特許 6711170 モータ制御装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6711170

(24)【登録日】2020年6月1日

(45)【発行日】2020年6月17日

(54)【発明の名称】モータ制御装置

(51)【国際特許分類】

   H02P 21/24 20160101AFI20200608BHJP

【ＦＩ】

   H02P21/24

【請求項の数】3

【全頁数】15

(21)【出願番号】特願2016-126911(P2016-126911)

(22)【出願日】2016年6月27日

(65)【公開番号】特開2018-7315(P2018-7315A)

(43)【公開日】2018年1月11日

【審査請求日】2019年3月29日

(73)【特許権者】

【識別番号】000006611

【氏名又は名称】株式会社富士通ゼネラル

(74)【代理人】

【識別番号】110002147

【氏名又は名称】特許業務法人酒井国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】酒井 星矢

【審査官】 池田 貴俊

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１５−１９２４９７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特表２０１２−５０６６８５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 米国特許出願公開第２０１２／０１０９４９５（ＵＳ，Ａ１）

【文献】 特開２０１１−１２０３２２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１１−０６５７４６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 米国特許出願公開第２０１４／０１９７７７４（ＵＳ，Ａ１）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｐ ２１／２４

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

モータの電流を検出する検出部と、モータの実速度を検出する位置・速度推定部と、モータを駆動する駆動部とを有し、速度指令値に基づいてモータの速度を制御するモータ制御装置であって、
前記モータ制御装置は、第１の減算器と第１の積分器を備えた第１のΔΣ部と、第２の減算器と第２の積分器を備えた第２のΔΣ部とを有し、
前記第１のΔΣ部は前記速度指令値と前記位置・速度推定部で検出されたモータの実速度との差分を積分して出力し、前記第２のΔΣ部は前記第１のΔΣ部の出力に基づいて生成された電流指令値と前記検出部で検出されたモータの電流との差分を積分して前記駆動部に出力することを特徴とするモータ制御装置。

【請求項2】

前記検出部により検出されたモータの電流に基づいてモータの速度誤差を補正するための補正電流を生成する電流補正部をさらに備え、
前記第２のΔΣ部は、前記第１のΔΣ部の出力に基づいて生成された電流指令値から前記電流補正部で生成された補正電流を減算して積分し前記駆動部へ出力する
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。

【請求項3】

前記電流補正部は、
前記モータの電流値をもとに推定される前記モータの機械角位相と、前記モータの速度指令値及び前記検出部により検出された前記モータの電流値から推定される前記モータの実速度の差分とから前記補正電流を生成する
ことを特徴とする請求項２に記載のモータ制御装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、モータ制御装置に関する。

【背景技術】

【0002】

一般的に、モータをベクトル制御で駆動制御するモータ制御装置は、モータの速度指令値（目標速度）に応じたｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を生成し、そのｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値をｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値へ変換する。さらにそのｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を３相電圧へ変換し、その３相電圧に応じた出力によりモータを駆動する。ここで、モータの速度（回転速度）と回転数は等価である。

【0003】

さらに、モータ制御装置は、モータが速度指令値に達するための制御として、モータの３相電流（モータに流れる電流）を検出し、その３相電流を２相の回転座標系のｄ軸電流とｑ軸電流へ変換し、そのｄ軸電流、ｑ軸電流をもとにモータの実速度を算出し、その実速度と速度指令値の差が０になるようにしフィードバック制御を行う。

【0004】

また、モータ制御装置は、モータが速度指令値に達するための制御として、上記のｄ軸電流及びｑ軸電流と、実速度と速度指令値の差分に基づいて求めたｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値それぞれの差が０になるようにフィードバック制御を行う。

【0005】

このように、モータをベクトル制御にて駆動するモータ制御装置は、二系統のフィードバックループを持ち、モータの駆動精度が３相電流の検出精度に依存することから、３相電流を精度よく検出することが求められる。

【0006】

モータ制御装置は、検出した３相電流から、モータ制御に必要な信号を生成するために、３相電流をアナログ値からデジタル値へ変換するＡ／Ｄ（Analog／Digital）変換を行う。このＡ／Ｄ変換の高精度及び高応答性を実現するために、ΔΣ変調型Ａ／Ｄ変換器を備えたモータ制御装置が提案されている（例えば特許文献１参照）。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0007】

【特許文献1】特開２０１３−１９８２２９号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0008】

ここで、上述の特許文献１では、３相電流を高精度で検出し、Ａ／Ｄ変換したとしても、ｄ軸電流及びｑ軸電流への変換や、ｄ軸電圧及びｑ軸電圧から３相電圧への変換などの際の変換精度まで補償することはできない。これらの変換に対して、変換精度を補償するような制御を追加することも考えられるが、変換処理に係る演算量の増加や、その演算量の増加に伴う応答性の低下などの問題がある。

