特許 6726131 無線通信システム

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6726131

(24)【登録日】2020年6月30日

(45)【発行日】2020年7月22日

(54)【発明の名称】無線通信システム

(51)【国際特許分類】

   H04L 27/26 20060101AFI20200713BHJP

   H04J 1/06 20060101ALI20200713BHJP

   H04B 7/005 20060101ALI20200713BHJP

   G06K 7/10 20060101ALI20200713BHJP

【ＦＩ】

   H04L27/26 113

   H04J1/06

   H04B7/005

   G06K7/10 124

   G06K7/10 144

【請求項の数】5

【全頁数】22

(21)【出願番号】特願2017-85266(P2017-85266)

(22)【出願日】2017年4月24日

(65)【公開番号】特開2017-200180(P2017-200180A)

(43)【公開日】2017年11月2日

【審査請求日】2019年4月1日

(31)【優先権主張番号】特願2016-86860(P2016-86860)

(32)【優先日】2016年4月25日

(33)【優先権主張国】JP

【国等の委託研究の成果に係る記載事項】（出願人による申告）平成２７年度、総務省 戦略的情報通信研究開発推進事業（ＳＣＯＰＥ）「センサＬＳＩによるバッテリレス・ワイヤレス非同期ストリーム通信を実現するマルチサブキャリア多元接続方式の研究開発」産業技術力強化法第１９条の適用を受ける特許出願

(73)【特許権者】

【識別番号】899000079

【氏名又は名称】学校法人慶應義塾

(73)【特許権者】

【識別番号】504133110

【氏名又は名称】国立大学法人電気通信大学

(73)【特許権者】

【識別番号】000142067

【氏名又は名称】株式会社共和電業

(74)【代理人】

【識別番号】110000925

【氏名又は名称】特許業務法人信友国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】三次 仁

(72)【発明者】

【氏名】五十嵐 祐貴

(72)【発明者】

【氏名】市川 晴久

(72)【発明者】

【氏名】川喜田 佑介

(72)【発明者】

【氏名】江川 潔

【審査官】 吉江 一明

(56)【参考文献】

【文献】 特表２０１１−５１６３３２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００３−１６８９９１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１２−１９４６９６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 米国特許出願公開第２０１１／０３０４４３１（ＵＳ，Ａ１）

【文献】 Yuki Igarashi, Nitish Rajoria, Jin Mitsugi, Yusuke Kawakita, Haruhisa Ichikawa，A performance analysis of interference rejection technique in multi-subcarrier multiple access，RFID Technology and Applications (RFID-TA), 2015 IEEE International Conference on，２０１５年 ９月，pp.33-38

【文献】 Yuki Igarashi, Yuki Sato, Yuusuke Kawakita, Jin Mitsugi, Haruhisa Ichikawa，A Feasibility Study on Simultaneous Data Collection from Multiple Sensor RF Tags with Multiple Subca，RFID (IEEE RFID), 2014 IEEE International Conference on，２０１４年 ４月，pp.141-146

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０４Ｌ ２７／２６

Ｇ０６Ｋ ７／１０

Ｈ０４Ｂ ７／００５

Ｈ０４Ｊ １／０６

ＩＥＥＥ Ｘｐｌｏｒｅ

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

無変調の搬送波を発する搬送波源と、
前記搬送波に端末ごとに予め周波数が定められた副搬送波を重畳し、前記副搬送波を信号源が生成する信号で所定の変調方式にて変調し、バックスキャッターを送信する複数の受動型端末と、
前記複数の受動型端末から送信される複数のバックスキャッターを受信し、干渉成分を逐次的に除去して各々の受動型端末における前記信号源の信号を復調する受信機と
よりなる無線通信システムであって、
前記受信機は、
受信した電波に周波数変換および直交変換を施して、Ｉ成分とＱ成分を有する有限長データ列を生成するＩＱ変換部と、
前記有限長データ列から直流成分を除去するハイパスフィルタと、
前記ハイパスフィルタ通過後の有限長データ列に含まれる前記副搬送波の周波数を選択的に通過させて第一のサブキャリアデータ列を形成する第一のバンドパスフィルタと、
前記第一のバンドパスフィルタとは異なる前記副搬送波の周波数を選択的に通過させて第二のサブキャリアデータ列を形成する第二のバンドパスフィルタと、
前記サブキャリアデータ列にヒルベルト変換を施して解析データ列を生成するヒルベルト変換処理部と、
前記サブキャリアデータ列に含まれる前記搬送波の位相遅れを推定してキャリア位相差を得る搬送波位相推定部と、
前記解析データ列と前記キャリア位相差から角度データ列を生成するＰＬＬ処理部と、
前記角度データ列を所望の奇数逓倍数にて逓倍して逓倍角度データ列を得る角度乗算処理部と、
前記逓倍角度データ列と前記キャリア位相差と前記解析データ列から取り出した振幅の調整値とを用いた射影変換を行い、奇数逓倍高調波データ列を得る逆ヒルベルト変換処理部と、
前記第二のサブキャリアデータ列から前記奇数逓倍高調波データ列を減算する干渉除去処理部と
を具備する、無線通信システム。

【請求項2】

前記搬送波位相推定部は、回帰分析を用いて前記位相遅れを推定する、
請求項１に記載の無線通信システム。

【請求項3】

前記ＰＬＬ処理部は、
前記解析データ列を前記キャリア位相差の分だけ位相を補正してＩ成分とＱ成分を有する回転解析データ列を得る回転演算部と、
前記回転解析データ列の角度を算出して角度データ列を生成する角度演算部と
よりなる、請求項２に記載の無線通信システム。

【請求項4】

前記ＰＬＬ処理部、前記角度乗算処理部、前記逆ヒルベルト変換処理部及び前記干渉除去処理部は干渉除去演算部を構成し、
前記干渉除去演算部は、前記有限長データ列から除去したい干渉成分の個数に応じて設けられる、
請求項３に記載の無線通信システム。

【請求項5】

前記バンドパスフィルタを、搬送波に対して基本帯域幅の整数倍だけ離調して２つ以上配置してチャネルを構成した場合に、搬送波に近いチャネルから数えて奇数チャネル群と偶数チャネル群に分割して、前記搬送波位相推定部、前記角度演算部、前記ヒルベルト変換処理部、及び前記干渉除去処理部を、前記奇数チャネル群と前記偶数チャネル群とでそれぞれ独立して処理する、
請求項４に記載の無線通信システム。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、複数の無線タグを利用する無線通信システムに関する。

【背景技術】

【0002】

無線通信では、複数の送信機が同時に信号を送信すると、それは受信機において混信となり、信号の伝送が正常に行われない。
そこでこれまで、多数の送信機を用いる無線通信で混信を回避するために、符号分割多元接続（CDMA）、時分割多元接続（TDMA）、周波数分割多元接続（FDMA）の多元接続が用いられている。

【0003】

特許文献１には、回路規模及び処理時間の増大を抑止しつつ干渉信号の影響を軽減することを可能とする受信装置と受信方法が開示されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特開2010-16785号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

従来の無線通信システムで、実質的に複数端末からの同時通信を実現するためには、バースト送信を用いたTDMA, FDMA, CDMAが用いられる。

【0006】

回路規模を簡単にして小型・安価を目指す無線タグにおいては、バースト送信は高速クロック、クロック同期、データ蓄積の面から適さない。FDMAを実現するためには、無線タグ側にキャリアチャネルを可変にできるチャネルフィルタが必要であり、特に電波の反射や負荷変調を用いるパッシブ無線タグにおいては実現が難しい。CDMAでは、拡散符号を与える必要があることに加えて、遠近問題が発生するため、無線タグ側で電力制御を行う必要がでてくる。これも安価な無線タグ特に反射を用いるパッシブ無線タグでは実現が難しい。
したがって、従来無線タグシステムでは、バースト送信を用いないTDMAが用いられる。タイミングは受信装置（リーダライタ）から供給される。このため複数の無線タグが実質同時に送信することができなかった。このため複数タグからの高速でのデータ送信や、複数のセンサーデータを同期して取得する場合に問題があり、同時送信可能な多元接続をできるだけ簡易に実施することが望まれていた。

