_ｂ＝ｖ′_ｃ／ｉ_ｃであり、その上、ｋ_ｐ及びｋ_ｒは両方とも比例定数であり、ｋ_ｐは比例係数であり、ｋ_ｒは共振係数であり、ω_０は、コンバータの回路の共振周波数であり、ｓは複素周波数である。

【0045】

代替的に、電流レギュレータは、他の形態のレギュレータであり、相応して、異なるレギュレーション関数を使用してよい。更に、２つ以上のタイプのレギュレータが組み合わせて使用されてもよい。以下は、本発明に含まれるいくつかの電流レギュレータを挙げるが、本発明はそれらに限られない。その上、それらのレギュレータにおいて、同じ符号によって表されるパラメータは同じ意味を有している。簡潔さのために、パラメータは、最初の登場時にのみ記載される。

【0046】

電流レギュレータは、微分レギュレータであってよく、微分レギュレータのレギュレーション関数Ｇは：

Ｇ＝Ｋｓ

であり、このとき、Ｇ＝ｖ′_ａ／ｉ_ａ＝ｖ′_ｂ／ｉ_ｂ＝ｖ′_ｃ／ｉ_ｃ、Ｋは比例係数であり、ｓは複素周波数である。

【0047】

代替的に、電流レギュレータは、ハイパス・フィルタであってよく、ハイパス・フィルタのレギュレーション関数Ｇは：

Ｇ＝Ｋｓ／（ｓ＋ω_ＨＦ）

であり、このとき、Ｇ＝ｖ′_ａ／ｉ_ａ＝ｖ′_ｂ／ｉ_ｂ＝ｖ′_ｃ／ｉ_ｃ、Ｋは比例係数であり、ω_ＨＦはカットオフ周波数であり、ｓは複素周波数である。

【0048】

代替的に、電流レギュレータは、リードラグ・レギュレータであってよく、リードラグ・レギュレータのレギュレーション関数Ｇは：

Ｇ＝Ｋω_ｍａｘ（ｓ＋ｋ_ｆω_ｍａｘ）／（ｋ_ｆｓ＋ω_ｍａｘ）

であり、このとき、Ｇ＝ｖ′_ａ／ｉ_ａ＝ｖ′_ｂ／ｉ_ｂ＝ｖ′_ｃ／ｉ_ｃ、Ｋは比例係数であり、ω_ｍａｘは最大位相シフト周波数であり、ｋ_ｆはレギュレーション係数であり、ｓは複素周波数である。

【0049】

代替的に、電流レギュレータは、２次汎用積分レギュレータであってよく、２次汎用積分レギュレータのレギュレーション関数Ｇは：

Ｇ＝ｋω_１ｓ／（ｓ^２＋ｋω_１ｓ＋ω_１^２）

であり、このとき、Ｇ＝ｖ′_ａ／ｉ_ａ＝ｖ′_ｂ／ｉ_ｂ＝ｖ′_ｃ／ｉ_ｃ、ω_１は共振周波数であり、ｋはダンピング係数であり、ｓは複素周波数である。

【0050】

代替的に、電流レギュレータは、極零配置レギュレータであってよく、極零配置レギュレータのレギュレーション関数Ｇは：

Ｇ＝Ｋ（ｓ＋ｚ_１）（ｓ＋ｚ_２）・・・（ｓ＋ｚ_ｍ）／｛（ｓ＋ｐ_１）（ｓ＋ｐ_２）・・・（ｓ＋ｐ_ｎ）｝

であり、このとき、Ｇ＝ｖ′_ａ／ｉ_ａ＝ｖ′_ｂ／ｉ_ｂ＝ｖ′_ｃ／ｉ_ｃ、Ｋは比例係数であり、ｚ_１，ｚ_２，・・・，及びｚ_ｍは零であり、ｐ_１，ｐ_２，・・・，及びｐ_ｎは極であり、ｓは複素周波数である。

【0051】

アクティブ・ダンピング・ユニット２０５が位置する三相システムが非対称システムである場合に、アクティブ・ダンピング・ユニット２０５における三相電流レギュレータは、三相電流に対して独立した変調を夫々実行し、出力が既存の対称システムの制御ループに適合し得るように制御ループにおいてシステム補正を実行するよう、異なる値にセットされてよい。三相電流レギュレータの効果は、追加のアクティブ・ダンピングの効果である。電流レギュレータのレギュレーション関数は、入力が電流であり、出力が電圧、すなわち、レギュレーション成分である追加の仮想的なダンピング・ループのレギュレーション関数として使用されてよい。