【0009】

本願の実施形態の一例は、上記に鑑みてなされたものであり、例えば、モータ制御で行われる電流や電圧の変換に起因する誤差をより小さくできるモータ制御装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0010】

本願の開示の技術の一例は、例えば、モータ制御装置は、第１のΔΣ部、第２のΔΣ部、駆動部、検出部を有する。第１のΔΣ部は、モータの速度指令値に対してΔΣ演算を行い出力する。第２のΔΣ部は、第１のΔΣ部の出力に対してΔΣ演算を行い出力する。駆動部は、第２のΔΣ部出力を量子化して得た電圧をモータに印可して駆動する。検出部は、モータの電流を検出する。そして、第１のΔΣ部は、モータの回転数指令値から検出部により検出されたモータの電流から推定されるモータの実速度を減算して積分し第２のΔΣ部へ出力する。第２のΔΣ部は、第１のΔΣ部出力から検出部により検出されたモータの電流に基づいて求めたｄ軸電流及びｑ軸電流を減算して積分し駆動部へ出力する。

【発明の効果】

【0011】

本願の開示の技術の一例によれば、例えば、モータ制御で行われる電流や電圧の変換に起因する誤差をより小さくできる。また、変換処理に係る演算量の増加や、その演算量の増加に伴う応答性の低下などをまねくことがない。

【図面の簡単な説明】

【0012】

【図1】図１は、従来のベクトル制御を行うモータ制御装置の基本的な構成例を示す図である。

【図2】図２は、従来のモータ制御装置において量子化器へ置き換えることができる要素を示す図である。

【図3】図３は、従来のモータ制御装置における位置推定器の置き換えを示す図である。

【図4】図４は、従来のモータ制御装置において要素の置き換えを行った構成を示す図である。

【図5】図５は、２次ΔΣ変調型Ａ／Ｄ変換器の構成モデルを示す図である。

【図6】図６は、実施形態１に係る２次ΔΣ変調型のモータ制御装置の構成を示す図である。

【図7】図７は、モータを周波数変換器とみた場合の２次ΔΣ変調型Ａ／Ｄ変換器の構成モデルを示す図である。

【図8】図８は、負荷トルク変動による誤差へ対応した２次ΔΣ変調型Ａ／Ｄ変換器の構成モデルを示す図である。

【図9A】図９Ａは、実施形態２に係る２次ΔΣ変調型のモータ制御装置の構成を示す図である。

【図9B】図９Ｂは、実施形態２に係る２次ΔΣ変調型のモータ制御装置の電流補正器の構成を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0013】

以下に添付図面を参照して本願に係るモータ制御装置の実施形態について説明する。以下の実施形態は、周期的な負荷トルク変動を有する圧縮機を駆動するモータのトルク制御を、位置センサレスベクトル制御により行う、例えば空気調和装置又は低温保存装置等のモータ制御装置に関する。しかし、開示の技術は、位置センサレスベクトル制御を行うモータ制御装置に広く適用可能である。

【0014】

なお、以下に示す実施形態は、一例を示すに過ぎず、開示の技術を限定するものではない。また、以下に示す実施形態及びその変形例は、矛盾しない範囲で適宜組み合わせることができる。また、以下に示す実施形態及びその変形例は、開示の技術に係る構成及び処理について主に示し、その他の構成及び処理の説明を簡略又は省略する。また、以下に示す実施形態及びその変形例において、同一の構成及び処理には同一の符号を付与し、既出の構成及び処理の説明は省略する。

【0015】

［実施形態１］
先ず、実施形態１の背景及び概略について説明する。図１は、従来のベクトル制御を行うモータ制御装置の基本的な構成例を示す図である。モータ制御装置１００Ｘは、減算器１１、速度制御器１２、励磁電流制御器１３、減算器１４、減算器１５、ｄ軸電流制御器１６、ｑ軸電流制御器１７、非干渉化制御器１８、減算器１９、加算器２０、ｄｑ／３φ変換器２１、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）生成器２２、ＩＰＭ（Intelligent Power Module）２３、１シャント電流検出器を構成する抵抗Ｒ、３φ電流算出器２４、３φ／ｄｑ変換器２５、軸誤差演算処理部２６、ＰＬＬ制御器２９、位置推定器３０、１／Ｐｎ処理器３１を有する。

【0016】

減算器１１は、モータ制御装置１００Ｘへ入力された速度指令値（目標速度、ここでは機械角目標速度）ωｍ^＊から、１／Ｐｎ処理器３１により出力された推定された現在の角速度である実速度（機械角実速度）ωｍを減算した速度偏差（機械角速度偏差）Δωを速度制御器１２へ出力する。