【0007】

本発明はかかる課題を解決し、低価格な無線端末を多数用いながらも、多元接続による混信を除去した無線タグからの同時送信を可能とする、無線通信システムを提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0008】

上記課題を解決するために、本発明の無線通信システムは、無変調の搬送波を発する搬送波源と、端末ごとに予め周波数が定められた副搬送波を搬送波に重畳し、副搬送波を信号源が生成する信号で所定の変調方式にて変調し、後方散乱波（バックスキャッター）を送信する複数の受動型端末を備える。そして、これらの複数の受動型端末から送信される複数のバックスキャッターを受信し、バックスキャッター同士の干渉成分を逐次的に除去して各々の受動型端末における信号源の信号を復調する受信機を備える。

【0009】

受信機は、受信した電波を処理周波数に変換した後、直交変換を施して、Ｉ成分とＱ成分を有する有限長データ列を生成するＩＱ変換部と、Ａ／Ｄ変換後に搬送波の位相雑音および、信号のバイアス成分を取り除くハイパスフィルタを具備し、ハイパスフィルタ通過後の有限長データ列に含まれる副搬送波の周波数を選択的に通過させて第一のサブキャリアデータ列を形成する第一のバンドパスフィルタと、第一のバンドパスフィルタとは異なる副搬送波の周波数を選択的に通過させて第二のサブキャリアデータ列を形成する第二のバンドパスフィルタとを備える。
また、サブキャリアデータ列は、ＩＱ平面上でゼロクロスするために、ヒルベルト変換を施してゼロクロスしない解析データ列を生成するヒルベルト変換処理部と、サブキャリアデータ列に含まれる搬送波の位相遅れを推定してキャリア位相差を得る搬送波位相推定部と、解析データ列とキャリア位相差から角度データ列を生成するＰＬＬ処理部を備える。
更に、角度データ列を所望の奇数逓倍数にて逓倍して逓倍角度データ列を得る角度乗算処理部と、逓倍角度データ列と解析データ列から取り出した振幅の調整値とキャリア位相差を用いて射影変換、ゼロクロスする奇数逓倍高調波データ列を得る逆ヒルベルト変換処理部と、第二のサブキャリアデータ列から奇数逓倍高調波データ列を減算する干渉除去処理部を備える。

【発明の効果】

【0010】

本発明により、低価格な無線端末を多数用いて、多元接続による混信を除去して無線通信を可能とする、無線通信システムを提供することができる。
上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。

【図面の簡単な説明】

【0011】

【図1】本実施形態に係る無線通信システムの全体構成を示す、概略ブロック図である。

【図2】センサー端末のハードウェア構成を示すブロック図である。

【図3】インテロゲーターのハードウェア構成を示すブロック図である。

【図4】ＩＱ変換部のブロック図である。

【図5】ソフトウェア受信部のハードウェア構成を示すブロック図である。

【図6】ソフトウェア受信部のソフトウェア機能を俯瞰的に示すブロック図である。

【図7】ソフトウェア受信部のソフトウェア機能をより詳細に示すブロック図である。

【図8】センサー端末から送信される電波にフーリエ解析を施した、周波数領域のグラフである。

【図9】スプリアスを説明する模式図である。

【図10】センサー端末から送信される電波の波形を模式的に示すグラフである。

【図11】受信機が受信した電波、すなわちサブキャリアデータ列のＩＱ平面図と、キャリア位相差Ψを考慮して、サブキャリアデータ列にヒルベルト変換を施した解析データ列のＩＱ平面図と、解析データ列の周波数を３倍した逓倍角度データ列と、逓倍角度データ列を逆ヒルベルト変換した奇数逓倍高調波データ列を示すＩＱ平面図である。

【図12】本実施形態に係る復調方法を、実験用センサー端末を製作し、復調処理を行い、原信号と比較した波形グラフである。

【図13】本実施形態に係る復調方法を、図１２と同じ実験用センサー端末にて復調処理を行い、原信号と比較した際の、原信号と復調信号の自己相関係数を算出したグラフである。

【図14】ソフトウェア受信機の変形例を示すブロック図である。

【図15】３つのセンサーから無線接続で受信した信号の、本発明に係る干渉除去を行う前の波形を示す波形図と、本発明に係る干渉除去を行った後の波形を示す波形図と、３つのセンサーから有線接続で受信した信号の波形を示す波形図である。

【発明を実施するための形態】

【0012】

本発明の実施形態（以下、「本実施形態」という）の概要を説明する。
本発明は、発明者が一部同じである、特願２０１４−２０７２７９（以下「先願」と略す。）に記載した実施形態の改良である。先願では、マルチサブキャリア多元接続方式（ＭＳＭＡ:Multiple Subcarrier Multiple Access）を用いた無線通信システムに関し、実験室レベルで検証を行い、発明を完成した。本実施形態は、より実用的な次元で検証を行い、先願の発明を実用レベルまで発展させて完成させたものである。本実施形態における先願発明との具体的な相違点は、ソフトウェア受信機を構成する逐次干渉除去部とその周辺部分にある。

【0013】

［無線通信システム１０１の全体構成］
図１は、本実施形態に係る無線通信システム１０１の全体構成を示す、概略ブロック図である。図示しない航空機の機体やトンネル等、大きな構造物等の測定対象に、第一センサー端末１０２ａ、第二センサー端末１０２ｂ、…第ｎセンサー端末１０２ｎが貼り付けられている。なお、第一センサー端末１０２ａ、第二センサー端末１０２ｂ、…第ｎセンサー端末１０２ｎを区別しない場合には、単にセンサー端末１０２と略す。
これらのセンサー端末１０２の近傍には、インテロゲーター（interrogator）１０３と、受信機１０４が設けられている。受信機１０４は、ＩＱ変換部１０５とソフトウェア受信部１０７よりなる。インテロゲーター１０３はネットワーク１０６を通してソフトウェア受信部１０７に接続されている。

【0014】

センサー端末１０２は、周知のバックスキャッター（負荷変調）を用いる無線タグに、加速度センサーとアナログ変調回路が装備されたものである。アナログ変調回路は、例えばコイルとコンデンサに加えてバリキャップが並列接続される周知の位相変調器である。この位相変調器では、バリキャップに加速度センサーの出力電圧が印加されることで、搬送波に位相変調が施される仕組みになっている。
リーダライタとも呼ばれるインテロゲーター１０３は、センサー端末１０２と双方向無線データ通信を行う機能と、無変調波を発信する機能を有する。

【0015】

第一センサー端末１０２ａ、第二センサー端末１０２ｂ、…第ｎセンサー端末１０２ｎは、それぞれインテロゲーター１０３と所定の通信を行った後、インテロゲーター１０３から送信される無変調波に対して、センサーが発する信号をバックスキャッターにて変調した電波を送信（反射）する。受信機１０４は、複数のセンサー端末１０２から送信された電波を受信して、演算処理により各々のセンサーの信号を復調する。

【0016】

インテロゲーター１０３は、複数のセンサー端末１０２に対し、一意な副搬送波周波数を割り当てるための双方向通信を行い、その結果として作成されるセンサー端末リストを、ネットワーク１０６を通じて受信機１０４に送信する。受信機１０４は、センサー端末リストに基づき、受信した受信データ２１０を解析して、復調処理を行う。

【0017】

［無線通信システム１０１における無線通信手順］
本実施形態に係る無線通信システム１０１は、大きく二つの無線通信手順を実行する。
第一の手順として、インテロゲーター１０３は、センサー端末１０２から同時に測定信号を受信するに先立ち、各々のセンサー端末１０２と個別に無線データ通信を実行する。この無線データ通信において、インテロゲーター１０３は各々のセンサー端末１０２に一意な副搬送波周波数を割り当てる。そしてインテロゲーター１０３は、センサー端末１０２と副搬送波周波数の関係を記したセンサー端末リストを作成して、受信機１０４に転送する。
次に第二の手順として、インテロゲーター１０３は無変調の搬送波を発する。各々のセンサー端末１０２はこの無変調波に、内蔵する加速度センサーの信号で変調した副搬送波を重畳して、バックスキャッターにて受信機１０４へ返信する。この時、インテロゲーター１０３は搬送波源として機能する。