【0052】

零相レギュレーション成分計算器２０５０は、電流レギュレータＧ_ａ、電流レギュレータＧ_ｂ、電流レギュレータＧ_ｃによって夫々出力されるレギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃを受け、レギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃの平均又は加重平均を計算する。このとき、平均又は加重平均の結果は、零相レギュレーション成分ｖ_０に等しい。例えば、平均は：

ｖ_０＝−（ｖ′_ａ＋ｖ′_ｂ＋ｖ′_ｃ）／３

である。

【0053】

その上、加重平均は、いくつかの重み係数を使用することによって加重平均化を実行することで求められる必要がある。

【0054】

アクティブ・ダンピング・ユニット２０５は、新しい三相変調波ｖ_{ａ＿ｍｏｄ}、ｖ_{ｂ＿ｍｏｄ}、及びｖ_{ｃ＿ｍｏｄ}を得るよう零相レギュレーション成分ｖ_０を制御ユニット２０４によって出力される三相変調波ｖ_ａ、ｖ_ｂ、及びｖ_ｃに別々に加え、新しい三相変調波ｖ_{ａ＿ｍｏｄ}、ｖ_{ｂ＿ｍｏｄ}、及びｖ_{ｃ＿ｍｏｄ}を変調ユニット２０６へ送る。

【0055】

零相レギュレーション成分ｖ_０と、制御ユニット２０４によって出力される三相変調波ｖ_ａ、ｖ_ｂ、及びｖ_ｃとの間の加算関係は、次のとおりである：

ｖ_{ａ＿ｍｏｄ}＝ｖ_ａ＋ｖ_０；
ｖ_{ｂ＿ｍｏｄ}＝ｖ_ｂ＋ｖ_０；及び
ｖ_{ｃ＿ｍｏｄ}＝ｖ_ｃ＋ｖ_０。

【0056】

上記の変調ユニット２０６は、制御ユニット２０４によって出力される変調波及びハードウェア・システムにおけるスイッチ構成に従って三相変調波をキャリア信号と比較し、スイッチング・デバイスに対応する駆動信号を出力するよう構成される。変調ユニット２０６は具体的に、スイッチング網２０１を作動するよう駆動すべく、新しい三相変調波ｖ_{ａ＿ｍｏｄ}、ｖ_{ｂ＿ｍｏｄ}、及びｖ_{ｃ＿ｍｏｄ}をスイッチング網２０１の駆動信号に変調するよう構成される。

【0057】

上記の三相コンバータ２００は、制御ユニット２０４によって出力される三相変調波ｖ_ａ、ｖ_ｂ、及びｖ_ｃを用いることによってオリジナルの制御に基づきコモンモード電流共振を有効に抑制するよう、零相レギュレーション成分ｖ_０を使用することによってレギュレーションを通じて得られる新しい三相変調波ｖ_{ａ＿ｍｏｄ}、ｖ_{ｂ＿ｍｏｄ}、及びｖ_{ｃ＿ｍｏｄ}を使用することでスイッチング網２０１を制御する。その上、零相レギュレーション成分ｖ_０は、三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃの急激な変化によって引き起こされるコモンモード電流共振の励起発振を相殺し、それによって三相システムの安定的且つ効率的な動作を確かにするよう、三相システム全体及び三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃの変化に従ってリアルタイムで動的レギュレーションを実行するために使用され得る。

【0058】

図６に示されるように、実線は、本発明の実施形態におけるアクティブ・ダンピング・システムのコモンモード電圧対コモンモード電流のレギュレーション関数のボード線図を表し、点線は、ダンピングなしシステムのコモンモード電圧対コモンモード電流のレギュレーション関数のボード線図を表す。ボード線図は、システムの周波数応答を説明する方法である。ボード線図は、振幅プロット（上側）及び位相プロット（下側）を含む。両プロットにおける水平座標は、周波数の対数スケールに従って描かれている。振幅プロットにおける垂直座標の単位はデシベル（ｄＢ）である。垂直座標は、コモンモード電圧振幅に対するコモンモード電流振幅の増幅定数を表し、より大きい値は、より大きい増幅定数を示す。図６の振幅プロットからは、明らかな共振ピークがダンピングなしシステムの特性において存在し、アクティブ・ダンピング・システムの特性における共振ピークは一目瞭然で抑制されていることが分かる。その上、アクティブ・ダンピング・システムは、共振ピークを除いて、ダンピングなしシステムのそれらと類似したシステム特性を保つ。従って、本発明のこの実施形態では、アクティブ・ダンピング技術が導入されているので、コモンモード電流共振は有効に抑制可能であり、システムの他の態様の特性は劣化しないことが知られ得る。