【0017】

速度制御器１２は、減算器１１から出力された速度偏差Δωが小さくなるようなｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を生成し、励磁電流制御器１３及び減算器１５へ出力する。励磁電流制御器１３は、速度制御器１２から出力されたｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊からｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊を生成し、減算器１４へ出力する。ここで、速度制御器１２と励磁電流制御器１３を合わせ電流指令値生成部とも呼ぶ。また、ｄ軸とｑ軸は２相の回転座標系の座標軸を表し、Ｉｄ、Ｉｑ及び後述するＶｄ、Ｖｑはこの座標軸上の電流及び電圧である。

【0018】

減算器１４は、励磁電流制御器１３から出力されたｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊から、３φ／ｄｑ変換器２５により出力されたｄ軸電流Ｉｄを減算してｄ軸電流偏差ΔＩｄを生成しｄ軸電流制御器１６へ出力する。減算器１５は、速度制御器１２から出力されたｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊から、３φ／ｄｑ変換器２５から出力されたｑ軸電流Ｉｑを減算してｑ軸電流偏差ΔＩｑを生成しｑ軸電流制御器１７へ出力する。

【0019】

ｄ軸電流制御器１６は、減算器１４から出力されたｄ軸電流偏差ΔＩｄからｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊を生成する。ｑ軸電流制御器１７は、減算器１５から出力されたｑ軸電流偏差ΔＩｑからｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊を生成する。

【0020】

非干渉化制御器１８は、ｄ軸とｑ軸の干渉をキャンセルしそれぞれを独立に制御するための非干渉化補正値を生成する。具体的には、３φ／ｄｑ変換器２５から出力されたｄ軸電流ＩｄとＰＬＬ制御器２９から出力された電気角推定速度ωｅから、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊を非干渉化するためのｄ軸非干渉化補正値Ｖｄａを生成し、減算器１９へ出力する。また、非干渉化制御器１８は、３φ／ｄｑ変換器２５から出力されたｑ軸電流ＩｑとＰＬＬ制御器２９から出力された電気角推定速度ωｅから、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊を非干渉化するためのｑ軸非干渉化補正値Ｖｑａを生成し、加算器２０へ出力する。

【0021】

減算器１９は、ｄ軸電流制御器１６から出力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊から、非干渉化制御器１８から出力されたｄ軸非干渉化補正値Ｖｄａを減算してｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊＊を非干渉化したｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊を生成し、ｄｑ／３φ変換器２１へ出力する。加算器２０は、ｑ軸電流制御器１７から出力されたｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊へ、非干渉化制御器１８から出力されたｑ軸非干渉化補正値Ｖｑａを加算してｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊＊を非干渉化したｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を生成し、ｄｑ／３φ変換器２１へ出力する。

【0022】

ｄｑ／３φ変換器２１は、位置推定器３０により出力された現在のロータの位置である電気角位相（ｄｑ軸位相）θｅを用いて、非干渉化された２相のｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊を、３相のＵ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊へ変換する。そして、ｄｑ／３φ変換器２１は、Ｕ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊をＰＷＭ生成器２２へ出力する。なお、Ｖｕ^＊とＶｖ^＊とＶｗ^＊及び後述のＩｕとＩｖとＩｗは３相の固定座標系の電圧及び電流である。

【0023】

ＰＷＭ生成器２２は、Ｕ相出力電圧指令値Ｖｕ^＊、Ｖ相出力電圧指令値Ｖｖ^＊、Ｗ相出力電圧指令値Ｖｗ^＊と、ＰＷＭキャリア信号から、６相のＰＷＭ信号を生成し、ＩＰＭ２３へ出力する。

【0024】

ＩＰＭ２３は、ＰＷＭ生成器２２から出力された６相のＰＷＭ信号をもとに、モータＭのＵ相、Ｖ相、Ｗ相それぞれへ印可する交流電圧を、外部から供給される直流電圧Ｖｄｃから変換して生成し、それぞれの交流電圧をモータＭのＵ相、Ｖ相、Ｗ相へ印加する。

【0025】

３φ電流算出器２４は、ＰＷＭ生成器２２から出力された６相ＰＷＭスイッチング情報と、抵抗Ｒによって１シャント電流検出方式で検出された母線電流から、モータＭのＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを算出する。または、モータＭのＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗは、２つのＣＴ（Current Transformer）でＵ相電流Ｉｕ及びＶ相電流Ｉｖを検出し、残りのＷ相電流Ｉｗを、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の関係式より算出する２ＣＴ方式であってもよい。３φ電流算出器２４は、算出したモータＭのＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを、３φ／ｄｑ変換器２５へ出力する。

