特許 6763945 改善された電力密度を有するスイッチングコンバータ

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6763945

(24)【登録日】2020年9月14日

(45)【発行日】2020年9月30日

(54)【発明の名称】改善された電力密度を有するスイッチングコンバータ

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20200917BHJP

【ＦＩ】

   H02M7/48 E

【請求項の数】11

【全頁数】16

(21)【出願番号】特願2018-513279(P2018-513279)

(86)(22)【出願日】2016年9月12日

(65)【公表番号】特表2018-526965(P2018-526965A)

(43)【公表日】2018年9月13日

(86)【国際出願番号】US2016051342

(87)【国際公開番号】WO2017044960

(87)【国際公開日】20170316

【審査請求日】2019年9月5日

(31)【優先権主張番号】62/216,432

(32)【優先日】2015年9月10日

(33)【優先権主張国】US

(31)【優先権主張番号】15/258,242

(32)【優先日】2016年9月7日

(33)【優先権主張国】US

(73)【特許権者】

【識別番号】390020248

【氏名又は名称】日本テキサス・インスツルメンツ合同会社

(73)【特許権者】

【識別番号】507107291

【氏名又は名称】テキサス インスツルメンツ インコーポレイテッド

(74)【上記1名の代理人】

【識別番号】100098497

【弁理士】

【氏名又は名称】片寄 恭三

(72)【発明者】

【氏名】ビン グー

(72)【発明者】

【氏名】マイケル ダグラス シーマン

【審査官】 栗栖 正和

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００２−３２５４６１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 米国特許出願公開第２０１０／００２７３０４（ＵＳ，Ａ１）

【文献】 特表２００３−５２４３６１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１３−０９９２２６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 国際公開第２０１０／０３２３１６（ＷＯ，Ａ１）

【文献】 米国特許出願公開第２０１２／０２４９１１０（ＵＳ，Ａ１）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ７／４８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

スイッチング電力コンバータにおいてＤＣバス回路からリップルエネルギーを蓄積するためのリップルフィルタ回路であって、
第１のＤＣバスノードに接続される第１の端子と、スイッチングノードに接続される第２の端子と、第１のスイッチング制御信号を受け取るように結合される第１の制御端子とを含む、第１のスイッチと、
前記スイッチングノードに接続される第１の端子と、第２のＤＣバスノードに接続される第２の端子と、第２のスイッチング制御信号を受けるように結合される第２の制御端子とを含む、第２のスイッチと、
前記スイッチングノードに接続される第１の端子と、第２のノードに接続される第２の端子とを含む、インダクタと、
前記第２のノードに接続される第１の端子と、前記第１及び第２のＤＣバスノードのうちの一方に接続される第２の端子とを含む、蓄積コンデンサと、
前記蓄積コンデンサを横切る正電圧が前記第１のＤＣバスノードと前記第２のＤＣバスノードとの間のＤＣバス電圧を超えるときに、前記蓄積コンデンサから前記ＤＣバス回路のＤＣバスコンデンサに電流を導通させるように、前記第２のノードに接続されるアノードと、前記第１のＤＣバスノードに接続されるカソードとを含む、第１のダイオードと、
前記蓄積コンデンサを横切る電圧が負であるときに、前記蓄積コンデンサの前記第２の端子からの電流を導通させるように、前記第２のＤＣバスノードに接続されるアノードと、前記第２のノードに接続されるカソードとを含む、第２のダイオードと、
前記ＤＣバスコンデンサと前記蓄積コンデンサとの間のリップルエネルギーの伝送の間に第１の値と一層高い第２の値との間のインダクタ電流の絶対値のヒステリシス制御を提供するために、前記インダクタを流れるインダクタ電流の絶対値を表す信号に従って前記第１のスイッチング制御信号又は前記第２のスイッチング制御信号を選択的にイネーブルするための電流制御回路を含む、制御回路であって、交互に、前記ＤＣバスコンデンサから前記蓄積コンデンサにリップルエネルギーを伝送し、その後、前記蓄積コンデンサから前記ＤＣバスコンデンサにリップルエネルギーを伝送するように、前記第１及び第２のスイッチを動作させるために、前記第１のスイッチング制御信号を前記第１の制御端子に提供し、前記第２のスイッチング制御信号を前記第２の制御端子に提供する、前記制御回路と、
を含む、リップルフィルタ回路。

【請求項2】

請求項１に記載のリップルフィルタ回路であって、
前記制御回路が、前記ＤＣバス回路のリップル電圧を表す第２の信号を提供するように、前記ＤＣバス電圧を表す第１の信号をフィルタするためのフィルタ回路を含む電圧制御回路を更に含み、
前記電圧制御回路が、前記ＤＣバス回路のリップル電圧をレギュレートするために、前記第２の信号が第１の閾値を越えることに応答して前記第１及び第２のスイッチング制御信号のうちの一方を選択的にイネーブルし、前記第２の信号が第２の閾値より低くなることに応答して前記第１及び第２のスイッチング制御信号のうちの他方を選択的にイネーブルするドライバ回路を更に含む、リップルフィルタ回路。

【請求項3】

請求項２に記載のリップルフィルタ回路であって、
前記電圧制御回路が、前記ＤＣバス電圧が上側閾値を超えることに応答して前記ＤＣバスコンデンサから前記蓄積コンデンサにリップルエネルギーを選択的に伝送し、前記ＤＣバス電圧が下側閾値より低くなることに応答して前記蓄積コンデンサから前記ＤＣバスコンデンサにリップルエネルギーを選択的に伝送するように、前記第１及び第２のスイッチング制御信号を選択的に提供することによって前記ＤＣバス回路の前記リップル電圧を制御する、リップルフィルタ回路。

【請求項4】

請求項１に記載のリップルフィルタ回路であって、
前記制御回路が、前記ＤＣバス電圧が上側閾値を超えることに応答して前記ＤＣバスコンデンサから前記蓄積コンデンサにリップルエネルギーを選択的に伝送し、前記ＤＣバス電圧が下側閾値より低くなることに応答して前記蓄積コンデンサから前記ＤＣバスコンデンサにリップルエネルギーを選択的に伝送するように、前記第１及び第２のスイッチング制御信号を選択的に提供することによって前記ＤＣバス回路のリップル電圧を制御する、リップルフィルタ回路。

