特許 6750014 ＤＦＴ−ｓ ＯＦＤＭおよびＯＦＤＭのゼロテールおよびユニークワードに基づく波形

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6750014

(24)【登録日】2020年8月14日

(45)【発行日】2020年9月2日

(54)【発明の名称】ＤＦＴ−ｓ ＯＦＤＭおよびＯＦＤＭのゼロテールおよびユニークワードに基づく波形

(51)【国際特許分類】

   H04L 27/26 20060101AFI20200824BHJP

【ＦＩ】

   H04L27/26 313

   H04L27/26 113

【請求項の数】14

【全頁数】68

(21)【出願番号】特願2018-527086(P2018-527086)

(86)(22)【出願日】2016年11月30日

(65)【公表番号】特表2019-503112(P2019-503112A)

(43)【公表日】2019年1月31日

(86)【国際出願番号】US2016064196

(87)【国際公開番号】WO2017095909

(87)【国際公開日】20170608

【審査請求日】2018年7月25日

(31)【優先権主張番号】62/262,649

(32)【優先日】2015年12月3日

(33)【優先権主張国】US

【前置審査】

(73)【特許権者】

【識別番号】316012245

【氏名又は名称】アイディーエーシー ホールディングス インコーポレイテッド

(74)【代理人】

【識別番号】110001243

【氏名又は名称】特許業務法人 谷・阿部特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】アーデム・バラ

(72)【発明者】

【氏名】ミハエラ・シー・ベルーリ

(72)【発明者】

【氏名】カイル・ジュン−リン・パン

(72)【発明者】

【氏名】タオ・デン

(72)【発明者】

【氏名】リアンピン・マ

(72)【発明者】

【氏名】ユゲスワール・ディーノー

(72)【発明者】

【氏名】ラヴィクマール・ヴイ・プラガダ

(72)【発明者】

【氏名】アルファン・サヒン

【審査官】 川口 貴裕

(56)【参考文献】

【文献】 欧州特許出願公開第０２５６６１２１（ＥＰ，Ａ１）

【文献】 Fumihiro Hasegawa et al.，Static Sequence Assisted Out-of-Band Power Suppression for DFT-s-OFDM，2015 IEEE 26th Annual International Symposium on Personal, Indoor, and Mobile Radio Communications (PIMRC)，２０１５年 ９月，61-66

【文献】 Yong Jiang and Yi Wang，A New Out-Of-Band Power Suppression Scheme by Extracting Effective Cyclic-Prefix of OFDM，2010 IEEE 71st Vehicular Technology Conference，２０１０年

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０４Ｌ ２７／２６

３ＧＰＰ ＴＳＧ ＲＡＮ ＷＧ１−４

ＳＡ ＷＧ１−２

ＣＴ ＷＧ１

ＩＥＥＥ Ｘｐｌｏｒｅ

ＩＥＥＥ ８０２．１１

ＩＥＥＥ ８０２．１５

ＩＥＥＥ ８０２．１６

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

ワイヤレス通信デバイスにおいて実装される方法であって、
少なくとも１つのプロセッサによってデータ信号を生成するステップであって、周波数領域において、複数のデータシンボルおよび複数のゼロを複数の割り当てられたサブキャリアにインターリーブ方式でマッピングして、前記複数のゼロが、前記複数の割り当てられたサブキャリアのデータサブキャリアの間にインターリーブされた、前記複数の割り当てられたサブキャリアの空のサブキャリアにマッピングされるようにすることを含む、生成するステップと、
前記少なくとも１つのプロセッサによって、前記データ信号を時間領域に変換するステップと、
前記少なくとも１つのプロセッサによって、前記変換されたデータ信号のテール部分から複数のテール時間領域サンプルを選択するステップと、
前記少なくとも１つのプロセッサによって、前記選択された複数のテール時間領域サンプルからキャンセル信号を生成するステップと、
前記データ信号の前記テール部分がキャンセルされるように、前記キャンセル信号と前記変換されたデータ信号とを組み合わせることによって、前記少なくとも１つのプロセッサによって前記時間領域において正確なゼロテールデータ信号を生成するステップと、
送信機によって、前記正確なゼロテールデータ信号を送信するステップと
を備える、方法。

【請求項2】

前記キャンセル信号を生成するステップは、前記選択された複数のテール時間領域サンプルの符号を反転させることと、前記反転された複数のテール時間領域サンプルのシーケンスを繰り返すこととを含む、請求項１に記載の方法。

【請求項3】

前記キャンセル信号を生成するステップは、前記選択された複数のテール時間領域サンプルを符号反転させることと、前記符号反転された複数のテール時間領域サンプルを複数の周波数領域シンボルに変換することと、前記複数の周波数領域シンボルをインターリーブ方式で前記複数の割り当てられたサブキャリアにマッピングすることとを含む、請求項１に記載の方法。

【請求項4】

前記複数の周波数領域シンボルは、前記複数の割り当てられたサブキャリアにわたって一様にインターリーブされる、請求項３に記載の方法。

【請求項5】

前記正確なゼロテールデータ信号を生成するステップは、少なくとも１つの正確なゼロ時間領域サンプルを、前記正確なゼロテールデータ信号のテール部分から前記正確なゼロテールデータ信号のヘッド部分にシフトすることを含む、請求項１に記載の方法。

【請求項6】

前記正確なゼロテールデータ信号は直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号である、請求項１に記載の方法。

【請求項7】

ワイヤレス通信において正確なゼロテールデータ信号を送信するための方法であって、
少なくとも１つのプロセッサによって、周波数領域において、変調されたデータシンボルおよびゼロを受信するステップと、
少なくとも１つのプロセッサによって、前記周波数領域において、前記変調されたデータシンボルおよびゼロを、リソース割り当て内のサブキャリアにインターリーブ方式でマッピングするステップと、
前記少なくとも１つのプロセッサによって、前記マッピングされたサブキャリアに基づいて時間領域データ信号を生成するステップと、
前記少なくとも１つのプロセッサによって、前記時間領域データ信号のテール部分においてあらかじめ定められた数の時間領域サンプルを符号反転させ、繰り返すことによって時間領域キャンセル信号を生成するステップと、
前記少なくとも１つのプロセッサによって、前記時間領域データ信号と前記時間領域キャンセル信号とを組み合わせて正確なゼロテールデータ信号を生成するステップであって、前記正確なゼロテールデータ信号は前記あらかじめ定められた数の時間領域サンプルに等しいゼロテール長を有する、生成するステップと、
送信機によって、前記正確なゼロテールデータ信号を送信するステップと
を備える方法。

【請求項8】

ワイヤレス通信において正確なゼロテールデータ信号を送信するように構成されたワイヤレス通信デバイスであって、
周波数領域において、複数のデータシンボルおよび複数のゼロを複数の割り当てられたサブキャリアにインターリーブ方式でマッピングすることによってデータ信号を生成するように構成された少なくとも１つのプロセッサであって、前記複数のゼロが、前記複数の割り当てられたサブキャリアのデータサブキャリアの間にインターリーブされた、前記複数の割り当てられたサブキャリアの空のサブキャリアにマッピングされるようにする、プロセッサと、
前記データ信号を時間領域に変換し、前記変換されたデータ信号のテール部分から複数のテール時間領域サンプルを選択するようにさらに構成された前記少なくとも１つのプロセッサと、
前記選択された複数のテール時間領域サンプルからキャンセル信号を生成するようにさらに構成された前記少なくとも１つのプロセッサと、
前記データ信号の前記テール部分がキャンセルされるように、前記キャンセル信号と前記変換されたデータ信号とを組み合わせることによって、前記時間領域において前記正確なゼロテールデータ信号を生成するようにさらに構成された前記少なくとも１つのプロセッサと、
前記正確なゼロテールデータ信号を送信するように構成された送信機と
を備えたワイヤレス通信デバイス。

【請求項9】

前記少なくとも１つのプロセッサは、前記選択された複数のテール時間領域サンプルの符号を反転させ、前記反転された複数のテール時間領域サンプルのシーケンスを繰り返すことによって、前記キャンセル信号を生成するようにさらに構成された、請求項８に記載のワイヤレス通信デバイス。

【請求項10】

前記少なくとも１つのプロセッサは、前記選択された複数のテール時間領域サンプルを符号反転させ、前記符号反転された複数のテール時間領域サンプルを複数の周波数領域シンボルに変換し、前記複数の周波数領域シンボルをインターリーブ方式で前記複数の割り当てられたサブキャリアにマッピングすることによって、前記キャンセル信号を生成するようにさらに構成された、請求項８に記載のワイヤレス通信デバイス。

【請求項11】

前記複数の周波数領域シンボルは、前記複数の割り当てられたサブキャリアにわたって一様にインターリーブされる、請求項１０に記載のワイヤレス通信デバイス。

【請求項12】

前記少なくとも１つのプロセッサは、少なくとも１つの正確なゼロ時間領域サンプルを前記正確なゼロテールデータ信号のテール部分から前記正確なゼロテールデータ信号のヘッド部分にシフトすることによって、前記正確なゼロテールデータ信号を生成するようにさらに構成された、請求項８に記載のワイヤレス通信デバイス。

【請求項13】

前記少なくとも１つのプロセッサは、
前記選択された複数のテール時間領域サンプルを符号反転し、
Ｎｚｔサイズの離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を用いて、前記符号反転された複数のテール時間領域サンプルを反転された複数のテール周波数領域シンボルに変換し、
Ｍが前記複数の割り当てられたサブキャリアの数であり、Ｎｚｔが前記選択された複数のテール時間領域サンプルの数であり、

【数1】

が整数のとき、前記ＮｚｔサイズのＤＦＴの各出力間の前記複数の割り当てられたサブキャリアの

【数2】

個の連続するサブキャリアに別の複数のゼロが挿入されるように、前記反転された複数のテール周波数領域シンボルをインターリーブ方式で前記複数の割り当てられたサブキャリアにマッピングし、
前記キャンセル信号が、前記反転された複数のテール時間領域サンプルのレプリカであって、

【数3】

回繰り返されるように、前記マッピングされた反転された複数のテール周波数領域シンボルを前記時間領域に変換することによって前記キャンセル信号を生成する、
ようにさらに構成された、請求項８に記載のワイヤレス通信デバイス。

【請求項14】

前記正確なゼロテールデータ信号は直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号である、請求項８に記載のワイヤレス通信デバイス。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、無線通信に関する。

【背景技術】

【0002】

関連出願の相互参照
本出願は、２０１５年１２月３日に出願された米国特許仮出願第６２／２６２，６４９号の利益を主張し、その内容は参照により本明細書に組み込まれる。

【0003】

次世代のセルラー通信システムに必要な高いデータレートを満たすために、ワイヤレス産業界および学界は、６ＧＨｚを下回る、および６ＧＨｚを上回る周波数、たとえば、センチメートル波（ｃｍＷ）およびミリメートル波（ｍｍＷ）周波数において利用可能な帯域幅を活用する方法を模索している。これらの周波数において利用可能な大きい帯域幅は、ユーザ特有のデータ送信のために大幅な容量改善を提供することができる。

【0004】

６ＧＨｚを上回る周波数を使用することの１つの課題は、特に屋外環境において、ワイヤレス通信にとって好ましくない場合があるそれらの伝播に関連する特性である場合がある。たとえば、より高い周波数の送信は、より高い自由空間経路損失を経験する可能性がある。降雨および酸素などの大気のガスは、さらなる減衰を加える可能性があり、葉が減衰および脱分極を引き起こす可能性がある。

【0005】

これらの損失に対抗するために使用されることができるナロービームパターンは、セル固有の情報またはブロードキャスト情報を配信する際に、基地局（たとえば、ｅノードＢ）にとって課題を引き起こす可能性がある。結果として、初期のｍｍＷアクセスリンクシステム設計は、スモールセルＬＴＥネットワークなどの既存のネットワークへのアドオンｍｍＷデータ送信（たとえば、少なくともダウンリンク送信）を可能にするセルラーシステム手順に焦点を合わせることができる。屋外のｍｍＷセルラーネットワークは、ビーム形成技法の使用によって実現可能であってよい。さらに、見通し外接続（ＮＬＯＳ）状態でのｍｍＷカバレッジを容易にするために、多数の反射された、および散乱されたマルチパス成分（ＭＰＣ）が利用されることができる。

【発明の概要】

【課題を解決するための手段】

【0006】

正確なゼロテールデータ信号を送信および／または受信するために、ワイヤレスネットワークにおける動作のための方法、装置、およびシステムが提供される。

【0007】

一実施形態によれば、ワイヤレス通信デバイスにおいて実装される方法は、少なくとも１つのプロセッサによってデータ信号を生成するステップであって、周波数領域において、複数のデータシンボルおよび複数のゼロを複数の割り当てられたサブキャリアにインターリーブ方式でマッピングし、複数の割り当てられたサブキャリアのデータサブキャリアの間にインターリーブされた複数の割り当てられたサブキャリアの空のサブキャリアに複数のゼロがマッピングされるようにするステップを含む、生成するステップと、少なくとも１つのプロセッサによって、データ信号を時間領域に変換するステップと、少なくとも１つのプロセッサによって、変換されたデータ信号のテール部分から複数のテール時間領域サンプルを選択するステップと、少なくとも１つのプロセッサによって、選択された複数のテール時間領域サンプルからキャンセル信号を生成するステップと、データ信号のテール部分がキャンセルされるように、キャンセル信号と変換されたデータ信号とを組み合わせることによって、少なくとも１つのプロセッサによって時間領域において正確なゼロテールデータ信号を生成するステップと、送信機によって、正確なゼロテールデータ信号を送信するステップと、を含む。

【0008】

別の実施形態によれば、ワイヤレス通信において正確なゼロテールデータ信号を送信するための方法は、少なくとも１つのプロセッサによって、周波数領域において、変調されたデータシンボルおよびゼロを受信するステップと、少なくとも１つのプロセッサによって、周波数領域において、変調されたデータシンボルおよびゼロを、リソース割り当て内のサブキャリアにインターリーブ方式でマッピングするステップと、少なくとも１つのプロセッサによって、マッピングされたサブキャリアに基づいて時間領域データ信号を生成するステップと、少なくとも１つのプロセッサによって、データ信号のテール部分においてあらかじめ定められた数の時間領域サンプルを符号反転させ、繰り返すことによって時間領域キャンセル信号を生成するステップと、少なくとも１つのプロセッサによって、正確なゼロテールデータ信号があらかじめ定められた数の時間領域サンプルに等しいゼロテール長を有するように、時間領域データ信号と時間領域キャンセル信号とを組み合わせて正確なゼロテールデータ信号を生成するステップと、送信機によって、正確なゼロテールデータ信号を送信するステップと、を含む。

【0009】

別の実施形態によれば、ワイヤレス通信において正確なゼロテールデータ信号を送信するように構成されたワイヤレス通信デバイスが提供される。本ワイヤレス通信デバイスは、周波数領域において、複数のデータシンボルおよび複数のゼロを複数の割り当てられたサブキャリアにインターリーブ方式でマッピングすることによってデータ信号を生成することであって、複数の割り当てられたサブキャリアのデータサブキャリアの間にインターリーブされた複数の割り当てられたサブキャリアの空のサブキャリアに複数のゼロがマッピングされるようにする、生成することをように構成された少なくとも１つのプロセッサであって、データ信号を時間領域に変換し、変換されたデータ信号のテール部分から複数のテール時間領域サンプルを選択するようにさらに構成され、選択された複数のテール時間領域サンプルからキャンセル信号を生成するようにさらに構成され、データ信号のテール部分がキャンセルされるように、キャンセル信号と変換されたデータ信号とを組み合わせることによって、時間領域において正確なゼロテールデータ信号を生成するようにさらに構成された少なくとも１つのプロセッサと、正確なゼロテールデータ信号を送信するように構成された送信機と、を含む。

【図面の簡単な説明】

【0010】

添付の図面と併せて例として与えられる以下の説明から、より詳細な理解が得られるであろう。

【0011】

【図1A】１つまたは複数の開示された実施形態が実装されることができる、例示的な通信システムのシステム図である。

【図1B】図１Ａに示される通信システム内で使用されることができる、例示的なワイヤレス送信／受信ユニット（ＷＴＲＵ）のシステム図である。

【図1C】図１Ａに示される通信システム内で使用されることができる、例示的な無線アクセスネットワークおよび例示的なコアネットワークのシステム図である。

【図2】１つまたは複数の実施形態によるミリメートル波（ｍｍＷ）スモールセル展開システムの例を示す図である。

【図3】周波数と空間フィルタリングとの比較を示す図である。

【図4】例示的な直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）フレーム構造を示す図である。

【図5】ｍｍＷダウンリンク論理チャネル、トランスポートチャネル、および物理チャネルのチャネルマッピングを示す図である。

【図6】ミリメートル波ＷＴＲＵ（ｍＷＴＲＵ）完全にデジタル化されたビーム形成を示す図である。

【図7】１つのＰＡＡおよび１つのＲＦチェーンを有するｍＷＴＲＵアナログビーム形成を示す図である。

【図8】１つのＰＡＡおよび２つのＲＦチェーンを有するｍＷＴＲＵアナログビーム形成を示す図である。

【図9】２つのＰＡＡおよび２つのＲＦチェーンを有するｍＷＴＲＵアナログビーム形成を示す図である。

【図10】２つのＰＡＡおよび１つのＲＦチェーンを有するｍＷＴＲＵアナログビーム形成を示す図である。

【図11A】２次元（２Ｄ）ナロービームパターンを示す図である。

【図11B】３次元（３Ｄ）ナロービームパターンを示す図である。

【図12】３Ｄのブロードサイドのブロードビームパターンを示す図である。

【図13】１つまたは複数の実施形態による、ゼロテール（ＺＴ）離散フーリエ変換（ＤＦＴ）拡散ＯＦＤＭ（ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ）送信機を示すブロック図である。

【図14】１つまたは複数の実施形態による、ゼロテール／ヘッド生成のブロック図である。

【図15】１つまたは複数の実施形態による、例示的なユニークワード（ＵＷ）ＯＦＤＭ送信機のブロック図である。

【図16】１つまたは複数の実施形態による、離散フーリエ変換拡散（ＤＦＴ−ｓ）の正確なゼロテール生成のために送信機に実装される反復的な手法を示す流れ図である。

【図17】１つまたは複数の実施形態による、周波数領域において実装されるガードバンド挿入ブロックのブロック図である。

【図18】１つまたは複数の実施形態による、時間領域において実装されるガードバンド挿入ブロックのブロック図である。

【図19】１つまたは複数の実施形態による、ガードバンド挿入前の時間領域テールキャンセルを利用する送信機のブロック図である。

【図20】１つまたは複数の実施形態による、ｅＺＴ ＤＦＴ−ｓ ＯＦＤＭを使用するＵＷサポートを利用する送信機のブロック図である。

【図21】１つまたは複数の実施形態による、正確なゼロテール（ｅＺＴ）ＤＦＴ−ｓ ＯＦＤＭを利用するマルチユーザ送信機のブロック図である。

【図22】１つまたは複数の実施形態による、ガードバンド挿入後の時間領域におけるテールキャンセルを利用する送信機のブロック図である。

【図23】１つまたは複数の実施形態による受信機のブロック図である。

【図24】１つまたは複数の実施形態による、高遅延拡散チャネルにおけるｅＺＴ ＤＦＴ−ｓおよびＺＴ ＤＦＴ−ｓ実施形態のビットエラーレート（ＢＥＲ）性能を示す図である。

【図25】１つまたは複数の実施形態によるＺＴ ＤＦＴ−ｓ ＯＦＤＭと比較したｅＺＴ ＤＦＴ−ｓ ＯＤＦＭのピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を示す図である。

【図26】１つまたは複数の実施形態による、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）およびＺＴ ＤＦＴ−ｓ ＯＦＤＭと比較したｅＺＴ ＤＦＴ−ｓ ＯＦＤＭの帯域外（ＯＯＢ）放射を示す図である。

【図27】１つまたは複数の実施形態による、ＺＴ ＤＦＴ−ｓと比較したｅＺＴ ＤＦＴ−ｓのテールの時間領域を示す図である。

【図28】１つまたは複数の実施形態による、ｅＺＴ ＤＦＴ−ｓ ＯＦＤＭのマルチユーザ性能対シングルユーザ性能を示す図である。

【図29】１つまたは複数の実施形態による、ＯＦＤＭの正確なゼロテール生成のために送信機に実装される反復的な手法を示す流れ図である。

【図30】１つまたは複数の実施形態による、周波数領域において実装されるガードバンド挿入ブロックのブロック図である。

【図31】１つまたは複数の実施形態による、時間領域において実装されるガードバンド挿入ブロックのブロック図である。

【図32】１つまたは複数の実施形態による、ＯＦＤＭの時間領域テールキャンセルを利用する送信機のブロック図である。

【図33】１つまたは複数の実施形態によるＵＷ挿入によるデータ信号を示す図である。

【図34】１つまたは複数の実施形態による、ｅＺＴ ＯＦＤＭのためのＵＷサポートを利用する送信機のブロック図である。

【図35】１つまたは複数の実施形態によるｅＺＴ ＯＦＤＭのためのガードバンド挿入ブロックのブロック図である。

【図36】１つまたは複数の実施形態による、ＯＦＤＭの送信機テールキャンセルおよびＵＷ挿入のブロック図である。

【図37】１つまたは複数の実施形態による、マルチユーザｅＺＴ ＯＦＤＭの送信機のブロック図である。

【図38】１つまたは複数の実施形態による、マルチユーザｅＺＴ ＯＦＤＭの送信機のブロック図である。

【図39】１つまたは複数の実施形態による、ｅＺＴ ＯＦＤＭのＢＥＲシミュレーション結果を示す図である。

【図40】１つまたは複数の実施形態による、ｅＺＴ−ＯＦＤＭの帯域外放射を示す図である。

【図41】１つまたは複数の実施形態による、時間領域において達成されるｅＺＴ−ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭおよびｅＺＴ−ＯＦＤＭの両方におけるＵＷの選択的追加を示す図である。

【図42】１つまたは複数の実施形態による、ゼロヘッド生成を伴うＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭの送信機のブロック図である。

【発明を実施するための形態】

【0012】

以下では、例示的な実施形態のより完全な説明を提供するために、複数の詳細が説明される。しかしながら、当業者には、これらの特定の詳細なしに実施形態が実施されることができることは明らかであろう。他の例では、よく知られている構造およびデバイスは、実施形態を不明瞭にすることを避けるために、詳細ではなくブロック図形式または概略図で示されている。また、以下に記載される異なる実施形態の特徴は、特記しない限り、互いに組み合わせられることができる。

【0013】

本明細書に記載される実施形態は、指向性の高いビーム形成システムの動作のための送信モード（基準信号およびチャネル状態情報（ＣＳＩ）フィードバックを含む）および送信方式を定義することができる。さらに、実施形態は、たとえば、より高い周波数帯域（たとえば、６ＧＨｚを上回る周波数）において動作するシステムに対して、ナロービーム不整合による制御および／またはデータチャネルの性能損失をどのように緩和するかを定義することができる。