【0026】

３φ／ｄｑ変換器２５は、位置推定器３０から出力された電気角位相θｅを用いて、３φ電流算出器２４から出力された３相のＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを、２相のｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑへ変換する。そして、３φ／ｄｑ変換器２５は、ｄ軸電流Ｉｄを減算器１４、非干渉化制御器１８、軸誤差演算処理部２６へ、ｑ軸電流Ｉｑを減算器１５、非干渉化制御器１８、軸誤差演算処理部２６へ、それぞれ出力する。

【0027】

軸誤差演算処理部２６は、減算器１９から出力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ^＊と加算器２０から出力されたｑ軸電圧指令値Ｖｑ^＊、３φ／ｄｑ変換器２５から出力されたｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑから、軸誤差変動Δθを算出し、ＰＬＬ制御器２９へ出力する。ここで、軸誤差とは実際のｄｑ軸と制御上のｄｑ軸とのずれのことである。

【0028】

ＰＬＬ制御器２９は、軸誤差演算処理部２６から出力された軸誤差変動Δθから、推定された現在のモータの回転の角速度である電気角推定速度ωｅを算出し、非干渉化制御器１８、位置推定器３０、１／Ｐｎ処理器３１へそれぞれ出力する。

【0029】

位置推定器３０は、ＰＬＬ制御器２９から出力された電気角推定速度ωｅから、ロータ位置を推定する電気角位相（ｄｑ軸位相）θｅを算出する。そして、位置推定器３０は、電気角位相θｅをｄｑ／３φ変換器２１及び３φ／ｄｑ変換器２５へそれぞれ出力する。

【0030】

１／Ｐｎ処理器３１は、ＰＬＬ制御器２９から出力された電気角推定速度ωｅをモータＭの極対数Ｐｎで除算して算出した、推定された現在の角速度である実速度（機械角実速度）ωｍを、減算器１１へ出力する。

【0031】

ここで、図１に示すモータ制御装置１００Ｘの構成には、３つの特徴がある。第１番目の特徴は、図１に示す第１のフィードバック（ＦＢ：Feed Back）経路ＦＢ１と第２のフィードバック経路ＦＢ２の二つのフィードバック経路を有し、各フィードバック経路でそれぞれの指令値（目標値）からそれぞれの検出値（推定値）を減算していることである。なお、本発明の実施例において、第１のフィードバック経路ＦＢ１は実速度ωｍのフィードバック経路、第２のフィードバック経路ＦＢ２はｑ軸電流Ｉｑ及びｄ軸電流Ｉｄのフィードバック経路である。第２番目の特徴は、ｄｑ／３φ変換器２１、３φ／ｄｑ変換器２５、ＰＷＭ生成器２２、３φ電流算出器２４の各変換器を有していることである。３番目の特徴は、位置推定器３０によるモータＭの回転位相（電気角位相θｅ）は、ｄｑ／３φ変換器２１へフィードフォワード（図１中のＦＦ：Feed Forward）され、３φ／ｄｑ変換器２５へフィードバック（図１中の第３のフィードバック経路ＦＢ３）されていることである。

【0032】

第２番目の特徴に注目して、図２に示すように、図１におけるｄ軸電流制御器１６及びｑ軸電流制御器１７から３φ／ｄｑ変換器２５までの経路を、量子化器Ｑと見なして置き換えることができる。図２は、従来のモータ制御装置において量子化器へ置き換えることができる要素を示す図である。これにより、量子化器Ｑの入出力は、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑとなる。

【0033】

第３番目の特徴において、図３の（ａ）に示すように、位置推定器３０からの出力が３φ／ｄｑ変換器２５へフィードバックされているので、図３の（ｂ）に示すように、位置推定器３０の処理を１キャリア遅れの処理とみなして、位置推定器３０を遅延器３２及び遅延器３３と置き換えることができる。遅延器３２はｄ軸１次遅延器であり、遅延器３３はｑ軸１次遅延器である。図３は、従来のモータ制御装置における位置推定器の置き換えを示す図である。

【0034】

よって、図１の構成に、図２及び図３の置き換えを適用すると、図４のように表すことができる。図４は、従来のモータ制御装置において要素の置き換えを行った構成を示す図である。

【0035】

ここで、図４に示すモータ制御装置１００Ｙの構成と、図５に示す２次ΔΣ変調型Ａ／Ｄ変換器の構成モデルとを比較する。図４のＦＢ１と図５のＦＢ１、図４のＦＢ２と図５のＦＢ２とが対応するフィードバック経路である。また、図４の減算器１１と図５の減算器Ｓ１、図４の減算器１４及び減算器１５と図５の減算器Ｓ２がそれぞれ対応する要素である。そして、図４及び図５の（ａ）は、ともに量子化器Ｑ及び遅延器Ｄを有する。