【請求項5】

スイッチング電力コンバータであって、
第１のＤＣバスノードと、第２のＤＣバスノードと、前記第１のＤＣバスノードと前記第２のＤＣバスノードとの間に接続されるＤＣバスコンデンサとを含むＤＣバス回路と、
前記ＤＣバス回路をＡＣ負荷又はＡＣ電源とインターフェースするために複数のスイッチングデバイスを含むスイッチング回路と、
前記ＤＣバス回路のリップル電圧をレギュレートするために、前記ＤＣバス回路からのリップルエネルギーを蓄積するためのリップルフィルタ回路であって、
前記第１のＤＣバスノードとスイッチングノードとの間に接続される第１のスイッチと、
前記スイッチングノードと前記第２のＤＣバスノードとの間に接続される第２のスイッチと、
前記スイッチングノードと第２のノードとの間に接続されるインダクタと、
前記第２のノードと前記第１及び第２のＤＣバスノードのうちの一方との間に接続される蓄積コンデンサと、
前記第２のノードに接続されるアノードと、前記第１のＤＣバスノードに接続されるカソードとを含む第１のダイオードと、
前記第２のＤＣバスノードに接続されるアノードと、前記第２のノードに接続されるカソードとを含む第２のダイオードと、
前記ＤＣバス回路のリップル電圧をレギュレートするために、前記ＤＣバスコンデンサから前記蓄積コンデンサにリップルエネルギーを選択的に伝送し、その後、前記蓄積コンデンサから前記ＤＣバスコンデンサにリップルエネルギーを伝送するように、前記第１及び第２のスイッチを制御するために結合される制御回路であって、前記ＤＣバスコンデンサと前記蓄積コンデンサとの間のリップルエネルギーの伝送の間に、第１の値と一層高い第２の値との間のインダクタ電流の絶対値のヒステリシス制御を提供するために、前記インダクタを流れるインダクタ電流の絶対値を表す信号に従って前記第１及び第２のスイッチの動作を選択的にイネーブルするための電流制御回路を含む、前記制御回路と、
を含む、前記リップルフィルタ回路と、
を含む、スイッチング電力コンバータ。

【請求項6】

請求項５に記載のスイッチング電力コンバータであって、
前記ＤＣバスコンデンサが無電解である、スイッチング電力コンバータ。

【請求項7】

請求項５に記載のスイッチング電力コンバータであって、
前記スイッチング回路が、ＡＣ負荷を駆動するために前記ＤＣバス回路からの電力を変換するためのスイッチングインバータである、スイッチング電力コンバータ。

【請求項8】

請求項５に記載のスイッチング電力コンバータであって、
前記制御回路が、前記ＤＣバス回路のリップル電圧を表す第２の信号を提供するために、ＤＣバス電圧を表す第１の信号をフィルタするためのフィルタ回路を含む電圧制御回路を更に含み、
前記電圧制御回路が、前記ＤＣバス回路の前記リップル電圧をレギュレートするために、前記第２の信号が第１の閾値を越えることに応答して前記第１及び第２のスイッチのうちの一方を選択的に動作させ、前記第２の信号が第２の閾値より低くなることに応答して前記第１及び第２のスイッチのうちの他方を選択的に動作させるためのドライバ回路を更に含む、スイッチング電力コンバータ。

【請求項9】

請求項８に記載のスイッチング電力コンバータであって、
前記電圧制御回路が、前記ＤＣバス電圧が上側閾値を超えることに応答して前記ＤＣバスコンデンサから前記蓄積コンデンサにリップルエネルギーを選択的に伝送し、前記ＤＣバス電圧が下側閾値より低くなることに応答して前記蓄積コンデンサから前記ＤＣバスコンデンサにリップルエネルギーを選択的に伝送するように、前記第１及び第２のスイッチの動作を制御することによって前記ＤＣバス回路の前記リップル電圧を制御する、スイッチング電力コンバータ。

【請求項10】

請求項５に記載のスイッチング電力コンバータであって、
前記制御回路が、ＤＣバス電圧が上側閾値を超えることに応答して前記ＤＣバスコンデンサから前記蓄積コンデンサにリップルエネルギーを選択的に伝送し、前記ＤＣバス電圧が下側閾値より低くなることに応答して前記蓄積コンデンサから前記ＤＣバスコンデンサにリップルエネルギーを選択的に伝送するように、前記第１及び第２のスイッチの動作を制御することによって前記ＤＣバス回路の前記リップル電圧を制御する、スイッチング電力コンバータ。

【請求項11】

スイッチング電力コンバータのＤＣバス回路においてリップル電圧を制御するための方法であって、
第１及び第２のスイッチを前記ＤＣバス回路の第１のＤＣバスノードと第２のＤＣバスノードとの間で互いに直列に接続することと、
前記第１及び第２のスイッチを接合するスイッチングノードにインダクタの第１の端子を接続することと、
前記インダクタの第２の端子と前記第１及び第２のＤＣバスノードのうちの一方との間に蓄積コンデンサを接続することと、
前記ＤＣバス回路の前記リップル電圧をレギュレートするために、交互に、前記ＤＣバス回路のＤＣバスコンデンサから前記インダクタを介して前記蓄積コンデンサにリップルエネルギーを伝送し、その後、前記蓄積コンデンサから前記インダクタを介して前記ＤＣバスコンデンサにリップルエネルギーを伝送するように、前記第１及び第２のスイッチを制御することと、
前記ＤＣバスコンデンサと前記蓄積コンデンサとの間のリップルエネルギーの伝送の間に、第１の値と一層高い第２の値との間のインダクタ電流の絶対値のヒステリシス制御を提供するために、前記インダクタを流れるインダクタ電流の絶対値を表す信号に従って前記第１及び第２のスイッチの動作を選択的にイネーブルすることと、
前記ＤＣバス回路のリップル電圧を表す第２の信号を提供するために、前記ＤＣバス回路のＤＣバス電圧を表す第１の信号をフィルタすることと、
前記ＤＣバス回路の前記リップル電圧をレギュレートするために、前記第２の信号が第１の閾値を越えることに応答して前記第１及び第２のスイッチのうちの一方を選択的に動作させ、前記第２の信号が第２の閾値より低くなることに応答して前記第１及び第２のスイッチのうちの他方を選択的に動作させることと、
を含む、方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