【0014】

後者の問題は、２つの異なるシナリオにさらに分解されることができる。第１のシナリオでは、ワイヤレス送信／受信ユニット（ＷＴＲＵ）方向の変更は、ナロービームペアを使用するデータチャネル性能が著しく低下する場合があり、ダウンリンク（ＤＬ）ワイドビーム制御チャネルが依然としてＷＴＲＵによって受信されることができるようなものであってもよい。第２のシナリオでは、ＷＴＲＵの方向変更は、データチャネルおよび制御チャネルの両方がＷＴＲＵによって受信されることができないようなものであってもよい。

【0015】

実施形態は、１つまたは複数の無線周波数（ＲＦ）チェーンを使用して、高周波数帯域（たとえば、６ＧＨｚを上回る）において動作するビーム形成システムのアクセスリンクのためのダウンリンク／アップリンク（ＤＬ／ＵＬ）送信方式を含むことができる。さらに、実施形態は、ＤＬ／ＵＬ送信モードおよび動作モードを定義することができる。

【0016】

６ＧＨｚを下回って動作するシステムに適用可能な本明細書に記載された実施形態は、６ＧＨｚを上回るシステムに対する送信方式および送信モードを提示することに加えて、送信−受信（Ｔｘ−Ｒｘ）ビーム不整合のために、制御および／またはデータチャネルの性能の著しい低下が発生する可能性がある様々なシナリオを含むことができる。実施形態は、送信モード変更またはビーム変更が実行されるまで、接続性を維持するために、制御およびデータフォールバックの技法に対処することができる。したがって、実施形態は、６ＧＨｚを下回る周波数、および６ＧＨｚを上回る周波数の両方において利用可能な帯域幅を活用するソリューションを提供することができる。

【0017】

図１Ａは、１つまたは複数の開示された実施形態が実装されることができる、例示的な通信システム１００の図である。通信システム１００は、音声、データ、ビデオ、メッセージング、ブロードキャストなどのコンテンツを複数のワイヤレスユーザに提供する多元接続システムであってもよい。通信システム１００は、複数のワイヤレスユーザが、ワイヤレス帯域幅を含むシステムリソースの共有を介してそのようなコンテンツにアクセスすることを可能にすることができる。たとえば、通信システム１００は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）、直交ＦＤＭＡ（ＯＦＤＭＡ）、シングルキャリアＦＤＭＡ（ＳＣ−ＦＤＭＡ）などの１つまたは複数のチャネルアクセス方法を使用することができる。

【0018】

図１Ａに示されるように、通信システム１００は、ワイヤレス送信／受信ユニット（ＷＴＲＵ）１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄ、無線アクセスネットワーク（ＲＡＮ）１０４、コアネットワーク１０６、公衆交換電話網（ＰＳＴＮ）１０８、インターネット１１０、および他のネットワーク１１２を含むことができるが、開示された実施形態は、任意の数のＷＴＲＵ、基地局、ネットワーク、および／またはネットワーク要素を考慮していることが理解されよう。ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄの各々は、ワイヤレス環境において動作する、および／または通信するように構成された任意のタイプのデバイスとすることができる。例として、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄは、ワイヤレス信号を送信および／または受信するように構成されてもよく、ユーザ機器（ＵＥ）、移動局、固定された、またはモバイル加入者ユニット、ページャ、セルラー電話、携帯情報端末（ＰＤＡ）、スマートフォン、ラップトップ、ネットブック、パーソナルコンピュータ、ワイヤレスセンサ、家庭用電化製品などを含むことができる。

【0019】

通信システム１００はまた、基地局１１４ａおよび基地局１１４ｂを含むことができる。基地局１１４ａ、１１４ｂの各々は、コアネットワーク１０６、インターネット１１０、および／もしくは他のネットワーク１１２などの１つまたは複数の通信ネットワークへのアクセスを容易にするために、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄのうちの少なくとも１つとワイヤレスにインターフェースするように構成された任意のタイプのデバイスとすることができる。例として、基地局１１４ａ、１１４ｂは、基地トランシーバ局（ＢＴＳ）、ノードＢ、ｅノードＢ、ホームノードＢ、ホームｅノードＢ、サイトコントローラ、アクセスポイント（ＡＰ）、ワイヤレスルータなどとすることができる。基地局１１４ａ、１１４ｂはそれぞれ単一の要素として示されているが、基地局１１４ａ、１１４ｂは任意の数の相互接続された基地局および／またはネットワーク要素を含むことができることが理解されよう。

【0020】

基地局１１４ａは、基地局コントローラ（ＢＳＣ）、無線ネットワークコントローラ（ＲＮＣ）、中継ノードなどの他の基地局および／またはネットワーク要素（図示せず）も含むことができるＲＡＮ１０４の一部であってもよい。基地局１１４ａおよび／または基地局１１４ｂは、セル（図示せず）と呼ばれる場合がある特定の地理的領域内でワイヤレス信号を送信および／または受信するように構成されることができる。セルはさらにセルセクタに分割されることができる。たとえば、基地局１１４ａに関連付けられるセルは、３つのセクタに分割されることができる。したがって、一実施形態では、基地局１１４ａは、３つのトランシーバ、すなわちセルのセクタごとに１つのトランシーバを含むことができる。別の実施形態では、基地局１１４ａは、多入力多出力（ＭＩＭＯ）技術を使用することができ、したがって、セルのセクタごとに複数のトランシーバを利用することができる。

【0021】

基地局１１４ａ、１１４ｂは、任意の適切なワイヤレス通信リンク（たとえば、無線周波数（ＲＦ）、マイクロウェーブ、赤外線（ＩＲ）、紫外線（ＵＶ）、可視光線など）であってよいエアインターフェース１１６を介してＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄのうちの１つまたは複数と通信することができる。エアインターフェース１１６は、任意の適切な無線アクセス技術（ＲＡＴ）を使用して確立されることができる。

【0022】

より具体的には、上述のように、通信システム１００は、多元接続システムであってもよく、ＣＤＭＡ、ＴＤＭＡ、ＦＤＭＡ、ＯＦＤＭＡ、ＳＣ−ＦＤＭＡなどの１つまたは複数のチャネルアクセス実施形態を使用してもよい。たとえば、ＲＡＮ１０４内の基地局１１４ａおよびＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃは、ワイドバンドＣＤＭＡ（ＷＣＤＭＡ）を使用してエアインターフェース１１６を確立することができる、ユニバーサル移動体通信システム（ＵＭＴＳ）地上無線アクセス（ＵＴＲＡ）などの無線技術を実装することができる。ＷＣＤＭＡは、高速パケットアクセス（ＨＳＰＡ）および／または進化型ＨＳＰＡ（ＨＳＰＡ＋）などの通信プロトコルを含むことができる。ＨＳＰＡは、高速ダウンリンクパケットアクセス（ＨＳＤＰＡ）および／または高速アップリンクパケットアクセス（ＨＳＵＰＡ）を含むことができる。

【0023】

別の実施形態では、基地局１１４ａおよびＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃは、ロングタームエボリューション（ＬＴＥ）および／またはＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄ（ＬＴＥ−Ａ）を使用してエアインターフェース１１６を確立することができる、進化型ＵＭＴＳ地上無線アクセス（Ｅ−ＵＴＲＡ）のような無線技術を実装することができる。

【0024】

他の実施形態では、基地局１１４ａおよびＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃは、ＩＥＥＥ８０２．１６（すなわち、ワールドワイドインターオペラビリティフォーマイクロウェーブアクセス（ＷｉＭＡＸ））、ＣＤＭＡ２０００、ＣＤＭＡ２０００ １Ｘ、ＣＤＭＡ２０００ ＥＶ−ＤＯ、暫定標準２０００（ＩＳ−２０００）、暫定標準９５（ＩＳ−９５）、暫定標準８５６（ＩＳ−８５６）、グローバルシステムフォーモバイルコミュニケーションズ（ＧＳＭ）、ＧＳＭ進化のための拡張されたデータレート（ＥＤＧＥ）、ＧＳＭ ＥＤＧＥ（ＧＥＲＡＮ）などの無線技術を実装することができる。

【0025】

図１Ａにおける基地局１１４ｂは、ワイヤレスルータ、ホームノードＢ、ホームｅノードＢ、またはアクセスポイントであってもよく、たとえば事業所、家庭、車両、キャンパスなどのローカライズされたエリアにおけるワイヤレス接続を容易にするための任意の適切なＲＡＴを利用してもよい。一実施形態では、基地局１１４ｂおよびＷＴＲＵ１０２ｃ、１０２ｄは、ワイヤレスローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）を確立するためにＩＥＥＥ８０２．１１などの無線技術を実装することができる。別の実施形態では、基地局１１４ｂおよびＷＴＲＵ１０２ｃ、１０２ｄは、ワイヤレスパーソナルエリアネットワーク（ＷＰＡＮ）を確立するためにＩＥＥＥ８０２．１５などの無線技術を実装することができる。別の実施形態では、基地局１１４ｂおよびＷＴＲＵ１０２ｃ、１０２ｄは、ピコセルまたはフェムトセルを確立するためにセルラーベースのＲＡＴ（たとえば、ＷＣＤＭＡ、ＣＤＭＡ２０００、ＧＳＭ、ＬＴＥ、ＬＴＥ−Ａなど）を利用することができる。図１Ａに示されるように、基地局１１４ｂは、インターネット１１０への直接接続を有することができる。したがって、基地局１１４ｂは、コアネットワーク１０６を介してインターネット１１０にアクセスすることが必要とされなくてよい。

【0026】

ＲＡＮ１０４は、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄのうちの１つまたは複数に音声、データ、アプリケーション、および／またはボイスオーバーインターネットプロトコル（ＶｏＩＰ）サービスを提供するように構成された任意のタイプのネットワークとすることができるコアネットワーク１０６と通信することができる。たとえば、コアネットワーク１０６は、呼制御、課金サービス、モバイルロケーションベースのサービス、プリペイドコール、インターネット接続、ビデオ配信などを提供してもよく、および／またはユーザ認証などの高レベルセキュリティ機能を実行してもよい。図１Ａには示されていないが、ＲＡＮ１０４および／またはコアネットワーク１０６は、ＲＡＮ１０４と同じＲＡＴ、または異なるＲＡＴを使用する他のＲＡＮと直接的または間接的に通信することができることが理解されよう。たとえば、Ｅ−ＵＴＲＡ無線技術を利用することができるＲＡＮ１０４に接続されることに加えて、コアネットワーク１０６は、ＧＳＭ無線技術を使用する別のＲＡＮ（図示せず）と通信することもできる。

【0027】

コアネットワーク１０６は、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄが、ＰＳＴＮ１０８、インターネット１１０、および／または他のネットワーク１１２にアクセスするためのゲートウェイとして機能することもできる。ＰＳＴＮ１０８は、従来のアナログ電話回線サービス（ＰＯＴＳ）を提供する回線交換電話ネットワークを含むことができる。インターネット１１０は、ＴＣＰ／ＩＰインターネットプロトコルスイートにおける送信制御プロトコル（ＴＣＰ）、ユーザデータグラムプロトコル（ＵＤＰ）およびインターネットプロトコル（ＩＰ）などの共通の通信プロトコルを使用する相互接続されたコンピュータネットワークおよびデバイスのグローバルシステムを含むことができる。ネットワーク１１２は、他のサービスプロバイダによって所有および／または動作されるワイヤードまたはワイヤレス通信ネットワークを含むことができる。たとえば、ネットワーク１１２は、ＲＡＮ１０４と同じＲＡＴ、または異なるＲＡＴを使用することができる１つまたは複数のＲＡＮに接続された別のコアネットワークを含むことができる。

【0028】

通信システム１００内のＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄのうちの１つまたは複数は、マルチモード機能を含むことができ、すなわち、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃ、１０２ｄは、異なるワイヤレスリンクを介して異なるワイヤレスネットワークと通信するための複数のトランシーバを含むことができる。たとえば、図１Ａに示されるＷＴＲＵ１０２ｃは、セルラーベースの無線技術を使用することができる基地局１１４ａと、およびＩＥＥＥ８０２無線技術を使用することができる基地局１１４ｂと通信するように構成されることができる。

【0029】

図１Ｂは、例示的なＷＴＲＵ１０２のシステム図である。図１Ｂに示されるように、ＷＴＲＵ１０２は、プロセッサ１１８、トランシーバ１２０、送信／受信素子１２２、スピーカ／マイクロフォン１２４、キーパッド１２６、ディスプレイ／タッチパッド１２８、非リムーバブルメモリ１３０、リムーバブルメモリ１３２、電源１３４、全地球測位システム（ＧＰＳ）チップセット１３６、および他の周辺機器１３８を含むことができる。ＷＴＲＵ１０２は、実施形態と一致したままで、前述の要素の任意のサブコンビネーションを含むことができることが理解されよう。

【0030】

プロセッサ１１８は、汎用プロセッサ、専用プロセッサ、従来のプロセッサ、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、複数のマイクロプロセッサ、ＤＳＰコアに関連付けられる１つまたは複数のマイクロプロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）回路、任意の他のタイプの集積回路（ＩＣ）、状態機械などであってよい。プロセッサ１１８は、信号符号化、データ処理、電力制御、入力／出力処理、および／またはＷＴＲＵ１０２がワイヤレス環境において動作することを可能にする任意の他の機能を実行することができる。プロセッサ１１８は、送信／受信素子１２２に結合されることができるトランシーバ１２０に結合されることができる。図１Ｂはプロセッサ１１８とトランシーバ１２０とを別々の構成要素として示しているが、プロセッサ１１８とトランシーバ１２０は電子パッケージまたはチップ内に一体化されていてもよいことが理解されよう。

【0031】

送信／受信素子１２２は、エアインターフェース１１６を介して基地局（たとえば、基地局１１４ａ）に信号を送信するか、そこから信号を受信するように構成されることができる。たとえば、一実施形態では、送信／受信素子１２２は、無線周波数（ＲＦ）信号を送信および／または受信するように構成されたアンテナであってもよい。別の実施形態では、送信／受信素子１２２は、たとえば、ＩＲ、ＵＶ、または可視光信号を送信および／または受信するように構成されたエミッタ／検出器であってもよい。別の実施形態では、送信／受信素子１２２は、ＲＦ信号および光信号の両方を送信および受信するように構成されてもよい。送信／受信素子１２２は、ワイヤレス信号の任意の組合せを送信および／または受信するように構成されてもよいことが理解されよう。

【0032】

さらに、送信／受信素子１２２が単一の素子として図１Ｂに示されているが、ＷＴＲＵ１０２は、任意の数の送信／受信素子１２２を含むことができる。より具体的には、ＷＴＲＵ１０２は、ＭＩＭＯ技術を使用することができる。したがって、一実施形態では、ＷＴＲＵ１０２は、エアインターフェース１１６を介してワイヤレス信号を送信および受信するための２つ以上の送信／受信素子１２２（たとえば、複数のアンテナ）を含むことができる。

【0033】

トランシーバ１２０は、送信／受信素子１２２によって送信されるべき信号を変調し、送信／受信素子１２２によって受信される信号を復調するように構成されることができる。上述のように、ＷＴＲＵ１０２はマルチモード機能を有することができる。したがって、トランシーバ１２０は、ＷＴＲＵ１０２が、たとえば、ＵＴＲＡおよびＩＥＥＥ８０２．１１などの複数のＲＡＴを介して通信することを可能にするための複数のトランシーバを含むことができる。

【0034】

ＷＴＲＵ１０２のプロセッサ１１８は、スピーカ／マイクロフォン１２４、キーパッド１２６、および／またはディスプレイ／タッチパッド１２８（たとえば、液晶ディスプレイ（ＬＣＤ）ディスプレイユニットまたは有機発光ダイオード（ＯＬＥＤ）ディスプレイユニット）に結合されることができ、また、それらからユーザ入力データを受信することができる。プロセッサ１１８はまた、ユーザデータをスピーカ／マイクロフォン１２４、キーパッド１２６、および／またはディスプレイ／タッチパッド１２８に出力することができる。さらに、プロセッサ１１８は、非リムーバブルメモリ１３０および／またはリムーバブルメモリ１３２などの任意のタイプの適切なメモリから情報にアクセスし、その中にデータを記憶することができる。非リムーバブルメモリ１３０は、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、読出し専用メモリ（ＲＯＭ）、ハードディスク、または任意の他のタイプのメモリストレージデバイスを含むことができる。リムーバブルメモリ１３２は、加入者識別モジュール（ＳＩＭ）カード、メモリスティック、セキュアデジタル（ＳＤ）メモリカードなどを含むことができる。他の実施形態では、プロセッサ１１８は、サーバまたは家庭用コンピュータ（図示せず）などのＷＴＲＵ１０２上に物理的に配置されていないメモリから情報にアクセスし、その中にデータを記憶することができる。

【0035】

プロセッサ１１８は、電源１３４から電力を受信することができ、電力をＷＴＲＵ１０２内の他の構成要素に分散および／または制御するように構成されることができる。電源１３４は、ＷＴＲＵ１０２に給電するための任意の適切なデバイスであってもよい。たとえば、電源１３４は、１つまたは複数の乾電池（たとえば、ニッケル−カドミウム（ＮｉＣｄ）、ニッケル−亜鉛（ＮｉＺｎ）、ニッケル金属水素化物（ＮｉＭＨ）、リチウムイオン（Ｌｉ−ｉｏｎ）など）、太陽電池、燃料電池などを含むことができる。

【0036】

プロセッサ１１８はまた、ＷＴＲＵ１０２の現在の位置に関する位置情報（たとえば、経度および緯度）を提供するように構成されることができるＧＰＳチップセット１３６に結合されることができる。ＧＰＳチップセット１３６からの情報に加えて、またはこれに代えて、ＷＴＲＵ１０２は、基地局（たとえば、基地局１１４ａ、１１４ｂ）からエアインターフェース１１６を介して位置情報を受信するか、および／または２つ以上の近隣の基地局から受信される信号のタイミングに基づいてその位置を決定することができる。ＷＴＲＵ１０２は、実施形態と一致したままで、任意の適切な位置決定方法によって位置情報を取得することができることが理解されよう。

【0037】

プロセッサ１１８は、追加の特徴、機能性、および／もしくはワイヤードまたはワイヤレス接続性を提供する１つまたは複数のソフトウェアならびに／またはハードウェアモジュールを含むことができる他の周辺機器１３８にさらに結合されることができる。たとえば、周辺機器１３８は、加速度計、電子コンパス、衛星トランシーバ、デジタルカメラ（写真またはビデオ用）、ユニバーサル直列バス（ＵＳＢ）ポート、振動デバイス、テレビトランシーバ、ハンズフリーヘッドセット、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）モジュール、周波数変調（ＦＭ）無線ユニット、デジタル音楽プレーヤ、メディアプレーヤ、ビデオゲームプレーヤモジュール、インターネットブラウザなどを含むことができる。

【0038】

図１Ｃは、一実施形態によるＲＡＮ１０４およびコアネットワーク１０６のシステム図である。上述のように、ＲＡＮ１０４は、Ｅ−ＵＴＲＡ無線技術を使用して、エアインターフェース１１６を介してＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃと通信することができる。ＲＡＮ１０４は、コアネットワーク１０６と通信することもできる。

【0039】

ＲＡＮ１０４は、ｅノードＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃを含むことができるが、ＲＡＮ１０４は実施形態と一致したままで、任意の数のｅノードＢを含むことができることは理解されよう。ｅノードＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃはそれぞれ、エアインターフェース１１６を介してＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃと通信するための１つまたは複数のトランシーバを含むことができる。一実施形態では、ｅノードＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃは、ＭＩＭＯ技術を実装することができる。したがって、たとえば、ｅノードＢ１４０ａは、ＷＴＲＵ１０２ａにワイヤレス信号を送信し、そこからワイヤレス信号を受信するために、複数のアンテナを使用することができる。

【0040】

ｅノードＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃの各々は、特定のセル（図示せず）に関連付けられてもよく、無線リソース管理決定、ハンドオーバ決定、アップリンクおよび／またはダウンリンクにおけるユーザのスケジューリングなどを処理するように構成されてもよい。図１Ｃに示されるように、ｅノードＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃは、Ｘ２インターフェースを介して互いに通信することができる。

【0041】

図１に示されるコアネットワーク１０６は、モビリティ管理エンティティゲートウェイ（ＭＭＥ）１４２、サービングゲートウェイ１４４、およびパケットデータネットワーク（ＰＤＮ）ゲートウェイ１４６を含むことができる。前述の要素の各々は、コアネットワーク１０６の一部として示されているが、これらの要素のいずれか１つは、コアネットワークオペレータ以外のエンティティによって所有および／または動作されてもよいことが理解されよう。

【0042】

ＭＭＥ１４２は、ＲＡＮ１０４内のｅノードＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃの各々にＳ１インターフェースを介して接続されてよく、制御ノードとして機能することができる。たとえば、ＭＭＥ１４２は、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃのユーザの認証、ベアラの起動／停止、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃの初期接続中の特定のサービングゲートウェイの選択などを担当することができる。ＭＭＥ１４２は、ＲＡＮ１０４と、ＧＳＭまたはＷＣＤＭＡなどの他の無線技術を使用する他のＲＡＮ（図示せず）との間で切り替えるための制御プレーン機能を提供することもできる。

【0043】

サービングゲートウェイ１４４は、ＲＡＮ１０４内のｅノードＢ１４０ａ、１４０ｂ、１４０ｃの各々に、Ｓ１インターフェースを介して接続されることができる。サービングゲートウェイ１４４は、一般に、ユーザデータパケットをＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃに／からルーティングおよび転送することができる。サービングゲートウェイ１４４は、ｅノードＢ間ハンドオーバ中のユーザプレーンのアンカーリング、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃにとってダウンリンクデータが利用可能であるときにページングのトリガリング、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃのコンテキストの管理および記憶などの他の機能を実行することもできる。

【0044】

サービングゲートウェイ１４４は、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃと、ＩＰ対応デバイスとの間の通信を容易にするために、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃにインターネット１１０などのパケット交換ネットワークへのアクセスを提供することができるＰＤＮゲートウェイ１４６に接続されることもできる。

【0045】

コアネットワーク１０６は、他のネットワークとの通信を容易にすることができる。たとえば、コアネットワーク１０６は、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃと、従来の陸上通信デバイスとの間の通信を容易にするために、ＰＳＴＮ１０８などの回線交換ネットワークへのアクセスをＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃに提供することができる。たとえば、コアネットワーク１０６は、コアネットワーク１０６とＰＳＴＮ１０８との間のインターフェースとして機能するＩＰゲートウェイ（たとえば、ＩＰマルチメディアサブシステム（ＩＭＳ）サーバ）を含むか、それと通信することができる。さらに、コアネットワーク１０６は、ＷＴＲＵ１０２ａ、１０２ｂ、１０２ｃに、他のサービスプロバイダによって所有および／または動作される他のワイヤードまたはワイヤレスネットワークを含むことができるネットワーク１１２へのアクセスを提供することができる。