【0036】

以上から、図４に示すモータ制御装置１００Ｙは、図５の（ａ）に示す２次ΔΣ変調型Ａ／Ｄ変換器と類似する部分を有している。そして、上記のとおり、図４に示すモータ制御装置１００Ｙの減算器１１、減算器１４、減算器１５のそれぞれを図５の減算器Ｓ１、減算器Ｓ２とみなし、図５の（ａ）と同様に積分器Ｉ１を減算器Ｓ１と減算器Ｓ２の間へ、積分器Ｉ２を減算器Ｓ２と量子化器Ｑの間へ追加することで、２次ΔΣ変調型Ａ／Ｄ変換器の構成を得ることができる。

【0037】

上記のとおり、図５（ａ）の量子化器Ｑには図２の要素が含まれる。図５（ｂ）は図５（ａ）の量子化器Ｑに含まれる図２の要素に量子化誤差Ｑ１を加算する加算器Ａ１を加えたものである。この量子化誤差Ｑ１は、図２におけるｄ軸電流制御器１６及びｑ軸電流制御器１７から３φ／ｄｑ変換器２５までの要素における電流や電圧の変換、ＰＷＭ変調、ＩＰＭの駆動、１シャント電流検出等に起因する変換誤差を量子化誤差とみなしたもので、この量子化誤差Ｑ１が加算器Ａ１によって量子化器Ｑに加算される。

【0038】

ここで、図５の（ｂ）に示す２次ΔΣ変調型Ａ／Ｄ変換器の入出力の関係を、下記（１）式に示す。下記（１）式における“Ｘ”“Ｙ”“Ｚ^−１”“Ｑ１”は、図５の（ｂ）に示すものと同一である。

【0039】

【数1】

【0040】

上記（１）式における量子化誤差Ｑ１は上述のように量子化器Ｑによる変換誤差を表し、その量子化誤差Ｑ１にかかる係数（１−Ｚ^−１）が減衰係数（微分項）になる。この減衰係数に含まれるＺ^−１は低周波領域において１と見なせる。これは、Ｚ＝ｅｘｐ（ｊωｎ）（ただしｎは遅延のクロック数、ｅｘｐは指数関数、ｊは虚数単位）と表されるためである。この特性により、低周波領域（駆動回転数領域）において変換誤差（量子化誤差）を小さくすることができる（ノイズシェーピング特性）。

【0041】

この特性をベクトル制御に適用するため、本発明では図６に示すように、図１に示す従来のモータ制御装置の構成に、図５に示す積分器Ｉ１、Ｉ２に相当する積分器３５、積分器３６、積分器３７をそれぞれ追加した構成とする。図６は、実施形態１に係る２次ΔΣ変調型のモータ制御装置の構成を示す図である。図６に示す実施形態１に係る２次ΔΣ変調型のモータ制御装置１００Ａは、積分器３５、積分器３６、積分器３７により量子化誤差Ｑ１を積分することにより、変換誤差を小さくする機能を発揮する。言い換えると、積分器３５、積分器３６、積分器３７は減算器１１、減算器１４、減算器１５による入出力の差分を足し合わせ、現在のサンプリングデータ（現在のキャリアで処理を行ったデータ）とそれ以前のサンプリングデータ（現在より前のキャリアで処理を行ったデータ）の情報を持つことで、入力信号（速度指令値、目標速度）の再現性を高める（変換誤差を低減し高精度化する）。

【0042】

なお、図６において、減算器１１は本発明の第１の減算器、積分器３５は本発明の第１の積分器であり、第１のΔΣ部は一例としてこれら第１の減算器と第１の積分器を有する。また、減算器１４と減算器１５は本発明の第２の減算器であり、積分器３６と積分器３７は本発明の第２の積分器であり、本発明の第２のΔΣ部は一例としてこれら第２の減算器と第２の積分器を有する。また、ｄ軸電流制御器１６、ｑ軸電流制御器１７、非干渉化制御器１８、減算器１９、加算器２０、ｄｑ／３φ変換器２１、ＰＷＭ生成器２２、ＩＰＭ２３は、本発明の駆動部の一例である。また、抵抗Ｒ、３φ電流算出器２４、３φ／ｄｑ変換器２５は、本発明の検出部の一例である。また、遅延器３４は、本発明の第１の遅延部の一例である。また、遅延器３２と遅延器３３は、本発明の第２の遅延部の一例である。また、軸誤差演算処理部２６、ＰＬＬ制御器２９、１／Ｐｎ処理器３１は本発明の位置・速度推定部の一例である。そして、第１のΔΣ部は入力された速度指令値（目標速度）ωｍ^＊と位置・速度推定部で検出したモータの実速度（機械角実速度）ωｍとの差分である速度偏差（機械角速度偏差）Δωを積分して出力し、第２のΔΣ部は第１のΔΣ部の出力に基づいて電流指令値生成部である速度制御器１２と励磁電流制御器１３で生成された電流指令値Ｉ^＊（ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊）と検出部で検出したモータの電流Ｉ（ここでは、検出部で検出して３相の固定座標系の電流から２相の回転座標系の電流に変換したｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑ）との差分ΔＩ（ここでは、ｄ軸電流偏差ΔＩｄ及びｑ軸電流偏差ΔＩｑ）を積分して駆動部に出力する。