スイッチング電力コンバータは、スイッチングインバータなどのＤＣ−ＡＣコンバータ、アクティブ整流器と呼ばれるＡＣ−ＤＣコンバータ、ＤＣ−ＤＣコンバータ、および、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣコンバータを含め、電力を一つの形態から別の形態に変換するために動作されるスイッチを含む。ＤＣ−ＡＣおよびＡＣ−ＤＣスイッチングコンバータは、典型的に、平滑ＤＣバス電圧を提供するために大規模バスコンデンサを備える、ＤＣバス回路を含む。アクティブ整流器またはスイッチングインバータのスイッチング動作は、ＤＣバスにおける高周波電圧、および、単相アプリケーションに関してＡＣ基本周波数の典型的に二倍のリップル電圧（ダブルＡＣリップル）を導入する。ＡＣ−ＤＣコンバータにおいてＤＣ電源に平滑ＤＣバス電圧を運ぶように、または、ＤＣ−ＡＣコンバータにおいてスイッチングインバータに入力として平滑ＤＣバス電圧を提供するように、リップル電圧振幅を制御するために、ＤＣバスコンデンサは、非常に大規模である必要がある。従来の単相ＤＣ−ＡＣコンバータは、リップル電圧を制御するための大規模ＤＣバス静電容量の必要性に起因して、非常に低い電力密度となってしまう。窒化ガリウム（ＧａＮ）やシリコンカーバイド（ＳｉＣ）デバイスなどのワイドバンドギャップコンバータスイッチにおける近年の進歩により、サーバ電力供給電力密度は適度に改善されてきている。ＧａＮおよびＳｉＣデバイスの高周波動作は、スイッチング周波数ノイズに関して、単相コンバータにおけるパッシブＡＣフィルタインダクタおよびコンデンサのサイズを縮小し得る。しかし、ダブルａｃ周波数エネルギーを緩衝するＤＣバスコンデンサのサイズ要件は、コンバータスイッチング周波数とは無関係であり、単相コンバータにおける増加した電力密度にとって重大な障壁のままである。ＤＣバスにおけるリップル電圧減衰を提供するために電解コンデンサが用いられているが、これらの電解コンデンサは、他のコンデンサタイプと比較して、一層高い故障率および一層短い耐用期間となってしまう。スイッチングコンバータにおける電力密度を改善するために、ＤＣバス静電容量を小さくする必要がある。

【発明の概要】

【0002】

説明される例は、単相電力コンバータの電力密度を著しく増加させる一方で、ＤＣバス静電容量を小さくするための、および、ＤＣ側ダブルＡＣリップルを小さくするための解決策を含み、故障しがちな電解コンデンサの使用を避けることができ、ＤＣ側ダブルＡＣリップルを小さくし得る。説明される例は、スイッチング電力コンバータ、制御方法、および、リップルフィルタ回路を含む。リップルフィルタ回路において、第１および第２のスイッチが、第１および第２のＤＣバスノードの両端に直列に接続され、第１および第２のスイッチを接合するスイッチングノードに接続されるインダクタ、ならびに、インダクタとＤＣバスノードのうちの一方との間の蓄積コンデンサを備える。ＤＣバス回路のリップル電圧をレギュレートするため、交互に、ＤＣバスコンデンサからインダクタを介して蓄積コンデンサにリップルエネルギーを伝送し、その後、蓄積コンデンサからインダクタを介してＤＣバスコンデンサにリップルエネルギーを伝送するように、制御回路がスイッチを動作させる。いくつかの例において、制御回路は、ＤＣバスコンデンサと蓄積コンデンサとの間のリップルエネルギーの伝送の間、第１の値と一層高い第２の値との間のインダクタ電流の絶対値のヒステリシス制御を提供する。

【図面の簡単な説明】

【0003】

【図1】二つのスイッチ、インダクタ、蓄積コンデンサ、クランピングダイオード、および、ＤＣバスリップル電圧を制御するための制御回路を含むリップルフィルタ回路を備える、スイッチング電力コンバータの概略図である。

【0004】

【図2】図１のコンバータにおけるリップル電圧をレギュレートするようにリップルフィルタ回路スイッチを動作させるためにヒステリシス電流制御ループ回路および電圧制御ループを提供する、例示的な制御回路の概略図である。

【0005】

【図3】図１のコンバータにおける種々の信号を示す波形図である。

【0006】

【図4】図１のコンバータにおける例示的なフルＨブリッジスイッチングインバータまたはアクティブ整流器回路の概略図である。

【0007】

【図5】リップルフィルタ回路、および、６デバイススイッチングインバータを含む、例示的なＤＣ−ＡＣスイッチング電力コンバータの概略図である。

【発明を実施するための形態】

【0008】

図面において、同様の参照数字は全体を通して同様の要素を指し、種々の特徴は、必ずしも一定の縮尺で描かれていない。用語「結合する（ｃｏｕｐｌｅ）」または「結合される（ｃｏｕｐｌｅｄ）」は、間接的もしくは直接的な電気もしくは機械接続、または、それらの組み合わせを含むことが意図される。例えば、第１のデバイスが第２のデバイスに結合する、または、結合される場合、そうした接続は、直接的な電気接続を介するもの、または、一つまたは複数の介在デバイスおよび接続を介した間接的な電気接続を介するものであり得る。

【0009】

スイッチングコンバータは、これまで、単相ＤＣ−ＡＣコンバータに対し約５Ｗ／立方インチなど、不十分な電力密度となってしまい、多くのサーバ電力供給が、２５Ｗ／立方インチのみの電力密度しか有していない。ＤＣ−ＡＣコンバータまたはＡＣ−ＤＣコンバータの電力密度を改善するために、例示的な実施形態は、ＤＣバス回路においてリップル電圧をレギュレートまたは制御するためのリップルフィルタ回路要素および制御方法を提供する。説明される例は、選択的に、リップルエネルギーをＤＣバスコンデンサから蓄積コンデンサに蓄積し、または伝送し、その後、制御された方式で蓄積コンデンサからＤＣバスコンデンサにリップルエネルギーを伝送する。幾つかの例が、ＤＣバスコンデンサと蓄積コンデンサとの間のリップルエネルギーの伝送の間、第１の値と第２の一層高い値との間のリップルフィルタインダクタ電流のヒステリシス制御を提供するリップルフィルタスイッチング制御回路要素を含む。また、幾つかの例は、蓄積コンデンサ電圧がＤＣバス電圧を越えるとき、蓄積コンデンサからＤＣバスに電流を導通させるためにダイオード接続を、および、蓄積コンデンサ電圧が負であるとき、蓄積コンデンサから電流を導通させるために第２のダイオードを提供する。このようにして、説明される例は、リップルフィルタ回路の蓄積コンデンサ上の潜在的な過電圧ストレスを緩和または回避する。

【0010】

例示的な実施形態の幾つかの概念が、複雑な閉ループ制御およびパラメータ推定を要する他のリップルポート方法に対して利点を提供し、蓄積コンデンサの最大限の使用を促進し得る。また、幾つかの制御回路の例において、位相レグにおける関連する寄生インダクタンス増加においてスイッチ電流の感知を要することなく、リップルフィルタインダクタを流れる電流を表す信号と共に、通常スイッチングコンバータ閉ループ動作にも利用可能なＤＣバス電圧フィードバックシグナリングを用いる。また、幾つかの説明される例は、他のリップルポートアプローチに関連する不連続電流モードまたは不連続伝導モード（ＤＣＭ）動作と関連した電流ストレスを回避する。説明される例は、有利にも、所与のスイッチング電力コンバータ設計において、ＤＣ静電容量の低減または最小化を促進し、これが、潜在的に大規模な電力密度の増加につながる。また、開示される概念により、無電解コンデンサの使用が、電力密度を高めつつＤＣバス静電容量を提供することを可能にし、それにより、電解コンデンサに関連する故障の問題が回避される。また、説明される例は、（例えば、ＡＣ−ＤＣコンバータアプリケーションのための）ＤＣ負荷の駆動に用いるための、または、ＤＣ−ＡＣコンバータアプリケーションにおけるＡＣ負荷を駆動するように、スイッチングインバータに平滑ＤＣ入力を提供するための、平滑ＤＣバス電圧の提供を促進するために、ＤＣ側ダブルＡＣリップルのレギュレートまたは制御を分割する。