【0046】

他のネットワーク１１２は、ＩＥＥＥ８０２．１１ベースのワイヤレスローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）１６０にさらに接続されることができる。ＷＬＡＮ１６０は、アクセスルータ１６５を含むことができる。アクセスルータは、ゲートウェイ機能を含むことができる。アクセスルータ１６５は、複数のアクセスポイント（ＡＰ）１７０ａ、１７０ｂと通信することができる。アクセスルータ１６５とＡＰ１７０ａ、１７０ｂとの間の通信は、ワイヤードイーサネット（ＩＥＥＥ８０２．３規格）を介して行われてもよく、任意のタイプのワイヤレス通信プロトコルを介して行われてもよい。ＡＰ１７０ａは、ＷＴＲＵ１０２ｄとのエアインターフェースを介してワイヤレス通信する。

【0047】

３ＧＰＰ ＬＴＥが例示目的のために使用される場合があるが、本明細書に記載される技法は、任意の他のシステムにも適用されることができる点に留意されたい。

【0048】

以下の定義のリストは、限定することが意図されるものではないが、以下の実施形態を理解する際に有用であることができる。

【0049】

「ビーム」はローブの１つ、たとえば送信放射パターンのメイン／サイド／グレーティングローブであってもよく、アンテナアレイの受信利得パターンであってもよい。ビームはまた、設定されたビーム形成重みで表されることができる空間方向を示すことができる。ビームは、基準信号、アンテナポート、ビーム識別（ＩＤ）、および／またはスクランブリングシーケンス番号で識別または関連付けられることができる。ビームは、特定の時間、周波数、コード、および／または空間リソースにおいて、送信および／または受信されることができる。ビームは、デジタル方式、アナログ方式、またはその両方（すなわち、ハイブリッドビーム形成）で形成されることができる。アナログビーム形成は、固定されたコードブックまたは連続位相シフトに基づくことができる。

【0050】

「ビーム特定基準信号」（ＢＳＲＳ：beam-specific reference signal）は、ビーム取得、タイミングおよび／または周波数同期、物理ダウンリンク指向性制御チャネル（ＰＤＤＣＣＨ：physical downlink directional control channel）のチャネル推定、細ビーム追跡、ビーム測定などに使用される送信ビームに関連付けられるシーケンスであってよい。ＢＳＲＳは、ビーム識別情報を搬送する（たとえば、暗黙的に搬送する）ことができる。異なるタイプのＢＳＲＳが存在する可能性がある。たとえば、ｍｍＷセクタとそのメンバーセグメントのＢＳＲＳがある可能性がある。セグメントは、ビーム方向（たとえば、ナロービーム方向またはワイドビーム方向）と呼ばれる場合がある。

【0051】

「データチャネルビーム」は、データチャネル、物理ダウンリンク共有チャネル（ＰＤＳＣＨ）、ｍＰＤＳＣＨ、ｍｍＷ ＰＤＳＣＨ、ｍｍＷデータチャネル、指向性ＰＤＳＣＨ、ビーム形成データチャネル、空間データチャネル、データチャネルスライス、または高周波データチャネルを送信するために使用されることができる。データチャネルビームは、基準信号、アンテナポート、ビーム識別（ＩＤ）、および／またはスクランブリングシーケンス番号で識別または関連付けられることができる。データチャネルビームは、周波数、コード、および／または空間リソースを使用して、特定の時間において送信および／または受信されることができる。

【0052】

「制御チャネルビーム」は、制御チャネル、制御チャネルビーム、ＰＤＣＣＨ、ｍＰＤＣＣＨ、ｍｍＷ ＰＤＣＣＨ、ｍｍＷ制御チャネル、指向性ＰＤＣＣＨ、ビーム形成制御チャネル、空間制御チャネル、制御チャネルスライス、または高周波制御チャネルを送信するために使用されることができる。制御チャネルビームは、基準信号、アンテナポート、ビーム識別（ＩＤ）、スクランブリングシーケンス番号で識別または関連付けられることができ、特定の時間および／もしくは周波数および／もしくはコードおよび／もしくは空間リソースにおいて送信ならびに／または受信されることができる。

【0053】

「測定ビーム」は、ビーム測定のための信号またはチャネルを送信するために使用されることができる。これは、ビーム基準信号、ビーム測定基準信号、セル固有基準信号（ＣＲＳ）、チャネル状態情報−基準信号（ＣＳＩ−ＲＳ）、ＣＳＩ干渉測定（ＣＳＩ−ＩＭ）などを含むことができる。測定ビームは、基準信号、アンテナポート、ビーム識別（ＩＤ）、および／またはスクランブリングシーケンス番号で識別または関連付けられることができる。測定ビームは、特定の時間、周波数、コード、および／または空間リソースにおいて、送信および／または受信されることができる。

【0054】

「制御チャネルビーム持続時間（control channel beam duration）」は、１つの制御チャネルビームの送信のためのスケジューリング間隔内で使用されるＯＦＤＭシンボルの単位で参照されることができる時間領域における長さであってよい。たとえば、制御チャネルビーム持続時間は、１つの制御チャネルビームによって占有されるＴＴＩ内のＯＦＤＭシンボルの数であってもよい。

【0055】

「制御領域」は、そのスケジューリング間隔内のすべての制御チャネルビームの送信のためのスケジューリング間隔内で使用されるＯＦＤＭシンボルの単位で参照されることができる時間領域における長さであってよい。たとえば、制御領域は、ＴＴＩにおいて送信されるすべての制御チャネルビームによって占有されるＴＴＩ内のＯＦＤＭシンボルの数であってもよい。

【0056】

「データ領域」は、そのスケジューリング間隔内のすべてのデータチャネルビームの送信に使用されるＯＦＤＭシンボルの単位で参照されることができる時間領域におけるスケジューリング間隔の一部であってもよい。

【0057】

本明細書に記載される１つまたは複数の実施形態では、基地局、ｅノードＢ（ｅＮＢ）、ｍｍＷ ｅＮＢ（ｍＢ）、スモールセルｍｍＷ ｅＮＢ（ＳＣｍＢ）、セル、スモールセル、プライマリセル（Ｐｃｅｌｌ）、およびセカンダリセル（Ｓｃｅｌｌ）という用語は、交換可能に使用されることができる。いくつかの実施形態では、動作という用語は、送信および／または受信と交換可能に使用されることができる。いくつかの実施形態では、成分キャリア、ｍｍＷキャリアという用語は、サービングセルと交換可能に使用されることができる。

【0058】

１つまたは複数の実施形態では、ｍＢは、ライセンスされた帯域および／またはライセンスされていない帯域内１つまたは複数のｍｍＷチャネルおよび／または信号を、送信および／または受信することができる。

【0059】

いくつかの実施形態では、ＷＴＲＵという用語は、ｅＮＢに置き換えられてもよく、および／またはその逆であってもよく、依然として本開示と一致する。いくつかの実施形態では、ＵＬはＤＬに置き換えられてもよく、および／またはその逆であってもよく、依然として本開示と一致する。

【0060】

１つまたは複数の実施形態では、チャネルは、中心周波数（すなわち、キャリア周波数）および帯域幅を有することができる周波数帯域を指すことができる。ライセンスされたおよび／またはライセンスされていないスペクトルは、重複していてもいなくてもよい１つまたは複数のチャネルを含むことができる。チャネル、周波数チャネル、ワイヤレスチャネル、およびｍｍＷチャネルは交換可能に使用されることができる。チャネルにアクセスすることは、チャネルを使用すること（たとえば、その上で送信することおよび／もしくは受信すること、またはそれを使用すること）と同じであってよい。

【0061】

１つまたは複数の実施形態では、チャネルは、アップリンクもしくはダウンリンク物理チャネルまたは信号などのｍｍＷチャネルまたは信号を指すことができる。ダウンリンクチャネルおよび信号は、以下のうちの１つまたは複数を含むことができる：ｍｍＷ同期信号、ｍｍＷブロードキャストチャネル、ｍｍＷセル基準信号、ｍｍＷビーム基準信号、ｍｍＷビーム制御チャネル、ｍｍＷビームデータチャネル、ｍｍＷハイブリッド自動再送要求（ＡＲＱ）インジケータチャネル、ｍｍＷ復調基準信号、プライマリ同期信号（ＰＳＳ）、セカンダリ同期信号（ＳＳＳ）復調基準信号（ＤＭＲＳ）、ＣＲＳ、ＣＳＩ−ＲＳ、物理ブロードキャストチャネル（ＰＢＣＨ）、物理ダウンリンク制御チャネル（ＰＤＣＣＨ）、物理ハイブリッドＡＲＱインジケータチャネル（ＰＨＩＣＨ）、拡張された物理ダウンリンク制御チャネル（ＥＰＤＣＣＨ）、およびＰＤＳＣＨ。アップリンクチャネルおよび信号は、以下のうちの１つまたは複数を含むことができる：ｍｍＷ物理ランダムアクセスチャネル（ＰＲＡＣＨ）、ｍｍＷ制御チャネル、ｍｍＷデータチャネル、ｍｍＷビーム基準信号、ｍｍＷ復調基準信号、ＰＲＡＣＨ、物理アップリンク制御チャネル（ＰＵＣＣＨ）、サウンディング基準信号（ＳＲＳ）、ＤＭＲＳ、および物理アップリンク共有チャネル（ＰＵＳＣＨ）。チャネルとｍｍＷチャネルは交換可能に使用されることができる。チャネルと信号は交換可能に使用されることができる。ＰＲＡＣＨとプリアンブルも交換可能に使用されることができる。

【0062】

１つまたは複数の実施形態では、データはデータ信号および／またはデータチャネルを意味することができ、制御は制御信号および／または制御チャネルを意味することができる。制御は、同期を含むことができる。データ／制御は、ｍｍＷデータ／制御とすることができる。データ／制御、データ／制御チャネル、および／またはデータ／制御信号は交換可能に使用されることができる。制御チャネル、制御チャネルビーム、ＰＤＣＣＨ、ｍＰＤＣＣＨ、ｍｍＷ ＰＤＣＣＨ、ｍｍＷ制御チャネル、指向性ＰＤＣＣＨ、ビーム形成制御チャネル、空間制御チャネル、制御チャネルスライス、高周波制御チャネルという用語は、交換可能に使用されることができる。データチャネル、データチャネルビーム、ＰＤＳＣＨ、ｍＰＤＳＣＨ、ｍｍＷ ＰＤＳＣＨ、ｍｍＷデータチャネル、指向性ＰＤＳＣＨ、ビーム形成データチャネル、空間データチャネル、データチャネルスライス、および高周波データチャネルという用語は、交換可能に使用されることができる。

【0063】

１つまたは複数の実施形態では、チャネルリソースは、時間、周波数、コード、および／または空間リソースなどのリソース（たとえば、３ＧＰＰ ＬＴＥまたはＬＴＥ−Ａリソース）であってもよく、それらは、少なくとも時には１つまたは複数のチャネルおよび／または信号を搬送することができる。いくつかの実施形態では、チャネルリソースは、チャネルおよび／または信号と交換可能に使用されることができる。

【0064】

ｍｍＷビーム基準信号、ビーム測定のためのｍｍＷ基準リソース、ｍｍＷ測定基準信号、ｍｍＷチャネル状態測定基準信号、ｍｍＷ復調基準信号、ｍｍＷサウンディング基準信号、基準信号、ＣＳＩ−ＲＳ、ＣＲＳ、ＤＭ−ＲＳ、ＤＲＳ、測定基準信号、測定のための基準リソース、ＣＳＩ−ＩＭ、および測定ＲＳという用語は、交換可能に使用されることができる。ｍｍＷセル、ｍｍＷスモールセル、ＳＣｅｌｌ、セカンダリセル、ライセンスアシストされたセル、ライセンスされていないセル、およびライセンスアシストされたアクセス（ＬＡＡ）セルは、交換可能に使用されることができる。ｍｍＷセル、ｍｍＷスモールセル、ＰＣｅｌｌ、プライマリセル、ＬＴＥセル、およびライセンスされたセルという用語は、交換可能に使用されることができる。

【0065】

干渉および干渉プラス雑音という用語は、交換可能に使用されることができる。

【0066】

ＷＴＲＵは、１つまたは複数の受信および／もしくは構成された周波数分割複信（ＦＤＤ）ならびに／または時分割複信（ＴＤＤ）ＵＬ／ＤＬ構成に従って、１つまたは複数のサブフレームのアップリンク（ＵＬ）および／またはダウンリンク（ＤＬ）の方向を決定することができる。ＵＬ／ＤＬとＵＬ−ＤＬは、交換可能に使用されることができる。

【0067】

１つまたは複数の実施形態では、送信電力、電力、アンテナアレイ送信電力という用語は、交換可能に使用されることができる。さらに、１つまたは複数の実施形態では、ｃｍＷおよびｍｍＷは、交換可能に使用されることができる。

【0068】

ＳＣｍＢ展開が第３世代パートナーシッププロジェクト（３ＧＰＰ）リリース１２（Ｒ１２）スモールセル展開に基づくことができるように、ｍｍＷ展開が本明細書で開示される。ｍｍＷ動作は、ＳＣｍＢおよびｍｍＷ ＷＴＲＵ（ｍＷＴＲＵ）を含む２つのネットワークノードによって実行されることができる。

【0069】

ＳＣｍＢは、ダウンリンクにおいてＬＴＥエアインターフェースと並列にｍｍＷエアインターフェースを動作させることができるＬＴＥスモールセルｅＮＢであってもよい。ＳＣｍＢは、高度なアンテナ構成およびビーム形成技法を備えていてもよく、ワイドビームパターンにおけるＬＴＥダウンリンクチャネルとナロービームパターンにおけるｍｍＷチャネルとを同時に送信してもよい。ｍｍＷアップリンク送信を伴わないｍｍＷ ＷＴＲＵをサポートするために、ＳＣｍＢは、ＬＴＥアップリンク動作における新しい機能および手順をサポートすることができる。

【0070】

ｍＷＴＲＵは、ＬＴＥとｍｍＷエアインターフェースとの両方を並列に動作させることができるＷＴＲＵであってもよい。ｍＷＴＲＵは、２つのアンテナのセットおよび付随するＲＦチェーンを有することができ、１つはＬＴＥ帯域において動作し、もう１つはｍｍＷ周波数帯域において動作する。ｍＷＴＲＵはまた、２つの独立したベースバンド処理機能を含むことができる。ｍｍＷエアインターフェースがＬＴＥシステムと類似している場合、２つのベースバンド機能は、場合によっては特定のハードウェア（ＨＷ）ブロックを共有することができる。

【0071】

アドオンｍｍＷチャネルは、異なるエアインターフェースを適用することができるｍｍＷ周波数帯域内の新しいキャリアタイプを有するＬＴＥキャリアアグリゲーションの実施形態の拡張であってもよい。ｍｍＷチャネルは、高スループットおよび／または低レイテンシトラフィックデータアプリケーションの日和見的な使用に適している場合がある。

【0072】

たとえば、システム情報更新、ページング、無線リソース制御（ＲＲＣ）およびネットワークアクセス層（ＮＡＳ）シグナリング（シグナリング無線ベアラ）、ならびにマルチキャストトラフィックを含む制御シグナリングは、ＬＴＥチャネル内で搬送されることができる。さらに、特定のｍｍＷ Ｌ１制御シグナリングは、ＬＴＥチャネル内で搬送されることができる。

【0073】

高い伝播損失、特にｍｍＷ周波数帯域における見通し外接続（ＮＬＯＳ）環境のために、ＳＣｍＢおよびｍＷＴＲＵの一方または両方は、たとえば、高スループットおよび低レイテンシデータ送信のための十分なリンクバジェットを確保するために、ナロービーム形成を使用することができる。

【0074】

特定のシナリオでは、ナロービームのペアリングを送信および受信することが重要になる場合がある。たとえば、送信機と受信機の両方において操縦可能な１０°ビーム幅および２４．５ｄＢｉホーンアンテナを使用する都市部における２８ＧＨｚおよび３８ＧＨｚでは、最大２００メートルのセル半径を有する一貫したカバレッジが達成されることができる。

【0075】

上述されたように、キャリア周波数が高くなるにつれてより顕著になるので、高いキャリア周波数（たとえば、６ＧＨｚを上回る）において動作するシステムは、２０〜３０ｄＢの経路損失を補償するためにビーム形成（アナログ、デジタル、またはハイブリッド）を使用する必要がある場合がある。ビーム形成は、送信機および／または受信機において使用されることができる。最も高いビーム形成は、送信機と受信機の両方がビーム形成を使用し、ビーム方向が整合されている（たとえば、送信機と受信機のビームがペアになっている）ときに達成されることができる。送信ビーム幅および受信ビーム幅は、フェーズドアレイアンテナ（ＰＡＡ）のアンテナ素子のタイプ、サイズ、および数の関数として決定されることができる。

【0076】

図２は、ＳＣｍＢ展開システム２００の例を示す。ＳＣｍＢおよびｍＷＴＲＵによってそれぞれ使用されるダウンリンク送信ナロービームおよびダウンリンク受信ナロービームに加えて、セルサーチ、ランダムアクセス、セル選択／再選択等を含むＬＴＥ動作にもブロードビームパターン（ワイドビーム）も適用されることができる。たとえば、図２に示されるように、第１のｍＷＴＲＵ２０２および第２のｍＷＴＲＵ２０４は、ＳＣｍＢ２０６と通信する。ＳＣｍＢは、ｍＷＴＲＵ２０２および２０４のうちの１つまたは複数へ信号を送信するために、ダウンリンクワイド送信ビーム２１０およびダウンリンクナロー送信ビーム２１２ａおよび２１２ｂを使用することができる。第１のｍＷＴＲＵ２０２および第２のｍＷＴＲＵ２０４は、ワイド送信ビーム２１０を使用してＳＣｍＢによって送信された信号を受信するために、それぞれダウンリンクワイドビーム２１４および２１５を使用することができる。さらに、第１のｍＷＴＲＵ２０２および第２のｍＷＴＲＵ２０４は、ワイド送信ビーム２１０内に存在するダウンリンクナロービーム２１６ａおよび２１６ｂをそれぞれ使用することができ、ナロー送信ビーム２１２ａおよび２１２ｂをそれぞれ使用してＳＣｍＢによって送信された信号を受信するために使用される。ダウンリンク受信ナロービーム（たとえば、２１６ａまたは２１６ｂ）がダウンリンク送信ナロービーム（たとえば２１２ａおよび２１２ｂ）と整合されるとき、受信ナロービームおよび送信ナロービームは「ペアになっている」と呼ばれ、Ｔｘ−Ｒｘビームペアを形成する。

【0077】

図３は、周波数（上）と空間フィルタリング（下）との比較を示す。ｍＷＴＲＵ受信ビーム形成は、図３に示されるナロー空間フィルタリングと見なされることができる。空間フィルタリングまたは角度フィルタリングの効果をよりよく実証するために、周波数領域フィルタリングとの比較も図３に示されている。

【0078】

周波数フィルタリングが望ましくない周波数成分を除去する方法と同様の手法では、空間フィルタリングは、ｍＷＴＲＵがナロー受信ビームによってキャプチャされた異なる角度方向においてチャネルインパルス応答を検出することを可能にすることができる。これは、そのビーム幅の外側にある角度の到来経路を除外することによって、フラットな有効チャネルをもたらす可能性がある。ＬＴＥ ＷＴＲＵは、全指向性受信ビームパターンを有すると仮定されることができ、その結果、角度領域全体にわたって重畳されたチャネルインパルス応答を知覚することができる。したがって、整合されたｍｍＷの送信ビームおよび受信ビームのペアは、現在のＬＴＥシステムと比較して、角度領域において追加の自由度を提供することができる。

【0079】

したがって、たとえばダウンリンクシステム設計などのｍｍＷシステムは、物理層１（Ｌ１）制御シグナリングを含むことができるセルラーシステム手順に指向性（たとえば、ナロー送信ビームおよび受信ビームのペアの指向性）を統合すること、データスケジューリング、ナロービームペアリング、ビーム測定、Ｌ１制御情報フィードバック等に焦点を当てることができる。

【0080】

例示的なｍｍＷシステムパラメータおよび仮定が本明細書に開示される。これらのパラメータおよび仮定は変更する可能性がある。これらのパラメータおよび仮定は、限定することが意図されるものではなく、例示的なｍｍＷシステムの１つの可能なパラメータおよび仮定のセットを示すために役立つ。

【0081】

キャリア周波数は２８ＧＨｚとすることができる。これは例示的なシステム数値のために意図されているが、本明細書に開示された実施形態は、３８ＧＨｚ、６０ＧＨｚ、７２ＧＨｚなどの他のｍｍＷ周波数に拡張されることができる。システム帯域幅は、最大１ＧＨｚまで変化する可能性があり、より高い帯域幅に集約される。推定される二乗平均平方根（ＲＭＳ）遅延拡散は、ナロービームパターンを有する１００〜２００ナノ秒とすることができる。必要なレイテンシは、１ミリ秒（ｍｓ）とすることができる。波形は、ＯＦＤＭベースであってもよく、ブロードバンドシングルキャリアベースであってもよい。ｍｍＷアドオンチャネルと２つの別個のアンテナを備えたＬＴＥスモールセルｅＮＢと、２つの異なるアンテナソリューションに接続されたＲＦチェーンを使用して、接続が利用可能であってよい。例示的なデータレートは、少なくとも９５％のｍＷＴＲＵに対してＤＬ最小値３０メガビット（Ｍｂｉｔ）／秒を達成することができる。モビリティは、３ｋｍ／時でのデータ接続のための最適化されたデータであってよく、３０ｋｍ／時での接続を維持する。カバレッジは、１００ｍ未満のセル半径でデータレートとモビリティ要件を満たすことができる。

【0082】

システムのフレーム構造は、適用される波形に依存することがある。たとえば、低レイテンシを達成するために、１００マイクロ秒などの送信時間間隔（ＴＴＩ）の長さが使用されることができる。たとえば、高いデータレートを達成するために、５０ＭＨｚから２ＧＨｚの範囲内にあるものなどのシステム帯域幅が使用されることができる。

【0083】

１つまたは複数の実施形態では、ＯＦＤＭフレーム構造が利用されることができる。ＯＦＤＭベースの波形のｍｍＷフレーム構造は、ＬＴＥチャネルとｍｍＷチャネルとの間の調整において柔軟性を提供し、場合によってはｍＷＴＲＵデバイスにおける共通の機能ブロック共有を可能にする可能性がある。本明細書に例が提示される。

【0084】

ｍｍＷのサンプリング周波数は、１．９２ＭＨｚのＬＴＥ最小サンプリング周波数の整数倍として選択されることができ、ｍｍＷのＯＦＤＭサブキャリア間隔Δｆを、１５ｋＨｚのＬＴＥサブキャリア間隔の整数倍、すなわちΔｆ＝１５^*Ｋ ｋＨｚにすることができる。整数倍Ｋおよび結果として生じるΔｆの選択は、ドップラーシフトに対する感度、異なるタイプの周波数エラーおよびチャネル時間分散を除去する能力を考慮に入れることができる。サブキャリア間の直交性は劣化し、サブキャリア間隔に比例してドップラーシフトが増加するとサブキャリア間干渉（ＩＳＩ）が増加することがある。