【0043】

図６の入出力の関係は、下記（２）式のようになる。下記（２）式では、Ｑ１を、図６において量子化器Ｑへ置き換えた要素の量子化誤差とする。下記（２）式における“ω”“ω^＊”“Ｚ^−１”“Ｑ１”は、図５の（ｂ）及び図６に示すものと同一である。

【0044】

【数2】

【0045】

実施形態１によれば、ベクトル制御を行うモータ制御装置の構成をΔΣ変調型とすることにより、ベクトル制御の制御系内で生じる変換誤差に対して低減効果をもたらし、ベクトル制御全体での精度向上を図ることができる。例えば、実施形態１に係るモータ制御装置１００Ａは、図６に示す量子化器Ｑへ置き換えた要素の量子化誤差Ｑ１を小さくすることができる。また、ベクトル制御を行うモータ制御装置の構成に、現在の値に１キャリア前の値を加算していくだけの積分処理を行う積分器を追加するだけなので、変換処理に係る演算量の増加や、その演算量の増加に伴う応答性の低下、処理時間の増加などをまねくことがない。

【0046】

［実施形態２］
実施形態１では、量子化器Ｑへ置き換えた要素の量子化誤差Ｑ１を小さくすることができるが、モータ制御装置が駆動するモータＭの負荷トルク脈動による速度変動を小さくすることはできない。すなわち、実施形態１では、ベクトル制御を実行するモータ制御装置内のＡ／Ｄ変換誤差やＤ／Ａ変換誤差等の変換誤差を低減するのみであり、モータの負荷トルク脈動による速度変動までは低減できない。つまり、制御系内に存在しない誤差（外的要因）には対応できない。

【0047】

すなわち、コンプレッサ等の周期的な負荷トルク脈動を有する負荷を駆動する場合、負荷トルク脈動によりモータの速度（回転数）が変動し、騒音や振動を引き起こし問題となる。そのため、モータ制御装置には負荷トルク脈動による速度変動を抑えることが求められる。

【0048】

そこで、実施形態２では、モータの速度（回転数）が変動することに注目してモータＭを周波数変換器として捉え、本発明を適用することにより、負荷トルク脈動による速度変動を小さくする。

【0049】

ここで、図６に示すモータ制御装置１００Ａの構成と、図７に示す２次ΔΣ変調型Ａ／Ｄ変換器の構成モデルとを比較する。図７は、モータを周波数変換器とみた場合の２次ΔΣ変調型Ａ／Ｄ変換器の構成モデルを示す図である。図７の（ａ）は、図５の（ａ）に相当し、図６のモータ制御装置１００ＡにおいてモータＭを周波数変換器ＦＣとみなした構成モデルである。

【0050】

そして、図７の（ａ）に示す量子化器Ｑは、図６における量子化器Ｑに含まれる量子化誤差Ｑ１を加算したものである。また、周波数変換器ＦＣは、図６におけるモータＭを周波数変換器ＦＣと見なしたとき、モータＭの負荷トルク脈動による速度変動を周波数変換誤差Ｑ２（以下、速度誤差Ｑ２ともいう）として加算するものである。これより、図７の（ａ）を図７の（ｂ）のように置き換えることができる（（図７（ａ）の周波数変換器ＦＣを、図７（ｂ）の加算器Ａ２に置き換えることができる）。このとき、図７の（ｂ）における入出力はΔΣ変調型Ａ／Ｄ変換器の特性を得ることができる。図６において量子化器Ｑと置き換えた要素の総変換誤差を量子化誤差Ｑ１とし、モータＭの速度変動（速度誤差）をＱ２とすると、図７の（ａ）における入力Ｘ及び出力Ｙの関係は、下記（３）式のように表される。

