特許 6753808 ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6753808

(24)【登録日】2020年8月24日

(45)【発行日】2020年9月9日

(54)【発明の名称】ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20200831BHJP

【ＦＩ】

   H02M3/155 H

   H02M3/155 G

【請求項の数】7

【全頁数】25

(21)【出願番号】特願2017-66382(P2017-66382)

(22)【出願日】2017年3月29日

(65)【公開番号】特開2018-170857(P2018-170857A)

(43)【公開日】2018年11月1日

【審査請求日】2019年6月13日

(73)【特許権者】

【識別番号】000003609

【氏名又は名称】株式会社豊田中央研究所

(73)【特許権者】

【識別番号】000003207

【氏名又は名称】トヨタ自動車株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110001210

【氏名又は名称】特許業務法人ＹＫＩ国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】大谷 裕樹

(72)【発明者】

【氏名】山田 堅滋

【審査官】 佐藤 匡

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００６−３１１６３５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１２−１１４９９３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００５−１６８１６１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００６−０４２５３６（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ３／１５５

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の接続点と直流電源とに両端が接続されるリアクトルとを含むＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置であって、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータに接続され前記リアクトルからの出力電圧を平滑化させるコンデンサの両端間電圧の検出値であるコンデンサ電圧検出値が入力され、前記コンデンサ電圧検出値の振動除去の処理を行う振動除去器を備え、
前記振動除去器は、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの三角キャリア波における谷点毎、または山点毎で検出される前記コンデンサ電圧検出値について、それぞれの回での今回検出値と前回検出値との偏差の符号が正負で反転した場合には、前記今回検出値と前記前回検出値との平均値を処理後の前記コンデンサ電圧検出値として出力し、前記今回検出値と前記前回検出値との偏差の符号が正負で反転しない場合には前記今回検出値を処理後の前記コンデンサ電圧検出値として出力し、
前記制御装置は、
前記コンデンサのコンデンサ電圧の目標値となるコンデンサ電圧指令値と処理後の前記コンデンサ電圧検出値とに応じて前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する、制御装置。

【請求項2】

請求項１に記載の制御装置において、
前記コンデンサ電圧指令値と処理後の前記コンデンサ電圧検出値との偏差に基づく値を用いて、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのデューティ比を制御するデューティ比制御器を備える、制御装置。

【請求項3】

請求項１に記載の制御装置において、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの現在の状態値に応じて、前記リアクトルを流れるリアクトル電流を推定するオブザーバと、
前記コンデンサ電圧指令値と処理後の前記コンデンサ電圧検出値との偏差をＰＩ演算することにより前記リアクトル電流を制御するための目標値となるリアクトル電流指令値を算出する電流指令生成器と、
前記リアクトル電流指令値と前記リアクトル電流の推定値との偏差に応じて前記ＤＣ／ＤＣコンバータのデューティ比を制御するデューティ比制御器と、
を備える、制御装置。

【請求項4】

請求項１に記載の制御装置において、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの現在の状態値に応じて、前記リアクトルを流れるリアクトル電流と、前記第１スイッチング素子のオン時間の割合であるデューティ比に対するデッドタイムの有無における前記デューティ比の差分である誤差デューティ比と、前記コンデンサのコンデンサ電圧検出誤差とを推定するオブザーバと、
前記誤差デューティ比と、前記コンデンサ電圧検出誤差とを含む状態方程式から前記リアクトル電流を制御するための目標値となるリアクトル電流指令値を算出する電流指令生成器と、
前記リアクトル電流指令値と前記リアクトル電流の推定値との偏差に応じて前記ＤＣ／ＤＣコンバータのデューティ比を制御するデューティ比制御器と、
を備える、制御装置。

【請求項5】

請求項３または請求項４に記載の制御装置において、
前記オブザーバは、現在の前記状態値として、前記直流電源の電源電圧、前記コンデンサ電圧、及び前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電流を用いる、制御装置。

【請求項6】

請求項１に記載の制御装置において、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの現在の状態値に応じて、前記リアクトルを流れるリアクトル電流と、前記第１スイッチング素子のオン時間の割合であるデューティ比に対するデッドタイムの有無における前記デューティ比の差分である誤差デューティ比と、前記コンデンサのコンデンサ電圧検出誤差とを推定するオブザーバと、
前記誤差デューティ比と、前記コンデンサ電圧検出誤差とを含む状態方程式から前記リアクトルを流れるリアクトル電流を制御するための目標値となるリアクトル電流指令値を算出する電流指令生成器と、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの状態方程式を用いて、前記デューティ比を複数の異なる値に変化させたときの前記ＤＣ／ＤＣコンバータにおける所定状態値に対する予測値を算出し、前記所定状態値の目標を示す指令値と前記予測値との差に応じて前記デューティ比を制御する第１モデル予測制御器を有するデューティ比制御器とを備える、制御装置。

【請求項7】

請求項１に記載の制御装置において、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの現在の状態値に応じて、前記リアクトルを流れるリアクトル電流と、前記第１スイッチング素子のオン時間の割合であるデューティ比に対するデッドタイムの有無における前記デューティ比の差分である誤差デューティ比と、前記コンデンサのコンデンサ電圧検出誤差とを推定するオブザーバと、
前記誤差デューティ比と、前記コンデンサ電圧検出誤差とを含む状態方程式から前記リアクトルを流れるリアクトル電流を制御するための目標値となるリアクトル電流指令値を算出する電流指令生成器と、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータの状態方程式を前記デューティ比の二次方程式に変形し、前記誤差デューティ比を前記二次方程式に導入することによって前記デューティ比を制御する第２モデル予測制御器を有するデューティ比制御器とを備える、制御装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置に関する。

【背景技術】

【0002】

従来から電気自動車、ハイブリッド自動車において、直流電源から供給される電圧を昇圧等の電圧変換を行うためにＤＣ／ＤＣコンバータを搭載することが行われている。

【0003】

このようなＤＣ／ＤＣコンバータに対して、特許文献１には、ＤＣ／ＤＣコンバータにインバータを接続し、ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア周波数を、インバータのキャリア周波数の２倍に設定する技術が開示されている。特許文献１には、このような技術により、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力側に接続されたコンデンサに流れるリップル電流を低減できるとされている。

【0004】

特許文献２には、単相交流電源から供給された交流電圧を直流電圧に変換するコンバータの出力側にコンデンサを接続し、このコンデンサの出力電圧であるコンデンサ電圧からその電圧のリップル周波数及びリップル振幅を検出する技術が開示されている。この技術では、検出したリップル周波数と等しくなるように中心周波数が設定されたノッチフィルタを設けている。ノッチフィルタは、リップル振幅の増大にしたがってノッチ深さを大きくする。ノッチフィルタは、補正トルク分電流指令を出力し、その指令に応じてインバータの制御が行われる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】特許第４６９８７６９号公報