【0011】

図１はスイッチング電力コンバータ１００を図示し、これは、異なるアプリケーションにおけるＡＣ−ＤＣコンバータまたはＤＣ−ＡＣコンバータであり得る。電力コンバータ１００は、第１の（例えば、正の）ＤＣバスノード１１２と、第２のＤＣバスノード１１４とを備えるＤＣバス回路を含む。一例において、第２のＤＣバスノード１１４は、接地接続またはその他の参照電圧であり得る、システム共通接続ＣＯＭである。また、ＤＣバス回路は、第１のＤＣバスノード１１２と第２のＤＣバスノード１１４との間に接続されるＤＣバスコンデンサＣ２を含む。一例において、ＤＣバス回路は、約４００Ｖ ＤＣなど、特定の範囲のＤＣバス電圧向けに設計される。例示的な実施形態の概念は、任意の公称ＤＣバス電圧レベルまたは予期されるＤＣバス電圧レベルを有するスイッチング電力コンバータシステムと関連して用いられ得、説明される例に限定されない。一例において、ＤＣバス端子１１２および１１４は、ＤＣ電源１３０（例えば、ＤＣ−ＡＣコンバータ）からＤＣ入力電力を受けるために結合される。その他の例において、ＤＣバスは、ＤＣ負荷１３０（例えば、ＡＣ−ＤＣコンバータ）を駆動するために接続される。ＤＣバスノード１１２および１１４は、ＤＣバス回路を、ＡＣ負荷またはＡＣ電源１５０とインターフェースするために、スイッチングデバイスを含むスイッチング回路１４０にも接続される。図４および図５は、用いられ得るスイッチング回路１４０の二つの例を図示する。動作において、ＤＣ電源１３０またはアクティブ整流器１４０が、ＤＣバスノード１１２とＤＣバスノード１１４との間にバス電圧を提供する。説明される例において、ＤＣバス電圧は、第２のＤＣバスノード１１４に対して、第１のＤＣバスノード１１２において正である。

【0012】

また、スイッチング電力コンバータ１００は、ＤＣバスノード１１２および１１４に接続されるリップルフィルタ回路１１０を含む。動作において、リップルフィルタ回路１１０は、蓄積コンデンサＣ１と、第１のスイッチＳ１および第２のスイッチＳ２によって形成されるハーフブリッジスイッチング回路レグと、インダクタＬ１とを用いて、ＤＣバス回路からリップルエネルギーを蓄積する。スイッチＳ１およびＳ２は、ＤＣバスノード１１２および１１４間のＤＣバス電圧を表す電圧センサ信号ＶＤＣ、および、インダクタＬ１を流れる電流ＩＬ１を表すインダクタ電流信号など、一つまたは複数のフィードバック信号に従って、制御回路１２０によって動作される。一例においてリップルフィルタ回路１１０は、インダクタ電流ＩＬ１を測定するためにインダクタＬ１に直列に結合される、電流センサ１２８を含む。電圧信号を提供する誘導性センサまたは感知レジスタを含み、任意の適切な電流センサが用いられ得る。センサ１２８は、制御回路１２０に信号ＩＬ１を提供するために出力１２６を有する。第１の（上側）スイッチＳ１は、図１に示す方向に流れる電流ＩＬ１を用いてコンデンサＣ１を充電するために、コンデンサをインダクタＬ１を介して第１のＤＣバスノード１１２に選択的に接続し、これにより、ＤＣバス回路から蓄積コンデンサＣ１へリップルエネルギーが伝送される。第２の（下側）スイッチＳ２は、インダクタＬ１を介してコンデンサＣ１を放電するために、蓄積コンデンサＣ１の上側端子を第２のＤＣバスノード１１４に選択的に接続するように動作し、これにより、蓄積コンデンサＣ１からＤＣバス回路へエネルギーが伝送される。

【0013】

第１のスイッチＳ１は、第１のＤＣバスノード１１２に接続される第１の（上側）端子、および、スイッチングノード１１６に接続される第２の端子を含む。スイッチＳ１の第１の制御端子１２２が、制御回路１２０から第１のスイッチング制御信号ＳＣ１を受け取るために結合される。第２のスイッチＳ２は、スイッチングノード１１６に接続される第１の端子、第２のＤＣバスノード１１４に接続される第２の端子、および、制御回路１２０から第２のスイッチング制御信号ＳＣ２を受け取るために結合される第２の制御端子１２４を含む。第１および第２のスイッチＳ１およびＳ２は、スイッチングノード１１６がスイッチＳ１およびＳ２を接合する状態で、ＤＣバスノード１１２とＤＣバスノード１１４との間にハーフブリッジスイッチングレグを形成する。インダクタＬ１は、スイッチングノード１１６に接続される第１の端子、および、第２のノード１１８に接続される第２の端子を含む。蓄積コンデンサＣ１は、第２のノード１１８に接続される第１の（上側）端子、および、第２のＤＣバスノード１１４に接続される第２の（下側）端子を含む。その他の例において、蓄積コンデンサの第２の端子Ｃ１は、第１のＤＣバスノード１１２に接続される。

【0014】

ＤＣバス回路のリップル電圧をレギュレートするため、交互に、蓄積コンデンサＣ１における蓄積のためにＤＣバスコンデンサＣ２からインダクタＬ１を介してリップルエネルギーを伝送し、その後、蓄積コンデンサＣ１からＤＣバスコンデンサＣ２にリップルエネルギーを伝送するために、制御回路１２０は、それぞれ、スイッチング制御信号ＳＣ１およびＳＣ２を制御端子１２２および１２４に提供することによってスイッチＳ１およびＳ２を動作させる。この動作は、図１に示すような蓄積コンデンサＣ１の電圧を表す電圧信号ＶＣ１を制御する。蓄積コンデンサＣ１の交互の蓄積（例えば、充電）および放電は、ＤＣバス回路のリップル電圧の量を制御またはレギュレートする。これは、ＤＣバスコンデンサＣ２に必要とされる静電容量の量を緩和する。一層低い静電容量要件は、電解ＤＣバスコンデンサの必要性を緩和し、有利にも、スイッチング電力コンバータ１００の電力密度の潜在的に著しい増加を可能にする。幾つかの例において、ＤＣバスコンデンサＣ２は無電解である。また、Ｃ１およびＣ２は単一コンデンサ構成要素として図示されるが、ＤＣバスコンデンサＣ２および／または蓄積コンデンサＣ１は、任意の適切な直列および／または並列構成で接続される二つ以上のコンデンサ構成要素であってもよい。