【0051】

【数3】

【0052】

ここで、上記（３）式では、モータＭの負荷トルク脈動による速度誤差Ｑ２には、実施形態１で説明したような減衰係数が係らないため、モータＭの負荷トルク脈動による速度誤差Ｑ２を小さくできないことがわかる。ΔΣ変調型Ａ／Ｄ変換器の特徴として、量子化誤差Ｑ１のように、制御系内に誤差が含まれる場合は、減衰係数が係り誤差を小さくできる。そのため、図８に示すように、制御系内に速度誤差（周波数変換誤差）Ｑ２と同じ量を加算する加算器Ａ３を追加する。図８は、負荷トルク変動による誤差へ対応した２次ΔΣ変調型Ａ／Ｄ変換器の構成モデルを示す図である。図８に示す入力Ｘ及び出力Ｙの関係は、下記（４）式のように表される。

【0053】

【数4】

【0054】

上記（４）式によれば、速度誤差（周波数変換誤差）Ｑ２には減衰係数が係るため、速度誤差Ｑ２を小さくすることが可能となる。

【0055】

図８の構成モデルを適用した実施形態２に係るモータ制御装置１００Ｂは、図９Ａに示すようになる。モータ制御装置１００Ｂは、図１に示す従来のモータ制御装置１００Ｘと比較して、位置推定器３０に代えて位置推定器３０Ｂを有し、減算器１１と速度制御器１２の間に積分器３５を有し、減算器１４とｄ軸電流制御器１６の間に積分器３６を有し、減算器１５とｑ軸電流制御器１７の間に積分器３７を有し、３φ／ｄｑ変換器２５と減算器１４、１５それぞれの間に電流補正器３８を有する。

【0056】

位置推定器３０Ｂは、ＰＬＬ制御器２９から出力された電気角推定速度ωｅから、電気角位相（ｄｑ軸位相）θｅ及び機械角位相θｄを算出し、電気角位相θｅをｄｑ／３φ変換器２１及び３φ／ｄｑ変換器２５へ出力し、機械角位相θｄを電流補正器３８へ出力する。

【0057】

なお、図９Ａにおいて、減算器１１は本発明の第１の減算器、積分器３５は本発明の第１の積分器であり、本発明の第１のΔΣ部は一例としてこれら第１の減算器と第１の積分器を有する。また、減算器１４と減算器１５は本発明の第２の減算器であり、積分器３６と積分器３７は本発明の第２の積分器であり、本発明の第２のΔΣ部は一例としてこれら第２の減算器と第２の積分器を有する。また、ｄ軸電流制御器１６、ｑ軸電流制御器１７、非干渉化制御器１８、減算器１９、加算器２０、ｄｑ／３φ変換器２１、ＰＷＭ生成器２２、ＩＰＭ２３は、本発明の駆動部の一例である。また、抵抗Ｒ、３φ電流算出器２４、３φ／ｄｑ変換器２５は、本発明の検出部の一例である。また、電流補正器３８は、電流補正部の一例である。また、軸誤差演算処理部２６、ＰＬＬ制御器２９、１／Ｐｎ処理器３１は、本発明の位置・速度推定部の一例である。

【0058】

図９Ｂは、実施形態２に係る２次ΔΣ変調型のモータ制御装置の電流補正器の構成を示す図である。モータ制御装置１００Ｂの電流補正器３８は、減算器３８ａ、加算器３８ｂ、補正電流算出器３８ｃを有する。また、１キャリア遅れの処理を実行する遅延器３９ａ、遅延器３９ｂを有する。

【0059】

補正電流算出器３８ｃは、位置推定器３０Ｂから出力された機械角位相θｄ、減算器１１から出力された速度偏差Δω（＝ωｍ^＊−ωｍ）から電流補正値ΔＩｃを生成する。

【0060】

速度誤差（周波数変換誤差）Ｑ２を電流帰還路に加算するため、速度誤差Ｑ２の振幅と位相を速度の次元から電流の次元に変換する。そのため、生成された機械角位相θｄと速度偏差Δωにより、補正電流振幅Ａωと補正位相θωを計算する。なお、下記（５）式においては、位相検出及び振幅検出は、相関演算を用いた既知の手法を用いることができる。

【0061】

【数5】

【0062】

上記（５）式をもとに、図９Ａ及び図９Ｂに示す電流補正器３８において、補正電流算出器３８ｃは、位置推定器３０Ｂから出力された機械角位相θｄ、減算器１１から出力された速度偏差（機械角速度偏差）Δω（＝ωｍ^＊−ωｍ）から電流補正値ΔＩｃを生成する。減算器３８ａは、３φ／ｄｑ変換器２５から出力されたｄ軸電流Ｉｄから電流補正値ΔＩｃを減算した結果である補正ｄ軸電流Ｉｄ´を減算器１４へ出力する。加算器３８ｂは、３φ／ｄｑ変換器２５から出力されたｑ軸電流Ｉｑへ電流補正値ΔＩｃを加算した結果である補正ｑ軸電流Ｉｑ´を減算器１５へ出力する。