【特許文献2】特開２０１６−１２７７３６号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

特許文献１に記載された技術では、ＤＣ／ＤＣコンバータの三角波キャリア周波数が低くなると、ＤＣ／ＤＣコンバータが有するリアクトルのインダクタンス容量が小さい場合に、リアクトルを流れるリアクトル電流のリップルが大きくなる。これにより、インバータのキャリア周波数が小さくなる場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア周波数が低くなることにより、リアクトル電流のリップルが大きくなる可能性がある。このため、コンデンサに流れるリップル電流が大きくなり、コンデンサの発熱が大きくなる可能性がある。コンデンサの容量を大きくすることによりこの発熱を抑制することが考えられるが、コンデンサが大型化する。

【0007】

また、特許文献２に記載されたノッチフィルタを、コンデンサ電圧検出部に用いることが考えられるが、コンデンサ電圧検出値の振動は、ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア周波数の１／２周期に対応する。これにより、デジタルフィルタであるノッチフィルタでは、長い周期の成分しか除去できず、コンデンサ電圧検出部の検出値のリップルを除去することは困難である。

【0008】

本発明の制御装置の目的は、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において、ＤＣ／ＤＣコンバータに接続されたコンデンサのコンデンサ電圧の制御を安定化させることにより、コンデンサに流れるリップル電流を抑制することである。

【課題を解決するための手段】

【0009】

本発明の１つの態様は、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の接続点と直流電源とに両端が接続されるリアクトルとを含むＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置であって、前記ＤＣ／ＤＣコンバータに接続され前記リアクトルからの出力電圧を平滑化させるコンデンサの両端間電圧の検出値であるコンデンサ電圧検出値が入力され、前記コンデンサ電圧検出値の振動除去の処理を行う振動除去器を備え、前記振動除去器は、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの三角キャリア波における谷点毎、または山点毎で検出される前記コンデンサ電圧検出値について、それぞれの回での今回検出値と前回検出値との偏差の符号が正負で反転した場合には、前記今回検出値と前記前回検出値との平均値を処理後の前記コンデンサ電圧検出値として出力し、前記偏差の符号が正負で反転しない場合には前記今回検出値を処理後の前記コンデンサ電圧検出値として出力し、前記制御装置は、前記コンデンサのコンデンサ電圧の目標値となるコンデンサ電圧指令値と処理後の前記コンデンサ電圧検出値とに応じて前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する、制御装置である。

【発明の効果】

【0010】

本発明によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において、ＤＣ／ＤＣコンバータに接続されたコンデンサのコンデンサ電圧の制御を安定化させることにより、コンデンサに流れるリップル電流を抑制できる。

【図面の簡単な説明】

【0011】

【図1】本発明の実施形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を含むモータ駆動装置の基本構成を示す図である。

【図2】本発明の実施形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置の構成を示す図である。

【図3】図２に示している振動除去器の構成を示す図である。

【図4】本発明の実施形態の別例における制御装置の構成を示す図である。

【図5】図４に示しているオブザーバの構成を示す図である。

【図6】図５に示しているオブザーバゲインの切換部の構成を示す図である。

【図7】本発明の実施形態の別例における制御装置の構成を示す図である。

【図8】本発明の実施形態の別例における制御装置の構成を示す図である。

【図9】図８に示しているデューティ比制御器を構成するモデル予測制御器の構成を示す図である。

【図10】比較例の制御装置において、インバータのキャリア周波数ｆｃｉ及びＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア周波数ｆｃｃについて、│２×ｆｃｉ−ｆｃｃ│を変化させた場合におけるコンデンサ電圧及びその検出波形を示す図である。

【図11】実施形態の制御装置において、インバータのキャリア周波数ｆｃｉ及びＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア周波数ｆｃｃについて、│２×ｆｃｉ−ｆｃｃ│を変化させた場合におけるコンデンサ電圧及びその検出波形を示す図である。

【図12】本発明の実施形態において、リアクトルのインダクタンスにおける電流依存性の例を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0012】

＜第１の実施形態＞
図１は、第１の実施形態におけるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置３０を含むモータ駆動装置１００の基本構成を示している。モータ駆動装置１００は、直流電源１０、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１、低圧側コンデンサ１７、高圧側コンデンサ１８及び負荷１０４を含んで構成される。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、リアクトル１２、第１スイッチング素子１４、第２スイッチング素子１６を有する。第１スイッチング素子１４は、上側スイッチング素子に相当し、第２スイッチング素子１６は、下側スイッチング素子に相当する。負荷１０４は、インバータ１０５と、インバータ１０５に接続され、インバータ１０５によって駆動されるモータ１０６とを有する。モータ１０６はＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相交流電流により駆動される３相モータである。

【0013】

直流電源１０の正極にはリアクトル１２の一端が接続され、リアクトル１２の他端には第１スイッチング素子１４の一端及び第２スイッチング素子１６の一端の接続点Ｃが接続される。第１スイッチング素子１４の他端は正極母線１９を介して、負荷１０４を構成するインバータ１０５の正極側に接続される。第２スイッチング素子１６の他端は負極母線２０を介して、直流電源１０の負極とインバータ１０５の負極側とに接続される。低圧側コンデンサ１７は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の入力側で、リアクトル１２の一端及び直流電源１０の正極の間と負極母線２０との間に接続され、電圧を平滑化させるために用いられる。高圧側コンデンサ１８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力側で、正極母線１９及び負極母線２０の間に接続され、リアクトル１２からの出力電圧を平滑化させるために用いられる。

【0014】

なお、実施の形態では、第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６はＮＰＮトランジスタとする。第１スイッチング素子１４は、正極母線１９側がコレクタ、リアクトル１２側がエミッタとされる。第２スイッチング素子１６は、リアクトル１２側がコレクタ、負極母線２０側がエミッタとされる。また、第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のそれぞれに並列に環流ダイオードが接続される。

【0015】

ＤＣ／ＤＣコンバータ１１において、第１スイッチング素子１４をオフ状態及び第２スイッチング素子１６をオン状態とすることで、リアクトル１２を介して直流電源１０の正極から負極に向けたリアクトル電流ｉ_Lが流れる。これによって、リアクトル１２にエネルギーが蓄積される。次に、第２スイッチング素子１６をオフ状態とすることで、リアクトル電流ｉ_Lが遮断され、リアクトル１２の端部に直流電源１０の電圧（電源電圧ｖ_b）よりも高い電圧が生じる。そして、これに応じた電流が正極母線１９に向けて流れて高圧側コンデンサ１８が充電されて高圧側コンデンサ１８の両端間電圧であるコンデンサ電圧ｖ_cが上昇する。このコンデンサ電圧ｖ_cが負荷１０４に印加される。また、第１スイッチング素子１４がオン状態とされることで、高圧側コンデンサ１８から直流電源１０の正極へ向けたリアクトル電流ｉ_Lが流れる。これによって、コンデンサ電圧ｖ_cが低下する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧、すなわちコンデンサ電圧ｖ_cは、キャリア信号の１周期に対する第１スイッチング素子１４のオン割合を示すデューティ比によって決定される。