【0085】

たとえば、３０ｋｍ／時および２８ＧＨｚでの最大ドップラーシフトは７７８Ｈｚである。Ｐｏｌｙ Ｎｅｗ Ｙｏｒｋ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ（ＮＹＵ）による密集した都市部における最新の２８ＧＨｚチャネル時間分散測定値は、ＲＭＳ遅延拡散δが最大２００メートルのセル半径から１００ナノ秒と２００ナノ秒との間であることを示している。９０％コヒーレンス帯域幅は、１００ｋＨｚの１／５０δおよび１ＭＨｚの１／５δにおける５０％コヒーレンス帯域幅（［１５］）で推定されることができる。

【0086】

したがって、１００ｋＨｚと１ＭＨｚとの間のサブキャリア間隔Δｆは、妥当であるとすることができる。３００ｋＨｚ（Ｋ＝２０）のサブキャリア間隔は、ドップラーシフトおよび他のタイプの周波数エラーに対して堅牢であり、実装形態の複雑度を大幅に低減することができる。対応するシンボル長（１／Δｆ）は３．３３マイクロ秒である。

【0087】

シンボル間干渉を除去するためにチャネル時間分散の全長にわたるために、通常サイクリックプレフィックス（ＣＰ）長が必要とされる。一方、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）は有用なデータを搬送しないので、長いＣＰは過度のシステムオーバーヘッドを引き起こす可能性がある。３．３３マイクロ秒のＴ_symbolについてのＣＰ長の１つの例は、Ｔ_symbolの１／１４において選択される可能性があり、Ｔ_CP／（Ｔ_CP＋Ｔ_symbol）によって計算されるように、０．２４マイクロ秒および対応するＣＰオーバーヘッドが７％である。

【0088】

低レイテンシを達成するために、ｍｍＷ送信のＴＴＩ長は、ＬＴＥシステムの１ミリ秒のＴＴＩ長と比較して大幅に短縮されることができる。ＬＴＥ １ミリ秒のサブフレームタイミングに整合させるために、１ミリ秒のｍｍＷサブフレーム長を有することが有益であってよい。しかし、ｍｍＷサブフレームは、長さがサブキャリア間隔、シンボル長、ＣＰ長、ＦＦＴサイズなどの他のパラメータに結びつけられた、複数のｍｍＷ ＴＴＩを含むことができる。

【0089】

すべての考慮事項を考慮に入れて、４ｘチャネル遅延拡散を使用する保守的なＣＰ長の例が表１に要約される。ＣＰ長選択は、すべての潜在的なｍｍＷ周波数帯域にわたる遅延拡散が２００ナノ秒よりも低いという仮定に基づいている点に留意されたい。

【0090】

【表1】

【0091】

図４は、例示的ＯＦＤＭベースのフレーム構造を示す。この例では、システム帯域幅は１ＧＨｚであり、対応するシンボル長が３．３３マイクロ秒である３００ｋＨｚのサブキャリア間隔が使用される。０．８３３マイクロ秒に等しいＴ_symbolの１／４のＣＰ長の例が使用される。したがって、図４は、１ＧＨｚのシステム帯域幅にわたるＯＦＤＭフレーム構造４００の図を示す。図４に示されるＯＦＤＭベースのフレーム構造４００によれば、フレーム４０２は１０個のサブフレームを含み、各サブフレームは１０個のスロットを含み、各スロットは２４個のシンボルを含む。ＯＦＤＭベースのフレーム構造４００は、たとえば、３．３３マイクロ秒の対応するシンボル長（Ｔ_symbol）を有する３００ｋＨｚのサブキャリア間隔を有することができる。シンボル間干渉を除去するために、ＣＰ長がチャネル時間分散の全長にわたる場合があることを考慮すると、３．３３マイクロ秒のＴ_symbolに対するＣＰの一例は、Ｔ_symbolの１／４（すなわち、０．８３３マイクロ秒）において選択されることができる。この例示的な数値は、対応する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）長を有する６ＧＨｚを上回るシステム帯域幅（たとえば、５０ＭＨｚから２ＧＨｚ）の範囲に対して使用されることができる。

【0092】

本明細書で開示されたフレーム構造および実施例は、ＯＦＤＭベースのＬＴＥスモールセルネットワークに容易に組み込まれることができるＯＦＤＭベースのｍｍＷ波形を仮定している。しかしながら、以降のセクションにおいて開示されるシステム手順設計は、この特定のフレーム構造に限定されず、他の波形候補に適用されることができる。

【0093】

例示的なｍｍＷ物理チャネルが本明細書で開示される。ＳＣｍＢ展開は、既存のＬＴＥ物理チャネルに加えて、本明細書に記載されるように、新しいｍｍＷ物理層チャネルおよび基準信号を使用することができる。

【0094】

ビーム特定基準信号（ＢＳＲＳ）は、ビーム取得、タイミング／周波数同期、物理ダウンリンク指向性制御チャネル（ＰＤＤＣＣＨ）のチャネル推定、ビーム追跡および測定などに使用される送信ビームごとに送信されるユニークシーケンスであってもよい。それは、ＢＳＲＳシーケンスインデックスを含むビーム識別情報を暗黙的に搬送することができる。異なるタイプのＢＳＲＳが存在する可能性がある点に留意されたい。ＢＳＲＳリソース割り当ては、あらかじめ定義されてもよい。

【0095】

適応アンテナ基準信号（ＡＡＲＳ：adaptive antenna reference signal）は、１つのアンテナポートに固有のビームペア測定のためにスケジューリングされ、動的に送信されるユニークシーケンスであってもよい。それは、ビーム識別情報をシーケンスインデックスに暗黙的に埋め込んでもよく、同じ情報を含むスモールペイロードを搬送してもよい。

【0096】

物理ダウンリンク指向性データチャネル（ＰＤＤＤＣＨ）は、関連付けられるＰＤＤＤＣＨを正確に識別し、復調し、復号するために、ｍＷＴＲＵに関するすべてのデータ関連制御情報を搬送することができる。ＰＤＤＣＣＨは、ｍｍＷナロービームまたはブロードビームにおいて搬送されることができ、異なる多元接続を適用することができる。

【0097】

たとえば、セクタまたはセルをカバーするダウンリンクｍｍＷブロードビームにおいて送信される共通ＰＤＤＣＣＨと、ｍＷＴＲＵ固有のデータ送信が進行中のときにナロービームペアにおいてのみ送信される専用ＰＤＤＣＣＨとがあってよい。専用ＰＤＤＣＣＨは、それの関連付けられるＰＤＤＤＣＨのためのスケジューリング情報をＴＴＩ単位で搬送することができ、ビーム固有の情報を搬送しないことができる。共通ＰＤＤＣＣＨは、セクタ／セグメント識別またはビーム識別を含むセル固有の情報を含むことができる。さらに、ｍＷＴＲＵは、後にナロービームデータ送信を開始するために、ナロービームペアリング手順のためにスケジューリングされているかどうかを決定するために、共通のＰＤＤＣＣＨを読み出すことができる。

【0098】

ＰＤＤＤＣＨは、ｍｍＷ ＭＡＣ層からＭＡＣ ＰＤＵの形態で受信されたペイロード情報を搬送することができる。このチャネルの完全なリソース割り当ては、ＰＤＤＣＣＨにおいて搬送されるダウンリンクスケジューリング情報によって決定される。ｍＷＴＲＵを対象とするＰＤＤＤＣＨは、送信（Ｔｘ）ナロービームにおいて送信され、適切にペアになっている受信（Ｒｘ）ナロービーム、たとえばナロービームペアにおいて受信されることができる。この空間的分離により、異なるビームペアにおける異なるＷＴＲＵのＰＤＤＤＣＨは、時間、周波数、またはコードリソースを再使用することができる。複数のＰＤＤＤＣＨはまた、時間、周波数、またはコード領域における多元接続を使用して１つのビームペアにおいて動作することができる。さらに、共通のＰＤＤＤＣＨは、共通のＰＤＤＣＣＨに関連付けられるブロードｍｍＷアンテナパターンにおいてデータを搬送するために使用されることができる。

【0099】

復調基準信号（ＤＭＲＳ）は、ＰＤＤＤＣＨのチャネル推定のために送信に埋め込まれたシンボルを含むことができる。それらは、チャネルの正しい補間および再構築を確実にするために、あらかじめ定義されたパターンに従って時間領域および周波数領域の両方に配置される。

【0100】

ナロービームペアにおけるチャネルおよび基準信号は、同一にビーム形成され、１つの物理的なアンテナポートを介して送信されると考えられる。これらのチャネルの送信の指向性が与えられた場合、ブロードキャストまたはマルチキャスト情報を搬送することは、最適なアプリケーションではない可能性がある。したがって、ｍｍＷのダウンリンクデータ送信を伴うＳＣｍＢ展開は、図５に示されるようなｍｍＷチャネルとのチャネルマッピングを採用することができる。具体的には、図５は、ｍｍＷダウンリンク論理チャネル、トランスポートチャネル、および物理チャネルのチャネルマッピングを示す図であり、ｍｍＷチャネルは陰影で示されている。マッピングは、多重化およびハイブリッド自動再送要求（ＨＡＲＱ）制御機能を有するマルチメディアブロードキャストマルチキャストサービス（ＭＢＭＳ）／マルチキャスト−ブロードキャストシングル周波数ネットワーク（ＭＢＳＦＮ）シングルセル５００に接続された様々なチャネルを示す。

【0101】

ダウンリンク論理チャネルは、ＰＣＣＨ−ページング制御チャネル、ＢＣＣＨ−ブロードキャスト制御チャネル、ＣＣＣＨ−共通制御チャネル、ＤＣＣＨ−専用制御チャネル、ＤＴＣＨ−専用トラフィックチャネル、ＭＣＣＨ−マルチキャスト制御チャネル、およびＭＤＣＨ−マルチキャストデータチャネルを含む。

【0102】

ダウンリンクトランスポートチャネルは、ＰＣＨ−ページングチャネル、ＢＣＨ−ブロードキャストチャネル、ＤＬ−ＳＣＨ−ダウンリンク共有チャネル、ＭＣＨ−マルチキャストチャネル、およびＤＬ−ＤＤＣＨ−ダウンリンク指向性データチャネルを含む。

【0103】

ダウンリンク物理チャネルは、ＰＢＣＨ−物理ブロードキャストチャネル、ＰＤＳＣＨ−物理ダウンリンク共有チャネル、ＰＭＣＨ−物理マルチキャストチャネル、ＰＤＤＤＣＨ−物理ダウンリンク指向性データチャネル、ＰＤＣＣＨ−物理ダウンリンク制御チャネル、ＥＰＤＣＣＨ−拡張された物理制御チャネル、ＰＨＩＣＨ−物理ＨＡＲＱインジケータチャネル、ＰＣＦＩＣＨ−物理制御フォーマットインジケータチャネル、およびＰＤＤＣＣＨ−物理ダウンリンク指向性制御チャネルを含む。

【0104】

ｍＷＴＲＵは、短波長がデバイス設計のコンパクトなフォームファクタを可能にするｍｍＷ周波数における高い経路損失を補償するために必要なビーム形成利得を達成するために、位相アンテナアレイを使用することができる。理論上の性能分析においては０．５λの素子間隔が通常使用されるが、実際には０．７λなどの大きい間隔が適用されてもよい。

【0105】

次に図６を参照すると、図６は、１つまたは複数の実施形態による完全にデジタル化されたビーム形成システム６００を示す図を示す。たとえば０．５λの素子間隔を有するビーム形成のために、位相アンテナアレイ（ＰＡＡ）が使用されることができる。位相アンテナは、異なるビーム形成アルゴリズムを適用することができる。完全にデジタル化されたビーム形成手法は、アンテナ素子６０３ごとにＲＦプロセッサ６０１およびアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）６０２を含む専用ＲＦチェーンを有することができる。各アンテナ素子６０３によって処理された信号６０４は、チャネル容量を最適化するために、位相および振幅において独立して制御されることができる。ベースバンド（ＢＢ）プロセッサ６０５は、各ＡＤＣ６０２から受信した信号に基づいて、各専用ＲＦチェーンに対してＢＢ処理を実行するように構成される。

【0106】

このように、図６に示される構成は、アンテナ素子と同じ数のＲＦチェーンとＡＤＣを備えている。非常に高い性能を提供する一方、このｍＷＴＲＵアンテナ構成は、実装形態に非常に高いコストと複雑度を課し、動作中に高いエネルギー消費を引き起こす可能性がある。したがって、完全にデジタル化されたビーム形成は、ｍＷＴＲＵ実装形態の最初のロールアウトでは採用されない可能性があり、将来的には高度な技術で実現可能になる可能性がある。

【0107】

次に図７を参照すると、図７は、１つまたは複数の実施形態によるアナログビーム形成システム７００を示す図を示す。この実施形態では、アナログビーム形成は、１つのＰＡＡと１つのＲＦチェーンとを備えていてもよい。アナログビーム形成は、信号７０４を処理するいくつかのアンテナ素子７０３に対して１つのＲＦチェーンを適用することができる。各アンテナ素子７０３は、ビーム形成およびステアリングのための重みを設定するために使用されることができる位相シフタ７０６に接続されてもよい。ＲＦチェーンはさらに、ＲＦプロセッサ７０１と、ＢＢプロセッサ７０５に出力を提供するＡＤＣ７０２とを含む。実装されたＲＦチェーンの数、ならびにエネルギー消費は、大幅に削減されることができる。

【0108】

この場合、各アンテナ素子における信号の位相のみが、ビーム形成において調整される点に留意されたい。位相シフトおよび組合せは、異なる段階（たとえば、ＲＦ状態、ＢＢアナログ段階、またはローカル発振器（ＬＯ）段階）で実装されてもよい。１つの例は、シングルビームアナログ構成である。一度に１つのビームを動作させることができ、シングルビームは、たとえば、ビーム測定から得られる見通し内（ＬＯＳ）経路などの最も強い角度方向に配置されることができる。ブロードビームパターンは、低減されたビーム形成利得を犠牲にして、角度方向の範囲をカバーすることができる。さらに、各例示的なソリューションは、信号損失、位相エラー、電力消費などの点で評価されてもよい。

【0109】

ｍＷＴＲＵアナログビーム形成アルゴリズムは、固定されたコードブックベースのビーム形成および連続位相シフトビーム形成を含むことができる。

【0110】

たとえば、固定されたコードブックベースのビーム形成を使用して、ビームのグリッドは固定されたビームのセットから構成される。各ビームは、あらかじめ定義されたコードブックｖ∈｛ｖ₁、ｖ₂、ｖ₃．．．ｖ_N｝から選択されたビーム形成重みベクトルｖを適用するｍＷＴＲＵによって形成され、Ｎは固定されたビームの数を示す。各ベクトルは、すべての位相シフタについてあらかじめ較正された位相シフトを含むことができ、したがって固有のアナログビーム方向、すなわち「ビーム」を表す。ビームの数は、ビーム形成および所望のカバレッジの半電波強度ビーム幅（ＨＰＢＷ）に依存することができる。

【0111】

連続位相シフトビーム形成を使用して、各位相シフタの所望の重みが、推定された短期チャネル情報に基づいて計算され、位相シフタに適用するために高解像度デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）を使用して変換されることができる。連続位相シフトビーム形成は、チャネル条件を追跡するために、連続的で適応性のあるビーム形成を提供することができる。アルゴリズムは、増加されたマルチパス、高い角度拡散、および低いＷＴＲＵモビリティを有するシナリオにおいて良好に実行することができる。

【0112】

デジタル化されたビーム形成とアナログビーム形成の両方を組み合わせることで、ｍＷＴＲＵはハイブリッド手法を採用することができる。この手法は、それぞれが位相シフタに関連付けられ、すべてが１つのＲＦチェーンに接続された位相アレイアンテナ素子にわたって実行されるアナログビーム形成を含むことができる。この手法は、複数のＲＦチェーンが存在する場合、各ＲＦチェーンのベースバンド信号に適用されるデジタルプリコーディングをさらに含むことができる。ＭＩＭＯ実施形態は、デジタルプリコーディングを使用して実装されてもよい。

【0113】

ハイブリッドビーム形成の基本システムパラメータは、いくつかのデータストリーム（ＮＤＡＴＡ）、いくつかのＲＦチェーンＴＲＸ（ＮＴＲＸ）、いくつかのアンテナポート（ＮＡＰ）、いくつかのアンテナ素子（ＮＡＥ）、およびいくつかの位相アンテナアレイ（ＮＰＡＡ）を含むことができる。これらのパラメータの構成は、本明細書で開示されるシステム機能および性能に影響を与えることができる。１つまたは複数の実施形態では、パラメータは、以下のように構成されることができる：Ｎ_PAA≦Ｎ_AP≦Ｎ_TRX≦Ｎ_AE。

【0114】

１つのＰＡＡは複数のアンテナ素子から構成されてもよく、たとえば、４×４サイズのＰＡＡは１６個のアンテナ素子を有する。アンテナポートは、アンテナポート上のシンボルが搬送されるチャネルが、同じアンテナポート上の別のシンボルが搬送されるチャネルから推論されることができるように、定義されてもよい。アンテナポートごとに１つのリソースグリッドがある。参考として、ＬＴＥ Ｒ１２アンテナポート構成がここに示される。セル固有の基準信号は、１つ、２つ、または４つのアンテナポートの構成をサポートすることができ、アンテナポートｐ＝０、ｐ∈｛０，１｝およびｐ∈｛０，１，２，３｝上でそれぞれ送信される。ＭＢＳＦＮ基準信号は、アンテナポートｐ＝４上で送信される。ＰＤＳＣＨに関連付けられるＷＴＲＵ固有の基準信号は、アンテナポートｐ＝５、ｐ＝７、ｐ＝８、またはｐ∈｛７，８，９，１０，１１，１２，１３，１４｝のうちの１つまたは複数上で送信される。ＥＰＤＣＣＨに関連付けられる復調基準信号は、ｐ∈｛１０７，１０８，１０９，１１０｝のうちの１つまたは複数上で送信される。測位基準信号は、アンテナポートｐ＝６上で送信される。ＣＳＩ基準信号は、１つ、２つ、４つまたは８つのアンテナポートの構成をサポートし、それぞれアンテナポートｐ＝１５、ｐ∈｛１５，１６｝、ｐ∈｛１５，１６，１７，１８｝、およびｐ∈｛１５，１６，１７，１８，１９，２０，２１，２２｝上で送信される。各アンテナポートは、アンテナポートを識別するために使用されることができるこのアンテナポートに一意に関連付けられるビーム形成された基準信号を搬送することができる。ＲＦチェーンの数（Ｎ_TRX）がアンテナ素子の数（Ｎ_AE）に等しい、たとえば１つのアンテナ素子当たり１つのＲＦチェーンである場合、アンテナ構成は図６に示されるように完全にデジタル化されたソリューションになる。

【0115】

図７に示されるように、１つのＰＡＡは１つのＲＦチェーンに接続されてもよく、図８に示されるように、システム要件および構成に応じて複数のＲＦチェーンに接続されてもよい。図８は、１つのＰＡＡおよび２つのＲＦチェーンを有するｍＷＴＲＵアナログビーム形成システム８００を示す。１つのアンテナポートは、アンテナポートを識別するために使用されることができるこのアンテナポートに一意に関連付けられるビーム形成された基準信号を搬送することができる。１つのＰＡＡは、システム要件および構成に応じて、１つのＲＦチェーンに接続されてもよく、複数のＲＦチェーンに接続されてもよい。図８において、信号８０４を受信するための１６個のアンテナ素子８０３を有するサイズ４×４の１つのＰＡＡは、２つのＲＦチェーンに接続されることができ、各ＲＦチェーンは、１６個の位相シフタ８０６ａおよび８０６ｂのセットを有することができる。ＰＡＡは、方位面において＋４５度および−４５度のカバレッジ内に２つのナロービームパターンを形成することができる。この構成では、Ｎ_PAA＜Ｎ_AP＝Ｎ_TRX＜Ｎ_AEである。各ＲＦチェーンは、ＲＦプロセッサ８０１ａまたは８０１ｂと、ＢＢプロセッサ８０５に出力を提供するＡＤＣ８０２ａまたは８０２ｂとをさらに含む。

【0116】

図９は、２つのＰＡＡがあり、各ＰＡＡが専用ＲＦチェーンを有する別の例を示しており、たとえば、Ｎ_PAA＝Ｎ_AP＝Ｎ_TRX≦Ｎ_AEである。具体的には、図９は、２つのＰＡＡおよび２つのＲＦチェーンを有するアナログビーム形成システム９００を示す図を示す。各ＰＡＡは、信号９０４ａおよび９０４ｂを受信するためのアンテナ素子９０３ａおよび９０３ｂのセットをそれぞれ有することができる。各アンテナ素子９０３ａ、９０３ｂは、位相シフタ９０６ａ、９０６ｂにそれぞれ接続されてもよい。各専用ＲＦチェーンは、ＲＦプロセッサ９０１ａ、９０１ｂと、ＢＢプロセッサ９０５に出力を提供するＡＤＣ９０２ａ、９０２ｂとを含むことができる。この構成は、ＰＡＡを異なる方向（たとえば、方位面）に配置することによって、２つの同時信号９０４ａと９０４ｂとの間の空間的独立性を可能にすることができる。整合されたＰＡＡ構成は、図８の構成と比較して集約されたより大きいカバレッジを提供することができる。２つのＲＦチェーンを有する両方の構成は、２つのデータストリームを有する多入力多出力（ＭＩＭＯ）を適用することができる。

【0117】

次に図１０を参照すると、図１０は、信号１００４ａおよび１００４ｂを受信するためのアンテナ素子１００３ａおよび１００３ｂのセットをそれぞれ有する２つのＰＡＡを有するアナログビーム形成システム１０００を示す図を示す。したがって、この構成では、Ｎ_AE＞Ｎ_PAA＞Ｎ_AP＝Ｎ_TRXとなる。各アンテナ素子１００３ａ、１００３ｂは、位相シフタ１００６ａ、１００６ｂにそれぞれ接続されてもよい。ＰＡＡは、スイッチ１００８、ＲＦプロセッサ１００１、およびＢＢプロセッサ１００５に出力を提供するＡＤＣ１００２を含む単一のＲＦチェーンに接続される。スイッチ１００８を使用することによって、複数のＰＡＡは単一のＲＦチェーンに接続されることができる（すなわち、Ｎ_AE＞Ｎ_PAA＞Ｎ_AP＝Ｎ_TRX）。各ＰＡＡは、方位面において＋４５度から−４５度までをカバーするナロービームパターンを形成することができる。これらは、別々の方向に向けられることができるので、シングルビームのネットワークノードは、異なる時間インスタンスにおいて異なる方向のビームを使用することによって良好なカバレッジを有することができる。