【0015】

また、リップルフィルタ回路１１０は、第２のノード１１８に接続されるアノードと、第１のＤＣバスノード１１２に接続されるカソードとを備える第１のダイオードＤ１を含む。動作において、蓄積コンデンサＣ１の正電圧ＶＣ１が、第１のＤＣバスノード１１２と第２のＤＣバスノード１１４の間のＤＣバス電圧ＶＤＣを超えるとき、ダイオードＤ１は、蓄積コンデンサＣ１からＤＣバスコンデンサＣ２に電流を導通させる。リップルフィルタ回路１１０は、第２のＤＣバスノード１１４に接続されるアノードと、第２のノード１１８に接続されるカソードとを備える第２のダイオードＤ２を含む。蓄積コンデンサＣ１の電圧ＶＣ１が負であるとき、ダイオードＤ２は、蓄積コンデンサＣ１の第２の端子から電流を導通させる。このようにして、リップルフィルタ回路１１０は、ダイオードＤ１およびＤ２が、蓄積コンデンサＣ１上の過電圧ストレスを緩和または防止し、（例えば、ＤＣバス電圧ＶＤＣに近い電圧ＶＣ１を一時的に蓄積するために）蓄積コンデンサＣ１の蓄積容量の全てまたは大部分を有利に利用し得る。

【0016】

図２は、ヒステリシス電流制御回路２４０および電圧制御回路２５０を提供する、例示的な制御回路１２０を示す。回路１２０は、リップルフィルタ回路スイッチＳ１およびＳ２を動作させるため、および、リップル電圧をレギュレートするため、および、図１のコンバータにおけるインダクタ電流ＩＬ１を制御するために、電圧および電流制御ループを実装する。この例において、電圧制御回路２５０はフィルタ回路を含み、フィルタ回路は、第１および第２のローパスフィルタ回路２００および２０２、ならびに、加算回路２０４として図示される。フィルタ回路２００、２０２、２０４は、第１のＤＣバスノード１１２のＤＣバス電圧ＶＤＣを表す第１の信号ＶＤＣをフィルタして、ＤＣバス回路のリップル電圧を表す第２の信号ＶＲを提供する。この例において、第１のローパスフィルタ回路２００（図においてＬＰＦ１）は、一層高い周波数スイッチングノイズ構成要素を除去するために５〜１０ｋＨｚの遮断周波数を有し、出力２０１で第１のフィルタ出力信号ＶＤを提供する。第２のローパスフィルタ回路２０２は、約１０Ｈｚなど、ＡＣ負荷または電源１５０の基本ＡＣ周波数を下回る遮断周波数を有する。第２のフィルタ回路２０２は、ＤＣバス回路のＤＣ電圧を表す第２のフィルタ信号ＶＦを提供する出力２０３を有する。加算回路２０４は、ＶＤ信号からＶＦ信号を減算して、出力ノード２０５で第２の信号ＶＲを提供する。信号ＶＲは、ＤＣバス回路のリップル電圧を表す。

【0017】

図２における電圧制御回路２５０は、ＶＲ信号に従ってＤＣバス回路のリップル電圧をレギュレートするように電圧制御ループを実装するため、二つのコンパレータ回路、二つの基準回路、論理ゲート、および、ドライバ回路を含む。信号ＶＲを受け取るために、第１のコンパレータ２０６が、第１のレジスタＲ１を介して加算回路出力ノード２０５に接続される非反転入力（＋）を有する。第２のレジスタＲ２およびコンデンサＣ３の並列接続が、非反転入力とコンパレータ２０６の出力２０７との間に接続される。第１のコンパレータ出力２０７は、頂部側スイッチイネーブル信号ＥＮＴを提供する。コンパレータ２０６の反転入力（−）が、第１の閾値として用いられる基準電圧ＴＨ１を提供する第１の電圧基準２０８に接続される。リップル電圧信号ＶＲが第１の閾値ＴＨ１を超えるとき、コンパレータ２０６は、第１の（例えば、ハイ）状態またはレベルでイネーブル信号ＥＮＴを提供する。ＶＲ信号を受け取るために、第２のコンパレータ２２０が、加算回路出力ノード２０５に接続される反転入力を含む。第２のコンパレータ２２０の非反転入力が、第２の電圧基準２２０から第２の閾値電圧ＴＨ２を受け取るために、レジスタＲ３を介して接続される。レジスタＲ４およびコンデンサＣ４によって形成される並列フィードバック回路が、底部側イネーブル信号ＥＮＢを提供するために、非反転入力と第２のコンパレータ２２０の出力２２１との間に接続される。リップル電圧信号ＶＲが第２の閾値電圧ＴＨ２より低いとき、コンパレータ２２０は、底部側イネーブル信号ＥＮＢをアサートする（アクティブハイ）。

【0018】

図１および図２を参照すると、電圧制御回路２５０は、ドライバ回路要素および論理ゲートを含み、ドライバ回路要素および論理ゲートは、スイッチング制御信号ＳＣ１を第１のスイッチＳ１の制御端子１２２に提供し、第２のスイッチング制御信号ＳＣ２を第２のスイッチＳ２の制御端子１２４に提供する。電圧制御回路２５０は、リップルフィルタ回路１１０におけるインダクタ電流ＩＬ１のヒステリシス電流制御を促進するために、電流制御回路２４０から、第１および第２の駆動イネーブル信号ＤＲおよびＤＲＮを受け取る。頂部側スイッチイネーブル信号ＥＮＴは、ＡＮＤゲート２１０に入力として提供される。ＡＮＤゲート２１０の第２の入力が、電流制御回路２４０からＤＲ信号を受け取る。ＡＮＤゲート２１０の出力は、ＯＲゲート２１４に入力を提供する。ＯＲゲートの出力は、リップルフィルタ回路１１０の上側の第１のスイッチＳ１の制御端子１２２に接続される。図１の例において、スイッチＳ１およびＳ２は、ＮＭＯＳトランジスタである。その他の実装が、異なるタイプのトランジスタ（例えば、バイポーラまたはＩＧＢＴ）を用いて可能である。また、その他の例が、ＰＭＯＳトランジスタまたはＮＭＯＳおよびＰＭＯＳトランジスタの組み合せを用いて成されてもよく、その場合、電圧制御回路２５０におけるドライバ回路要素の論理は、アクティブロースイッチング制御信号ＳＣ１および／またはＳＣ２を提供するように改変される。