【0016】

ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、制御装置３０によって各スイッチング素子１４，１６のオンオフ状態が制御される。制御装置３０には、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の現在の状態値が入力される。制御装置３０は入力された状態値に応じてＤＣ／ＤＣコンバータ１１を制御する。状態値として、直流電源１０の電源電圧ｖ_b、リアクトル１２を流れるリアクトル電流ｉ_L、コンデンサ１８のコンデンサ電圧ｖ_c、負荷であるモータ１０６の電流ｉ_u，ｉ_w及びモータ１０６の回転角θの検出値が対応するセンサから制御装置３０へ入力される。例えば、モータ駆動装置１００は、コンデンサ電圧ｖ_cを検出する高圧側の電圧センサ２１と、直流電源１０の電源電圧ｖ_bを検出する低圧側の電圧センサ２２とを備える。制御装置３０は、モータの電流ｉ_u，ｉ_w及びモータの回転角θからＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電流ｉ_mを算出する。

【0017】

図２は、制御装置３０の構成を示す図である。制御装置３０は、振動除去器３１、デューティ比制御器３４、及び三角波比較器３６を含んで構成される。

【0018】

振動除去器３１には、高圧側の電圧センサ２１からコンデンサ電圧検出値ｖ_cが入力される。振動除去器３１は、後述のようにコンデンサ電圧検出値ｖ_cの振動除去の処理を行って、処理後のコンデンサ電圧検出値ｖ_cを出力する。

【0019】

デューティ比制御器３４には、コンデンサ電圧指令値ｖ_c^*と処理後のコンデンサ電圧検出値ｖ_cとの偏差が入力される。デューティ比制御器は、例えば入力された偏差を比例積分演算であるＰＩ演算して、指令値となるデューティ比ｄ（ｋ＋１）を求めるための演算が行われる。算出されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）は、後述の三角波比較器３６に入力される。

【0020】

次に、振動除去器３１を説明する。図３は、振動除去器３１の構成を示す図である。振動除去器３１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の三角キャリア波における谷点毎で検出されるコンデンサ電圧検出値ｖ_cを高圧側の電圧センサ２１から取得する。そして、振動除去器３１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の三角キャリア波における谷点毎で検出されるコンデンサ電圧検出値ｖ_cについて、それぞれの回での今回検出値と前回検出値との偏差の符号が正負で反転するか否かに応じて、振動除去処理を行う。振動除去処理は、偏差の符号が正負で反転した場合には、今回検出値と前回検出値との平均値を処理後のコンデンサ電圧検出値ｖ_cとして出力し、偏差の符号が正負で反転しない場合には今回検出値を処理後のコンデンサ電圧検出値ｖ_cとして出力する。

【0021】

また、実施形態では、今回検出値と前回検出値との偏差の符号を、今回から予め設定された複数回前までさかのぼって計算する。そして、振動除去器３１は、偏差の符号の変化が所定回数以上では、今回検出値と前回検出値との平均値を処理後のコンデンサ電圧検出値ｖ_cとして出力する。一方、振動除去器３１は、偏差の符号の変化が所定回数未満では今回検出値を処理後のコンデンサ電圧検出値ｖ_cとして出力する。以下、コンデンサ電圧検出値ｖ_cを検出値ｖ_cとして説明する場合がある。

【0022】

具体的には、本実施形態では、振動除去器３１は、今回検出値と前回検出値との偏差の符号を、今回から３回前までさかのぼって合計４回、計算する。図３に示すように、振動除去器３１は、減算器４０（４０−１〜４０−４）、前回検出取得部４２（４２−１〜４２−４）、判定器４４（４４−１〜４４−４）、加算器４５、絶対値計算器４６及び出力切換部４８を含んで構成される。

【0023】

前回検出取得部４２は、入力された検出値ｖ_cについて、その検出の回より１つ前である前回に検出された検出値ｖ_cを、制御装置３０の記憶部より取得して出力する。前回検出取得部４２−１〜４２−３の出力値は、対応する回と同じ回、及び次の回の減算器４０と、その前の回の前回検出取得部４２とに入力される。前回検出取得部４２−４の出力値は、対応する回の次の回の減算器４０に入力される。減算器４０は、対応する回と同じ回の検出値から、その前の回の検出値を減算した値である偏差を判定器４４に出力する。

【0024】

判定器４４は、入力された偏差の符号の正負を判定し、判定結果を加算器４５に出力する。例えば、判定器４４は、入力された偏差の符号が正の場合に１を出力し、偏差の符号が負の場合に−１を出力する。判定器４４は、偏差の符号が０であれば出力しない、すなわち出力値が０である。

【0025】

例えば、判定器４４−１には、今回の検出値ｖ_cから前回の検出値ｖ_cを減算した偏差が入力される。判定器４４−２には、前回の検出値ｖ_cから、今回より２回前の検出値ｖ_cを減算した偏差が入力される。判定器４４−３には、２回前の検出値ｖ_cから、今回より３回前の検出値ｖ_cを減算した偏差が入力される。判定器４４−４には、３回前の検出値ｖ_cから、今回より４回前の検出値ｖ_cを減算した偏差が入力される。

【0026】

加算器４５は、すべての判定器４４−１〜４４−４から判定結果が入力され、その判定結果を加算する。加算された結果は、絶対値計算器４６に入力される。

【0027】

絶対値計算器４６は、加算された結果である数値の絶対値を算出して出力切換部４８に出力する。出力切換部４８には、今回の検出値ｖ_cと、今回の検出値ｖ_c及び前回の検出値ｖ_cの平均値とも入力される。

【0028】

出力切換部４８は、絶対値計算器４６から入力された絶対値に応じて、今回検出値、または今回検出値及び前回検出値の平均値を、振動除去の処理後の検出値として出力する。具体的には、出力切換部４８は、入力された絶対値が２以下の場合には、今回検出値及び前回検出値の平均値を処理後の検出値として出力する。一方、出力切換部４８は、入力された絶対値が２より大きい場合には、今回検出値を処理後の検出値として出力する。出力切換部４８に入力された絶対値が２以下であることは、今回から４回前までさかのぼって偏差の符号の変化が１回以上あることを意味する。

【0029】

これにより、振動除去器３１によって、今回検出値と前回検出値との偏差の符号が、今回から４回前までさかのぼって計算される。そして、振動除去器３１は、偏差の符号が正負で反転した場合には、今回検出値と前回検出値との平均値を処理後のコンデンサ電圧検出値ｖ_cとして出力し、偏差の符号が正負で反転しない場合には今回検出値を処理後のコンデンサ電圧検出値ｖ_cとして出力する。実施形態では、偏差の符号が、４回前までさかのぼって計算されるので、振動除去処理の精度を高くできる。なお、偏差の符号は、５回以上の任意の回数前までさかのぼって計算してもよい。