【0059】

本発明のこの実施形態における三相コンバータは、様々な三相システムに適用可能であり、スイッチング・デバイスを駆動するために三相入力を必要とする如何なるシステムにも適用可能である。例えば、三相コンバータは、２レベル、３レベル、５レベル、又は縦列接続レベルの整流器及びインバータ・システムに適用可能である。

【0060】

様々な三相システムにおいて、スイッチング網２０１を除く、他のユニット組み合わせは同じであり、適用可能である。図７に示されるように、以下は、三相３レベル・インバータが光電池インバータ・システムに適用される例を使用することによって、スイッチング網２０１の回路構造を詳細に記載する。

【0061】

スイッチング網２０１は、第１分圧キャパシタＣ１、第２分圧キャパシタＣ２、第１スイッチ組み合わせＳａ、第２スイッチ組み合わせＳｂ、及び第３スイッチ組み合わせＳｃを含む。

【0062】

第１分圧キャパシタＣ１及び第２分圧キャパシタＣ２は、直流電源１００の正電極及び負電極の間に直列に相互に接続され、直流電源１００の電圧を分割するよう構成される。

【0063】

第１スイッチ組み合わせＳａ、第２スイッチ組み合わせＳｂ、及び第３スイッチ組み合わせＳｃは、直流電源１００の正電極及び負電極の間に並列に相互に接続される。その上、第１分圧キャパシタＣ１及び第２分圧キャパシタＣ２を含む直列結合は、第１スイッチ組み合わせＳａ、第２スイッチ組み合わせＳｂ、及び第３スイッチ組み合わせＳｃに並列に接続される。

【0064】

第１スイッチ組み合わせＳａは、直流電源の正電極及び負電極に夫々接続される第１接続端子Ｓａ１及び第２接続端子Ｓａ２と、第１分圧キャパシタＣ１及び第２分圧キャパシタＣ２を含む直列結合の中点に接続される第３接続端子Ｓａ３と、三相フィルタの入力端に接続される第４接続端子Ｓａ４とを含む。

【0065】

第２スイッチ組み合わせＳｂは、直流電源の正電極及び負電極に夫々接続される第１接続端子Ｓｂ１及び第２接続端子Ｓｂ２と、第１分圧キャパシタＣ１及び第２分圧キャパシタＣ２を含む直列結合の中点に接続される第３接続端子Ｓｂ３と、三相フィルタの３つの入力端に別々に接続される第４接続端子Ｓｂ４とを含む。

【0066】

第３スイッチ組み合わせＳｃは、直流電源の正電極及び負電極に夫々接続される第１接続端子Ｓｃ１及び第２接続端子Ｓｃ２と、第１分圧キャパシタＣ１及び第２分圧キャパシタＣ２を含む直列結合の中点に接続される第３接続端子Ｓｃ３と、三相フィルタの３つの入力端に別々に接続される第４接続端子Ｓｃ４とを含む。

【0067】

３つのスイッチ組み合わせの第３の接続端子Ｓａ３、Ｓｂ３、及びＳｃ３は夫々、三相フィルタ２０２の３つの入力端へ接続される。

【0068】

第４接続端子Ｓａ４、Ｓｂ４、及びＳｃ４の夫々は、直流と交流との間の変換を実施するよう、その第４接続端子が属するスイッチ組み合わせの第１、第２、又は第３接続端子のうちのいずれか１つと選択的に接続され又は切り離される。

【0069】

スイッチ組み合わせにおいて、第４接続端子Ｓａ４、Ｓｂ４、及びＳｃ４は、スイッチ組み合わせにおけるスイッチング・トランジスタの切断及び接続の組み合わせを使用することによって、それらの各々のスイッチ組み合わせの第１、第２、又は第３接続端子のうちのいずれか１つとの接続又はそれからの切断を選択的に実施して、直流と交流との間の変換を実施する。