【0019】

図２の例において、ＡＮＤゲート２１０は、ＥＮＴおよびＤＲ信号がいずれもハイのとき、第１のスイッチング制御信号ＳＣ１を選択的に提供するために、ＯＲゲート２１４に論理ハイ出力信号を提供する。これは、正のリップル電圧をアドレスするために電流制御回路２４０が正常極性を選択したこと、および、電圧制御回路２５０の第１のコンパレータ２０６が、第２の信号ＶＲが第１の閾値ＴＨ１を越えることを検出したこと、を示す。第２のコンパレータ２２０の出力２２１は、底部側イネーブル信号ＥＮＢを入力としてＡＮＤゲート２２４に提供し、ＡＮＤゲート２２４の第２の入力は、電流制御回路２４０から駆動イネーブル信号ＤＲを受け取る。ＡＮＤゲート２２４の出力は、第２のＯＲゲート２２８に入力として接続される。リップルフィルタ回路１１０の第２のスイッチＳ２の動作を制御するために、ＯＲゲート２２８の出力１２４が、第２のスイッチング制御信号ＳＣ２を提供する。ＯＲゲート２２８の他方の入力は、ＥＮＴおよびＤＲＮ信号を入力として受け取る別のＡＮＤゲート２２６によって提供される。一例において電圧制御回路２５０はさらに、コンパレータ出力２０７および２２１に接続される入力を備える別のＯＲゲート２１６を含む。ＯＲゲート２１６はインバータ２１８に信号を提供し、インバータ２１８はイネーブル信号ＥＮを生成する。イネーブル信号ＥＮは、ＥＮＴ或いはＥＮＢ信号がハイのとき、アクティブローであり、スイッチング回路１４０の動作を制御するために、または、スイッチングコンバータシステム１００内のその他の制御目的で、ホストシステムによって用いられ得る。その他の例において、電流および電圧制御回路２４０、２５０の論理の全て又は一部が、ファームウェアおよび／またはソフトウェアプログラムコードまたは命令を介して、マイクロコントローラまたはコンピュータなどのプログラム可能またはプログラムされたデバイスにおいて実装され得る。

【0020】

一例において、第１の閾値ＴＨ１は、公称ＤＣバス電圧を約３Ｖ上回る第１のリップル電圧閾値ＶＴＨ１（図３）を表す。例えば、ＤＣバスが、第１のＤＣバス端子１１２と第２のＤＣバス端子１１４との間に、４００Ｖ ＤＣの電圧を有する場合、第１のＤＣバス端子１１２の電圧が、第２のＤＣバス端子１１４の電圧を上回る約４０３Ｖであるとき、検出器２０６はＥＮＴ信号をアサートする（アクティブハイ）。第２のＡＮＤゲート２１２が、第１のスイッチング制御信号ＳＣ１を選択的にイネーブルするために、ＯＲゲート２１４に第２の入力を提供する。ＡＮＤゲート２１２は、電流制御回路２４０から反転駆動イネーブル信号ＤＲＮを、および、第２のコンパレータ２２０からＥＮＢ信号を受け取るために入力を有する。リップル電圧信号ＶＲが第２の閾値電圧ＴＨ２を下回るとき、ＥＮＢ信号は、第２のコンパレータ２２０によってアサートされる（アクティブハイ）。例えば、電圧基準２２２は、公称ＤＣバス電圧を約３Ｖ下回る第２のリップル電圧閾値ＶＴＨ２（図３）を表すレベルの第２の閾値電圧ＴＨ２を提供する。第１および第２の閾値ＴＨ１およびＴＨ２により、電圧制御回路２５０は、ＤＣバスコンデンサＣ２のための管理可能な静電容量要件を提供する範囲内（例えば、３９７Ｖ〜４０３Ｖ）でＤＣバス回路リップル電圧を効果的にレギュレートすることが可能となる。これにより、スイッチング電力コンバータ１００の電力密度の改善をもたらすために、無電解コンデンサＣ２の使用、および、場合によっては、ＤＣバスコンデンサＣ２の全体の物理的サイズの著しい縮小が促進される。

【0021】

ＯＲゲート２１４は、電流制御回路２４０からの駆動イネーブル信号ＤＲおよびＤＲＮに応じた第１の閾値ＴＨ１または第２の閾値ＴＨ２に従って、および、電圧閾値比較に基づくＥＮＴおよびＥＮＢ信号に従って、第１のスイッチＳ１を制御するために、第１のスイッチング制御信号ＳＣ１を選択的にイネーブルする。ＯＲゲート２２８は、ＤＲおよびＤＲＮ信号に基づく閾値ＴＨ１およびＴＨ２のうちの他方に従って第２のスイッチＳ２を制御するために、第２のスイッチング制御信号ＳＣ２を選択的にイネーブルする。例示の例において、ドライバ回路要素と電圧制御回路２５０の論理とは、ＤＣバス回路のリップル電圧をレギュレートするために、信号ＶＲが第１の閾値ＴＨ１を超えることに応答して、スイッチング制御信号ＳＣ１またはＳＣ２のうちの一方を選択的にイネーブルし、信号ＶＲが第２の閾値ＴＨ２より低くなることに応答して、第１および第２のスイッチング制御信号ＳＣ１、ＳＣ２のうちの他方を選択的にイネーブルする。図３に関連して下記でさらに図示および説明されるように、ＤＣバス電圧ＶＤＣが上側閾値ＶＴＨ１を超えることに応答して、ＤＣバスコンデンサＣ２から蓄積コンデンサにＣ１リップルエネルギーを選択的に伝送するために、電圧制御回路２５０は、第１および第２のスイッチング制御信号ＳＣ１およびＳＣ２を選択的に提供することによってＤＣバス回路のリップル電圧を制御する。また、電圧制御回路２５０は、ＤＣバス電圧ＶＤＣが下側閾値ＶＴＨ２より低くなることに応答して、蓄積コンデンサＣ１からＤＣバスコンデンサＣ２にリップルエネルギーを選択的に伝送するために、信号ＳＣ１およびＳＣ２を制御する。

【0022】

図２にさらに示すように、電流制御回路２４０は、電流制御ループを実装する。インダクタＬ１を流れるインダクタ電流ＩＬ１の絶対値を表す信号｜ＩＬ１｜に従って、任意の所与の時間に、第１のスイッチング制御信号ＳＣ１または第２のスイッチング制御信号ＳＣ２を選択的にイネーブルするために、電流制御回路２４０は、電圧制御回路２５０に駆動イネーブル信号ＤＲおよびＤＲＮを選択的に提供する。電流制御回路２４０は、ＤＣバスコンデンサＣ２と蓄積コンデンサＣ１との間のリップルエネルギーの伝送の間、第１の値ＩＴＨ１と一層高い第２の値ＩＴＨ２との間のインダクタ電流ＩＬ１の絶対値のヒステリシス制御を提供する。この例では、正常駆動信号ＤＲは、Ｓ−Ｒフリップフロップ２３８のＱ出力から電圧制御回路２５０に提供され、反転駆動信号ＤＲＮは、フリップフロップ２３８のＱ’出力によって提供される。