【0118】

別の実施形態によれば、システムパラメータは以下のように構成されることができる。Ｎ_DATA≦Ｎ_TRX≦Ｎ_AE。したがって、Ｎ_DATA＝Ｎ_TRX＝１である場合、ｍＷＴＲＵはシングルビーム構成を有し、一度に１つのビームを動作させることができる。この構成の下でのｍＷＴＲＵビーム形成は、最も強い角度方向において１６×１６のＰＡＡについて、図１１Ａおよび図１１Ｂに示されるようなナロービームパターンを形成することができる。具体的には、図１１Ａおよび図１１Ｂは、ビーム測定から得られたＬＯＳ経路を示す、２次元（２Ｄ）ナロービームパターンおよび３次元（３Ｄ）ナロービームパターンを示す。ここでは、最も強い角度方向にナロービームを形成する。

【0119】

図１２は、３Ｄのブロードサイドのブロードビームパターンを示す。ｍＷＴＲＵは、その間の強いものと弱いものとの両方を含む連続的な角度方向の範囲をカバーするために、ブロードビームパターン、たとえば、図１２に示されるようなワイドメインローブを形成することができる。しかしながら、ブロードビームパターンでアンテナ利得が大幅に低減される場合があり、リンクバジェットが悪化する可能性がある点に留意されたい。

【0120】

Ｎ_DATA＝１＜Ｎ_TRXである場合、たとえば、Ｎ_TRX＝２の場合、ｍＷＴＲＵは２つの同時受信ビームパターンを有することができ、受信ビームパターンは異なる可能性があり、また異なるアプリケーションにも使用されることができる。ｍＷＴＲＵは、１つのデータストリームを受信するために、異なる角度の到来方向に２つのナロー受信ビームパターンを配置することができる。たとえば、空間ダイバーシティを利用し、閉塞効果および／または弱いＬＯＳ状態を緩和するために、コヒーレントなビーム結合が使用されることができる。ｍＷＴＲＵは、異なるアプリケーションのために、１つのナロー受信ビームと１つのブロード受信ビームを形成することができる。たとえば、データチャネルのデータ送信のためにナロー受信ビームが使用されてよく、制御チャネルの制御シグナリングのためにブロード受信ビームが使用されてよい。１＜Ｎ_DATA＝Ｎ_TRXである場合、たとえば、送信機は、高いＳＮＲチャネル状態において容量を増加させるためにＭＩＭＯを適用することができる。さらに、ｍＷＴＲＵは、２つのデータストリームを並列に受信するために、２つのナロー受信ビームパターンを異なる角度の到来方向に配置することができる。

【0121】

同様に、ＳＣｍＢビーム形成実施形態は、固定されたビーム、適応ビーム形成（たとえば、コードブックベースおよび非コードブックベースのビーム形成）および古典的ビーム形成（たとえば到着方向（ＤｏＡ）推定）を含むこともできる。各実施形態は、異なる手順を必要とし、特定のシナリオにおいてうまく機能することができる。たとえば、ＤｏＡ推定はより小さい角度拡散を必要とする場合があり、ｍＷＴＲＵはＤｏＡ精度を保証するためにＬＴＥアップリンク基準信号を送信する必要がある場合がある。一方、固定されたビームシステムは、ビームサイクリングおよびスイッチ手順を必要とする場合がある。

【0122】

本明細書で以下の例示的な実施形態において開示されるｍＷＴＲＵアンテナ構成およびビーム形成は、図７に示されるようなアナログビーム形成を伴うシングルビームｍＷＴＲＵアンテナ構成に基づく点に留意されたい。

【0123】

背景として、ワイヤレス通信システムのスループットは、ＬＴＥおよびＷｉ−Ｆｉに導入された新しい技術により大幅に増加されている。しかしながら、これらの技術は、Ｇｂｉｔｓ／秒のスループットと１ミリ秒のレイテンシを必要とする将来のアプリケーションの要求を満たすために十分ではない。したがって、５Ｇとして知られる新しい無線アクセス技術の研究がすでに始まっている。

【0124】

５Ｇ ＲＡＴの重要な構成要素のうちの１つは無線波形である。ＯＦＤＭは、周波数選択性チャネルをより小さいフラットフェージングサブチャネルに変換することが簡単であるため、ＬＴＥおよびＷｉ−Ｆｉに使用されており、サブチャネルごとに１タップの等化を可能にしている。離散フーリエ変換（ＤＦＴ）拡散ＯＦＤＭ（ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ）は、拡散信号をサブチャネルにロードする前に、データシーケンスをＤＦＴで拡散することによって、ＯＦＤＭのピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）を改善する。

【0125】

ＯＦＤＭとＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭの両方は、チャネル遅延拡散のために生じる場合があるシンボル間干渉（ＩＳＩ）を防止し、周期性を保証するために、サイクリックプレフィックス（ＣＰ）を付加する。ＣＰの長さは固定されており、チャネルの最大遅延拡散のための大きさになっている。これは、チャネルの遅延拡散がＣＰよりも小さいときにスペクトル効率の損失をもたらす可能性がある。チャネルのＲＭＳ遅延拡散の分散が大きい場合、損失が顕著になることがある。たとえば、ｍｍＷチャネルでは、遅延拡散は、ＬＯＳ状態の屋内チャネルについては４ナノ秒を下回り、屋内のＮＬＯＳ状態については最大７０ナノ秒であってよい。ＣＰサイズを変更することは、サブフレーム内のＯＦＤＭシンボルの数を変更することになるので、多くの異なるＣＰサイズを構成することは、固定されたサブフレーム持続時間に対して実現可能ではない。

【0126】

ＣＰによって課される制限に対処するために、以下の実施形態では、ゼロテール（ＺＴ）離散フーリエ変換（ＤＦＴ）拡散ＯＦＤＭ（ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ）およびユニークワード（ＵＷ）ＯＦＤＭなどのいくつかの波形が提供される。

【0127】

離散フーリエ変換（ＤＦＴ）拡散ＯＦＤＭ（ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ）は、ＯＦＤＭと組み合わせられてよく、多元接続方式で使用される柔軟性を有するシングルキャリア（ＳＣ）のような送信方式であり、これは、共有通信リソースへの複数のユーザの割当てを扱い、チャネル変動に対する波形の迅速な適合を有し、ＣＳＩが送信機において利用可能であるときに有効な適応変調および符号化（ＡＭＣ）を有する。ＯＦＤＭなどのマルチキャリア送信方式と比較して、ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭの主な利点は、瞬間的な送信電力の変動が低減されることであり、増加された電力増幅器の効率可能性を示唆する。各サブキャリアは、重畳されたＤＦＴ拡散データシンボルの一部を搬送するので、ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭは、ＳＣ−ＦＤＭＡと呼ばれる場合がある。

【0128】

ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭは、本質的に、ＯＦＤＭよりも比較的低いピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）が達成されることができるシングルキャリア変調ブロックベースの送信方式である。周波数選択性フェージングに対する堅牢性は、周波数選択性フェージングによるシンボル間干渉を避けるためにサイクリックプレフィックス（ＣＰ）が導入されているため、ＯＦＤＭとも同等である。

【0129】

サブキャリアマッピングブロック、および逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ブロックと呼ばれる場合がある逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）ブロックの前に、ＤＦＴ拡散ブロックを用いて、ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭは、ＯＦＤＭの利点を低ＰＡＰＲ送信信号と組み合わせる効果的な方法であることがわかる。具体的には、アップリンク多元接続システムに適用されるＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ送信の原理が説明され、それによって、複数のユーザが、周波数領域シンボルを得るためにＤＦＴブロックを介して独立してそれらの時間領域シンボルを変換する。次いで、各ユーザは、サブキャリアマッピングブロックを介してその周波数領域シンボルをシステムスペクトル全体のあらかじめ割り当てられた部分にマッピングし、続いて一般的なＯＦＤＭ送信のようにＩＤＦＴ（ＩＦＦＴ）およびＣＰ挿入を行う。各サブキャリアは、重畳されたＤＦＴ拡散データシンボルの一部を搬送する。すなわち、各サブキャリアは、すべての送信されたシンボルの情報を含む。Ｍはユーザに（すなわち、ＷＴＲＵに）割り当てられたサブキャリアの数を表し、Ｎはシステム内のサブキャリアの総数である点に留意されたい。したがって、ＭサイズのＤＦＴブロックは、ＵＬ送信のためにＷＴＲＵに割り当てられたサブキャリアの数（Ｍ）に等しいサイズを有するＤＦＴブロックである。

【0130】

サブキャリアマッピングブロックによって実行されるサブキャリアマッピングは、ローカライズされたマッピングと分散されたマッピングの２つのタイプに分類されることができる。ローカライズされたマッピングでは、ＤＦＴ出力は連続するサブキャリアのサブセットにマッピングされ、それによって、それらをシステム帯域幅のごく一部に限定する。分散されたマッピングでは、入力データのＤＦＴ出力は、非連続的に帯域幅上のサブキャリアに割り当てられ、残りのサブキャリアについてはゼロ振幅をもたらす。

【0131】

いくつかのデータシンボルＮｄがＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ送信機によって送信されるべきであることを考慮する。ある場合では、ＮｄはＭに等しく、すなわち、すべてのデータシンボルがＤＦＴブロックにマッピングされる。データシンボルＮｄの送信チェーンは、最初に、直列データから、Ｍ個のサブキャリアがサブキャリアの数（Ｍ）に基づいて変調されるＭ個の並列データのシンボルに変換される。これは送信バッファ内で行われることができる。したがって、直列−並列変換器は、入力データビットＮｄの直列ストリームを取り、Ｍ個の並列ストリームをＤＦＴブロックに出力する。別の場合では、ＮｄはＭ未満である。この場合、ＤＦＴブロックの入力の一部は、ゼロ、またはいくつかの知られているシンボル、たとえば基準信号に設定されてもよい。

【0132】

ＭポイントＤＦＴ拡散（プリコーディング）は、周波数領域にわたって時間領域信号を分散するために、Ｍ個の変調されたサブキャリアに対して実行される。したがって、Ｎｄ個のデータシンボルを周波数領域に変換するために、サイズＭのＤＦＴによってＮｄ個のデータシンボル（すなわち、ある変調アルファベットからのＮｄ個の変調シンボルのブロック、たとえば、ＱＰＳＫまたは１６ＱＡＭ）に対してＤＦＴ「プリコーディング」が実行される。ＤＦＴブロックの出力はＭである。入力もまたＭであるが、Ｍ個の入力のすべてはデータであってもよく（たとえば、Ｎｄ＝Ｍの場合）、それらの一部のみであってもよい（たとえば、Ｎｄ＜Ｍの場合）。送信機ＤＦＴサイズＭおよび変調シンボルのブロックのサイズを調整することによって、ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ信号の公称帯域幅は動的に調整されることができる。

【0133】

ＤＦＴブロックから出力された変調シンボルは、サブキャリアマッピングブロックによってベースバンドスペクトルの直交サブキャリアにマッピングされる。サブキャリアマッピングは、利用可能なサブキャリアへの信号の柔軟な割り当てを可能にする。

【0134】

本明細書で使用されるように、ＩＤＦＴが逆高速フーリエ変換アルゴリズムＩＦＦＴを使用するので、ＩＤＦＴおよびＩＦＦＴは、送信機のこの構成要素に対して交換可能に使用されることができる。時間領域への変換は、ＮポイントＩＤＦＴ（ＮポイントＩＦＦＴ）によって行われる。具体的には、ＤＦＴ拡散変調信号のＭ個のポイントは、ＩＦＦＴプロセッサのＮ個のポイントに供給され、フーリエ変換は、ＯＦＤＭ信号を生成するために、各サブキャリアの直交スペクトルを結果として得られるベースバンドスペクトルに追加する。典型的には、ＩＦＦＴサイズは、信号処理の複雑度を低減するためにＦＦＴアルゴリズムを採用するために、いくつかの整数ｎに対してＮ＝２ⁿとして選択される。Ｍが偶数であり、Ｍ＜Ｎであり、ＩＦＦＴの使用されていない入力がゼロに設定されると仮定されることができる。最後に、ＯＦＤＭ信号を生成するために、ＩＦＦＴのＮ個の並列アームから結果として得られる出力が合計される。ＯＦＤＭと同様に、送信されたブロックごとにサイクリックプレフィックス（ＣＰ）が挿入されることが好ましいが、サイクリックプレフィックスの存在は、受信機側において簡単な低複雑度周波数領域等化を可能にする。

【0135】

上述のように、ＭはＮより小さくてもよく、ＩＦＦＴへの残りの入力はゼロに設定されてもよい。この場合、ＩＦＦＴの出力は、「シングルキャリア」特性を有する信号、すなわち、低い電力変動を有し、Ｍに依存する帯域幅を有する信号である。より具体的には、ＩＦＦＴの出力においてサンプリング周波数Ｆｓを有するサンプリングレートを仮定すると、送信された信号の公称帯域幅ＢＷはＢＷ＝Ｍ／Ｎ^*Ｆｓとなる。したがって、ブロックサイズＭを変化させることによって、送信された信号の瞬間的な帯域幅が変化されることができ、柔軟な帯域幅割当てが可能になる。さらに、サブキャリアマッピングブロックによってＤＦＴ出力がマッピングされたＩＦＦＴ入力をシフトすることによって、送信された信号が周波数領域においてシフトされることができる。

【0136】

ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ受信機は、直列データを並列データに変換した後、ＩＤＦＴの並列出力を直列データに変換する前に、ＦＦＴブロック、逆方向サブキャリアマッピングブロック、およびＩＤＦＴブロックを連続して使用して、上述されたＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ送信機プロセスの逆行に従う。

【0137】

ＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭは、１つまたは複数の実施形態に従って説明される。ゼロテールベースの波形は、チャネル特性から数値を分離する。ゼロテール持続時間は、ＯＦＤＭシンボル持続時間を変更することなしに、チャネル遅延拡散に動的に適合されることができる。さらに、ゼロテールは、ビーム切替え、ＤＬ／ＵＬ切替え、およびｍｍＷチャネルにおける干渉測定のギャップとして使用されることができる。

【0138】

図１３は、ＭサイズのＤＦＴ拡散ブロック１３０１と、サブキャリアマッピングブロック１３０２と、Ｎ＿ＩＦＦＴサイズのＩＦＦＴブロック１３０３とを含み、それらの各々がＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭについて同様に上述された機能を実行する、ＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ送信機１３００を示すブロック図である。さらに、ＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭにおいては、図１３に示されるように、ＤＦＴ拡散ブロックのヘッドにいくつかのゼロＮｈを、およびテールにいくつかのゼロＮｔを送ることによって、ゼロテールが生成される。上述されたように、ＤＦＴ拡散ブロックは、すべての利用可能な（割り当てられた）サブキャリアの間にデータシンボルＮｄ、Ｎｈ個のゼロ、およびＮｔ個のゼロを拡散する。したがって、入力データシンボルの数ＮｄはＭ−Ｎｔ−Ｎｈに等しく、ＭはＤＦＴ拡散ブロック１３０１のサイズを表す。具体的なキャリアマッピングを例にとると、ＤＦＴ拡散ブロック１３０１のサイズがＭであり、ＩＦＦＴブロック１３０３のサイズがＮ＿ＩＦＦＴである場合、図１４に示されるように、ＩＦＦＴの出力には、Ｍ個のデータシンボルと、各データシンボル間の（Ｎ＿ＩＦＦＴ／Ｍ−１）個の補間されたサンプルがある。

【0139】

図１４は、ゼロテール／ヘッド生成のためのメカニズムを示す。具体的には、入力Ｘ１〜Ｘ４はＭサイズのＤＦＴブロック１４０１に入力され、Ｘ１〜Ｘ４を含むいくつかの出力はＮＩＦＦＴサイズのＩＦＦＴブロック１４０２から出力される。Ｎ_IFFTまたはＮＩＦＦＴは、システム帯域幅全体にわたって実行されるＩＦＦＴサイズである。入力Ｘ２およびＸ３は、ＩＦＦＴブロック１４０２によって後に出力されるデータシンボルを表す。図１４において、ＤＦＴブロック１４０１の入力においてＸ１がゼロに設定されると、ＮＩＦＦＴサイズのＩＦＦＴブロック１４０２のＸ１（ヘッド）出力はゼロになる。同様に、ＭサイズのＤＦＴブロック１４０１の入力においてＸ４がゼロに設定されると、ＮＩＦＦＴサイズのＩＤＦＴブロック１４０２のＸ４（テール）出力はゼロになる。したがって、ＤＦＴブロック１４０１へのゼロ入力は、ＩＦＦＴの出力において信号のヘッドとテールに分散される。

【0140】

しかしながら、テールは、補間されたサンプルのために正確にゼロにならない。さらに、補間されたサンプルはデータに依存するので、ゼロテールはあるＤＦＴ−ｓシンボルと次のＤＦＴ−ｓシンボルとで異なる。したがって、周期特性は保持されず、高次変調のために高いＳＮＲでビットエラーフロアにつながる。

【0141】

要約すると、ＺＴ ＤＦＴ−ｓ ＯＦＤＭ信号の１つの欠点は、完全ではないゼロテールがＯＦＤＭ信号の周期特性を破壊し、シンボル間干渉（ＩＳＩ）を生成することである。これは、高遅延拡散チャネルにおける高い信号対雑音比（ＳＮＲ）におけるビットエラーレート（ＢＥＲ）フロアをもたらす。

【0142】

図１３に示されるＺＴソリューションは、ＤＦＴ−ｓ ＯＦＤＭのみについて定義される。したがって、ＯＦＤＭ用にＺＴを生成するための他の高複雑度のソリューションが本明細書で提供される。

【0143】

ユニークワード（ＵＷ）ＯＦＤＭは、「ユニークワード」と呼ばれる固定されたパイロットでＣＰを置き換えることによって、ＣＰに起因する波形オーバーヘッドを除去するために使用される方法である。ユニークワードは、同期、チャネル推定、および位相追跡の目的で使用されることができる。この場合、ＵＷはＩＳＩに対してガードインターバルを行い、信号の周期特性を維持するので、ＣＰは必要とされない。

【0144】

ＵＷ ＯＦＤＭを生成する１つの方法では、ＩＦＦＴブロックの出力におけるＯＦＤＭシンボルのテールがゼロに強制される。これは、ＩＦＦＴの入力において冗長信号を使用して達成されてよく、それによって、冗長信号は、データシンボルをプリコーディングすることによって生成され、サブキャリアの特定のセットにマッピングされる。冗長データに使用される電力が過剰にならないように、サブキャリアのセットが慎重に選択されるべきである。テールがゼロに強制されると、同期、チャネル推定などのタスクを容易にするために、確定的なＵＷシーケンスがゼロテールに追加されることができる。

【0145】

図１５は、１つまたは複数の実施形態による、ＵＷ ＯＦＤＭ送信機１５００を示す。変調データシンボルｄは、送信機１５００に入力される。データシンボルｄは、冗長データｒを生成する冗長データジェネレータ（Ｔ）１５０１と、置換行列（Ｐ）１５０２とに渡される。置換行列１５０２は、いくつかのデータシンボルＮｄおよびいくつかの冗長データシンボルＮｒを受信する。変調データシンボルｄおよび冗長データｒは、そのタスクがデータｄおよび冗長データｒを正しいサブキャリアにマッピングすることである置換行列１５０２と、そのタスクがガードバンドに（ゼロ個の）サブキャリアのｎｕｌｌのセットを挿入することであるブロック（Ｂ）１５０３とによって処理された後、ＩＦＦＴブロック１５０４にマッピングされる。ゼロテールを有する送信された信号は、

【0146】

【数1】

【0147】

のように書かれることができ、上式で、ブロックＢ１５０３はガードバンドにゼロ個のサブキャリアを挿入し、

【0148】

【数2】

【0149】

は、（サイズＮ＿ＩＦＦＴ×Ｎ＿ＩＦＦＴの）ＦＦＴ行列であり、上付き文字Ｈは、行列のエルミート（転置共役）を示す。式は、送信機における処理ステップを行列形式で記述し、具体的には、

【0150】

【数3】

【0151】

は、データおよび冗長シンボルの入力ベクトルに適用される置換行列を意味し、

【0152】

【数4】

【0153】

は、次のステップ、すなわち、ブロックＢ１５０３によって実行されるサブキャリアマッピング機能を記述し、これは行列乗算として表現されることもでき、

【0154】

【数5】

【0155】

は、次のステップを記述し、それはＩＦＦＴ処理である（行列乗算、すなわち、上記の第２のステップの出力として生成されたベクトルである行列入力においてベクトルをＩＦＦＴ行列に乗算することで表現されることもできる。

【0156】

【数6】

【0157】

を書くと、冗長データはｒ＝Ｔｄとして計算されることができ、上式で、

【0158】

【数7】

【0159】

である。

【0160】

ユニークワードブロック１５０５は、送信されたブロックごとにユニークワードを生成して挿入し、ＯＦＤＭ信号ＮＦＦＴは並列−直列変換器１５０６によって直列データシンボルに変換される。

【0161】

ＵＷ ＯＦＤＭ信号のＴｘおよびＲｘの複雑度は高い。リソース割り当てごとに、１５０２において使用される置換行列Ｐは、冗長サブキャリアの電力を最小にするために最適化される必要がある。これは、データを復号するために、受信機において置換行列の知識が必要とされるため、送信機における計算上の複雑さと、信号オーバーヘッドとの両方をもたらす。リソース割り当てごとに置換行列を最適化する必要があるため、周波数領域スケジューリングおよびマルチユーザのサポートは、ＵＷ−ＯＦＤＭでは困難である。

【0162】

したがって、本明細書に開示された実施形態は、数値を変更することなしに異なるチャネル遅延拡散をサポートするためにガードインターバル持続時間を動的に変化させる波形を提供することができる。実施形態は、既存のＺＴまたはＵＷ波形の１つまたは複数の欠点にさらに対処することができる。これらの実施形態は、全体的な複雑さを低減しながら、ＺＴ ＤＦＴ−ｓ ＯＦＤＭのエラーフロアを除去し、可能であればＢＥＲ性能を改善し、周波数領域スケジューリングおよびマルチユーザからＵＷ−ＯＦＤＭへの柔軟なサポートを提供することができる。本明細書で開示される実施形態は、ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭおよびＯＦＤＭベースの波形の両方をサポートする柔軟なフレームワークを定義することができる。

【0163】

本明細書で開示される実施形態は、ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ用の拡張されたＺＴソリューション（ｅＺＴ）、ＯＦＤＭ用のｅＺＴソリューション、およびＺＴ／ＵＷ波形用のシステム態様を含む。これらの実施形態は、送信機、受信機、および／またはトランシーバに、ならびにＷＴＲＵおよび／または任意のタイプの基地局（たとえばｅノードＢ（ｅＮＢ）、ｍｍＷ ｅＮＢ（ｍＢ）、スモールセルｍｍＷ ｅＮＢ（ＳＣｍＢ）等）のプロセッサと組み合わせて実装されることができ、本明細書では集合的にワイヤレス通信デバイスと呼ばれる。