【0018】

受信機１０４は、各々のセンサー端末１０２から同時に受信する複数のバックスキャッターを含む受信信号を受信して、有限長のデータ列に変換する。この有限長データ列には、各々のセンサー端末１０２から同時に受信する受信信号が混在しているため、本来復調したい受信信号以外は干渉成分となる。そこで、後述するソフトウェア受信部１０７は有限長データ列から逐次的に干渉成分を除去しつつ、目的とする受信信号の復調処理を行うようにしている。
以下、本実施形態において、受信機１０４が実行する、受信した信号から逐次的に干渉成分を除去する処理を「逐次干渉除去」と呼ぶ。

【0019】

［センサー端末リスト］
センサー端末リストとは、各々のセンサー端末１０２に設定した変調方式、副搬送波周波数、そして受信機１０４が受信した電波の強度と副搬送波周波数にもとづいて決定した復調順が記されたリストである。このセンサー端末リストは、センサー端末１０２を一意に識別する端末ＩＤが格納される端末ＩＤフィールド、センサー端末１０２に設定した変調方式が格納される変調方式フィールド、センサー端末１０２に設定した副搬送波周波数が格納される副搬送波周波数フィールド、センサー端末１０２の復調順が格納される復調順フィールドよりなる。

【0020】

センサー端末１０２は、変調方式として任意のアナログ変調方式を採り得る。アナログ変調としては、振幅変調（ＡＭ）、周波数変調（ＦＭ）、位相変調（ＰＭ）、パルス幅変調（ＰＷＭ）等が利用可能である。但し、ＡＭは原理的には採用できるものの、空間内における様々な変動要因が直接ノイズとして電波の変調成分に混入するため、実用的でない。また、厳密にはパルス幅変調はアナログ変調のカテゴリからは外れるが、アナログ信号をＡ／Ｄ変換器でデジタルデータに変換することなくそのまま変調できるという観点で、本実施形態では利用可能な変調方式に含めている。
なお、センサー端末１０２が全て同じ変調方式である場合は、センサー端末リスト中の変調方式フィールドは不要になる。

【0021】

［センサー端末１０２］
図２は、センサー端末１０２のハードウェア構成を示すブロック図である。
センサー端末１０２は、電池等の独立した電源を持たない代わりに、アンテナ２０１から受信した電波の電力を回路駆動電力に変換する電源部２０２を有する。したがって、センサー端末１０２は受動型端末である。
アンテナ２０１には電源部２０２の他に、変調部２０３とＳＰＤＴ（Single Pole Double Throw）スイッチ２０４と制御部２０５が接続されている。

【0022】

ＳＰＤＴスイッチ２０４は、副搬送波源２０６が出力する矩形波信号（副搬送波）によって、アンテナ２０１に対し、開放端２０４ａと短絡端２０４ｂとを切り替えて接続する。 このＳＰＤＴスイッチ２０４によって、アンテナ２０１のインピーダンスは副搬送波の周期で変化する。すると、アンテナ２０１から得られる無変調波の反射波に、副搬送波が重畳される。副搬送波源２０６によって生成される副搬送波の周波数は、制御部２０５が副搬送波源２０６を制御することによって決定される。
すなわち、制御部２０５は、第一の手順においてインテロゲーター１０３と通信を行う際に、インテロゲーター１０３から指示された周波数を記憶している。そして、第二の手順で、記憶していた周波数の副搬送波が生成されるように、副搬送波源２０６を制御する。

【0023】

変調部２０３には、信号源であるセンサー２０７が接続されている。センサー２０７は例えば加速度センサー等の、交流信号を出力するセンサーである。変調部２０３は副搬送波に対し、センサー２０７の信号によって位相変調（ＰＭ）、周波数変調（ＦＭ）、パルス幅変調等の変調を行う。
センサー端末１０２は、以上の構成によって、無変調波源であるインテロゲーター１０３から送信される無変調波に対し、副搬送波を重畳し、更にその副搬送波に対して周知のバックスキャッター（負荷変調）を施す。すると、センサー２０７の信号によって副搬送波に位相変調、周波数変調またはパルス幅変調が施された反射波が、アンテナ２０１から送信される。

【0024】

［インテロゲーター１０３］
図３は、インテロゲーター１０３のハードウェア構成を示すブロック図である。
アンテナ３０１から受信した電波は、局部発振器３０２とミキサー３０３とＬＰＦ３０４を通じて、低い周波数の信号に変換される。この信号が復調部３０５に供給され、復調された後、Ａ／Ｄ変換器３０６によってデジタルデータに変換されて、マイコンよりなる制御部３０７に供給される。
制御部３０７はデジタルデータに含まれるセンサー端末１０２の情報を解釈して、センサー端末１０２に対する命令を生成する。この命令を構成するデジタルデータは、Ｄ／Ａ変換器３０８によってアナログ信号に変換された後、変調部３０９によって搬送波源３１０が発する搬送波を変調する。

【0025】

制御部３０７は、センサー端末１０２との対話処理によって、通信可能な範囲内に存在する全てのセンサー端末１０２を把握した後、それらセンサー端末１０２に対し、一意な周波数の副搬送波の割り当てを行う。そして、制御部３０７は、センサー端末１０２と副搬送波との対応関係を列挙したセンサー端末リスト３１１を作成し、このセンサー端末リスト３１１を、ネットワーク１０６を介して受信機１０４に送信する。
すなわち、インテロゲーター１０３は、センサー端末１０２に一意な副搬送波を割り当てるための制御命令を、各々のセンサー端末１０２に対して送信する機能を有する。

【0026】

［ＩＱ変換部１０５］
図４は、ＩＱ変換部１０５のブロック図である。
ＩＱ変換部１０５は、アンテナ４０１から受信した電波を同調回路４０２で抽出した後、ＲＦアンプ４０３で増幅する。ＲＦアンプ４０３で増幅された高周波信号は、第一ミキサー４０４と第二ミキサー４０５に入力される。第一ミキサー４０４には局部発振器４０６から出力される、電波の周波数より僅かに低い周波数の局発信号が入力される。第二ミキサー４０５には局発信号を９０°移相器４０７で９０°位相をずらされた信号が入力される。

【0027】

第一ミキサー４０４は、ＲＦアンプ４０３からのＲＦ信号と局部発振器４０６からの局発信号を積算し、その周波数差の周波数信号を第一ローパスフィルタ（以下「ＬＰＦ」）４０８に供給する。そして、第一ＬＰＦ４０８から、アンテナ４０１が受信する電波の周波数から局部発振器４０６が発信する局発信号の周波数を減算したＩ信号が出力される。
同様に、第二ミキサー４０５は、ＲＦアンプ４０３からのＲＦ信号と、移相器４０７により局発信号を９０°位相をずらした信号を積算し、その周波数差の周波数信号を第二ＬＰＦ４０９に供給する。そして、第二ＬＰＦ４０９から、アンテナ４０１が受信する電波の周波数から局発信号を９０°移相した周波数を減算したＱ信号が出力される。
すなわち、局部発振器４０６、第一ミキサー４０４、９０°移相器４０７、第二ミキサー４０５、第一ＬＰＦ４０８及び第二ＬＰＦ４０９は、周知の直交検波回路（クワドラチャミキサー）を構成する。
Ｉ信号とＱ信号は、Ａ／Ｄ変換器４１０によってデジタルデータに変換されて、ソフトウェア受信部１０７に出力される。
ＩＱ変換部１０５は、直交検波回路を用いたダウンコンバーターと、Ａ／Ｄ変換器４１０によるＡ／Ｄ変換の機能を有する。

【0028】

［ソフトウェア受信部１０７のハードウェア構成］
図５は、ソフトウェア受信部１０７のハードウェア構成を示すブロック図である。
ソフトウェア受信部１０７は周知のパソコン等の計算機よりなり、バス５０７に接続されたＣＰＵ５０１、ＲＯＭ５０２、ＲＡＭ５０３、液晶ディスプレイ等の表示部５０４、キーボードやマウス等の操作部５０５及びハードディスク装置等の不揮発性ストレージ５０６を備える。バス５０７にはこの他に、インテロゲーター１０３やＩＱ変換部１０５と通信を行うためのＮＩＣ（Network Interface Card）５０８が接続されている。
すなわち、ソフトウェア受信部１０７の実体は一般的な計算機であり、不揮発性ストレージ５０６に格納されているプログラムを実行することで、計算機がソフトウェア受信部１０７としての機能を実現する。