【0030】

振動除去器３１の出力は、振動除去の処理後のコンデンサ電圧検出値ｖ_cとして、減算器３７に入力される。減算器３７は、処理後のコンデンサ電圧検出値ｖ_cからコンデンサ電圧指令値ｖ_c^*を減算した値を偏差として、デューティ比制御器３４に出力する。

【0031】

デューティ比制御器３４は、入力された偏差に応じて、上記のように指令値となるデューティ比ｄ（ｋ＋１）を求めるための演算を行う。デューティ比制御器３４から出力されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）は、三角波比較器３６に入力される。三角波比較器３６は、三角波キャリア信号の値と、デューティ比とを比較し、その比較した結果に基づいてスイッチング信号を生成し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の各スイッチング素子１４，１６に出力される。各スイッチング素子１４，１６は、そのスイッチング信号によりオンオフ状態が制御されることにより、適切な電圧制御が行われる。これにより、リアクトル電流指令値に応じてＤＣ／ＤＣコンバータ１１が制御される。

【0032】

具体的には、制御装置３０は、デューティ比制御器３４から出力されたデューティ比ｄ（＝ｄ（ｋ＋１））となるように第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のオン期間を制御する。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、指令値とされるコンデンサ電圧指令値ｖ_c^*及びリアクトル電流指令値ｉ_L^*となるようにコンデンサ電圧ｖ_c及びリアクトル電流ｉ_Lが制御される。

【0033】

なお、デューティ比制御器３４から出力されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）は、リミッタ（図示せず）に入力することもできる。リミッタは、デューティ比制御器３４から出力されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）の入力をうけ、入力されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）が最適デューティ比範囲ＤＲ内になるように制限する。リミッタから出力された最適範囲のデューティ比ｄ（ｋ＋１）は、三角波比較器３６に入力される。これにより、制御装置３０は、三角波比較器３６に入力されたデューティ比ｄ（＝ｄ（ｋ＋１））となるように第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のオン期間を制御する。

【0034】

上記の制御装置３０によれば、振動除去器３１による処理後のコンデンサ電圧検出値ｖ_cを用いてＤＣ／ＤＣコンバータ１１を制御するので、コンデンサ電圧ｖ_cの制御を安定化させることができる。これにより、高圧側コンデンサ１８に流れるリップル電流を抑制できるので、高圧側コンデンサ１８の発熱を抑制しつつ高圧側コンデンサ１８の容量を小さくできる。

【0035】

一方、比較例として、本実施形態と異なり、振動除去器を介さずにコンデンサ電圧の検出値と指令値とを用いて、ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する構成が考えられる。この比較例において、ＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア周波数ｆｃｃを、インバータのキャリア周波数ｆｃｉの２倍の周波数以外の周波数とする場合がある。この場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータの三角波キャリアにおける谷点毎にコンデンサ電圧検出値をサンプリングすると、コンデンサ電圧検出値が大きく振動する可能性がある。実施形態では、振動除去器３１により、コンデンサ電圧ｖ_cについて今回検出値と前回検出値との偏差の符号の反転により振動を判定し、振動した場合に今回検出値と前回検出値との平均値を処理後の検出値として出力する。これにより、コンデンサ電圧ｖ_cの制御の安定化を図れる。

【0036】

なお、上記では、振動除去器３１において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の三角波キャリアにおける谷点毎のコンデンサ電圧検出値を用いる場合を説明した。一方、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の三角キャリア波における山点毎で検出されるコンデンサ電圧検出値について、それぞれの回での今回検出値と前回検出値との偏差の符号が正負で反転するか否かに応じて、処理後のコンデンサ電圧検出値を出力してもよい。この場合において、偏差の符号の反転に応じて処理後のコンデンサ電圧検出値を出力する方法は、三角キャリア波における山点毎で検出されるコンデンサ電圧検出値を用いる場合と同様である。

【0037】

＜第２の実施形態＞
第１の実施形態では、処理後のコンデンサ電圧検出値とコンデンサ電圧指令値との偏差をデューティ比制御器に入力する場合を説明した。図４は、第２の実施形態における制御装置３０ａの構成を示す図である。第２の実施形態では、制御装置３０ａは、図４に示すように、電流指令生成器（ｉＬ指令生成器）３２と、オブザーバ３３とを含んで構成される。

【0038】

電流指令生成器３２には、振動除去器３１から出力された処理後のコンデンサ電圧検出値ｖ_cと、コンデンサ電圧指令値ｖ_c^*との偏差が入力される。電流指令生成器３２は、例えば入力された偏差を比例積分演算であるＰＩ演算して、リアクトル１２を流れるリアクトル電流の指令値ｉ_L^*を生成するＰＩ制御器とすることができる。後述のデューティ比制御器３４ａには、リアクトル電流指令値ｉ_L^*と、後述のオブザーバ３３から出力されるリアクトル電流ｉ_Lの推定値との偏差が入力される。なお、以下において、図中の推定値には上付の波線（チルダ）を付して示す。

【0039】

オブザーバ３３は、処理後のコンデンサ電圧検出ｖ_c、電源電圧ｖ_b及び出力電流ｉ_mを受けて、これらの値からリアクトル電流ｉ_Lの推定値を、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式を用いて算出して出力する。

【0040】

ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式を説明するために、まず、コンデンサ電圧の検出誤差Δｖ_cを含まないと仮定した比較例の状態方程式としての比較例状態方程式を説明する。

【0041】

比較例状態方程式は、数式（１）にて表される。ここで、コンデンサ電圧はｖ_c、リアクトル電流はｉ_L、電源電圧はｖ_b、出力電流（負荷電流）はｉ_m、リアクトル１２のインダクタンスはＬ、コンデンサ１８のキャパシタンスはＣ、リアクトル１２の抵抗値はＲ_L、デューティ比はｄと示す。

【数1】

【0042】

数式（１）にデッドタイムを考慮した誤差デューティ比Δｄを組み込むと数式（２）に示す状態方程式となる。ここで誤差デューティ比とは、第１スイッチング素子のオン時間の割合であるデューティ比に対する、デッドタイムの有無の違いにより生じるデューティ比の差分である。

【数2】

【0043】

数式（２）を、双１次変換を用いて離散化させると数式（３）のように示される。

【数3】

【0044】

図５は、実施形態のオブザーバ３３を示す図である。オブザーバ３３において、入力信号、出力信号が図５で示されるようになる。図５において、Ａは、数式（３）の破線枠αで示される係数と、破線枠Ａ１で示される行列とを乗じたものであり、α×Ａ１で表される。