【0164】

ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ用のｅＺＴソリューションは、以下のうちの１つまたは複数を提供する：正確なゼロテール世代のための反復的な手法、ｅＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭを使用するＵＷサポートを含むガードバンド挿入前の時間領域テールキャンセル、マルチユーザサポートのためにガードバンド挿入前に時間領域テールキャンセルを拡張すること、ガードバンド挿入後のＩＦＦＴ出力における時間領域テールキャンセル、最適な線形最小二乗平均誤差（ＬＭＭＳＥ）および複雑さの低減された受信機を含む受信機構造、ならびにＢＥＲ、ＰＡＰＲ、帯域外（ＯＯＢ）を含む性能メトリック。

【0165】

ＯＦＤＭ用のｅＺＴソリューションは、以下のうちの１つまたは複数を含む：正確なゼロテールキャンセルのための反復的な手法、ガードバンド挿入前の時間領域テールキャンセル、ＺＴ ＤＦＴ−ｓ手法およびＵＷ−ＺＴ手法を使用するテールキャンセル、マルチユーザサポート、ならびに性能メトリック。ＺＴ／ＵＷ波形のシステム態様がさらに開示される。

【0166】

本明細書に開示された例のセットは、既存のＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭおよびＵＷ ＯＦＤＭ波形よりも多くの利点を有することができる。ｅＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭソリューションは、ＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭと比較してテール電力を大幅に低減することができ、したがって、高ＳＮＲおよび高次変調での性能を向上させる。これは、５Ｇに期待される高いピークデータレートに到達するための重要なイネーブラである。ｅＺＴ ＯＤＦＭソリューションは、周波数領域（および、マルチユーザ）のスケジューリングをサポートすることを容易にし、したがって現在のＵＷ ＯＦＤＭ波形によって経験される問題を解決する、複雑さの低減された送信機アーキテクチャを有する。開示されたｅＺＴソリューションは、ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭおよびＯＦＤＭの両方をサポートする、柔軟なモジュール式アーキテクチャを有する。開示されたソリューションは、ＺＴと比較してテール電力を大幅に低減するので、ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭおよびＯＦＤＭの両方に対して、ＵＷ挿入をサポートするために使用されることができる。開示されたソリューションは、従来のＣＰ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭまたはＣＰ ＯＦＤＭよりも著しく低い、低い帯域外（ＯＯＢ）放射を有し、５Ｇのための有望なソリューションとなっている。

【0167】

ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭのための拡張されたＺＴの実施形態において、正確なゼロテール生成のための反復的な手法が本明細書で提供される。この低複雑度の実施形態では、正確なゼロテールは、図１６に示されるように、低電力キャンセル信号をデータサブキャリアに追加することによって生成され、それによって、低電力キャンセル信号は、Ｎｚｔ時間領域サンプルを選択することと、それらをサイズＮｚｔのＤＦＴブロックで拡散することと、次いで、インターリーブ方式でキャンセル信号を帯域内サブキャリアにマッピングすることと、キャンセル信号をデータサブキャリアに重畳することとを行うことによって生成される。

【0168】

図１６は、ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭのｅＺＴ生成のために送信機に実装される反復的な手法を示す流れ図である。図１６のステップ１において、例としてＹ１３、Ｙ１４、Ｙ１５、およびＹ１６として示されるＩＦＦＴ出力において、Ｎｚｔ時間領域サンプルＹ１３、Ｙ１４、Ｙ１５、およびＹ１６の低電力テールキャンセル信号を生成するために、Ｎｔ個のゼロシンボルは、ＤＦＴブロック１６０１への入力として、入力データシンボル（ｄ）のテールに配置されることができる。さらに、強化として、テールパワーをさらに低減するために、ＤＦＴブロック１６０１の入力において、Ｎｈ個のゼロシンボルがデータシンボル（ｄ）のヘッドに配置されることができる。ゼロヘッドが使用されない場合、Ｎｈは０に設定されることができる。

【0169】

ステップ１におけるＤＦＴブロック１６０１の周波数領域出力は、（非インターリーブ）サブキャリアマッピングブロック１６０２により、サイズＮのＩＦＦＴブロック１６０３の入力にマッピングされる。サブキャリアマッピングブロック１６０２は、信号のシングルキャリア特性を保持するために、ＤＦＴ出力をＩＦＦＴブロック１６０３入力において連続するサブキャリアにマッピングすることができる。

【0170】

図１６に示される処理のステップ２において、例として図１６のステップ１においてＹ１３、Ｙ１４、Ｙ１５、およびＹ１６として示される、ＩＦＦＴブロック１６０３の出力におけるＮｚｔ時間領域サンプル（すなわち、サブベクトル）は、インバータによって符号反転され（たとえば、−Ｙ１３、−Ｙ１４、−Ｙ１５、および−Ｙ１６）、正規化される（たとえば、正規化係数によって乗算される）ことができ、またサイズＮｚｔのＤＦＴブロック１６０５の入力に供給される。サイズＮｚｔのＤＦＴブロック１６０５の出力は、インターリーブサブキャリアマッピングブロック１６０６によって、インターリーブ方式でサイズＮのＩＦＦＴブロック１６０７にマッピングされ、それによって、ゼロがＮｚｔサイズのＤＦＴブロック１６０５の各出力間の

【0171】

【数8】

【0172】

個の連続するサブキャリアに挿入され、上式で、

【0173】

【数9】

【0174】

は整数値である。このインターリーブされたサブキャリアマッピングの結果として、ＩＦＦＴブロック１６０７の出力は、ＤＦＴブロック１６０５の入力における信号のレプリカであり、

【0175】

【数10】

【0176】

回繰り返される。図１６のステップ２に示される例を使用して、ＩＦＦＴブロック１６０７の出力はベクトル［−Ｙ１３、−Ｙ１４、−Ｙ１５、−Ｙ１６］から構成され、

【0177】

【数11】

【0178】

回繰り返される。

【0179】

処理のステップ３において、ステップ１および２におけるＩＦＦＴブロック１６０３および１６０７のそれぞれの出力１６０４および１６０８が合計ブロック１６０９によって合計され、その結果、合計ブロック１６０９の出力において長さＮｚｔのサンプルの正確なゼロテールが得られる。Ｎｚｔ時間領域サンプルＹ１３、Ｙ１４、Ｙ１５、およびＹ１６は反転されていなくてもよいが、代わりに、ステップ３において、低電力キャンセル信号（ステップ２の出力）がデータ信号（ステップ１の出力）から減算されることができることが理解されよう。

【0180】

合計ブロック１６０９によってステップ３の出力において生成された時間領域信号ｙは、チャネル上で送信される前にガード挿入ブロック１６１０によってさらに処理される。ガード挿入は、周波数領域、または時間領域のいずれかにおいて実行されることができる。一般的に、テールは、ガードバンド挿入後は正確にゼロではない場合がある。

【0181】

周波数領域において実行されるガードバンド挿入の例が図１７に示されており、時間領域において実行されるガードバンド挿入の例が図１８に示されている。

【0182】

本明細書では、以下の表記が使用される：

【0183】

【数12】

【0184】

は、ＮサイズのＦＦＴ行列（正規化された）であり、

【0185】

【数13】

【0186】

は、ＮサイズのＩＦＦＴ行列を示し、

【0187】

【数14】

【0188】

は、単位行列であり、

【0189】

【数15】

【0190】

は、Ｎ₁×Ｎ₂のゼロ行列であり、

【0191】

【数16】

【0192】

は、図１６のステップ１における信号のデータ部分に対してサブキャリアマッピングブロック１６０２によって使用されるサブキャリアマッピング行列であり、

【0193】

【数17】

【0194】

は、図１６のステップ２における信号のキャンセル部分に対して、サブキャリアマッピングブロック１６０６によって使用されるサブキャリアマッピング行列である。

【0195】

先に説明されたように、ＤＦＴブロック１６０５のＮｚｔ出力は、ＮサイズのＩＤＦＴ（ＩＦＦＴ）ブロック１６０７の入力に、一様にインターリーブ方式でマッピングされる。したがって、Ｐ_c行列は以下のように表されることができる。

【0196】

【数18】

【0197】

一例では、Ｎ＝１６およびＮｚｔ＝４の場合、Ｐ_c行列は次のように定義される：

【0198】

【数19】

【0199】

Ｎｚｔはゼロテールの所望の長さ（サンプル内）である。ＭはＤＦＴサイズである。Ｎは、使用されるサブキャリアの数である。Ｎｔは、ＤＦＴ入力のテールにおいてゼロに設定されたシンボルの数である。

【0200】

【数20】

【0201】

であり、［Ａ］は「フロア」動作、たとえばＡ以下の最大整数を示す。Ｎ_IFFTは、システム帯域幅全体にわたって実行されるＩＦＦＴサイズである。

【0202】

【数21】

【0203】

は、ガードバンド挿入を含むサブキャリアマッピングに使用される行列である。ＤＦＴ１６０１の入力におけるサイズＭのベクトルは、

【0204】

【数22】

【0205】

として表されることができ、上式で、

【0206】

【数23】

【0207】

は、複素データ変調シンボルのベクトルである。

【0208】

図１６のＮサイズのＩＦＦＴ１６０３の出力において、テールキャンセル信号を生成するために、次のように最後のＮｚｔサンプルが使用されることができる。ｙ_d＝［ｙ₀ ｙ₁．．．ｙ_N-1］^Tとすると、

【0209】

【数24】

【0210】

は、ＮサイズのＩＦＦＴ１６０３の出力におけるベクトルとなり、

【0211】

【数25】

【0212】

は、ｙ_dの最後のＮｚｔサンプルのベクトルとなり、

【0213】

【数26】

【0214】

である。キャンセルプロセス（ｙ_{temp_c}）において使用される最後のＮｚｔサンプルは、ＩＦＦＴ１６０３の出力におけるベクトルｙ_dに関してｙ_{temp_c}＝Ｃｙ_dと表されることができ、上式で、

【0215】

【数27】

【0216】

は、ｙ_dの最後のＮｚｔサンプルを選択するために使用されることができる行列である。Ｃ行列は、以下のように表されることができる：

【0217】

【数28】

【0218】

前の表記を使用して、ステップ１のＮサイズのＩＦＦＴ１６０３の出力における信号ｙ_dは、以下のように書かれることができる。

【0219】

【数29】

【0220】

同様に、ＮｚｔサイズのＤＦＴ１６０５の入力に符号反転された−ｙ_{temp_c}サンプルを適用し、続いてマッピングブロック１６０６のサブキャリアマッピング動作Ｐ_c、続いてＮサイズのＩＦＦＴ１６０７を適用するとき、ステップ２の出力におけるキャンセル信号（

【0221】

【数30】

【0222】

の係数によってスケーリングされる）は、以下のように書かれることができる。

【0223】

【数31】

【0224】

次に、データ信号ｙ_dおよびキャンセル信号ｙ_cは、合計ブロック１６０９によって合計され、最後のＮｚｔサンプルがゼロに等しい時間領域信号ｙ＝ｙ_d＋ｙ_cをもたらす。前の式においてｙ_dとｙ_cを代入することによって、時間領域信号ｙは次のように書き換えられることができる。

【0225】

【数32】

【0226】

前に示されたように、合計ブロック１６０９によって時間領域においてテールキャンセルが実行されると、信号が送信される前にガードバンドがガードバンド挿入ブロック１６１０によって挿入されることができる。

【0227】

周波数領域ガードバンド挿入の例において、ガードバンド挿入ブロック１７００が図１７に示されている。ステップ３の出力における信号ｙはＮサイズのＤＦＴブロック１７０１を通じて渡されてよく、続いてガードバンド挿入が行われ、これは、分析目的のためにサブキャリアマッピングブロック１７０２によって行列Ｂによる乗算としてモデル化されてよく、サイズＮ_IFFTのＩＦＦＴブロック１７０３によるシステム帯域幅全体にわたるＩＦＦＴ動作、並列−直列変換器ブロック１７０４による並列−直列変換が続く。送信機出力における時間領域信号は、以下のように表されることができる。

【0228】

【数33】

【0229】

前の式においてｙを代入すると、送信された信号ｘ_tは次のようになる：

【0230】

【数34】

【0231】

時間領域の送信された信号に対するこの表現は、ｅＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ信号の受信機構造を導出するために以下で使用される。

【0232】

時間領域ガードバンド挿入の例において、ガードバンド挿入ブロック１８００が図１８に示されている。ステップ３の出力における信号ｙは、アップサンプラ１８０１、フィルタ１８０２、ダウンサンプラ１８０３を通って渡されてよく、送信された信号ｘ_tが出力される。

【0233】

ガードバンド挿入前の時間領域テールキャンセルが、以下でより詳細に説明される。一実施形態では、時間領域において正確なゼロテールを生成するために低複雑度の方法が提供され、それによって、ガードバンド挿入前に低電力キャンセル信号ｙｃがデータ信号ｙｄから減算され、キャンセル信号ｙｃが、データのＮｚｔサンプルを繰り返すことによって生成される。一例が図１９に示されており、この例では、キャンセルされることが必要なテールは、便宜上αとラベル付けされたベクトル［Ｙ１３ Ｙ１４ Ｙ１５ Ｙ１６］から構成されている。

【0234】

図１９は、１つまたは複数の実施形態による、ガードバンド挿入前の時間領域テールキャンセルを示すブロック図である。図１９に示される送信機は、図１６のステップ１において同様に説明されたように、ＭサイズのＤＦＴブロック１９０１、（非インターリーブ）サブキャリアマッピングブロック１９０２、およびＮサイズのＩＦＦＴブロック１９０３、図１６のステップ３において同様に説明されたように、テールキャンセルブロック１９０９、ならびに図１６の最終出力（１６１０）において同様に説明されたように、ガードバンド挿入ブロック１９１０を含む。さらに、ベクトル［−α −α．．．−α］から構成されるキャンセル信号は、テール部分（アルファベクトル）をＮ／Ｎｚｔ回繰り返すことによって生成される。テールキャンセルブロック１９０９は、キャンセル信号［−α −α．．．−α］を生成し、これをＩＦＦＴブロック（１９０３）の出力に追加する。ここで、同様の参照番号は同様の要素に対応し、各ブロックの機能は簡潔にするために繰り返されていない。

【0235】

ｅＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭを使用するＵＷサポートが、１つまたは複数の実施形態においてさらに提供される。たとえば、時間領域において、ｅＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭによって生成された正確なゼロテールにＵＷを追加することによって、ＵＷ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ信号が生成される（すなわち、ＵＷがガードバンド挿入前に追加される）。

【0236】

図２０は、ｅＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭを使用するＵＷサポートを示すブロック図である。図２０に示される送信機は、図１６のステップ１において同様に説明されたように、ＭサイズのＤＦＴブロック２００１、サブキャリアマッピングブロック２００２、およびＮサイズのＩＦＦＴブロック２００３、図１６のステップ３において同様に説明されたように、テールキャンセルブロック２００９、ならびに図１７および図１８において同様に説明されたように、ガードバンド挿入ブロック１７００および１８００を含む。さらに、ベクトル［−α −α．．．−α］から構成されるキャンセル信号は、テール部分（アルファベクトル）をＮ／Ｎｚｔ回繰り返すことによって生成される。テールキャンセルブロック２００９によって実行されるプロセス２００９ａに示されるように、テールキャンセルブロック２００９は、キャンセル信号［−α −α．．．−α］を生成し、これをＩＦＦＴブロック（２００３）の出力に追加する。さらに、加算器２０１１によって時間領域信号ｙにユニークワードが追加され、送信された信号ｘ_tを生成するためにガードバンド挿入ブロック１７００または１８００によってガードバンドが挿入される。ブロック１９００ａは、前に説明されたように、時間領域信号ｙを生成するプロセスをさらに示す。ここで、同様の参照番号は同様の要素に対応し、各ブロックの機能は簡潔にするために繰り返されていない。

【0237】

マルチユーザサポートのためのアーキテクチャが図２１にさらに提供されており、図１９を参照して同様に説明されるように、冗長送信機構造２１００（１）、２１００（２）、．．．、２１００（ｋ）は、マルチユーザ送信を生成するためにユーザごとに提供される。ここで、送信機（たとえば、基地局送信機）は、ＤＬ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭマルチユーザ送信のためのユーザ固有の正確なゼロテールを生成するために拡張されたゼロテールメカニズムを使用し、それによって、最初にユーザごとにテールキャンセルが実行され、次いで、加算器２１１２によって個々のユーザ信号をともに追加することによって送信のためのマルチユーザ信号が生成され、続いて、合成信号の完成のためにガードバンド挿入２１１０を介してガードバンド挿入が行われる。図２１のブロック図は、ユーザ固有のＺＴ長がどのようにサポートされることができるかを示す。たとえば、入力データシンボルのテールに配置されることができるゼロ個のサブキャリアの数は、ユーザごとに変化しても同じであってもよく、各ＤＦＴブロックのサイズも同じであっても異なっていてもよい。

【0238】

テールキャンセルはユーザごとに実行されるので、図２１に示されるソリューションは、個々のユーザに対して異なる長さのゼロテールを設定することを可能にする。

【0239】

ガードバンド挿入後のＩＦＦＴ出力における時間領域テールキャンセルは、別の実施形態として提供される。ここで、テールキャンセルが、図２２に示されるように、ガードバンド挿入動作の後に、ＩＦＦＴブロックの出力における時間領域において実行されることができる。図２２に示される送信機は、図１７において同様に説明されたように、ＭサイズのＤＦＴブロック２２０１、サブキャリアマッピングブロック２２０２、およびＮ_IFFTサイズのＩＦＦＴブロック２２０３、図１６のステップ３において同様に説明されたように、テールキャンセルブロック２２０９、ならびに、ガードバンド挿入ブロック２２１０が、サブキャリアマッピングブロック２２０２とＮ_IFFTサイズのＩＦＦＴブロック２２０３との間に配置されること以外は、図１６および図１７において同様に説明されたように、ガードバンド挿入ブロック２２１０を含む。さらに、ベクトル［０、０．．．−α］から構成されるキャンセル信号は、テール部分（アルファベクトル）を乗算することによって生成され、−αを生成するために−１によって取られる。テールキャンセルブロック２２０９は、キャンセル信号［０、０．．．−α］を生成し、これをＩＦＦＴブロック（２２０３）の出力に追加する。並列−直列変換器２２１３は、テールキャンセルブロック２２０９から時間領域信号ｙを受信し、直列データシンボルに変換する。ここで、同様の参照番号は同様の要素に対応し、各ブロックの機能は簡潔にするために繰り返されていない。

【0240】

この実施形態では、ＤＦＴへの入力において、テールおよびヘッドにＮｔおよびＮｈ個のゼロを供給することが重要である。このように、ＩＦＦＴブロックの出力におけるＮｚｔテールサンプルは低電力を有し、これは、Ｎｚｔテールサンプルの時間領域テールキャンセルの結果として生じる可能性のあるスペクトル再成長を低減するために役立つ。

【0241】

上述された送信機構造に加えて、ｅＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭの受信機構造も本明細書に提供される。たとえば、図２３は、１つまたは複数の実施形態による高レベル受信機２３００のブロック図を示す。受信機２３００の構造は、便宜上繰り返される時間領域の送信された信号の表現から出発して導出されることができる。

【0242】

【数35】

【0243】

周波数領域チャネル応答は、

【0244】

【数36】

【0245】

によって示され、上式で、Λは対角要素がサブキャリア当たりの複素チャネル利得を表す対角行列である。この表記により、受信機入力における時間領域信号ｒ_tは以下のように表されることができる：

【0246】

【数37】

【0247】

上式で、ｎ’は時間領域雑音ベクトルである。受信機２３００の受信機処理の第１の段階は、図２３に示されるように、直列−並列変換２３０１、続いてＤＦＴブロック２３０２によるＦＦＴ処理、およびサブキャリアデマッピングブロック２３０３によるサブキャリアデマッピングである。

【0248】

サブキャリアデマッピングブロック２３０３によるサブキャリアデマッピング動作は、送信機側において実行されるサブキャリアマッピングの逆であり、行列形式では単にＢ^Tとして表され、したがってサブキャリアデマッピング出力ｒにおける周波数領域信号は、

【0249】

【数38】

【0250】

であり、上式で、ｎは周波数領域雑音ベクトルである。前の式においてｒ_tを代入すると、ｒは次のようになる：

【0251】

【数39】

【0252】

サブキャリアデマッピングブロック２３０３の出力において受信された信号ｒは、さらに以下のように表されることができる：

【0253】

【数40】

【0254】

上式で、次の表記が使用される：Ｈ＝Ｂ^TΛＢ、

【0255】

【数41】

【0256】

は、占有されたサブキャリア上の有効チャネル応答行列を表し、

【0257】

【数42】

【0258】

は、対応するサイズのＦＦＴ行列と同様に、データおよびキャンセル信号（それぞれＰ_dおよびＰ_c）のサブキャリアマッピング行列に依存する行列である。与えられた（固定された）リソース割り当てに対して、Ｇ行列は一定である点に留意されたい。

【0259】

Ｇ行列を計算するために、リソース割り当てとゼロテールの長さのみが受信機にシグナリングされる必要がある。シグナリングされたリソース割り当てに基づいて、受信機は、データサブキャリアマッピング行列Ｐ_d、ＦＦＴ行列Ｆ_MおよびＦ_Nを決定する。さらに、ゼロテールＮｚｔの長さがわかると、受信機は、テールキャンセル信号のサブキャリアマッピング行列Ｐ_c、ＦＦＴ行列

【0260】

【数43】

【0261】

を決定し、したがって、上記の式を使用してＧ行列を計算することができる。

【0262】

受信機２３００は、最適なＬＭＭＳＥ受信機２３０４をさらに含むことができる。最適なＬＭＭＳＥ受信機２３０４は、送信されたベクトルｘをＬＭＭＳＥとして取り出すように構成される。受信された信号ｒ＝ＨＧｘ＋ｎに対応して、最適なＬＭＭＳＥ受信機２３０４は、以下のように表されることができる：
ｘ_est＝（Ｇ^HＨ^HＨＧ＋δ²ｌ）^-1Ｇ^HＨ^Hｒ 式１２

【0263】

前の式では、δ²は推定されたノイズ分散を表す。

【0264】

前に述べられたように、Ｇ行列はリソース割り当ての関数にすぎず、チャネルに依存しない。したがって、固定されたリソース割り当ての場合、Ｇ行列は固定される。

【0265】

さらに、屋内伝播チャネルの場合であってよい、ゆっくりと変化するチャネルの場合、チャネル応答は大きく変化しない可能性があり、したがって、行列Ｈはゆっくりと変化することがある。結果として、ＬＭＭＳＥフィルタ係数が計算されると、それらは、より長い時間にわたって再使用され、受信機の複雑さを低減するために役立つことができる。

【0266】

受信機２３００は、複雑さの低減された受信機２３０５をさらに含むことができる。複雑さの低減された受信機２３０５は、２ステップ手法として、受信された信号ｒ＝ＨＧｘ＋ｎについて導出されることができ、それによって、第１のステップは、チャネルを等化する（Ｈ行列が対角であることを想起させる）１タップ等化器２３０６であり、第２のステップのフィルタ２３０７は、キャンセル信号を含む送信処理チェーンを反転させる。より具体的には、複雑さの低減された受信機２３０５は、本明細書で説明される２つのステップからなる。ステップ１：ｘ_{est 1}＝（Ｈ^HＨ＋δ²ｌ）^-1Ｈ^Hｒ、およびステップ２：ｘ_est＝（Ｇ^HＧ）^-1Ｇ^Hｘ_{est 1}。