【0029】

［ソフトウェア受信部１０７のソフトウェア機能］
図６は、ソフトウェア受信部１０７のソフトウェア機能を俯瞰的に示すブロック図である。図７は、ソフトウェア受信部１０７のソフトウェア機能をより詳細に示す機能ブロック図である。図６がソフトウェア機能を俯瞰的に示しているのに対して、図７では、図６の途中で生成されるデータの形態を明示的に示している。
ＩＱ変換部１０５から受信した、ＩデータとＱデータよりなる受信データは、処理対象となる有限長データ列６０１として区分けされ、一旦ＲＡＭ５０３（図５参照）に記憶される。
ＩデータとＱデータよりなる有限長データ列６０１は、先ずハイパスフィルタ（以下「ＨＰＦ」）６０２によって、ＤＣオフセット成分が除去される。

【0030】

ＨＰＦ６０２から出力される有限長データ列６０１は、次にバンドパスフィルタ（以下「ＢＰＦ」）によって、目的とする副搬送波成分よりなるサブキャリアデータ列７０１ａが取り出される。１次ＢＰＦ６０３ａ（図６中「ＢＰＦ１」と略記）は有限長データ列６０１から副搬送波の１倍の周波数成分、３次ＢＰＦ６０３ｂ（図６中「ＢＰＦ３」と略記）は有限長データ列６０１から副搬送波の３倍の周波数成分、５次ＢＰＦ６０３ｃ（図６中「ＢＰＦ５」と略記）は有限長データ列６０１から副搬送波の５倍の周波数成分、７次ＢＰＦ６０３ｄ（図６中「ＢＰＦ７」と略記）は有限長データ列６０１から副搬送波の７倍の周波数成分、９次ＢＰＦ６０３ｅ（図６中「ＢＰＦ９」と略記）は有限長データ列６０１から副搬送波の９倍の周波数成分を通過させる。

【0031】

すなわち、副搬送波の奇数倍の高調波成分（スプリアス）を中心周波数とするＢＰＦが、入出力制御部６０４によって設けられる。なおこれ以降、１次ＢＰＦ６０３ａ、３次ＢＰＦ６０３ｂ、５次ＢＰＦ６０３ｃ、７次ＢＰＦ６０３ｄ、９次ＢＰＦ６０３ｅを区別しない時はＢＰＦ６０３と略す。

【0032】

例えば、搬送波の周波数が９１５ＭＨｚ、副搬送波の周波数が２０ｋＨｚの場合、１次ＢＰＦ６０３ａの中心周波数は９１５．０２ＭＨｚ（＝９１５＋０．０２×１）、３次ＢＰＦ６０３ｂの中心周波数は９１５．０６ＭＨｚ（＝９１５＋０．０２×３）、５次ＢＰＦ６０３ｃの中心周波数は９１５．１０ＭＨｚ（＝９１５＋０．０２×５）、７次ＢＰＦ６０３ｄの中心周波数は９１５．１４ＭＨｚ（＝９１５＋０．０２×７）、９次ＢＰＦ６０３ｅの中心周波数は９１５．１８ＭＨｚ（＝９１５＋０．０２×９）である。
紙面の都合上、図６では記述を省略しているが、センサー端末１０２の数に応じて、ＢＰＦ６０３の数も増える。

【0033】

入出力制御部６０４は、既に説明した、各センサー端末１０２に設定されている変調方式、副搬送波周波数、受信した電波強度と副搬送波周波数に基づいて決定される復調順序が記憶されているセンサー端末リスト３１１を読み込む。そして、入出力制御部６０４は、センサー端末リスト３１１に記述されているセンサー端末１０２の数と設定されている副搬送波周波数に対応したＢＰＦ６０３を設定する。

【0034】

ここで一旦、受信機１０４が受信する電波に含まれる干渉成分と、逐次干渉除去の動作原理について、図８と図９を参照して説明する。
センサー端末１０２は、第二の手順において無変調波源であるインテロゲーター１０３が送信する無変調波に対し、第一の手順においてインテロゲーター１０３によって予め設定された副搬送波を重畳する。ここで、複数のセンサー端末１０２に一意に割り当てられる副搬送波の周波数としては、最も低い周波数の副搬送波が設定されるセンサー端末１０２が、受信機１０４に最も近い位置に存在するように考慮される。何故ならば、最も低い周波数の副搬送波に基づく電波が、最初に除去されなければならない干渉電波だからである。

【0035】

図８は、センサー端末１０２から送信される電波にフーリエ解析を施した、周波数領域のグラフである。横軸は周波数であり、縦軸は信号成分の強度である。無変調波の周波数、すなわち搬送波の周波数は９１５ＭＨｚ、副搬送波（サブキャリア）の周波数は２０ｋＨｚである。なお、これ以降、センサー端末１０２で使用する副搬送波のうち最も低い周波数を、最低副搬送波周波数と呼ぶ。なお、本実施形態においては、最低副搬送波周波数を２０ｋＨｚとして説明する。

【0036】

図８のグラフを見ると、周波数９１５ＭＨｚの搬送波の成分Ｗ８０１のすぐ右隣に、副搬送波が重畳された９１５．０２ＭＨｚの成分Ｗ８０２が存在する。更に、この副搬送波成分の右側以降に、副搬送波２０ｋＨｚを奇数倍した、余分な高調波成分（スプリアス）が、９１５．０６ＭＨｚ成分Ｗ８０３、９１５．１０ＭＨｚ成分Ｗ８０４、９１５．１４ＭＨｚ成分Ｗ８０５、９１５．１８ＭＨｚ成分Ｗ８０６・・・と続く。

【0037】

図９は、スプリアスを説明する模式図である。この模式図は、図７に示した、センサー端末１０２から送信される電波にフーリエ解析を施した、周波数領域のグラフを、副搬送波の成分について模式的に示すものである。
横軸に記されている数字は、副搬送波周波数の逓倍数である。例えば、最も低い副搬送波周波数が２０ｋＨｚの場合、逓倍数が１なら２０ｋＨｚ、逓倍数が２なら４０ｋＨｚ、逓倍数が３なら６０ｋＨｚ…である。つまり、センサー端末１０２に設定されている副搬送波の周波数は、最低副搬送波周波数を自然数で逓倍した数である。
また、各々の副搬送波周波数成分の頂点に記されている数字は、干渉を引き起こすスプリアスの数を示している。
本実施形態において使用されるセンサー端末１０２の変調部２０３には、主に位相変調または周波数変調が使用される。変調部２０３の変調方式は奇関数であるから、副搬送波周波数の奇数倍がスプリアス成分となって、受信した電波の信号に混入することになる。

【0038】

副搬送波周波数逓倍数が１の場合、干渉スプリアス数は０個である。すなわち、この周波数は副搬送波周波数そのものである。
副搬送波周波数逓倍数が２の場合、干渉スプリアス数は０個である。この周波数は副搬送波周波数の偶数倍なので、逐次干渉除去の対象外である。
副搬送波周波数逓倍数が３の場合、副搬送波周波数逓倍数１のスプリアス（＝１×３）が干渉するので、干渉スプリアス数は１個である。この周波数は副搬送波周波数の奇数倍なので、逐次干渉除去の対象となる。
副搬送波周波数逓倍数が４の場合、干渉スプリアス数は０個である。この周波数は副搬送波周波数の偶数倍なので、逐次干渉除去の対象外である。
副搬送波周波数逓倍数が５の場合、副搬送波周波数逓倍数１のスプリアス（＝１×５）が干渉するので、干渉スプリアス数は１個である。この周波数は副搬送波周波数の奇数倍なので、逐次干渉除去の対象となる。