【0045】

図５において、Ｂは、数式（３）の破線枠αで示される係数と破線枠Ｂ１で示される行列とを乗じたものであり、α×Ｂ１で表される。図５のＣは、数式（４ａ）、数式（４ｂ）で表されるものである。

【数4】

【0046】

図５のＣとして、数式（４ａ）、数式（４ｂ）で表されるもので用いることによりリアクトル電流の推定精度を高くできるが、計算量軽減のために、数式（５）を用いることもできる。

【数5】

【0047】

ここで、本実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式として、誤差デューティ比Δｄとコンデンサ電圧検出誤差Δｖ_Cとを含む数式（６）を定義する。

【数6】

【0048】

数式（６）を、双１次変換を用いて離散化させると数式（７）のように示される。

【数7】

【0049】

数式（７）に基づいて、コンデンサ１８の電圧の推定値であるコンデンサ電圧推定値ｖ_c〜（チルダ）（ｋ）と、リアクトル１２の電流の推定値であるリアクトル電流予測値ｉ_L〜（チルダ）（ｋ）とは、数式（８）のように表すことができる。また、数式（７）に基づいて、誤差デューティ比の推定値である誤差デューティ比推定値Δｄ〜（チルダ）（ｋ）と、コンデンサ電圧検出誤差の推定値であるコンデンサ電圧誤差推定値Δｖ_c〜（チルダ）（ｋ）とは数式（８）のように表すことができる。ここで、Ｔは制御周期であり、ｈ₁〜ｈ₄はオブザーバゲインである。以下では推定値を表すチルダの〜（波線）を省略する場合がある。

【数8】

【0050】

オブザーバ３３は、入力された処理後のコンデンサ電圧ｖ_c、電源電圧ｖ_b及び出力電流ｉ_mを数式（８）に代入することによって、リアクトル電流ｉ_L（＝ｉ_L（ｋ））の推定値を算出する。また、オブザーバ３３は、コンデンサ電圧検出誤差Δｖ_c（＝Δｖ_c（ｋ））の推定値も算出する。

【0051】

なお、推定されるコンデンサ電圧検出誤差推定値Δｖ_c（チルダ）、誤差デューティ比Δｄ（チルダ）及びリアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）は、数式（８）におけるｋをｋ−１に読み替えて処理することによって算出することができる。算出されたリアクトル電流推定値ｉ_L〜（チルダ）は、減算器３５に入力される。

【0052】

なお、ｋは、制御回数を示す。例えば、ｉ_L（ｋ）は、ｋ回目の制御におけるリアクトル電流ｉ_Lを表し、ｉ_L（ｋ＋１）は、（ｋ＋１）回目の制御におけるリアクトル電流ｉ_Lを表す。他の状態量についても同様である。

【0053】

ここで、本実施形態において、オブザーバ３３は、数式（８）の４つのオブザーバゲインｈ₁、ｈ₂、ｈ₃、ｈ₄を持つ。このうち、数式（８）の３行目と４行目とに対応するｈ₃、ｈ₄は、第１スイッチング素子１４の常時オン状態か否かに応じて、値が切り替わる。以下、ｈ３は第１オブザーバゲインｈ₃と記載し、ｈ₄は、第２オブザーバゲインｈ₄と記載する場合がある。オブザーバゲインｈ₁、ｈ₂、ｈ₃、ｈ₄は、図５のｈに対応する。

【0054】

図６は、オブザーバゲインの切換部３８の構成を示す図である。制御装置３０ａは、切換部３８を持ち、その切換部３８は、第１及び第２オブザーバゲインｈ₃、ｈ₄の値を、第１スイッチング素子１４の常時オン状態か否かに応じて切り換える。具体的には、第１オブザーバゲインｈ₃は、デッドタイムによる誤差でデューティ比を計算するためのオブザーバゲインである。第２オブザーバゲインｈ₄は、コンデンサ電圧検出誤差を計算するためのオブザーバゲインである。

【0055】

図６において、上アームオン信号として、第１スイッチング素子１４の常時オン状態か否かが切換部３８に入力される。図６では、切換部３８の内部において「１」は、第１スイッチング素子１４が常時オンとなり、上アームが常時オンされたことを表す。このときには第２スイッチング素子１６が常時オフされる。図６の切換部３８の内部において「０」は、第１スイッチング素子１４が常時オフとなり、上アームの常時オンが解除されたことを表す。このときには第２スイッチング素子１６がスイッチングを開始する。

【0056】

切換部３８は、第１スイッチング素子１４が常時オンされたときに、第１オブザーバゲインｈ₃を０とし、第２オブザーバゲインｈ₄に０以外の数値Ｃ４を持たせる。一方、切換部３８は、第１スイッチング素子１４が常時オンが解除された後に、第１オブザーバゲインｈ₃に０以外の数値を持たせ、第２オブザーバゲインｈ₄を０とする。

【0057】

また、数式（８）の１行目と２行目とに対応するオブザーバゲインｈ₁、ｈ₂は、第１スイッチング素子１４の常時オン状態に無関係に０以外の数値Ｃ１、Ｃ２を持っている。

【0058】

これにより、第１スイッチング素子１４が常時オンされたときに、コンデンサ電圧検出誤差に対応する値が第２オブザーバゲインｈ₄に対応して出力されるので、コンデンサ電圧検出誤差を精度よく推定できる。また、第１スイッチング素子１４が常時オンが解除されたときには、デッドタイムによる誤差デューティ比に対応する値が第１オブザーバゲインｈ₃に対応して出力される。これにより、誤差デューティ比を用いてデューティ比を精度よく計算することができる。このように数式（８）を用いたオブザーバ３３では、コンデンサ電圧検出誤差を推定でき、その推定値が次の制御周期に用いられて、コンデンサ電圧ｖ_c及びリアクトル電流ｉ_L、及び誤差デューティ比Δｄの推定値が推定される。本実施形態では、コンデンサ電圧ｖ_c、リアクトル電流ｉ_L、及び誤差デューティ比Δｄのうち、リアクトル電流ｉ_Lのみをオブザーバ３３で推定することもできる。

【0059】

デューティ比制御器３４ａには、減算器３５からリアクトル電流指令値ｉ_L^*と、オブザーバ３３から出力されたリアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）との偏差が入力される。デューティ比制御器３４ａは、例えば入力された偏差を比例積分演算であるＰＩ演算して、指令値となるデューティ比ｄ（ｋ＋１）を求めるための演算が行われる。算出されたデューティ比ｄ（ｋ＋１）は、三角波比較器３６に入力される。本実施形態において、その他の構成及び作用は、図１から図３の第１の実施形態と同様である。