【0267】

複雑さの低減された受信機２３０５は、処理またはチャネル等化の第１のステップは単純な１タップチャネル等化であり、第２のステップは、Ｇ行列が変化する場合など、リソース割り当てが変化した場合にのみ実行される必要があるので、最適なＬＭＭＳＥ受信機２３０４よりも複雑さが低い。

【0268】

本明細書に開示されたｅＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭの性能をシミュレートするために、最適なＬＭＭＳＥ受信機２３０４および複雑さの低減された受信機２３０５の両方が使用されることができる。

【0269】

性能メトリックは、本明細書では、ＢＥＲ性能、ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）、帯域外（ＯＯＢ）放射、ならびにマルチユーザケースのためのサンプル性能を含む、１つまたは複数のｅＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ実施形態について示されている。

【0270】

３つの異なるＭの値に対する、ならびに高遅延拡散チャネルおよび６４−ＱＡＭ変調を有するｅＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭの生のＢＥＲ性能が、図２４に示されている。ｅＺＴ性能は、最適化されたＬＭＭＳＥ受信機２３０４、ならびに複雑さの低減された受信機２３０５を使用して評価されている。比較のために、ＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ（拡張されていない）の性能も示されている。すべてのシミュレーション結果について、総送信電力は正規化され、ＳＮＲはシンボルエネルギー（Ｅｓ）対雑音（Ｎｏ）比（Ｅｓ／Ｎｏ）として定義される。

【0271】

図２４に見られることができるように、高遅延拡散チャネルの場合、ＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭはエラーフロアを示し、これは、ＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭが完全なゼロテールを有しないという事実のためである。このテールはＯＦＤＭ信号の周期特性を破壊し、ＩＳＩを生成する。これは、高遅延拡散チャネルにおける性能を制限し、より高次の変調シンボルで生じるエラーフロアにおいてそれ自体を明示する。対照的に、ｅＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭシステムは、最適なＬＭＭＳＥ受信機の結果および複雑さの低減された受信機の結果によって示されるように、このエラーフロアを示さない。最適なＬＭＭＳＥ受信機２３０４の使用は、ＺＴに対して、ＢＥＲ＝１０−２における２．５から４ｄＢのＳＮＲ改善、ならびにエラーフロアの除去において、著しい性能改善をもたらす。複雑さの低減された受信機２３０５はまた、ＺＴのエラーフロアを除去する。

【0272】

ゼロテールを生成するために使用されるキャンセル信号ｙｃは低電力であるので、キャンセル信号ｙｃは、ＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭと比較してＰＡＰＲを増加させることは期待されない。Ｎｚｔサンプルは、図１６のステップ１におけるＮサイズのＩＦＦＴ１６０３の出力において見られることができる。これはシミュレーションによって確認されており、その結果は図２５に示されており、ｅＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭのＰＡＰＲは、ＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭと同じであることが見られることができる。

【0273】

さらに、開示されたｅＺＴ法は、低い帯域外放射を有するという点でＺＴの利点を保持する。結果として、フィルタ−ＯＦＤＭ（Ｆ−ＯＦＤＭ）またはユニバーサルフィルタマルチキャリア（ＵＦＭＣ）などのフィルタベースのＯＦＤＭの代替として、ｅＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭが使用されることができ、６ＧＨｚ以下の周波数の柔軟なエアインターフェースに適用可能であってよい。開示されたｅＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ実施形態のシミュレートされたＯＯＢ性能が図２６に示されており、従来のＣＰ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ実施形態と比較して、ＯＯＢ放射が著しく低いことが見られることができる。

【0274】

図２７に示されるｅＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ信号の時間領域の図は、開示されたｅＺＴ実施形態のテールが、ＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭのテールより２０〜３０ｄＢ低いことを確認する。

【0275】

図２１において説明されたマルチユーザシナリオについてシミュレーションが行われた。図２８に提示されるシミュレーション結果は、開示された実施形態のマルチユーザ性能がシングルユーザ性能と一致することを確認する。

【0276】

図２９は、正確なゼロテール生成のための反復的な手法が使用されるＯＦＤＭの別のｅＺＴソリューションのステップブロック図を示す。低複雑度のソリューションでは、正確なゼロテールは、図１６を参照して同様に説明されるように、キャンセル信号をデータサブキャリアに追加することによって生成され、それによって、キャンセル信号は、Ｎｚｔ時間領域サンプルを選択することと、それらをサイズＮｚｔのＤＦＴで拡散することと、次いで、インターリーブ方式でキャンセル信号を帯域内サブキャリアにマッピングすることとを行うことによって生成される。しかしながら、図２９に示される方法では、キャンセル信号がマッピングされるサブキャリアは、変調されたデータシンボルを搬送しない。すなわち、キャンセル信号および変調されたデータシンボルは、分離されたサブキャリア上で送信される。

【0277】

図２９は、ＯＦＤＭのための正確なゼロテール生成のための反復的な手法を示すステップブロック図である。ステップ１において、変調されたデータシンボルをサブバンド内のＭ個の割り当てられたサブキャリアにマッピングすることによって、ＯＦＤＭ信号２９０４が生成される。具体的には、ゼロは、周波数領域においてインターリーブサブキャリアマッピングブロック２９０２に入力され、インターリーブサブキャリアマッピングブロック２９０２によってサブキャリアの一部にインターリーブされる。データシンボルもまた、インターリーブサブキャリアマッピングブロック２９０２に入力され、ゼロによってマッピングされていない残りのサブキャリアを満たす。したがって、インターリーブサブキャリアマッピングブロック２９０２の出力において、データおよびゼロが相互にインターリーブされる。たとえば、データシンボルとゼロが適切にマッピングされることができる：０、ｄ１、ｄ２、ｄ３、０、ｄ４、ｄ５、．．．等。したがって、サブバンド上で一様にインターリーブされることができるサブキャリアのサブセットは空のままであり、たとえば、データはマッピングブロック２９０２によってそれらのサブキャリアにマッピングされない。代わりに、図２９のステップ１に示されるように、これらの空のサブキャリアが配置されるＩＦＦＴブロック２９０３の入力にゼロがマッピングされる。

【0278】

処理のステップ２において、例として図２９のステップ１においてＹ１３、Ｙ１４、Ｙ１５、およびＹ１６として示される、ＩＦＦＴブロック２９０３の出力におけるＮｚｔ時間領域サンプルは、インバータによって符号反転され、正規化係数によって正規化され、ＤＦＴブロック２９０５によって実行されるサイズＮｚｔのＤＦＴ演算の入力に供給される。サイズＮｚｔのＤＦＴブロック２９０５の出力は、インターリーブサブキャリアマッピングブロック２９０６によって、インターリーブ方式でサイズＭのＩＦＦＴブロック２９０７にマッピングされ、それによって、ゼロがＮｚｔサイズのＤＦＴブロック２９０５の各出力間の

【0279】

【数44】

【0280】

個の連続するサブキャリアに挿入される。このインターリーブされたサブキャリアマッピングの結果として、ＩＦＦＴ出力２９０８は、ＤＦＴブロック２９０５の入力における信号のレプリカであり、

【0281】

【数45】

【0282】

回繰り返される。図２９のステップ２に示される例を使用して、ＩＦＦＴ出力２９０８は、ベクトル［−Ｙ１３、−Ｙ１４、−Ｙ１５、−Ｙ１６］から構成され、

【0283】

【数46】

【0284】

回繰り返される。

【0285】

処理のステップ３において、ステップ１および２におけるＩＦＦＴブロック２９０３および２９０７のそれぞれの出力２９０４および２９０８が合計ブロック２９０９によって合計され、その結果、合計ブロック２９０９の出力において、長さＮｚｔのサンプルの正確なゼロテールが得られる。Ｎｚｔ時間領域サンプルＹ１３、Ｙ１４、Ｙ１５、およびＹ１６は反転されていなくてもよいが、代わりに、ステップ３において、低電力キャンセル信号（ステップ２の出力）がデータ信号（ステップ１の出力）から減算されることができることが理解されよう。

【0286】

ステップ３の出力において生成された信号ｙは、チャネル上で送信される前にガード挿入ブロック２９１０によってさらに処理される。図１６〜図１８を参照して前で説明されたように、ガード挿入は、周波数領域または時間領域のいずれかにおいて実行されることができる。

【0287】

周波数領域において実行されるガードバンド挿入の例が、図１７と同様に図３０に示されている。時間領域において実行されるガードバンド挿入の例が、図１８と同様に図３１に示されている。

【0288】

以下の表記は、本明細書で使用されるものとして記載される。

【0289】

【数47】

【0290】

：ＭサイズのＦＦＴ行列（正規化）。したがって、

【0291】

【数48】

【0292】

は、ＭサイズのＩＦＦＴ行列を示す。

【0293】

【数49】

【0294】

は単位行列である。

【0295】

【数50】

【0296】

は、Ｎ１×Ｎ２のゼロ行列である。

【0297】

【数51】

【0298】

は、サブキャリアマッピング行列であり、図２９のステップ１における信号のデータ部分に使用される。

【0299】

【数52】

【0300】

は、サブキャリアマッピング行列であり、図２９のステップ２における信号のキャンセル部分に使用される。Ｎｚｔはゼロテールの所望の長さ（サンプル内）である。Ｎ_IFFTは、システム帯域幅にわたって実行されるＩＦＦＴサイズである。

【0301】

【数53】

【0302】

は、ガードバンド挿入のために使用される行列である。

【0303】

図２９のＭサイズのＩＦＦＴ２９０３の出力において、テールキャンセル信号ｙｃを生成するために、次のように最後のＮｚｔサンプルが使用されることができる。ｙ_d＝［ｙ₀ ｙ₁．．．ｙ_M-1］^Tとすると、

【0304】

【数54】

【0305】

は、ＩＦＦＴ２９０３のＭサイズのＩＦＦＴ出力のベクトルとなり、

【0306】

【数55】

【0307】

は、ｙ_dの最後のＮｚｔサンプルのベクトルとなり、ｙ_{temp_c}＝［ｙ_M-Nzt ｙ_M-1］^Tである。キャンセルプロセス（ｙ_{temp_c}）において使用される最後のＮｚｔサンプルは、ＩＦＦＴ２９０３の出力におけるベクトルｙ_dに関して
ｙ_{temp_c}＝Ｃｙ_d 式１３
と表されることができ、上式で、

【0308】

【数56】

【0309】

は、ｙ_dの最後のＮｚｔサンプルを選択するために使用される行列である。Ｃ行列は、以下のように表されることができる：

【0310】

【数57】

【0311】

ステップ１のＭサイズのＩＦＦＴ２９０３の出力における信号ｙ_dは、以下のように書かれることができる。

【0312】

【数58】

【0313】

同様に、ＮｚｔサイズのＤＦＴ２９０５の入力に符号反転された−ｙ_{temp_c}サンプルを適用し、続いてマッピングブロック２９０６およびＭサイズのＩＦＦＴ２９０７によるサブキャリアマッピング動作Ｐ_cを適用するとき、ステップ２の出力におけるキャンセル信号（

【0314】

【数59】

【0315】

の係数によってスケーリングされる）は、以下のように書かれることができる。

【0316】

【数60】

【0317】

次に、データ信号ｙ_dおよびキャンセル信号ｙ_cは合計ブロック２９０９によって合計され、最後のＮｚｔサンプルがゼロに等しい時間領域信号ｙ＝ｙ_d＋ｙ_cをもたらす。前の式においてｙ_dとｙ_cを代入することによって、時間領域信号ｙは次のように書き換えられることができる。

【0318】

【数61】

【0319】

前に示されたように、時間領域においてテールキャンセルが実行されると、信号が送信されることができる前にガードバンドがガードバンド挿入ブロック２９１０によって挿入されることができる。

【0320】

図３０に示されるガードバンド挿入ブロック３０００による周波数領域ガードバンド挿入の例において、ステップ３の出力における信号ｙはＭサイズのＤＦＴ３００１を通じて渡されてよく、続いてガードバンド挿入が行われ、これは、分析目的のためにサブキャリアマッピングブロック３００２によって行列Ｂによる乗算としてモデル化されてよく、サイズＮのＩＦＦＴブロック３００３によるシステム帯域幅全体にわたるＩＦＦＴ動作、並列−直列変換器ブロック３００４による並列−直列変換が続く。送信機出力における時間領域信号ｘ_tは、以下のように表されることができる。

【0321】

【数62】

【0322】

前の式においてｙを代入すると、送信された信号は次のようになる：

【0323】

【数63】

【0324】

時間領域の送信された信号に対するこの表現は、ｅＺＴ ＯＦＤＭ信号の受信機構造を導出するために、開示されるように使用される。

【0325】

時間領域ガードバンド挿入の例において、ガードバンド挿入ブロック３１００が図３１に示されている。ステップ３の出力における信号ｙがアップサンプラ３１０１、フィルタ３１０２、ダウンサンプラ３１０３を通じて渡されてよく、および送信された信号ｘ_tが出力される。

【0326】

１つまたは複数の実施形態では、ガードバンド挿入前に時間領域テールキャンセルを達成するために、時間領域において正確なゼロテールを生成するために低複雑度の方法が提供される。時間領域テールキャンセルは、データ信号ｙｄからキャンセル信号ｙｃを減算することによって達成され、それによって、入力予約されたゼロが、ユーザのリソース割り当て内のサブキャリアにインターリーブ方式でマッピングされ、データシンボルは時間領域データ信号を生成するために残りのサブキャリアにマッピングされ、時間領域キャンセル信号はデータ信号の最後のＮｚｔサンプルを繰り返すことによって生成される。サブキャリアへのゼロのインターリーブ中、インターリーブは、一様に実行されてもよく、一様でなく実行されてもよい。

【0327】

図３２は、図２９と関連して同様に説明されるように、１つまたは複数の実施形態によるガードバンド挿入（ＯＦＤＭ）の前に時間領域テールキャンセルを実行するように構成された送信機のブロック図である。図３２に示される送信機は、周波数領域において、変調されたデータシンボルおよびゼロを受信する、インターリーブサブキャリアマッピングブロック３２０６を含む。ゼロは、インターリーブ方式でまずサブキャリアにマッピングされ、データシンボルは残りのサブキャリアにマッピングされる。したがって、サブバンド上で一様にインターリーブされたサブキャリアのサブセットは空のままであり、たとえば、データは、マッピングブロック３２０６によってそれらのサブキャリアにマッピングされない。代わりに、ゼロがＩＦＦＴブロック３２０７の入力にマッピングされ、これらの空のサブキャリアが配置され、データシンボルはゼロによってマッピングされていない残りのサブキャリアを満たす。したがって、データおよびゼロは、インターリーブサブキャリアマッピングブロック３２０６の出力において互いにインターリーブされる。たとえば、８個のサブキャリアと２個のゼロが存在する場合、ＩＤＦＴ３２０３への入力は、［０ ｄ１ ｄ２ ｄ３ ０ ｄ４ ｄ５ ｄ６］とすることができる。

【0328】

図３２に示される送信機は、図１６のステップ１において同様に説明されたように、ＭサイズのＩＦＦＴブロック３２０７、図１６のステップ３において同様に説明されたように、テールキャンセルブロック３２０９、および図１６の最終出力において同様に説明されたように、ガードバンド挿入ブロック３２１０をさらに含む。さらに、ベクトル［−α −α．．．−α］から構成されるキャンセル信号は、ＩＦＦＴブロック３２０７の出力信号のテール部分（アルファベクトル）をＮ／Ｎｚｔ回繰り返すことによって生成される。テールキャンセルブロック３２０９は、キャンセル信号［−α −α．．．−α］を生成し、これをＩＦＦＴブロック（３２０７）の出力に追加する。さらに、この信号に循環シフトを適用して、テールからのＮ_h個のゼロがヘッドに現れるようにするために、テールキャンセルブロック３２０９から信号を受信するために、循環シフトブロック３２１４（オプション）が設けられることができる。すなわち、テール部分からの少なくとも１つのゼロは、連続するデータシンボル間の連続性を提供するために、ＯＦＤＭ信号のヘッド部分にシフトされる。ここで、同様の参照番号は同様の要素に対応し、各ブロックの機能は簡潔にするために繰り返されていない。

【0329】

データ変調シンボルはＭ−ＩＦＦＴブロック３２０７にマッピングされ、サブバンド上で一様にインターリーブされたサブキャリアのサブセットには、サブキャリアマッピングブロック３２０６によってゼロが供給される。ｙ_d＝［ｙ₀ ｙ₁．．．ｙ_M-1］^Tとすると、

【0330】

【数64】

【0331】

は、ＭサイズのＩＦＦＴ出力におけるベクトルとなり、

【0332】

【数65】

【0333】

は、ｙ_dの最後のＮｚｔサンプルのベクトルとなり、ｙ_{temp_c}＝［ｙ_M-Nzt．．．ｙ_M-1］^T＝αである。テールキャンセル信号ｙ_cは、αを否定し、それを

【0334】

【数66】

【0335】

回繰り返すことによって形成され、たとえば、ｙ_c＝［−α −α．．．−α］^Tである。ゼロテール信号は、ｙ＝ｙ_d＋ｙ_cのように、キャンセル信号をＩＦＦＴ出力に追加することによって計算される。信号ｙは完全なゼロテールを有し、たとえばｙ＝［ｙ’₀ ｙ’₁．．．ｙ’_M-Nzt-1０．．．０］^Tである。

【0336】

ＯＦＤＭ信号の帯域外放射を低減するために、ｙ’＝［０．．．０ｙ’₀ ｙ’₁．．．ｙ’_M-Nzt０．．．０］^Tを生成するためにｙのヘッドにゼロも挿入されてよい。信号ｙのヘッドにゼロを追加する１つの方法は、

【0337】

【数67】

【0338】

を生成するためにＮｈ個のゼロを挿入することである。この方法は、ｙ’のサイズをＭからＭ＋Ｎ_hに増加させる。別の方法は、サイズＮ_zt＋Ｎ_hのゼロテールにおいてｙを生成し、次いで、テールからのＮ_h個のゼロがヘッドに現れるように、この信号に循環シフタ３２１４によって循環シフトを適用することである。この方法はｙ’のサイズを変更しない。

【0339】

次のステップは、図１７および図１８を参照して同様に説明されるように、周波数または時間領域ガードバンド挿入ブロック３２１０において実行されることができるガードバンド挿入である。一般に、テールは完全にキャンセルされる必要はない点に留意されたい。キャンセル信号に費やされた電力を制御するパラメータを導入することによって、テールを部分的にキャンセルすることが可能である。

【0340】

本明細書に記載されるように、ガードバンド挿入前に、時間領域においてｅＺＴ ＯＦＤＭで生成された正確なゼロテールにＵＷを追加することによってユニークワード（ＵＷ）ＯＦＤＭ信号を生成する方法が、１つまたは複数の実施形態に従って提供される。

【0341】

図３３は、時間シンボルテールの特定の位置においてゼロ電力または非常に低い電力を有する時間領域サンプルを導入することによって、送信機によって送信されるべきゼロテール信号を示す。図３３は、１つまたは複数の実施形態によるユニークワードの挿入をさらに示す。図示されるように、ゼロテール信号３３００は、各データブロック３３０１が、対応するデータブロック３３０１のテールエンドに、および２つの連続するデータブロック３３０１の間にゼロテール部分３３０２を有するデータブロック３３０１を含む。さらに、ｅＺＴ ＯＦＤＭは、ゼロテール３３０２の上にユニークワード３３０３と呼ばれることもある、確定的シーケンスの挿入をサポートする。一例では、ユニークワード３３０３は、図３３に示されるように、時間領域信号の各ゼロテール部分３３０２に追加される。

【0342】

一般に、ゼロテール３３０２とユニークワード３３０３の長さは等しくなくてもよく、たとえば、ＵＷの長さはゼロテールの長さ以下でなければならない。たとえば、６４個のサンプルのゼロテール内に１６個のサンプルＵＷが追加されることができる。ゼロテールの長さは、オーバーヘッドを最小限に抑えながらＩＳＩを緩和するためにチャネル遅延拡散の関数として設定されることができ、ＵＷの長さは同期要件に従って設定されることができる。

【0343】

図３４は、１つまたは複数の実施形態による、ガードバンド挿入前に、ｅＺＴ ＯＦＤＭで生成された正確なゼロテールにＵＷを時間領域において追加する送信機のブロック図を示す。図３４に示される送信機は、加算器３４１１によって時間領域信号ｙにユニークワードが追加され、送信された信号ｘ_tを生成するためにガードバンド挿入ブロック１７００または１８００によってガードバンドが挿入されること以外は、図３２に示される送信機と類似している。ブロック３４０６、３４０７、３４０９、３４１４、および３４１０は、それぞれ図３２を参照して説明されたブロック３２０６、３２０７、３２０９、３２１４、および３２１０と同様である。したがって、同様の参照番号は同様の要素に対応し、各ブロックの機能は簡潔にするために繰り返されていない。

【0344】

別の実施形態では、ガードバンド挿入後に、ユニークワードが合成信号に追加されることができる。

【0345】

テールキャンセルのための代替的手法が本明細書で提供される。一例では、ゼロテールまたはユニークワードアプリケーションのいずれかのための、ＯＦＤＭをサポートするためにＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭを拡張することが提供される。たとえば、図３５は、ｅＺＴ ＯＦＤＭの周波数領域ガードバンド挿入ブロックのブロック図を示しており、１つまたは複数の上記の実施形態において開示された手法を使用することによってゼロテールおよびゼロヘッドＯＦＤＭ信号がすでに生成されている。図３５のブロック図には、ＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭアーキテクチャが設けられていることが見られることができる。これは、ｅＺＴ ＯＦＤＭがＺＴ ＤＦＴ−ｓのフレームワークをＯＦＤＭに拡張すると見なされることができることを示している。図３６に示されるように、ｅＺＴ ＯＦＤＭは、ＯＦＤＭを様々なＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ波形と連結するための効率的な方法を提供する。これらのＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ波形の送信技法は、テールキャンセルブロック３６０９によるテールキャンセルおよび循環シフタ３６１４によるゼロヘッド挿入後に、ｅＺＴ ＯＦＤＭ信号に適用されることができる。図３６に見られる他のブロック（たとえば、インターリーブサブキャリアマッピングブロック３６０６およびＩＦＦＴブロック３６０７）は、以前に説明されたものと同様であり、その機能は簡潔にするために繰り返されない。