【0039】

副搬送波周波数逓倍数が６の場合、副搬送波周波数逓倍数１のスプリアスが干渉するので、干渉スプリアス数は１個である。この周波数は２倍の副搬送波周波数の３倍である。しかし、この周波数は副搬送波周波数の偶数倍(６倍になる)なので、逐次干渉除去の対象外である。
副搬送波周波数逓倍数が７の場合、副搬送波周波数逓倍数１のスプリアス（＝１×７）が干渉するので、干渉スプリアス数は１個である。この周波数は副搬送波周波数の奇数倍なので、逐次干渉除去の対象となる。
副搬送波周波数逓倍数が８の場合、干渉スプリアス数は０個である。この周波数は副搬送波周波数の偶数倍なので、逐次干渉除去の対象外である。
副搬送波周波数逓倍数が９の場合、副搬送波周波数逓倍数１のスプリアス（＝１×９）と、副搬送波周波数逓倍数３のスプリアス（＝３×３）が干渉するので、干渉スプリアス数は２個である。この周波数は副搬送波周波数の奇数倍なので、逐次干渉除去の対象となる。

【0040】

副搬送波周波数逓倍数が２７の場合、副搬送波周波数逓倍数１のスプリアス（＝１×２７）と、副搬送波周波数逓倍数３のスプリアス（＝３×９）と、副搬送波周波数逓倍数９のスプリアス（＝９×３）が干渉するので、干渉スプリアス数は３個である。
副搬送波周波数逓倍数が４５の場合、副搬送波周波数逓倍数１のスプリアス（＝１×４５）と、副搬送波周波数逓倍数３のスプリアス（＝３×１５）と、副搬送波周波数逓倍数５のスプリアス（＝５×９）と、副搬送波周波数逓倍数９のスプリアス（＝９×５）と、副搬送波周波数逓倍数１５のスプリアス（＝１５×３）が干渉するので、干渉スプリアス数は５個である。
このように、最低副搬送波周波数の逓倍数が奇数倍である副搬送波が設定されているセンサー端末１０２が発する電波は、より小さい奇数逓倍の周波数に起因するスプリアスの干渉を受ける。

【0041】

逐次干渉除去とは、干渉成分を含む有限長データ列６０１から、その干渉成分を逐次的に除去する。以下、逐次干渉除去の手順の例を示す。
副搬送波周波数逓倍数が３、５及び７の場合、干渉スプリアス数が１個であるので、最低副搬送波周波数の信号からその周波数を３倍、５倍、７倍した干渉信号を擬似的に作成して、各々の基の信号からこれらを減算して除去する。
副搬送波周波数逓倍数が９の場合、干渉スプリアス数が２個であるので、先ず、最低副搬送波周波数の信号からその周波数を９倍した干渉信号を擬似的に作成して、これを基の信号から減算して除去し、中間干渉除去信号を作成する。次に、最低副搬送波周波数の３倍の信号からその周波数を３倍した干渉信号を擬似的に作成し、これを中間干渉除去信号から減算することで除去して、最終的な干渉除去信号を得る。

【0042】

副搬送波周波数低倍数が２７の場合なら、最低副搬送波周波数からその周波数を２７倍した干渉信号を擬似的に作成して、同様に基の信号から除去して、第一の干渉除去信号を作成する。次に、最低副搬送波周波数の３倍の信号からその周波数を９倍した干渉信号を擬似的に作成して、第一の干渉除去信号から除去して、第二の干渉除去信号を作成する。次に、最低副搬送波周波数の９倍の信号からその周波数を３倍した干渉信号を擬似的に作成して、第二の干渉除去信号から除去して、最終的な干渉除去信号を得る。

【0043】

副搬送波周波数低倍数が４５の場合なら、最低副搬送波周波数からその周波数を４５倍した干渉信号を擬似的に作成して、基の信号から除去して、第一の干渉除去信号を作成する。次に、最低副搬送波周波数の３倍の信号からその周波数を１５倍した干渉信号を擬似的に作成して、第一の干渉除去信号から除去して、第二の干渉除去信号を作成する。次に、最低副搬送波周波数の５倍の信号からその周波数を９倍した干渉信号を擬似的に作成して、第二の干渉除去信号から除去して、第三の干渉除去信号を得る。

【0044】

次に、最低副搬送波周波数の９倍の信号からその周波数を５倍した干渉信号を擬似的に作成して、第三の干渉除去信号から除去して、第四の干渉除去信号を得る。次に、最低副搬送波周波数の１５倍の信号からその周波数を３倍した干渉信号を擬似的に作成して、第四の干渉除去信号から除去して、最終的な干渉除去信号を得る。
すなわち、逐次干渉除去とは、復調したい副搬送波のデータに対し、最低副搬送波周波数の奇数倍、最低副搬送波周波数の奇数倍の奇数倍、…というように、復調したい副搬送波の周波数より低い干渉成分のうち、最も低い周波数の成分から高い周波数の成分を、順次除去する。

【0045】

再び、図６及び図７に戻って、ブロック図の説明を続ける。なお、図６はソフトウェア機能を俯瞰的に示した図であり、図７は図６における途中の信号形態を明示的に示したものであって、両者同じ機能を示すブロック図であるから、図６、図７を分けることなく、以下併せて説明することとする。
１次ＢＰＦ６０３ａは、前述の逐次干渉除去の第一段階として、有限長データ列６０１から目的となる副搬送波の成分のみ抽出したサブキャリアデータ列７０１ａを得るために設けられる。

【0046】

図６及び図７に示すように、１次ＢＰＦ６０３ａから出力されるサブキャリアデータ列７０１ａは、ヒルベルト変換処理部６０５と搬送波位相推定部６０６よりなる解析データ変換部６０７に供給される。図６では紙面の都合上、ヒルベルト変換処理部６０５は「Ｈ」と、搬送波位相推定部６０６は「Ψ」と略している。
ヒルベルト変換処理部６０５は、副搬送波成分のＩデータとＱデータであるサブキャリアデータ列７０１ａに周知のヒルベルト変換演算処理を施して、ＩデータとＱデータを有する解析データ列７０２ａに変換する。

【0047】

搬送波位相推定部６０６は、副搬送波成分のＩデータとＱデータであるサブキャリアデータ列７０１ａに周知の再帰的最小二乗法を用いた回帰分析を行い、搬送波の位相遅延であるキャリア位相差Ψ７０３を推定する。搬送波の位相遅延とは、インテロゲーター１０３から発信され、センサー端末１０２にて反射し、受信機１０４にて受信した電波の、搬送波成分において生じる位相遅延をいう。つまり、インテロゲーター１０３からセンサー端末１０２を経由して受信機１０４に到達する際の、電波の経路の長さに依存する位相遅延である。

【0048】

ヒルベルト変換処理部６０５から出力される、ＩデータとＱデータを有する解析データ列７０２ａは、復調処理部６０８ａに供給される。
図６中、１次ＢＰＦ６０３ａに対応する復調処理が復調処理部６０８ａで、３次ＢＰＦ６０３ｂに対応する復調処理が復調処理部６０８ｂで、５次ＢＰＦ６０３ｃに対応する復調処理が復調処理部６０８ｃで、７次ＢＰＦ６０３ｄに対応する復調処理が復調処理部６０８ｄで、及び９次ＢＰＦ６０３ｅに対応する復調処理が復調処理部６０８ｅでそれぞれ実施される。なおこれ以降、復調処理部６０８ａ、６０８ｂ、６０８ｃ、６０８ｄ、６０８ｅを区別しない時は復調処理部６０８と称する。

【0049】

復調処理部６０８ａは解析データ列７０２ａに対し、その副搬送波に適用されている変調方式に対応した復調処理を行い、復調データ列６０９ａを生成する。この復調データ列６０９ａは、逐次干渉除去を行わない、最低副搬送波周波数に載ったセンサー信号成分である。
そして、解析データ列７０２ａは、搬送波位相推定部６０６が出力するキャリア位相差Ψ７０３と共に、回転演算部７０４にも供給される。この回転演算部７０４以降のブロックが逐次干渉除去に供されるデータの流れを示す。

【0050】

ところで、図６には復調処理部６０８ｂが出力する復調データ列６０９ｂ、復調処理部６０８ｃが出力する復調データ列６０９ｃ、復調処理部６０８ｄが出力する復調データ列６０９ｄ、及び復調処理部６０８ｅが出力する復調データ列６０９ｅも存在する。復調データ列６０９ａ、復調データ列６０９ｂ、復調データ列６０９ｃ、復調データ列６０９ｄ、及び復調データ列６０９ｅを特に区別しない時は復調データ列６０９と称する。