【0070】

三相フィルタ２０２は、スイッチング網２０１の３つの第４接続端子Ｓａ４、Ｓｂ４、及びＳｃ４と交流システム３００の３つの入力端との間に直列に接続された２つのインダクタを夫々含む３つのグループにおいて６つのインダクタを含み、且つ、第１分圧キャパシタＣ１及び第２分圧キャパシタＣ２を含む直列結合の中点へ別々に接続され、直列に接続された２つを夫々含むインダクタの３つのグループの中点へ夫々接続されている３つのフィルタリング・キャパシタＣ０を含む。

【0071】

６つのインダクタは、第１コンバータ側インダクタＬ１ａ、第２コンバータ側インダクタＬ１ｂ、第３コンバータ側インダクタＬ１ｃ、第１交流側インダクタＬ２ａ、第２交流側インダクタＬ２ｂ、及び第３交流側インダクタＬ２ｃを含む。第１コンバータ側インダクタＬ１ａ及び第１交流側インダクタＬ２ａは、第１スイッチ組み合わせＳａの第４接続端子Ｓａ４と交流システム３００の入力端との間に直列に接続される。第２コンバータ側インダクタＬ１ｂ及び第２交流側インダクタＬ２ｂは、第２スイッチ組み合わせＳｂの第４接続端子Ｓｂ４と交流システム３００の入力端との間に直列に接続される。第３コンバータ側インダクタＬ１ｃ及び第３交流側インダクタＬ２ｃは、第３スイッチ組み合わせＳｃの第４接続端子Ｓｃ４と交流システム３００の入力端との間に直列に接続される。

【0072】

フィルタリング・キャパシタＣ０の夫々の一端は、第１分圧キャパシタＣ１及び第２分圧キャパシタＣ２を含む直列結合の中点へ接続され、フィルタリング・キャパシタＣ０の夫々の他端は、インダクタの３つのグループのうちの１つの中点に接続される。

【0073】

図８に示されるように、本発明の他の実施は、三相コンバータ制御方法を含む。方法は、前述の実施形態におけるハードウェア実施形態の１つで実装される。方法は、次のステップを含む。

【0074】

ステップ１０１．三相コンバータにおいて三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃを捕り、三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃと一対一で対応しているレギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃを得るよう、相互に独立したレギュレーション関数を使用することによって、三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃに対して独立したレギュレーションを夫々実行する。

【0075】

ステップ１０２．レギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃに従って計算により零相レギュレーション成分ｖ_０を求める。

【0076】

ステップ１０３．零相レギュレーション成分ｖ_０を三相変調波ｖ_ａ、ｖ_ｂ、及びｖ_ｃに別々に加えて、新しい三相変調波ｖ_{ａ＿ｍｏｄ}、ｖ_{ｂ＿ｍｏｄ}、及びｖ_{ｃ＿ｍｏｄ}を得る。

【0077】

ステップ１０４．新しい三相変調波ｖ_{ａ＿ｍｏｄ}、ｖ_{ｂ＿ｍｏｄ}、及びｖ_{ｃ＿ｍｏｄ}を三相コンバータのキャリア信号と比較し、三相コンバータのスイッチング・デバイスの駆動信号を出力する。

【0078】

ステップ１０１で、三相コンバータのアクティブ・ダンピング・ユニットは、サンプリング及び検出を通じて捕られてサンプリング・ユニットによって転送される三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃを受ける。三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃは夫々、対応する電流レギュレータＧ_ａ、Ｇ_ｂ、及びＧ_ｃへ入力される。電流レギュレータにおける独立したレギュレーション関数は、三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃを夫々レギュレートするために使用され、レギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃは、アクティブ・ダンピング・ユニットの零相レギュレーション成分計算器へ別々に出力される。本発明のこの実施形態で使用される電流レギュレータ及びレギュレーション関数は、前述の実施形態におけるそれらと同じである。詳細は、再度ここで記載されない。

【0079】

ステップ１０２で、零相レギュレーション成分計算器は、電流レギュレータＧ_ａ、電流レギュレータＧ_ｂ、及び電流レギュレータＧ_ｃによって夫々出力されるレギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃを受け、レギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃの平均又は加重平均を計算し、平均又は加重平均の結果が、零相レギュレーション成分ｖ_０に等しい。例えば、平均は：