【0060】

＜第３の実施形態＞
図７は、第３の実施形態における制御装置３０ｂの構成を示す図である。第３の実施形態では、図４から図６の第２の実施形態と異なり、制御装置３０ｂは、電流指令生成器３２ａに対し、コンデンサ電圧指令値及び処理後のコンデンサ電圧検出値の偏差を入力しない。その代わりに、第２の実施形態では、電流指令生成器３２ａには、コンデンサ電圧指令値ｖ_c^*及び処理後のコンデンサ電圧検出値ｖ_cが入力される。また、電流指令生成器３２ａには、オブザーバ３３から、リアクトル電流ｉ_L、誤差デューティ比Δｄ、及びコンデンサ電圧検出誤差Δｖ_cの推定値が入力される。

【0061】

このために、オブザーバ３３は、入力された処理後のコンデンサ電圧ｖ_c、電源電圧ｖ_b及び出力電流ｉ_mを上記の数式（８）に代入することによって、リアクトル電流ｉ_L（＝ｉ_L（ｋ））の推定値を算出する。また、オブザーバ３３は、コンデンサ電圧検出誤差Δｖ_c（＝Δｖ_c（ｋ））及び誤差デューティ比Δｄ（＝Δｄ（ｋ））の推定値も算出する。

【0062】

算出されたリアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）は、減算器３５と電流指令生成器３２ａとに入力される。算出されたコンデンサ電圧検出誤差推定値Δｖ_c（チルダ）及び誤差デューティ比推定値Δｄ（チルダ）は電流指令生成器３２ａに入力される。

【0063】

電流指令生成器３２ａは、誤差デューティ比Δｄと、コンデンサ電圧検出誤差Δｖ_cとを含む状態方程式からリアクトル電流指令値ｉ_L^*を算出する。

【0064】

電流指令生成器３２ａでは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式を離散化した数式、すなわち数式（７）を変形することによってリアクトル電流指令値ｉ_L^*を算出する。リアクトル電流指令値ｉ_L^*は、数式（７）において、左辺の１行目ｖ_c（ｋ＋１）をｖ_c^*（ｋ）、右辺のｉ_L（ｋ）をｉ_L^*（ｋ）に、Δｄ（ｋ）をΔｄ（ｋ）（チルダ）に、Δｖ_cをΔｖ_c（ｋ）（チルダ）に置き換えて展開した数式（９）を用いて算出される。電流指令生成器３２ａで算出されたリアクトル電流指令値ｉ_L^*は、減算器３５に入力される。減算器３５は、リアクトル電流指令値ｉ_L^*と、オブザーバ３３から入力されたリアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）との偏差を演算して、その偏差をデューティ比制御器３４ａに出力する。

【数9】

【0065】

本実施形態において、その他の構成及び作用は、図１から図３の第１の実施形態、または図４から図６の第２の実施形態と同様である。

【0066】

＜第４の実施形態＞
図８は、第４の実施形態における制御装置３０ｃの構成を示す図である。第４の実施形態では、図７の第３の実施形態と異なり、制御装置３０ｃは、デューティ比制御器３４ａの代わりに、第１モデル予測制御器（ＭＰＣ）５０（図９）を有するデューティ比制御器３４ｂを含んでいる。以下、第１モデル予測制御器５０は第１ＭＰＣ５０と記載する場合がある。

【0067】

制御装置３０ｃは、オブザーバ３３ａを含んでいる。オブザーバ３３ａは、第３の実施形態と同様に、コンデンサ電圧ｖ_c、電源電圧ｖ_b及び出力電流ｉ_mを受けて、これらの値から現在の誤差デューティ比Δｄ（＝Δｄ（ｋ））、リアクトル電流ｉ_L、コンデンサ電圧検出誤差Δｖ_cの推定値を算出して出力する。算出された誤差デューティ比推定値Δｄ（チルダ）、リアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）、コンデンサ電圧検出誤差推定値Δｖ_c（チルダ）は、電流指令生成器３２ａ及びデューティ比制御器３４ｂの第１ＭＰＣ５０に入力される。

【0068】

電流指令生成器３２ａは、第３の実施形態と同様に、リアクトル電流指令値ｉ_L^*を算出する。算出されたリアクトル電流指令値ｉ_L^*は、第１ＭＰＣ５０に入力される。

【0069】

第１ＭＰＣ５０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式を用いてデューティ比を制御する。このとき、第１ＭＰＣ５０は、第１及び第２スイッチング素子１４、１６のデューティ比ｄを複数の異なる値に変化させたときのＤＣ／ＤＣコンバータ１１における所定の状態値（状態量）に対する予測値を算出する。そして、第１ＭＰＣ５０は、その状態値（状態量）の目標を示す指令値と予測値との差に応じてデューティ比ｄを制御する。

【0070】

本実施形態では、第１ＭＰＣ５０は、所定の状態値としてリアクトル１２を流れる電流の予測値であるリアクトル電流予測値ｉ_L^{^}（ハット）を算出する。そして、第１ＭＰＣ５０は、リアクトル電流指令値ｉ_L^*に近づくようなリアクトル電流予測値ｉ_L^{^}（ハット）となるデューティ比ｄを求める処理を行う。

【0071】

図９は、第１ＭＰＣ５０の構成を示す図である。図９に示すように、第１ＭＰＣ５０は、加算器６０（６０−２〜６０−１２９）、予測演算器６２（６２−１〜６２−１２９）、評価関数演算器６４（６４−１〜６４−１２９）、最小値選択器６６を含んで構成される。

【0072】

加算器６０（６０−２〜６０−１２９）は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）に所定値を加算することによりデューティ比ｄ（ｋ）に変化を与えて出力する。本実施の形態では、デューティ比ｄ（ｋ）は、０〜１０２３の値の範囲で表されるものとする。すなわち、下アームである第２スイッチング素子１６が常時オンであり、上アームである第１スイッチング素子１４が常時オフである状態のときのデューティ比ｄが０で表されるものとする。また、下アームである第２スイッチング素子１６が常時オフであり、上アームである第１スイッチング素子１４が常時オンである状態のときのデューティ比ｄが１０２３で表されるものとする。加算器６０は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）を中心値として、ｄ（ｋ）±６４の範囲で変化を与えて出力する。変化の範囲は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１のデッドタイムの期間及びＰＷＭ周期に基づいて設定することが好適である。例えば、デッドタイム／ＰＷＭ周期×デューティ比ｄの数値範囲で算出される値よりも大きな変換の範囲とすることが好適である。具体的には、デッドタイムが５μｓ、ＰＷＭ周期が１００μｓである場合、デューティ比ｄを０〜１０２３の範囲で表した場合には５／１００×１０２３＝５１よりも大きい数値範囲を変化の範囲とすることが好適である。一方、演算負荷をできるだけ小さくするために、変化の範囲はできるだけ狭い方が好適である。そこで、本実施の形態では、変化の範囲を±６４とした例を示している。