【0051】

回転演算部７０４は周知の回転行列よりなる行列演算として、解析データ列７０２ａからキャリア位相差Ψ７０３だけ位相を戻す、行列演算を実行する。つまり、回転演算部７０４は、解析データ列７０２ａに含まれているキャリア位相差Ψ７０３を戻すことで、解析データ列７０２ａの位相遅れを解消した、Ｉ’データとＱ’データよりなる回転解析データ列７０５を出力する。
回転解析データ列７０５は角度演算部７０６に供給される。角度演算部７０６は周知のアークタンジェントよりなる行列演算を行い、ω_ｓｔ＋φ_ｓよりなる角度データ列７０７を出力する。ω_ｓは角速度であり、φは副搬送波の位相ズレである。
以上説明した、図７に示す回転演算部７０４と角度演算部７０６が、図６のＰＬＬ処理部６１０に相当する。紙面の都合上、図６中、ＰＬＬ処理部６１０は「Ｐ」と略している。

【0052】

角度データ列７０７は角度乗算部７０８に供給される。角度乗算部７０８は、角度データ列７０７を奇数逓倍数ｋ７０９で乗算する。この奇数逓倍数ｋ７０９は逐次干渉除去を実行する逓倍数であり、３以上の奇数である。
角度乗算部７０８が出力するデータ列は、奇数逓倍数ｋ７０９だけ振幅が逓倍されているので、振幅除算部７１０によってデータ列の振幅をこの奇数逓倍数ｋ７０９で除算して、当該高調波に対する振幅の調整値を算出する。こうして、振幅除算部７１０はｋω_ｓｔ＋ｋφ_ｓよりなる逓倍角度データ列７１１を出力する。
以上、図７に示す角度乗算部７０８と振幅除算部７１０が、図６の角度乗算処理部６１１ａ、６１１ｂ、６１１ｃ、６１１ｄに相当する。これら角度乗算処理部６１１ａ、６１１ｂ、６１１ｃ、６１１ｄは奇数逓倍数ｋ７０９が異なるのみで、角度乗算部７０８と振幅除算部７１０の処理内容は等しい。
なお、角度乗算処理部６１１ａ、６１１ｂ、６１１ｃ、６１１ｄを区別しない時は角度乗算処理部６１１と称する。

【0053】

逓倍角度データ列７１１と、前述の搬送波のキャリア位相差Ψ７０３は、逆ヒルベルト変換処理部６１２に供給される。逆ヒルベルト変換処理部６１２は、振幅の調整値が適用された 逓倍角度データ列７１１からキャリア位相差Ψ７０３でゼロクロスする角度方向への射影変換を実行し 、奇数逓倍高調波データ列７１３を生成する。すなわち、逆ヒルベルト変換処理部６１２は、基のサブキャリアデータ列７０１ａのｋ倍の周波数で、かつサブキャリアデータ列７０１ａと同様に、搬送波がキャリア位相差Ψ７０３だけ遅れているデータ列を得る。この奇数逓倍高調波データ列７１３は、そのサブキャリアデータ列７０１ａのｋ倍の周波数を副搬送波とするサブキャリアデータ列７０１から除去すべき干渉成分として、干渉除去処理部６１３に供給される。

【0054】

一方、３次ＢＰＦ６０３ｂは、ＨＰＦ６０２から出力される有限長データ列６０１から、目的とする副搬送波成分として、基のサブキャリアデータ列７０１ａのｋ倍（図７の場合では３倍）の周波数を副搬送波とするサブキャリアデータ列７０１ｂを出力する。但し、このサブキャリアデータ列７０１ｂは干渉成分を含んでいる。干渉除去処理部６１３は、このサブキャリアデータ列７０１ｂから先の逆ヒルベルト変換処理部６１２が出力した奇数逓倍高調波データ列７１３を干渉成分として減算することで除去し、干渉除去サブキャリアデータ列７１５を出力する。

【0055】

干渉除去サブキャリアデータ列７１５は、ヒルベルト変換処理部６０５に供給される。ヒルベルト変換処理部６０５は干渉除去サブキャリアデータ列７１５にヒルベルト変換演算を実行して、解析データ列７０２ｂを生成する。解析データ列７０２ｂは復調処理部６０８に供給される。復調処理部６０８は解析データ列７０２ｂに復調処理を施して、復調データ列６０９ｂを生成する。
一方、干渉除去サブキャリアデータ列７１５は搬送波位相推定部６０６にも供給される。また、解析データ列７０２ｂは回転演算部７０４にも供給される。

【0056】

回転演算部７０４と角度演算部７０６よりなるＰＬＬ処理部６１０、角度乗算部７０８と振幅除算部７１０よりなる角度乗算処理部６１１、逆ヒルベルト変換処理部６１２及び干渉除去処理部６１３は、干渉除去演算部６１４を構成する。

【0057】

紙面の都合上、図６では図示を省略しているが、奇数逓倍数ｋ７０９には奇数逓倍高調波データ列７１３を生成するための奇数が設定される。例えば、干渉除去を行いたいサブキャリアデータ列７０１の副搬送波周波数が基の副搬送波の３倍である場合は、奇数逓倍数ｋ７０９には３が設定される。同様に、干渉除去を行いたいサブキャリアデータ列７０１の副搬送波周波数が基の副搬送波の５倍である場合は、奇数逓倍数ｋ７０９には５が、干渉除去を行いたいサブキャリアデータ列７０１の副搬送波周波数が基の副搬送波の７倍である場合は、奇数逓倍数ｋ７０９には７が、それぞれ設定される。

【0058】

先に説明したように、サブキャリアデータ列７０１に含まれる干渉成分は１種類だけとは限らない。例えば、副搬送波周波数が基の副搬送波の９倍のサブキャリアデータ列７０１の場合には、基の副搬送波の９倍の高調波よりなる干渉成分と、基の副搬送波の周波数の３倍の周波数の副搬送波の３倍の高調波よりなる干渉成分の、２種類が含まれている。
基の副搬送波が２０ｋＨｚの場合、１８０ｋＨｚ（＝２０ｋＨｚ×９）の副搬送波のサブキャリアデータ列７０１には、２０ｋＨｚの９倍の高調波よりなる干渉成分と、６０ｋＨｚ（＝２０ｋＨｚ×３）の３倍の高調波よりなる干渉成分が含まれている。

【0059】

１回の干渉除去処理部６１３を通しても残る干渉成分は、２回、３回と、干渉除去演算部６１４を通すことで干渉成分を除去して、復調処理部６０８にて復調データ列を得る。
干渉成分を生成する必要があるサブキャリアデータ列７０１に対しては、ヒルベルト変換処理部６０５と搬送波位相推定部６０６が併設されており、サブキャリアデータ列７０１毎に、つまりセンサー端末１０２毎に異なるキャリア位相差Ψ７０３が推定されるようになっている。

【0060】

入出力制御部６０４はセンサー端末リスト３１１を読み込み、センサー端末リスト３１１に記述されているセンサー端末１０２の数と設定されている副搬送波周波数に対応したＢＰＦ６０３を設定する。そして、このＢＰＦ６０３に対応して、解析データ変換部６０７と干渉除去演算部６１４が構成される。特に、干渉除去演算部６１４に設定する奇数逓倍数ｋ７０９は、ＢＰＦ６０３の中心周波数と密接な関係を有する。

【0061】

紙面の都合上、図６では図示を省略しているが、実際のソフトウェア受信部１０７は、副搬送波の偶数倍の周波数成分を選択的に通過するＢＰＦ６０３と、干渉除去演算部６１４も構成されている。