【0346】

ｅＺＴ ＯＦＤＭは、ゼロテールおよび／またはユニークワードを有するユーザごとの信号の生成をサポートすることができる。１つまたは複数の実施形態は、ＯＦＤＭマルチユーザ送信のための、ユーザ固有の正確なゼロテールおよび／またはユーザ固有のＵＷを生成するための方法を提供する。具体的には、図３７は、１つまたは複数の実施形態による、マルチユーザ送信をサポートする送信機（たとえば、基地局送信機）のブロック図を示し、ここで、ｋはユーザの数である。送信機は、ＤＬ ＯＦＤＭマルチユーザ送信のためのユーザ固有の正確なゼロテールを生成するために、拡張されたゼロテールメカニズムを使用する。ここでは、最初に、テールキャンセルがユーザごとにテールキャンセルブロック３７０９ａ．．．３７０９ｋによって実行され、次いで、テール部分からのＮ_h個のゼロがユーザごとにヘッド部分に現れるように、循環シフタ３７１４ａ．．．３７１４ｋによって循環シフトが実行され、次いで、ユーザ固有のＵＷが、時間領域において加算器３７１１ａ．．．３７１１ｋによってユーザごとに追加され、次いで、合成時間領域信号ｙが並列−直列変換器３７１３によって直列データシンボルに変換される前に、複数のユーザ信号が、ＤＦＴブロック３７１５ａ．．．３７１５ｋ、サブキャリアマッピングブロック３７１６ａ．．．３７１６ｋ、およびＮ_IFFTサイズのＩＤＦＴブロック３７１７を使用することによって、全システム帯域幅（ＢＷ）の対応するサブキャリアにマッピングされる。

【0347】

図３７は、周波数領域ガードバンド挿入を有するＭＵ ｅＺＴ ＯＦＤＭを示しており、図３０を参照して同様に説明されるように、ガードバンド挿入が、ＤＦＴブロック３７１５ａ．．．３７１５ｋ、サブキャリアマッピングブロック３７１６ａ．．．３７１６ｋ、およびＮ_IFFTサイズのＩＤＦＴブロック３７１７を使用することによって実行される。たとえば、サブバンドごとにゼロテールおよびヘッドが生成された後、信号は、サイズＭのＤＦＴ３７１５ａ．．．３７１５ｋによって周波数領域に変換され、Ｍはサブバンド内のサブキャリアの総数である。次いで、ＤＦＴブロック３７１５ａ．．．３７１５ｋの出力は、サブキャリアマッピングブロック３７１６ａ．．．３７１６ｋによってサイズＮ_IFFTのＩＦＦＴブロック３７１７の対応するサブキャリアにマッピングされ、Ｎ_IFFTは、システム内のサブキャリアの総数であり、ゼロガードサブキャリアを含む。異なるサブバンドは、図３７に示されるように、異なるサイズを有することができ、ＭおよびＭ’は、対応するサブバンド内の異なる数のサブキャリアを表す。時間領域ガードバンド挿入を使用する場合、サブバンドごとの信号が別々に生成され、すべてのサブバンドに属するオーバーサンプリングされた信号が追加される。アップリンクにおいては、オーバーサンプリングされた信号が空中に追加される点に留意されたい。

【0348】

マルチユーザｅＺＴ ＯＦＤＭの代替的実装形態が図３８に示されている。この実装形態では、すべてのユーザのためのデータが、インターリーブサブキャリアマッピングブロック３８０６およびＮサイズのＩＦＦＴ３８０７を介してサブキャリアにマッピングされ、テールキャンセルがテールキャンセルブロック３８０９を介して合成信号に適用され、次いで循環シフタ３８１４によって、テールからのＮ_h個のゼロがヘッドに現れるように、循環シフトが実行される。次いで、図３０および図３７において同様に説明されたように、ＮサイズのＤＦＴ３８１５、サブキャリアマッピングブロック３８１６、およびＮ_IFFTサイズのＩＦＦＴ３８１７によって、この信号にガードバンドが挿入される。

【0349】

図２３を参照して、受信機構造がさらに説明される。マルチパスフェージングチャネルを通過した後、受信された信号は、

【0350】

【数68】

【0351】

のように書かれることができ、上式で、Λは、

【0352】

【数69】

【0353】

の対角行列である。テールは正確にゼロではないので、チャネルを巡回行列として表現することが近似である点に留意されたい。

【0354】

受信機２３００において、受信された信号をＦＦＴブロック２３０２およびサブキャリアデマッピングブロック２３０３に通した後、信号は

【0355】

【数70】

【0356】

になり、上式で、

【0357】

【数71】

【0358】

である。

【0359】

Ｇ行列を計算するために、リソース割り当てとゼロテールの長さのみが受信機にシグナリングされる必要がある。シグナリングされたリソース割り当てに基づいて、受信機２３００は、データサブキャリアマッピング行列Ｐ_dおよびＦＦＴ行列Ｆ_Mを決定する。さらに、ゼロテールＮｚｔの長さがわかると、受信機は、テールキャンセル信号のサブキャリアマッピング行列Ｐ_c、ＦＦＴ行列

【0360】

【数72】

【0361】

を決定し、したがって、上記の式２２を使用してＧ行列を計算することができる。

【0362】

最適なＬＭＭＳＥ受信機２３０４は、以下のようにデータ推定値を計算するために使用されることができる：
ｘ_est＝Ｇ^H（ＧＧ^H＋δ²（Ｈ^HＨ）^-1）^-1Ｈ^-1ｒ 式２３

【0363】

屋内チャネルなどの、非常に高速には変化しないチャネルについては、受信機の複雑さを低減しながら、ＬＭＭＳＥフィルタ係数が計算され、比較的長い時間使用されることができる。

【0364】

受信機の複雑さを低減する１つの方法は、等化からＧを有するフィルタリングを分離することである。この方法では、第１のステップとして、１タップ等化器２３０６による１タップ等化が、ｘ_est1＝（Ｈ^HＨ＋δ²ｌ）^-1Ｈ^Hｒを計算するために使用される。次いで、第２のステップにおいて、データ推定値は、フィルタ２３０７によって以下のように導出されることができる：ｘ_est＝（Ｇ^HＧ）^-1Ｇ^Hｘ_est1

【0365】

開示されたｅＺＴ ＯＦＤＭ波形の性能は、シミュレーションによって分析されている。シミュレーションにおいて、Ｍは５１２に設定され、ＮＩＦＦＴ＝１０２４である。Ｎｚｔは２５６に設定され、高遅延拡散チャネルが仮定される。図３９は、キャンセル信号の結果として導入された冗長性によって提供される符号化利得のために、ｅＺＴ ＯＦＤＭがＣＰ−ＯＦＤＭより優れていることを示す。

【0366】

図４０は、ｅＺＴ ＯＦＤＭの帯域外放射がＣＰ−ＯＦＤＭよりもずっと低いことを示す。その低い帯域外放射のため、Ｆ−ＯＦＤＭやＵＦＭＣなどのフィルタベースのＯＦＤＭ実施形態の代替として、ｅＺＴ ＯＦＤＭが使用されることができる。

【0367】

正確なゼロテールの長さを設定することが、１つまたは複数の実施形態に従って説明される。正確なゼロテールの長さは、同じユーザのシンボルごとに、または送信時間間隔（ＴＴＩ）ごとに異なっていてもよく、前述されたように、異なるユーザに対して同時に異なる正確なゼロテール長を取ることができる。

【0368】

ゼロテールの長さは、ＤＦＴ（たとえば、図１６のＤＦＴ１６０１）のテールにおいてｅＺＴ−ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭに供給されるゼロの数を変更することによって設定されてもよく、ｅＺＴ−ＯＦＤＭの場合は０を供給されるサブキャリアの数を変更することによって設定されてもよい。任意で、テール電力または帯域外放射をさらに減少させるために、ヘッドはＤＦＴにおいて非ゼロの数のゼロも供給されることができる。この場合、これらは、必要なテール長を得るために供給されるゼロの数に追加される。

【0369】

ｅＺＴ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭとｅＺＴ ＯＦＤＭの両方のためのユニークワード（ＵＷ）ベースの波形を生成するためのメカニズムは、１つまたは複数の実施形態を参照して上述されている。開示されたメカニズムを利用して、これらの波形のいずれかにおけるＵＷの長さは、最初に正確なゼロテールの長さを所望の長さに設定することによって必要に応じて変更されることができ、これはデータ信号のゼロテール部分以下である場合がある。

【0370】

ゼロテール長の設定を駆動する１つまたは複数の要因が存在する場合がある。たとえば、必要な正確なゼロテールの長さは、特定のユーザの所与のＴＴＩにおいて対処されるべき遅延拡散の量の必要性、同期、チャネル推定、位相／利得トラッキング、ＵＷシーケンスに基づく特定のユーザもしくはユーザグループの識別、ビーム切替え時間などの異なる目的に必要なユニークワード（ＵＷ）の長さ、または正確なゼロテールもしくはユニークシーケンスが使用される可能性がある何らかの他の目的などのいくつかの要因のうちの少なくとも１つによって引き起こされる可能性がある。

【0371】

物理層チャネルは、正確なゼロテールに基づいて物理層チャネルごとベースで有効にされることができる。たとえば、正確なゼロテールの長さは、異なる物理層制御チャネルに対して異なるように設定されることができる。これは、様々な要因によって引き起こされる可能性がある。たとえば、物理層制御チャネルの各々が送信される必要があるビーム幅は異なる可能性があり、したがって、必要な遅延拡散の処理を補償するために、異なる長さの正確なゼロテールを必要とすることがある。

【0372】

物理層制御チャネルは、物理層データチャネルと比較してよりワイドなビーム幅で送信されることができる。物理層制御チャネル内であっても、物理層共通制御チャネルは、物理層専用制御チャネルと比較してよりワイドなビーム幅で送信されることができる。これは、利用されるべき正確なゼロテールの長さが、物理層制御チャネルから物理層データチャネルまで、および物理層制御およびデータチャネル内でさえも異なる場合があることを意味するが、長さは異なっていてもよい。

【0373】

これは、ビーム幅、または言い換えれば、同じ正確なゼロテールの長さが、物理層制御と物理層データ、または物理層共通対物理層専用チャネルとで同じである場合があるシナリオを制限しない点に留意されたい。

【0374】

追加的または代替的に、ＵＷの長さは、異なる物理層チャネルに対して異なる場合がある。上述された正確なゼロテールの方法から生成されたユニークワードは、正確なゼロテールの長さを変更するために使用されるものと同じ方法論を利用することもできる。たとえば、ＵＷの長さは、異なる物理層チャネルに対して異なる場合がある。また、ＵＷの長さは、物理層制御チャネルから物理層データチャネルまで異なっていてもよく、物理層制御およびデータチャネル内であっても、ＵＷの長さは異なっていてよい。

【0375】

また、上記のことから、正確ではないゼロテールに基づく波形であっても、正確なゼロテールの長さを変更するために使用されるように、それらの長さを変更するために同様の方法論を利用することができる。たとえば、正確ではないゼロテール長の長さは、異なる物理層チャネルに対して異なる場合がある。また、正確でないゼロテール長の長さは、物理層制御チャネルから物理層データチャネルまで、および物理層制御およびデータチャネル内でさえも異なっていてもよく、正確ではないゼロテール長の長さは異なっていてよい。

【0376】

上記を考慮して、ビーム切替えのために正確なゼロテールが使用されることができる。ビーム切替えは、いくつかの理由から上記の６ＧＨｚ周波数において重要である。これは非網羅的なリストである点に留意されたい。これらの例は、特定のユーザが移動したこと、既存の経路が動的ブロッカによって、または自己ブロッキングのいずれかのためにブロックされたこと、ユーザデバイスの向きの変化、たとえば回転運動などのためであってよく、すべて潜在的に伝播条件の変化につながる。また、送信機が、たとえば、ユーザ間で、または異なる物理層チャネル間で切り替わるなどの理由によるものであってもよい。

【0377】

上述されたｅＺＴ波形が正確なゼロを生成するので、性能の低下を伴うことなしにビーム切替えを助けるために、正確なゼロテールが利用されることができる。正確なゼロテールは、実際には、ビーム切替えが発生する可能性のある期間を提供し、正確なゼロテールの長さは、ビーム切替え要求に従って設定または更新されることができる。ｅＺＴ−ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭとｅＺＴ−ＯＦＤＭの両方について、正確なゼロテールの長さがどのように変更されることができるかについての詳細は、上記に開示されている。

【0378】

正確なゼロテールまたはユニークワードの長さを搬送するためのシグナリングは、ゼロテールまたはユニークワードの長さが受信機にシグナリングされるべきであるため、送信機によって提供される。たとえば、ＺＴ／ＵＷ長の変更は、ｍＢによって開始され、ＷＴＲＵにシグナリングされる。

【0379】

１つのソリューションにおいては、ｍＢは、ダウンリンク送信対アップリンク送信に対して別個のシグナリングを使用することができる。ダウンリンク送信の場合、ｍＢは、新しいＺＴ／ＵＷ長をＷＴＲＵにシグナリングするために、たとえばＰＤＣＣＨなどの制御チャネルにおいてダウンリンク制御情報（ＤＣＩ）フォーマットを使用することができる。オフセットはあらかじめ定義されてもよく、制御チャネル送信のために使用されるＴＴＩと、新しいＺＴ／ＵＷ長が適用されるＴＴＩとの間に適用されてもよい。また、ダウンリンク送信の場合、ＺＴ／ＵＷの長さが半静的に変更される場合、長さは、ＲＲＣシグナリングまたは媒体アクセス制御（ＭＡＣ）制御要素（ＣＥ）を介してシグナリングされることができる。アップリンク送信の場合、ｍＢは、アップリンクグラントに関連するＰＤＣＣＨ送信を介して、ＺＴ／ＵＷ長の変更をＷＴＲＵにシグナリングすることができる。

【0380】

別のソリューションでは、ダウンリンク送信およびアップリンク送信の両方についてＷＴＲＵに新しいＺＴ／ＵＷ長を構成するために、ｍＢによって同じシグナリングが使用されることができる。

【0381】

正確なゼロテールを生成するために、またはシンボルごとにユニークワードを有するために、開示されたｅＺＴ−ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭ波形とｅＺＴ−ＯＦＤＭ波形の両方が使用されることができる。これらの波形は、必要な変更を行うためにシンボルレベルでより細かい粒度を提供するため、これらはユーザごと、ＴＴＩごと、またはそれらの任意の他の組合せでそれらを適合するために容易に拡張されることができる。

【0382】

上述されたように、ｅＺＴ−ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭおよびｅＺＴ−ＯＦＤＭの両方におけるＵＷの追加は、時間領域において達成される。図４１に示されるように、これはシンボルのサブセットのみにおいて選択的に行われることができ、他のシンボルにおいてｅＺＴ−ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭとｅＺＴ−ＯＦＤＭの両方について依然として正確なゼロテールを有する点に留意されたい。反対に、ほとんどのシンボルがＵＷを含み、ほとんどのシンボルが正確なゼロテールを含まない場合もある。

【0383】

一般性を失うことなしに、シンボルのサブセットがゼロテール（正確なゼロではない）を有し、他のシンボルが正確なゼロテールを有する他の組合せ、シンボルのサブセットがテールを有さない（正確なゼロテールの長さがゼロであることに対応する）が、他のシンボルがゼロテールの異なる非ゼロの長さを有することができることも理解されることができ、それらの他の組合せもまた想定されることができる。

【0384】

ＵＷは、スケジューリング／制御情報、および／またはユーザ／グループ識別を搬送するために利用されることができる。ユニークワードは、各シンボルのヘッドにおけるサイクリックプレフィックスの代わりに知られているシーケンスの挿入を指すことができる。これは、上述されたように正確なゼロが生成された後にユニークワードを追加することによって得られることができる。

【0385】

ユニークワードを使用して、データチャネルの暗黙のスケジューリングが実装されることができる。たとえば、ユニークワードまたはユニークワードの一部は、ＷＴＲＵ固有データチャネルのスケジューリング情報を搬送するために使用されることができる。ここでは、その特定のＷＴＲＵのためのデータを搬送するシンボル内のユニークワードとして、ＷＴＲＵ固有の識別子またはその一部が使用されることができる。あるいは、ユニークワードは、ＷＴＲＵ固有の識別子の関数によって生成されてもよく、またはセル固有のユニークワードがＷＴＲＵ固有の識別子でスクランブルされてもよい。そのようなＷＴＲＵ固有の識別子は、ＷＴＲＵが接続モードに入るとき、たとえばランダムアクセス手順中にｍＢによって割り当てられることができる。ＷＴＲＵは、ユニークワード内のあらかじめ構成された識別子の存在を監視することによって、ＷＴＲＵ向けのデータシンボルを暗黙的に決定することができる。いくつかのソリューションにおいて、スケジューリング情報の半静的な部分は、たとえば１つまたは複数のサブフレームの間持続することができるＰＤＣＣＨのような別個の制御チャネルを使用してシグナリングされることができる。そのような半静的なスケジューリング情報は、周波数領域リソース割り当て、送信モード、ＭＣＳ、および任意でユニークワードにおいて使用されるべきＷＴＲＵ固有の識別子などを含むことができる。細粒度時間領域割り当て情報、たとえばシンボルレベル割り当ては、ユニークワード内のＷＴＲＵ固有の識別子を使用してシグナリングされることができる。

【0386】

チャネルタイプの暗黙的な識別は、ユニークワードを使用して実装されることができる。ＷＴＲＵは、ｍＢによって送信される異なるタイプの物理チャネルを識別または区別するために、ユニークワードまたはユニークワードの一部を使用することができる。たとえば、制御チャネルを搬送するサブフレーム内のシンボルは、あらかじめ構成されたユニークワードに添付されることができる。ＷＴＲＵは、異なるチャネルタイプと関連付けられるユニークワードとの間の論理マッピングであらかじめ構成されることができる。ＷＴＲＵは、制御チャネルに関連付けられるユニークワードを搬送するシンボルの数を計算することによって、サブフレーム内の制御チャネルの長さをさらに決定することができる。そのようなメカニズムは、物理制御フォーマットインジケータチャネル（ＰＣＦＩＣＨ）などの別個の物理チャネルの代わりに使用されることができる。ＰＨＩＣＨなどの他の物理チャネルを決定するために、同様のメカニズムが使用されることができる。

【0387】

ＷＴＲＵは、ＳＩＢ、ページングなどのブロードキャストシグナリングのために予約されたユニークワードを監視することによって、同様にブロードキャストチャネルを識別することができる。

【0388】

マルチキャストグループまたはユーザのセットを識別するために、ユニークワードが使用されることができる。たとえば、マルチキャストグループまたはデバイス間（Ｄ２Ｄ）ユーザなどの異なるユーザのセットを識別または区別するために、ユニークワードまたはユニークワードの一部が使用されることができる。サブフレーム内のシンボルまたは割り当ては、あらかじめ構成されたユニークワードと関連付けられることができる。ユーザは、異なるマルチキャストグループまたはユーザセットと関連付けられるユニークワードとの間のマッピングを用いてあらかじめ構成されることができる。Ｄ２Ｄまたはマルチキャストグループに関連する追加の情報は、ＵＷを搬送するユニークワードまたはシンボルの数からも導き出されることができる。特定のブロードキャストもしくはマルチキャストサービス、または特定のＤ２Ｄユーザに提供される異なるサービスは、あらかじめ構成されたユニークワードを搬送することもできる。

【0389】

ＺＴおよびＵＷベースの波形はまた、信号の周期性を損なうことなしに、ゼロテールの代わりにゼロヘッドを使用することができる。この場合、正確なゼロがテールの代わりにヘッドにおいて生成されるように、時間領域のヘッドキャンセルが実装される。キャンセル信号は、ＩＦＦＴ出力のヘッドからＮｚｈ個のサンプルを繰り返すことによって生成される。ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭの一例が図４２に示されており、この例では、キャンセルされることが必要なヘッドは、便宜上αとラベル付けされたベクトル［Ｙ１ Ｙ２ Ｙ３ Ｙ４］から構成されている。この場合、Ｎｈ＞Ｎｔである点に留意されたい。

【0390】

図４２は、１つまたは複数の実施形態による、ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭのガードバンド挿入前の時間領域ヘッドキャンセルを示すブロック図である。図４２に示される送信機は、図１６のステップ１において同様に説明されたように、ＭサイズのＤＦＴブロック４２０１、サブキャリアマッピングブロック４２０２、およびＮサイズのＩＦＦＴブロック４２０３、図１６のステップ３において同様に説明されたように（信号ｙを生成するためにデータ信号ｙｄおよびキャンセル信号ｙｃを生成するために、Ｎｈｔ時間領域サンプルが使用されることを除く）ヘッドキャンセルブロック４２０９、ならびに図１６の最終出力において同様に説明されたように、ガードバンド挿入ブロック４２１０を含む。さらに、ベクトル［−α −α．．．−α］から構成されるキャンセル信号は、ＩＦＦＴブロック４２０３の出力信号のテール部分（アルファベクトル）をＮ／Ｎｚｔ回繰り返すことによって生成される。テールキャンセルブロック４２０９は、キャンセル信号［−α −α．．．−α］を生成し、これをＩＦＦＴブロック（４２０３）の出力に追加する。

【0391】

同様に、ゼロヘッドは、上記に開示された１つまたは複数の実施形態について生成されることができる。

【0392】

いくつかの態様は装置の文脈において説明されているが、これらの態様は、対応する方法の説明も表しており、ブロックまたはデバイスは、方法ステップまたは方法ステップの特徴に対応することは明らかである。同様に、方法ステップの文脈において説明される態様は、対応するブロック、または対応する装置のアイテムもしくは特徴の説明も表す。方法ステップの一部または全部は、たとえば、マイクロプロセッサ、プログラム可能なコンピュータ、または電子回路などのハードウェア装置によって（または、それを使用して）実行されることができる。いくつかの実施形態では、方法ステップのうちのいくつかの１つまたは複数が、そのような装置によって実行されることができる。ブロックは、１つまたは複数の機能を実行するためのプロセッサまたはプロセッサの一部を表すことができる。

【0393】

特徴および要素が特定の組合せにおいて上述されているが、当業者は、各特徴または要素が単独で、または他の特徴および要素との任意の組合せにおいて使用されることができることを理解するであろう。さらに、本明細書に記載の方法は、コンピュータまたはプロセッサによる実行のためにコンピュータ可読媒体に組み込まれたコンピュータプログラム、ソフトウェア、またはファームウェアにおいて実装されることができる。コンピュータ可読媒体の例は、電子信号（ワイヤードまたはワイヤレス接続を介して送信される）およびコンピュータ可読記憶媒体を含む。コンピュータ可読記憶媒体の例は、これらに限定されないが、読出し専用メモリ（ＲＯＭ）、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、レジスタ、キャッシュメモリ、半導体メモリデバイス、内蔵ハードディスクおよびリムーバブルディスクなどの磁気媒体、光磁気媒体、ならびにＣＤ−ＲＯＭディスクおよびデジタル多用途ディスク（ＤＶＤ）などの光媒体を含む。ＷＴＲＵ、ＵＥ、端末、基地局、ＲＮＣ、または任意のホストコンピュータにおいて使用するための無線周波数トランシーバを実装するために、ソフトウェアに関連付けられるプロセッサが使用されることができる。

【図1A】

【図1B】

【図1C】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11A】

【図11B】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】

【図22】

【図23】

【図24】

【図25】

【図26】

【図27】

【図28】

【図29】

【図30】

【図31】

【図32】

【図33】

【図34】

【図35】

【図36】

【図37】

【図38】

【図39】

【図40】

【図41】

【図42】