【0073】

加算器６０−２は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）に１を加算してｄ（ｋ）＋１を出力する。加算器６０−３は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）に２を加算してｄ（ｋ）＋２を出力する。同様に、加算器６０−４〜加算器６０−６５は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）にそれぞれ３〜６４を加算して出力する。また、加算器６０−６６は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）から１を減算してｄ（ｋ）−１を出力する。加算器６０−６７は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）から２を減算してｄ（ｋ）−２を出力する。同様に、加算器６０−６８〜加算器６０−１２９は、現在のデューティ比ｄ（ｋ）からそれぞれ３〜６４を減算して出力する。加算器６０−２〜６０−１２９からの出力は、それぞれ予測演算器６２−２〜６２−１２９へ入力される。

【0074】

予測演算器６２は、加算器６０からの出力、コンデンサ電圧ｖ_c、リアクトル電流推定値ｉ_L〜（＝Δｉ_L〜（ｋ）（チルダ））、電源電圧ｖ_b、出力電流（負荷電流）ｉ_m、誤差デューティ比推定値Δｄ〜（＝Δｄ〜（ｋ）（チルダ））及びコンデンサ電圧検出誤差推定値Δｖ_C〜（＝Δｖ_C〜（ｋ）（チルダ））を用いてリアクトル電流予測値ｉ_L^{^}（ハット）を算出して出力する。リアクトル電流予測値ｉ_L^{^}（ハット）は、リアクトル１２を流れる電流の予測値である。

【0075】

リアクトル電流予測値ｉ_L^{^}（ハット）は、数式（７）において、左辺の２行目ｉ_L（ｋ＋１）をｉ_L^{^}［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）、右辺のΔｄ（ｋ）をΔｄ〜（ｋ）（チルダ）、右辺のΔｖ_C（ｋ）をΔｖ_C〜（ｋ）（チルダ）に置き換えて展開したｉ_L^{^}［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）の演算式を用いて算出される。

【0076】

予測演算器６２−１は、ｉ_L^{^}［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）の演算式のａを０としてｉ_L^{^}［ｄ（ｋ）］（ハット）を算出して出力する。予測演算器６２−２は、ｉ_L^{^}［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）の演算式のａを１としてｉ_L^{^}［ｄ（ｋ）＋１］（ハット）を算出して出力する。同様に、予測演算器６２−３〜予測演算器６２−６５は、それぞれａを２〜６４としてｉ_L^{^}［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）を算出して出力する。予測演算器６２−６６は、ｉ_L^{^}［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）の演算式のａを−１としてｉ_L^{^}［ｄ（ｋ）−１］（ハット）を算出して出力する。予測演算器６２−６７は、ｉ_L^{^}［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）の演算式のａを−２としてｉ_L^{^}［ｄ（ｋ）−２］（ハット）を算出して出力する。同様に、予測演算器６２−６８〜予測演算器６２−１２９は、それぞれａを−３〜−６４としてｉ_L^{^}［ｄ（ｋ）＋ａ］（ハット）を算出して出力する。予測演算器６２−１〜６２−１２９の出力は、それぞれ評価関数演算器６４−１〜６４−１２９へ入力される。

【0077】

評価関数演算器６４は、コンデンサ電圧指令値ｖ_c^*、予測演算器６２から入力されたリアクトル電流予測値ｉ_L^{^}（ハット）、電流指令生成器３２ａから入力されたリアクトル電流指令値ｉ_L^*に基づいて評価関数Ｊの演算を行い、演算結果を出力する。評価関数Ｊは、数式（１０）にて表される。

【数10】

【0078】

評価関数演算器６４−１は、数式（９）のａを０としてＪ［ｄ（ｋ）］を算出して出力する。評価関数演算器６４−２は、数式（９）のａを１としてＪ［ｄ（ｋ）＋１］を算出して出力する。同様に、評価関数演算器６４−３〜評価関数演算器６４−６５は、それぞれａを２〜６４としてＪ［ｄ（ｋ）＋ａ］を算出して出力する。評価関数演算器６４−６６は、数式（９）のａを−１としてＪ［ｄ（ｋ）−１］を算出して出力する。評価関数演算器６４−６７は、数式（９）のａを−２としてＪ［ｄ（ｋ）−２］を算出して出力する。同様に、評価関数演算器６４−６８〜評価関数演算器６４−１２９は、それぞれａを−３〜−６４としてＪ［ｄ（ｋ）＋ａ］を算出して出力する。評価関数演算器６４−１〜６４−１２９の出力は、最小値選択器６６へ入力される。

【0079】

なお、評価関数Ｊは、数式（１１）としてもよい。この場合も、評価関数演算器６４−１〜評価関数演算器６４−１２９にてそれぞれＪ［ｄ（ｋ）］，Ｊ［ｄ（ｋ）＋１］・・・Ｊ［ｄ（ｋ）−６４］を算出して出力する。

【数11】

【0080】

最小値選択器６６は、評価関数演算器６４−１〜評価関数演算器６４−１２９にて算出されたＪ［ｄ（ｋ）］，Ｊ［ｄ（ｋ）＋１］・・・Ｊ［ｄ（ｋ）−６４］のうち最小値を選択し、評価関数Ｊを最小値とするｄ（ｋ）＋ａを次の制御の際のデューティ比ｄ（ｋ＋１）として三角波比較器３６に出力する。これにより、これにより、デューティ比制御器３４ｂは、リアクトル電流推定値ｉ_L（チルダ）がリアクトル電流指令値ｉ_L^*となるようにデューティ比ｄ（ｋ＋１）を制御する。本実施形態において、その他の構成及び作用は、図１から図４に示した第１の実施形態、または図７に示した第３の実施形態と同様である。

【0081】

第４の実施形態の別例として、第４の実施形態における第１ＭＰＣ５０の構成を第２モデル予測制御器に変更してもよい。以下、図１〜３、図８を参照して説明する。第２モデル予測制御器は、第２ＭＰＣと記載する場合がある。第４の実施形態の別例では、第２ＭＰＣは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の状態方程式を、第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のデューティ比ｄに対する二次方程式に変形し、当該二次方程式にオブザーバ３３ａ（図８）で算出された誤差デューティ比推定値Δｄ〜（＝Δｄ〜（ｋ）（チルダ））とコンデンサ電圧検出誤差推定値Δｖ_C〜（＝Δｖ_C〜（ｋ）（チルダ））とリアクトル電流推定値ｉ_L〜（＝ｉ_L〜（ｋ）（チルダ））を導入、すなわち適用することでデューティ比ｄを算出して制御する。制御装置は、算出されたデューティ比ｄを用いてＤＣ／ＤＣコンバータ１１を制御する。

【0082】

数式（７）の左辺の２行目ｉ_L（ｋ＋１）をｉ_L^*（ｋ）、右辺のΔｄ（ｋ）をΔｄ〜（ｋ）（チルダ）、右辺のΔｖ_C（ｋ）をΔｖ_C〜（ｋ）（チルダ）、右辺のｉ_L（ｋ）をｉ_L〜（ｋ）（チルダ）に置き換えて、デューティ比ｄ（ｋ）に対する二次方程式に変更すると数式（１２）となる。