【0062】

図１０はセンサー端末１０２から送信される電波の波形を模式的に示すグラフである。横軸は時間であり、縦軸は信号強度である。
図１０に示すように、搬送波Ｗ１００１には振幅の大きい時間帯と振幅の小さい時間帯が交互に発生しており、矩形波状のエンベロープを形成している。この矩形波状のエンベロープが副搬送波Ｗ１００２である。すなわち、センサー端末１０２の副搬送波源２０６によってＳＰＤＴスイッチ２０４を周期的に切り替えることで、搬送波Ｗ１００１の振幅に矩形波状のエンベロープが形成され、これが副搬送波Ｗ１００２となる。
この矩形波状のエンベロープが、時間軸上、すなわち横軸方向に前後すると、位相変調となる。これが図１０中のφである。
インテロゲーター１０３から送信される搬送波Ｗ１００１がセンサー端末１０２によって反射されて受信機１０４に到達する際に、この経路の長さに応じて生じる搬送波Ｗ１００１の位相遅れが生じるが、この位相遅れが図１０のΨ、つまり図７に示すキャリア位相差Ψ７０３である。

【0063】

図１１Ａは、受信機１０４が受信した電波、すなわちサブキャリアデータ列７０１のＩＱ平面図である。位相変調または周波数変調をＩＱ平面上に展開すると、図１１Ａに示すように、円の直径のような、ＩＱ平面の中心を通過する直線状の軌跡を描く。電波の信号は、時間の経過と共に、この直線を行ったり来たりする。この直線を行ったり来たりする位相角はω_ｓｔ＋φ_ｓであり、この直線の傾きが搬送波の位相遅れであるキャリア位相差Ψ７０３である。

【0064】

図１１Ｂは、キャリア位相差Ψ７０３を考慮して、サブキャリアデータ列７０１にヒルベルト変換を施した解析データ列７０２のＩＱ平面図である。
図１１Ａのような直線状の軌跡では、角度を奇数逓倍する演算処理が困難である。そこで、直線状の軌跡に対して直角の成分を擬似的に設けて、直線状の軌跡を回転軌跡に変換する。これがヒルベルト変換である。

【0065】

図１１Ｃは、図１１Ｂの解析データ列７０２の周波数を３倍した逓倍角度データ列７１１と、逓倍角度データ列７１１を逆ヒルベルト変換した奇数逓倍高調波データ列７１３を示すＩＱ平面図である。説明を簡単にするため、図１１Ｃでは奇数逓倍数ｋ７０９を３と仮定している。
図１１Ｂで、サブキャリアデータ列７０１を、回転軌跡を示す解析データ列７０２に変換すると、Ｉ成分とＱ成分の存在により角度が明確に判明する。したがって、その角度を奇数逓倍すれば、逓倍角度データ列７１１を得ることができる。これが角度乗算部７０８の機能である。

【0066】

逓倍角度データ列７１１は、解析データ列７０２と同様のヒルベルト変換が基となったデータ列であり、本来のサブキャリアデータ列７０１には存在しなかった擬似的な直交成分を含んでいる（Ｖ１２０１）。そこで、逆ヒルベルト変換処理部６１２で、逓倍角度データ列７１１を直線上の写像に戻すことで、副搬送波の周波数が奇数逓倍された奇数逓倍高調波データ列７１３という干渉成分を作成することができる（Ｖ１２０２）。

【0067】

図１２は、本実施形態に係る復調方法を、実験用センサー端末を製作し、復調処理を行い、原信号と比較した波形グラフである。実験は、空間の代わりにプリント基板で擬似的な電波伝搬環境を作成し、その基板にセンサー端末１０２を実装した。センサー端末１０２の変調方式は位相変調であり、縦軸は信号強度、横軸は時間である。
図１２中、（Ａ）に示す波形グラフは、ＣＩＲ（carrier-to-interference ratio：搬送波対干渉波比）＝０ｄＢの場合のグラフであり、図１２（Ｂ）に示す波形グラフは、ＣＩＲ＝７ｄＢの場合のグラフである。

【0068】

図１２中、（Ａ）に示す、干渉波と希望波の信号レベルが同じ場合では、受信信号波形がやや乱れているものの、概ね原波形に近い波形を得られていることが判る。
本来なら、位相変調及び周波数変調は、希望信号に対する干渉信号のレベルが近づくと、周知のマスキング現象で希望信号がかき消され、復調が不可能になってしまう。しかし、干渉信号によって全く復調ができない筈のＣＩＲ＝０ｄＢにおいて、概ね良好な復調が実現できているということは、本実施形態の逐次干渉除去処理が干渉成分の除去を正確に行っていることが判る。
図１２中、（Ｂ）に示す、干渉波と希望波の信号レベルが７ｄＢの場合では、受信信号波形には全く乱れが見受けられず、振幅の違い以外は原波形と殆ど同じ波形を得られていることが判る。

【0069】

図１３は、本実施形態に係る復調方法を、図１２と同じ実験用センサー端末にて復調処理を行い、原信号と比較した際の、原信号と復調信号の自己相関係数を算出したグラフである。縦軸は自己相関係数であり、横軸はＣＩＲである。
図１２の（Ａ）と同じ、ＣＩＲ＝０ｄＢの場合でも、復調精度が０．９８２と高い値を示している。もし、復調した信号の乱れ成分が、加速度センサーが出力する信号の周波数より十分に高いのであれば、簡単なＬＰＦで信号の乱れ成分を除去できるので、実用的な計測システムを実現できる。

【0070】

以上の説明で判るように、ＭＳＭＡにおける高調波成分は基本波周波数の奇数倍の周波数に発生する。これは、数学的な特性に起因する。このことを踏まえて、高調波成分で構成される各チャネルの干渉成分を考察すると、奇数チャネル副搬送波の高調波は、奇数の奇数倍であることから、必ず奇数チャネルにのみ発生する。同様に、偶数チャネル副搬送波の高調波は、偶数の奇数倍であることから、必ず偶数チャネルにのみ発生する。この特性を利用すると、受信処理の並列化によりソフトウェア受信機の演算効率を向上させることが可能になる。
図１４は、ソフトウェア受信機１４０１の変形例を示すブロック図である。
図１４中、第一チャネル処理部１４０２ａは、基本波（１次高調波）を搬送波として通過させるＢＰＦを有し、１次高調波よりなる副搬送波に対する信号処理を行う。
第二チャネル処理部１４０２ｂは、基本波の２倍の周波数（２次高調波）を搬送波として通過させるＢＰＦを有し、２次高調波よりなる副搬送波に対する信号処理を行う。
第三チャネル処理部１４０２ｃは、基本波の３倍の周波数（３次高調波）を搬送波として通過させるＢＰＦを有し、３次高調波よりなる副搬送波に対する信号処理を行う。
以下同様に、第十六チャネル処理部１４０２ｐは、基本波の１６倍の周波数（１６次高調波）を搬送波として通過させるＢＰＦを有し、１６次高調波よりなる副搬送波に対する信号処理を行う。
各チャネルの信号処理は、図６及び図７にて説明した、搬送波位相推定部６０６、角度演算部７０６、ヒルベルト変換処理部６０５及び干渉除去処理部６１３を含む。
図１４中、各チャネルのチャネル処理部から生成される干渉成分を、各チャネル処理部の右側から矢印を有する線で表している。

【0071】

図１４を見て判るように、第一チャネル処理部１４０２ａから発生する干渉成分は、１×３＝３倍、１×５＝５倍、１×７＝７倍、１×９＝９倍、１×１１＝１１倍、１×１３＝１３倍、１×１５＝１５倍…である。
第二チャネル処理部１４０２ｂから発生する干渉成分は、２×３＝６倍、２×５＝１０倍、２×７＝１４倍…である。
第三チャネル処理部１４０２ｃから発生する干渉成分は、３×３＝９倍、３×５＝１５倍…である。
第四チャネル処理部１４０２ｄから発生する干渉成分は、４×３＝１２倍…である。
第五チャネル処理部１４０２ｅから発生する干渉成分は、５×３＝１５倍…である。
このことから、奇数チャネルのチャネル処理部と偶数チャネルのチャネル処理部は、完全に分離できることが判る。