ｖ_０＝−（ｖ′_ａ＋ｖ′_ｂ＋ｖ′_ｃ）／３

である。

【0080】

その上、加重平均は、いくつかの重み係数を使用することによって加重平均化を実行することで求められる必要がある。例えば、電流のような変数を測定及び処理する工程には誤差が存在し、計算を通じて求められる最終の値の精度に影響を及ぼす。全体の計算精度は、次の：測定デバイスの精度、周囲温度、及びデジタル・プロセッサの処理精度、の全てに関係がある。アナログ信号がデジタル信号に変換される場合の離散的な丸めによって引き起こされる定量化誤差、又はホール・センサにおける半導体材料の抵抗率が温度に従って変化するために引き起こされる温度誤差のような誤差は、不可避であって且つ遍在する。

【0081】

従って、高精度制御技術を実装するよう、補正及び補償が、制御フェーズにおける全体のシステム誤差のために実行される必要がある。

【0082】

三相コンバータにおいて、コンバータの内部温度は、システムの熱伝導特性のために一様でない。結果として、三相電流ホール・センサの位置での周囲温度は異なっている。従って、三相電流のサンプル値は、実際の値の夫々９９％、９９．５％、及び９９．２％である（精度は、追加のテスト手段を使用することによって取得され得る。）。

【0083】

従って、零相成分が計算される場合に、夫々のフェーズのサンプリング及び計算精度が考慮される必要があり、レギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃが補償される。

【0084】

得られたレギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃが零相レギュレーション成分計算器へ転送された後、零相レギュレーション成分ｖ_０が出力され、

ｖ_０＝（ｋ_１・ｖ′_ａ＋ｋ_２・ｖ′_ｂ＋ｋ_３・ｖ′_ｃ）／３

であり、このとき、ｋ_１、ｋ_２、及びｋ_３は三相重み係数であり、サンプリング精度に関係があり、ｋ_１は１．０１０（すなわち、１００／９９）に等しく、ｋ_２は１．００５（１００／９９．５）に等しく、ｋ_３は１．００８（１００／９９．２）に等しい。

【0085】

上記のステップ１０３で、アクティブ・ダンピング・ユニットは、新しい三相変調波ｖ_{ａ＿ｍｏｄ}、ｖ_{ｂ＿ｍｏｄ}、及びｖ_{ｃ＿ｍｏｄ}を得るよう零相レギュレーション成分ｖ_０を三相コンバータの制御ユニットによって出力される三相変調波ｖ_ａ、ｖ_ｂ、及びｖ_ｃに別々に加え、新しい三相変調波ｖ_{ａ＿ｍｏｄ}、ｖ_{ｂ＿ｍｏｄ}、及びｖ_{ｃ＿ｍｏｄ}を三相コンバータの変調ユニットへ送る。

【0086】

零相レギュレーション成分ｖ_０と、制御ユニットによって出力される三相変調波ｖ_ａ、ｖ_ｂ、及びｖ_ｃとの間の加算関係は、次のとおりである：

ｖ_{ａ＿ｍｏｄ}＝ｖ_ａ＋ｖ_０；
ｖ_{ｂ＿ｍｏｄ}＝ｖ_ｂ＋ｖ_０；及び
ｖ_{ｃ＿ｍｏｄ}＝ｖ_ｃ＋ｖ_０。

【0087】

上記のステップ１０４で、変調ユニットは、制御ユニットによって出力される変調波及びハードウェア・システムにおけるスイッチ構成に従って三相変調波とキャリア信号と比較し、スイッチング・デバイスに対応する駆動信号を出力するよう構成される。変調ユニットは具体的に、スイッチング網を作動するよう駆動すべく、新しい三相変調波ｖ_{ａ＿ｍｏｄ}、ｖ_{ｂ＿ｍｏｄ}、及びｖ_{ｃ＿ｍｏｄ}を三相コンバータのスイッチング網の駆動信号に変調するよう構成される。

【0088】

図７及び図５に示されるように、本発明の更なる他の実施形態では、三相コンバータは光電池システムに適用される。光電池システムは、光電池セルパネル、及び光電池セルパネルと交流電力グリッドとの間に接続される三相コンバータを含む。