【数12】

【0083】

数式（１２）の二次方程式をデューティ比ｄ（ｋ＋１）に対して解くと、数式（１３）で表される。

【数13】

【0084】

第２ＭＰＣは、数式（１３）に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の各状態量及びオブザーバ３３ａで算出された誤差デューティ比推定値Δｄ〜（＝Δｄ〜（ｋ）（チルダ））とコンデンサ電圧検出誤差推定値Δｖ_C〜（＝Δｖ_C〜（ｋ）（チルダ））とリアクトル電流推定値ｉ_L〜（＝ｉ_L〜（ｋ）（チルダ））を代入することによって制御に用いるデューティ比ｄ（ｋ＋１）を算出する。

【0085】

第２ＭＰＣは、算出したデューティ比ｄ（ｋ＋１）を、リミッタを介してまたはリミッタを介さずに三角波比較器３６に出力する。これにより、制御装置は、三角波比較器３６に入力されるデューティ比ｄ（＝ｄ（ｋ＋１））となるように第１スイッチング素子１４及び第２スイッチング素子１６のオン期間を制御する。このため、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、指令値とされるコンデンサ電圧指令値ｖ_c^*及びリアクトル電流指令値ｉ_L^*となるようにコンデンサ電圧ｖ_c及びリアクトル電流ｉ_Lが制御される。

【0086】

次に、本発明の効果を確認するために行ったシミュレーションの結果を説明する。図１０は、比較例の制御装置において、インバータのキャリア周波数ｆｃｉ及びＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア周波数ｆｃｃについて、│２×ｆｃｉ−ｆｃｃ│（絶対値）を変化させた場合におけるコンデンサ電圧及びその検出波形を示す図である。図１０及び後述の図１１のシミュレーション結果では、デューティ比を固定している。

【0087】

比較例は、図１から図３の第１の実施形態において、振動除去器を設けず、電圧センサ２１からのコンデンサ電圧検出値を減算器３７（図２）に入力する制御装置である。図１０（ａ）は、インバータのキャリア周波数ｆｃｉが５ｋＨｚでＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア周波数ｆｃｃが１０ｋＨｚである。この場合、│２×ｆｃｉ−ｆｃｃ│（絶対値）が０であり、図１０（ａ）に「検出値」を付した矢印で示す検出波形のように、コンデンサ電圧の検出値におけるリップルを抑制できる。

【0088】

一方、図１０（ｂ）（ｃ）（ｄ）は、それぞれＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア周波数ｆｃｃを９．８０４ｋＨｚ、９．６１５ｋＨｚ，９．４３４ｋＨｚに変化させた場合のコンデンサ電圧とその検出波形である。これにより、│２×ｆｃｉ−ｆｃｃ│（絶対値）は、図１０（ｂ）（ｃ）（ｄ）でそれぞれ、１９６ｋＨｚ、３８５ｋＨｚ、５６６ｋＨｚと変化して０以外の値を持っている。この場合、図１０（ｂ）（ｃ）（ｄ）でそれぞれコンデンサ電圧及びその検出波形が１９６ｋＨｚ、３８５ｋＨｚ、５６６ｋＨｚに対応する周期をもって変動する。また、図１０（ｂ）（ｃ）（ｄ）のいずれにおいてもコンデンサ電圧の検出波形において、矩形波状に大きく変動するリップルが生じている。

【0089】

一方、図１１は、実施形態の制御装置において、インバータのキャリア周波数ｆｃｉ及びＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア周波数ｆｃｃについて、│２×ｆｃｉ−ｆｃｃ│を変化させた場合におけるコンデンサ電圧及びその検出波形を示す図である。図１１は、図１から図３の第１の実施形態のシミュレーション結果を示している。図１１（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）における、インバータ及びＤＣ／ＤＣコンバータのキャリア周波数ｆｃｉ、ｆｃｃの関係は、図１０（ａ）（ｂ）（ｃ）（ｄ）の場合とそれぞれ同じである。

【0090】

図１１（ｂ）（ｃ）（ｄ）の結果から分かるように、実施形態によれば、コンデンサ電圧の検出波形において、│２×ｆｃｉ−ｆｃｃ│が０でない場合でも、コンデンサ電圧の検出波形におけるリップルを抑制できた。
［変形例］
ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、リアクトル電流に応じてリアクトル１２のインダクタンスＬの値は変化する。そこで、上記の各実施形態における制御において、リアクトル１２に流れるリアクトル電流ｉ_L又は流れると予想されるリアクトル電流推定値ｉ_L〜（チルダ）に応じてリアクトル１２のインダクタンスＬを変更するように設定することが好適である。

【0091】

図１２は、電流値に対するリアクトル１２のインダクタンスＬの変化を示す図である。図１２において、横軸の電流値は最大電流を１として正規化し、縦軸のリアクトル１２のインダクタンスＬは電流値が０のときを１として正規化して示している。

【0092】

上記の各実施形態において、制御に用いられるリアクトル電流ｉ_L又はリアクトル電流推定値ｉ_L〜（チルダ）に応じたリアクトル１２のインダクタンスＬを各数式に適用することによって、ＤＣ／ＤＣコンバータに対してより適切な制御を行うことができる。

【0093】

なお、上記実施の形態では、オブザーバを同一次元オブザーバとしたが、最小次元オブザーバを適用してもよい。また、双１次変換を利用して状態方程式を離散化したが、これに限定されるものではなく、０次ホールド、前進差分、後退差分を利用して離散化させてもよい。

【0094】

上記の各実施形態及びその変形例によれば、コンデンサ電圧の制御を安定化させることにより、コンデンサに流れるリップル電流を抑制できる。

【符号の説明】

【0095】

１０ 直流電源、１１ ＤＣ／ＤＣコンバータ、１２ リアクトル、１４ 第１スイッチング素子、１６ 第２スイッチング素子、１７ 低圧側コンデンサ、１８ 高圧側コンデンサ、１９ 正極母線、２０ 負極母線、２１，２２ 電圧センサ、３０，３０ａ，３０ｂ，３０ｃ 制御装置、３１ 振動除去器、３２，３２ａ 電流指令生成器、３３，３３ａ オブザーバ、３４，３４ａ，３４ｂ デューティ比制御器、３５ 減算器、３６ 三角波比較器、３７ 減算器、３８ 切換部、４０ 減算器、４２ 前回検出取得部、４４ 判定器、４５ 加算器、４６ 絶対値計算器、４８ 出力切換部、５０ 第１モデル予測制御器、６０ 加算器、６２ 予測演算器、６４ 評価関数演算器、６６ 最小値選択器、１００ モータ駆動装置、１０４ 負荷、１０５ インバータ、１０６ モータ。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】