【0072】

そこで、アンテナ４０１から受信した電波を分配器１４０３で２系統に分配し、一方を奇数チャネル用の信号路として第一ＩＱ変換部１０５ａに供給し、他方を偶数チャネル用の信号路として第二ＩＱ変換部１０５ｂに供給する。第一ＩＱ変換部１０５ａと第二ＩＱ変換部１０５ｂは、図１のＩＱ変換部１０５と同一の構成であり、同一の機能を有する。
奇数チャネルのチャネル処理部と偶数チャネルのチャネル処理部は互いに独立しているので、2台のソフトウェア無線装置およびＰＣあるいはマルチＣＰＵ計算機において独立に処理させることが可能である。また、計算機を２台用意して、一方を奇数チャネルのチャネル処理部として、他方を偶数チャネルのチャネル処理部として稼働させることで、計算機負荷を分散し、計算速度を向上させることが可能になる。
このように、本発明の実施形態に係るソフトウェア受信機は、ＢＰＦを、搬送波に対して基本帯域幅の整数倍だけ離調して２つ以上配置してチャネルを校正した場合、搬送波に近いチャネルから数えて奇数チャネル群と偶数チャネル群に分割することが可能である。そして、搬送波位相推定部６０６、角度演算部７０６、ヒルベルト変換処理部６０５及び干渉除去処理部６１３を、奇数チャネル群、偶数チャネル群とでそれぞれ独立して処理することが可能である。
なお、奇数チャネル群、偶数チャネル群への信号の分配の方法は、分配器１４０３を用いる以外に、ＩＱ変換部１０５の出力段にあるＨＰＦ６０２を２個並列に設ける方法も考えられる。

【0073】

本発明に係るＭＳＭＡの実証実験を行った。
実証実験は、本発明に係るＭＳＭＡの主要な応用例である構造物の故障診断への適用を想定し、ＭＳＭＡの仕組みでデータをサブキャリアに重畳できるセンサーを用いた。このセンサーはバッテリ駆動型の既有品を改造したものである。
構造物に、振動試験器によって１００Ｈｚの強制振動を与える。この構造物に、センサーを３箇所貼付する。センサーから受信した３点の加速度データを、ＳＭＡケーブルによる有線接続および無線接続で同時ストリーミングする。無線接続においては、レシーバでＭＳＭＡにより相互干渉を除去して、各センサーの信号を再構成した。
この実証実験では、３つのセンサーが与干渉となるチャネル配置として、１ｃｈ、３ｃｈ、９ｃｈを選択した。

【0074】

図１５Ａは、３つのセンサーから無線接続で受信した信号の、本発明に係る干渉除去を行う前の波形を示す波形図である。図１５Ａ中、信号Ｓ１５０１は１ｃｈであり、信号Ｓ１５０２は３ｃｈであり、信号Ｓ１５０３は９ｃｈである。信号Ｓ１５０２と信号Ｓ１５０３には、干渉に起因する波形の乱れが確認できる。
図１５Ｂは、３つのセンサーから無線接続で受信した信号の、本発明に係る干渉除去を行った後の波形を示す波形図である。図１５Ｂ中、信号Ｓ１５０４は１ｃｈであり、信号Ｓ１５０５は３ｃｈであり、信号Ｓ１５０６は９ｃｈである。
図１５Ｃは、３つのセンサーから有線接続で受信した信号の波形を示す波形図であり、デジタルオシロスコープの画面キャプチャである。図１５Ｃ中、信号Ｓ１５０７は１ｃｈであり、信号Ｓ１５０８は３ｃｈであり、信号Ｓ１５０９は９ｃｈである。
図１５Ｃを見ると、信号Ｓ１５０７と信号Ｓ１５０８はほぼ同一位相、同一振幅の信号が出力されている。信号Ｓ１５０７と信号Ｓ１５０９とではほぼ逆位相でおよそ半分の振幅の信号が出力されている。これらの信号の状態が、図１５Ｂで概ね再現されていることが確認できる。

【0075】

本実施形態においては、無線通信システム１０１と、これに使用される受信機１０４の、ソフトウェア受信部１０７としての機能を開示した。
干渉成分を含む受信電波に基づく有限長データ列６０１に対し、正確な逐次干渉除去を遂行して、複数のセンサー端末１０２から同時に受信した複数の受信電波をそれぞれ正常に復調するために、最も低い周波数の副搬送波から、その周波数を奇数逓倍した干渉成分を作成する。
干渉成分を作成するために、有限長データ列６０１から目的の副搬送波成分を抽出したサブキャリアデータ列７０１に、ヒルベルト変換処理部６０５によるヒルベルト変換を施して解析データ列７０２を生成する。また、サブキャリアデータ列７０１から搬送波位相推定部６０６による回帰分析を用いてキャリア位相差Ψ７０３を推定する。

【0076】

角度演算部７０６は、解析データ列７０２を回転演算部７０４でキャリア位相差Ψ７０３だけ戻してから、角度データ列７０７を生成する。この角度データ列７０７は、角度乗算部７０８及び振幅除算部７１０にて奇数逓倍した逓倍角度データ列７１１に変換される。そして、逓倍角度データ列７１１を逆ヒルベルト変換処理部６１２で逆ヒルベルト変換処理を施して、干渉成分となる奇数逓倍高調波データ列７１３が生成される。この奇数逓倍高調波データ列７１３を、同じ周波数の副搬送波のサブキャリアデータ列７０１から除去することで、正確な干渉成分の除去を実現する。

【0077】

以上、本発明の実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載した本発明の要旨を逸脱しない限りにおいて、他の変形例、応用例を含む。
例えば、上記した実施形態は本発明をわかりやすく説明するために装置及びシステムの構成を詳細かつ具体的に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることは可能であり、更にはある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることも可能である。

【0078】

また、上記の各構成、機能、処理部等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計するなどによりハードウェアで実現してもよい。また、上記の各構成、機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行するためのソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイル等の情報は、メモリや、ハードディスク、ＳＳＤ（Solid State Drive）等の揮発性あるいは不揮発性のストレージ、または、ＩＣカード、光ディスク等の記録媒体に保持することができる。
また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしもすべての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。

【符号の説明】

【0079】

１０１…無線通信システム、１０２…センサー端末、１０３…インテロゲーター、１０４…受信機、１０５…ＩＱ変換部、１０６…ネットワーク、１０７…ソフトウェア受信部、２０１…アンテナ、２０２…電源部、２０３…変調部、２０４…ＳＰＤＴスイッチ、２０５…制御部、２０６…副搬送波源、２０７…センサー、２１０…受信データ、３０１…アンテナ、３０２…局部発振器、３０３…ミキサー、３０４…ＬＰＦ、３０５…復調部、３０６…Ａ／Ｄ変換器、３０７…制御部、３０８…Ｄ／Ａ変換器、３０９…変調部、３１０…搬送波源、３１１…センサー端末リスト、４０１…アンテナ、４０２…同調回路、４０３…ＲＦアンプ、４０４…第一ミキサー、４０５…第二ミキサー、４０６…局部発振器、４０７…移相器、４０８…第一ＬＰＦ、４０９…第二ＬＰＦ、４１０…Ａ／Ｄ変換器、５０１…ＣＰＵ、５０２…ＲＯＭ、５０３…ＲＡＭ、５０４…表示部、５０５…操作部、５０６…不揮発性ストレージ、５０７…バス、５０８…ＮＩＣ、６０１…有限長データ列、６０２…ＨＰＦ、６０３…ＢＰＦ、６０４…入出力制御部、６０５…ヒルベルト変換処理部、６０６…搬送波位相推定部、６０７…解析データ変換部、６０８…復調処理部、６０９…復調データ列、６１０…ＰＬＬ処理部、６１１…角度乗算処理部、６１２…逆ヒルベルト変換処理部、６１３…干渉除去処理部、６１４…干渉除去演算部、７０１…サブキャリアデータ列、７０２…解析データ列、７０３…キャリア位相差Ψ、７０４…回転演算部、７０５…回転解析データ列、７０６…角度演算部、７０７…角度データ列、７０８…角度乗算部、７１０…振幅除算部、７１１…逓倍角度データ列、７１３…奇数逓倍高調波データ列、７１５…干渉除去サブキャリアデータ列、１４０１…ソフトウェア受信機、１４０２ａ…第一チャネル処理部、１４０２ｂ…第二チャネル処理部、１４０２ｃ…第三チャネル処理部、１４０２ｄ…第四チャネル処理部、１４０２ｅ…第五チャネル処理部、１４０２ｐ…第十六チャネル処理部、１４０３…分配器

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】