【0089】

三相コンバータは、光電池セルパネルによって出力される直流をスイッチング・デバイスを使用することによって複数のレベルに変換し、該複数のレベルに基づきフィルタリング処理を実行した後に三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃを出力し、相互に独立したレギュレーション関数を使用することによって三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃに対して独立したレギュレーションを夫々実行してレギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃを得るよう構成される。三相コンバータは、レギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃに従って計算を通じて零相レギュレーション成分ｖ_０を求め、零相レギュレーション成分ｖ_０を三相変調波ｖ_ａ、ｖ_ｂ、及びｖ_ｃに別々に加えて新しい三相変調波ｖ_{ａ＿ｍｏｄ}、ｖ_{ｂ＿ｍｏｄ}、及びｖ_{ｃ＿ｍｏｄ}を得、最後に、新しい三相変調波ｖ_{ａ＿ｍｏｄ}、ｖ_{ｂ＿ｍｏｄ}、及びｖ_{ｃ＿ｍｏｄ}を三相コンバータのキャリア信号と比較し、そして、光電池セルパネルによって出力される直流を交流に変換し、該交流を交流電力グリッドへ入力するために、三相コンバータのスイッチング・デバイスの駆動信号を出力する。

【0090】

三相コンバータは、電流レギュレータＧ_ａ、電流レギュレータＧ_ｂ、及び電流レギュレータＧ_ｃを含む。電流レギュレータＧ_ａ、電流レギュレータＧ_ｂ、及び電流レギュレータＧ_ｃは夫々、一対一の対応において三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃを受け、三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃを夫々、相互に独立したレギュレーション関数を使用することによってレギュレートして、三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃと一対一で対応しているレギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃを得る。

【0091】

三相コンバータは、零相レギュレーション成分計算器を更に含む。零相レギュレーション成分計算器は、電流レギュレータＧ_ａ、電流レギュレータＧ_ｂ、及び電流レギュレータＧ_ｃによって夫々出力されるレギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃを受け、レギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃの平均又は加重平均を計算し、平均又は加重平均の結果が零相レギュレーション成分ｖ_０に等しい。

【0092】

上記の三相コンバータの他の合成構造及び回路設計は全て、本発明の前述の実施形態で記載された関連する内容と同じである。詳細は、ここでは記載されない。

【0093】

図９及び図５に示されるように、本発明の更なる他の実施形態では、三相コンバータは電気輸送機器に適用される。電気輸送機器の電力システムは、直流電源と、三相モータと、直流電源と三相モータとの間に接続される三相コンバータとを含む。

【0094】

三相コンバータは、直流電源によって出力される直流をスイッチング・デバイスを使用することによって複数のレベルに変換し、該複数のレベルに基づきフィルタリング処理を実行した後に三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃを出力するよう構成される。三相コンバータは、電流レギュレータＧ_ａ、電流レギュレータＧ_ｂ、電流レギュレータＧ_ｃ、及び零相レギュレーション成分計算器を含む。

【0095】

電流レギュレータＧ_ａ、電流レギュレータＧ_ｂ、及び電流レギュレータＧ_ｃは、一対一の対応において三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃを夫々受け、相互に独立したレギュレーション関数を使用することによって三相電流ｉ_ａ、ｉ_ｂ、及びｉ_ｃに対して独立したレギュレーションを夫々実行してレギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃを得るよう構成される。

【0096】

零相レギュレーション成分計算器は、電流レギュレータＧ_ａ、電流レギュレータＧ_ｂ、及び電流レギュレータＧ_ｃによって夫々出力されるレギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃを受け、レギュレーション成分ｖ′_ａ、ｖ′_ｂ、及びｖ′_ｃの平均又は加重平均を計算し、平均又は加重平均の結果が零相レギュレーション成分ｖ_０に等しい。

【0097】

三相コンバータは、新しい三相変調波ｖ_{ａ＿ｍｏｄ}、ｖ_{ｂ＿ｍｏｄ}、及びｖ_{ｃ＿ｍｏｄ}を三相コンバータのキャリア信号と比較し、そして、直流電源によって出力される直流を交流に変換し、該交流を三相モータへ入力するために、三相コンバータのスイッチング・デバイスの駆動信号を出力するよう更に構成される。

【0098】

上記の三相コンバータの他の合成構造及び回路設計は全て、本発明の前述の実施形態で記載された関連する内容と同じである。詳細は、ここでは記載されない。

【0099】

前述の具体的な実施において、本発明の目的、技術的解決法、及び利点は、詳細に更に記載される。前述の記載は、本発明の具体的な実施にすぎず、本発明の保護範囲を制限する意図はない点が理解されるべきである。本発明の原理から逸脱せずに行われる如何なる変更、等価な置換、又は改善も、本発明の保護範囲の中にあるべきである。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】