【0023】

電流制御回路２４０は、インダクタ電流センサ信号ＩＬ１を受け取り、絶対電流値信号｜ＩＬ１｜を提供する、絶対値回路２４２を含む。一例において整流器など、任意の適切な絶対値回路２４２が用いられ得る。信号｜ＩＬ１｜は、第３の電圧基準２３２からの第３の閾値ＴＨ３との比較のために、第３のコンパレータ２３０の反転入力に提供される。電圧基準２３２は、図３における第１の電流レベルＩＴＨ１（例えば、１０Ａ）に対応する閾値ＴＨ３をセットする。コンパレータ２３０の出力２３１が、フリップフロップ２３８にセット（Ｓ）入力を提供する。絶対電流値信号｜ＩＬ１｜が閾値ＴＨ３より低くなるとき、フリップフロップ２３８は、電圧制御回路２５０のＡＮＤゲート２１０および２２４をイネーブルするために、ＤＲ信号をハイにセットする。この状態において、コンパレータ２０６が、閾値ＴＨ１を超えるリップル電圧信号ＶＲによって信号ＥＮＴをアサートするとき、第１のスイッチング制御信号ＳＣ１がイネーブルされる（Ｓ１がオンにされ得る）。また、この状態において、コンパレータ２２０が、閾値ＴＨ２を下回って下がるリップル電圧信号ＶＲによって信号ＥＮＢをアサートするとき、第２のスイッチング制御信号ＳＣ２がイネーブルされる（Ｓ２がオンにされ得る）。

【0024】

また、電流制御回路２４０は、非反転入力で信号｜ＩＬ１｜を受け取り、反転入力で第４の電圧基準２３６から第４の閾値ＴＨ４を受け取る、別のコンパレータ２３４を含む。コンパレータ２３４の出力２３５が、フリップフロップ２３８にリセット（Ｒ）入力を提供する。電圧基準２３６は、図３における第２の一層高い電流レベルＩＴＨ２（例えば、１３Ａ）に対応する閾値ＴＨ４をセットする。絶対電流値信号｜ＩＬ１｜が閾値ＴＨ４を超えるとき、フリップフロップ２３８は、電圧制御回路２５０のＡＮＤゲート２１２および２２６をイネーブルするために、ＤＲＮ信号をハイにセットする。この状態において、コンパレータ２２０が、閾値ＴＨ２を下回って下がるリップル電圧信号ＶＲによって信号ＥＮＢをアサートするとき、第１のスイッチング制御信号ＳＣ１がイネーブルされる（Ｓ１がオンにされ得る）。また、この状態において、コンパレータ２０６が、閾値ＴＨ１を超えるリップル電圧信号ＶＲによって信号ＥＮＴをアサートするとき、第２のスイッチング制御信号ＳＣ２がイネーブルされる（Ｓ２がオンにされ得る）。

【0025】

制御回路１２０は、リップル電圧をレギュレートするためにデュアルループ制御を実装し、ＤＣバス回路における、一層低い静電容量の無電解コンデンサＣ２の使用を可能にする。電圧制御回路２５０は、ＤＣバス電圧を交互に支えるために、リップルレベルを小さくするようにＤＣバスコンデンサＣ２から蓄積コンデンサＣ１にリップルエネルギーを伝送し、その後、蓄積コンデンサＣ１からＤＣバスコンデンサＣ２にリップルエネルギーを伝送するために、（図３における電圧閾値ＶＴＨ１およびＶＴＨ２に対応する）電圧基準２０８および２２２によって規定される範囲においてＤＣバス回路のリップル電圧をレギュレートするように電圧制御ループを実装する。電圧制御回路２５０による蓄積コンデンサＣ１の交互の充電および放電の間、電流制御回路２４０は、第１の値ＩＴＨ１と一層高い第２の値ＩＴＨ２との間のインダクタ電流ＩＬ１の絶対値を制御するために、ヒステリシスを有する電流制御ループを実装する。このヒステリシス電流制御は、リップルフィルタインダクタＬ１に対するストレスを緩和する。また、図１におけるダイオードＤ１およびＤ２は、負または過度に正のコンデンサ電圧を防止するために、蓄積コンデンサＣ１に対する過電圧ストレスを抑制する。リップルフィルタ回路１１０のこれらの利点は、特に、ＤＣバスコンデンサＣ２の物理的サイズおよび静電容量を縮小する際に、著しい空間節約を促進し、それにより、スイッチング電力コンバータ電力密度が高まる。

【0026】

図３は、スイッチングインバータ１４０の安定状態動作の間、ＤＣ−ＡＣコンバータ実装のケースの場合の図１および図２のリップルフィルタ回路１１０およびコンバータ１００における種々の信号を図示する波形図３００を示す。この例では、ＡＣ出力電圧曲線３０２およびＡＣ出力電流曲線３０４が、ＡＣ負荷１５０を駆動するためのスイッチングインバータ１４０の概ね正弦波の出力を図示する。ＤＣバス回路は、ＤＣ入力電力をインバータ１４０に提供する。インバータ１４０のスイッチング動作が、曲線３０８として示す、ＤＣバス電圧ＶＤＣにおけるリップル電圧をつくる。リップルフィルタ回路１１０は、一般に、感知されたＶＤＣおよびＩＬ１信号に従ってインバータスイッチングとは独立して動作する。リップルフィルタ回路１１０は、スイッチング回路１４０が、ＤＣバス回路においてリップル電圧をつくるアクティブ整流器である、ＡＣ−ＤＣコンバータ実装と同様である。

【0027】

図３は、頂部側イネーブル信号ＥＮＴを曲線３１０として示し、底部側イネーブル信号ＥＢは曲線３１２として示される。ＤＣバス電圧ＶＤＣが電圧制御閾値ＶＴＨ１およびＶＴＨ２の外に遷移するとき、電圧制御回路２５０は、スイッチＳ１およびＳ２の作動を選択的にイネーブルする。上側閾値ＶＴＨ１を上回る（例えば、４０３Ｖを上回る）遷移では、回路１１０は、蓄積コンデンサＣ１を充電するためにＤＣバス回路からエネルギーを伝送し、これは、蓄積コンデンサ電圧曲線３１２（図１におけるＶＣ１）の上昇部分として示される。ＶＤＣが下側閾値ＶＴＨ２より低く（例えば、３９７Ｖより低く）遷移するとき、スイッチＳ１およびＳ２は、蓄積コンデンサＣ１からＤＣバスコンデンサＣ２にエネルギーを伝送するように動作され、これは、ＶＣ１曲線３１４の減少部分として示される。ＤＣバス電流曲線３０６（図１におけるＩＤＣ）は、Ｓ１およびＳ２をオンおよびオフにすることに応答して遷移される。