【0063】

速度誤差Ｑ２は、検出部から出力されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑからは検出できない（ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑは実速度による電流であり、速度誤差を認識できない）。このため、実施形態２では速度誤差Ｑ２を表す量として、電流補正器３８により、速度指令値ωｍ^＊と実速度ωｍの差分である速度偏差Δωに基づく電流補正値ΔＩｃを生成し、これをｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑから減算して第２のΔΣ部へフィードバックする。つまり電流補正器３８が速度誤差Ｑ２を検出する機能と図８に示す加算器Ａ３の機能を果たす。

【0064】

以上で説明したように、実施形態２では、第１のΔΣ部は入力された速度指令値（目標速度）ωｍ^＊と位置・速度推定部で検出されたモータの実速度（機械角実速度）ωｍとの差分である速度偏差（機械角速度偏差）Δωを積分して出力し、第２のΔΣ部は第１のΔΣ部の出力に基づいて電流指令値生成部である速度制御器１２と励磁電流制御器１３で生成された電流指令値Ｉ^＊（ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊）と補正電流Ｉ´（ここでは、検出部で検出して３相の固定座標系の電流を２相の回転座標系の電流に変換したｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑから電流補正器３８で電流補正値ΔＩｃを生成し、さらにｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑから電流補正値ΔＩｃを減算した補正ｄ軸電流Ｉｄ´及び補正ｑ軸電流Ｉｑ´）との差分ΔＩ（ここでは、ｄ軸電流偏差ΔＩｄ及びｑ軸電流偏差ΔＩｑ）を積分して駆動部に出力する。

【0065】

（実施形態２の変形例）
実施形態２では、モータＭを周波数変換器とみなし、その周波数変換誤差を低減する。しかし、これに限らず、モータＭの外的要因である出力トルクリプルや電気特性のバラツキ等の誤差や、図７の（ａ）の量子化器Ｑの後段に接続されうるその他の要素が発生させる種々の誤差も、図８に示すように制御系内にその誤差を加算することで、周波数変換誤差と同様に低減できる。

【0066】

実施形態２によれば、ベクトル制御を行うモータ制御装置の構成を、モータを周波数変換器とみなし、負荷トルク脈動による回転数変動（速度変動）を回転数指令値（目標回転数、目標速度）との誤差と捉えたΔΣ変調型とすることにより、モータの負荷トルク脈動による速度変動（周波数変換誤差）も低減し、周波数変換誤差の低減を含めてベクトル制御全体での精度向上を図ることができる。例えば、実施形態２に係るモータ制御装置１００Ｂは、図９Ａに示す量子化器Ｑへ置き換えた要素の量子化誤差Ｑ１及びモータＭの周波数変換誤差Ｑ２を小さくすることができる。また、ベクトル制御を行うモータ制御装置の構成に、処理時間の増加がない積分器と電流補正器を追加するだけなので、変換処理に係る演算量の増加や、その演算量の増加に伴う応答性の低下、処理時間の増加などをまねくことがない。

【0067】

上述の実施形態及び図示の具体的名称、処理、制御、各種のデータやパラメータを含む情報については、一例を示すに過ぎず、特記する場合を除いて適宜変更することができる。また、上述の実施形態における各部もしくは各装置の構成は、処理負荷や実装効率等から適宜分散及び統合されてもよい。

【0068】

上述の実施形態のより広範な態様は、上述のように表しかつ記述した特定の詳細及び代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲及びその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神又は範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。

【符号の説明】

【0069】

Ｓ１、Ｓ２ 減算器
Ｉ１、Ｉ２ 積分器
Ａ１、Ａ２、Ａ３ 加算器
Ｑ 量子化器
Ｄ 遅延器
ＦＣ 周波数変換器
１００Ｘ、１００Ａ、１００Ｂ モータ制御装置
１１、１４、１５、１９減算器
１２ 速度制御器
１３ 励磁電流制御器
１６ ｄ軸電流制御器
１７ ｑ軸電流制御器
１８ 非干渉化制御器
２０ 加算器
２１ ｄｑ／３φ変換器
２２ ＰＷＭ生成器
２３ ＩＰＭ
２４ ３φ電流算出器
２５ ３φ／ｄｑ変換器
２６ 軸誤差演算処理部
２９ ＰＬＬ制御器
３０、３０Ｂ 位置推定器
３１ １／Ｐ_ｎ処理器
３２、３３、３４ 遅延器
３５、３６、３７ 積分器
３８ 電流補正器
３８ａ 減算器
３８ｂ 加算器
３８ｃ 補正電流算出器
３９ａ、３９ｂ 遅延器

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9A】

【図9B】