【0028】

図３における曲線３１６は、インダクタＬ１を流れるリップルフィルタ回路インダクタ電流ＩＬ１を示す。この例では、蓄積コンデンサＣ１を充電するために、正電流がスイッチングノード１１８からインダクタＬ１を介して流れる。これがバス電圧ＶＤＣを減少させ、Ｔ０とＴ１との間、Ｔ３とＴ４との間、および、さらにＴ７とＴ８との間の曲線３０８の減少として示される。電圧制御回路２５０は、負電流ＩＬ１を導通させるためにスイッチＳ１およびＳ２を動作させることによって、蓄積コンデンサＣ１からＤＣバスコンデンサＣ２にエネルギーを伝送する。これが、蓄積コンデンサ電圧ＶＣ１（曲線３１４）の減少を引き起こし、ＤＣバス電圧ＶＤＣ（曲線３０８）を増加させ、これらは、図３においてＴ１とＴ２との間、Ｔ５とＴ６との間、および、さらにＴ９の後に示される。ＶＤＣが閾値ＶＴＨ１と閾値ＶＴＨ２との間のレギュレート範囲にある介在期間の間、電圧制御回路２５０はスイッチング制御信号ＳＣ１およびＳＣ２をディセーブルし、これは、図３において、Ｔ２とＴ３との間、Ｔ４とＴ５との間、Ｔ６とＴ７との間、および、さらにＴ８とＴ９との間に示される。

【0029】

電流制御回路２４０は、Ｃ１を充電するために＋ＩＴＨ１〜＋ＩＴＨ２の正の閾値範囲内で、または、Ｃ１を放電するため−ＩＴＨ１〜−ＩＴＨ２の負の閾値範囲内でインダクタ電流ＩＬ１をレギュレートするように、スイッチング制御信号ＳＣ１およびＳＣ２のイネーブルを選択的に制御するために、フリップフロップ２３８からＤＲおよびＤＲＮ信号を提供する。図示される例では、ＩＴＨ１は１０Ａであり、ＩＴＨ２は１３Ａである。図示される例では、電流制御回路２４０は、ＳＣ１をイネーブルして、電流ＩＬ１が＋１０Ａから＋１３Ａまで上昇するように電流を導通させ、その後、信号ＤＲおよびＤＲＮを反転させてＳＣ２をイネーブルして、インダクタ電流を＋１３Ａから＋１０Ａまで減少させるためにＳ２を介して正電流を導通させる（例えば、図３における、Ｔ０とＴ１との間、Ｔ３とＴ４との間、および、さらにＴ７とＴ８との間）。図３におけるＴ１とＴ２との間、Ｔ５とＴ６との間、および、さらにＴ９の後の負電流レギュレートでは、電流制御回路２４０は、ＳＣ２をイネーブルして、負電流ＩＬ１が−１０Ａから−１３Ａまで増加するように電流を導通させ、その後、信号ＤＲおよびＤＲＮを反転させてＳＣ１をイネーブルして、インダクタ電流を−１３Ａから−１０Ａまで減少させるためにＳ１を介して負電流を導通させる。その他の電流レギュレート範囲が用いられてもよく、正および負の範囲は、図示するものと同じであってもよく、または、他の例において異なってもよい。インダクタ電流ＩＬ１を制御すると、インダクタのサイズの最小化が促進され、それゆえさらに、コンバータ電力密度を増加させるのに役立つ。

【0030】

図４および図５を参照すると、開示されるリップルフィルタ回路１１０は、様々な異なるスイッチング回路１４０の組み合せにおいて用いられ得る。その他のインバータ／整流器回路が用いられてもよく、本開示は、図示される例に限定されない。図４は、ＤＣバス回路を単相ＡＣ負荷またはＡＣ電源１５０とインターフェースするために図１のコンバータにおいて用いられ得る、例示のフルＨブリッジスイッチングインバータまたはアクティブ整流器回路１４０を示す。この場合におけるスイッチング回路１４０は、ＤＣバスノード１１２とＤＣバスノード１１４との間に接続されるハーフブリッジスイッチング回路レグを形成するスイッチングデバイスＳ３およびＳ４を含み、スイッチングノードが、出力インダクタＬ２を介して、ＡＣ電源またはＡＣ負荷１５０の第１のＡＣ接続に接続されている。他方のＡＣ端子は、第２のハーフブリッジスイッチングレグ回路におけるスイッチングデバイスＳ５およびＳ６を接合するスイッチングノードに接続される。図５は、単相ＤＣ−ＡＣスイッチング電力コンバータにおける例示的な６デバイスのスイッチングインバータ回路１４０、および、上述したようなリップルフィルタ回路１１０を示す。この例におけるスイッチング回路１４０は、ＤＣ電源の出力から変換された電力を用いてＡＣ負荷１５０を駆動するようにＤＣバス回路からの電力を変換するためのスイッチングインバータである。この例示のインバータ１４０は、六つのスイッチングデバイスＳ７〜Ｓ１２を含み、ＤＣバスノード１１２とＤＣバスノード１１４との間で、Ｓ７、Ｓ１２、およびＳ１０は、第１のレグ回路において接続され、Ｓ８、Ｓ９、およびＳ１１は、第２のレグ回路において接続されている。各レグ回路は、対応する出力インダクタＬ３またはＬ４を介してＡＣ負荷１５０に接続される上側スイッチングノード、および、対応するダイオードＤ３またはＤ４によって他方の上側スイッチングノードに接続される下側スイッチングノードを有する。また、図５における例示のインバータ１４０は、出力フィルタコンデンサＣ５を含む。

【0031】

例示的な実施形態のさらなる態様が、スイッチング電力コンバータのＤＣバス回路におけるリップル電圧を制御するための方法を提供する。一例において、この方法は、第１および第２のスイッチを、ＤＣバス回路の第１のＤＣバスノード及び第２のＤＣバスノード間で互いに直列に接続すること、第１および第２のスイッチを接合するスイッチングノードにインダクタの第１の端子を接続すること、インダクタの第２の端子とＤＣバスノードの一つとの間に蓄積コンデンサを接続すること、および、ＤＣバス回路のリップル電圧をレギュレートするため、交互に、ＤＣバス回路のＤＣバスコンデンサからインダクタを介して蓄積コンデンサにリップルエネルギーを伝送し、その後、蓄積コンデンサからインダクタを介してＤＣバスコンデンサにリップルエネルギーを伝送するためにスイッチを制御することを含む。この方法はさらに、ＤＣバスコンデンサと蓄積コンデンサとの間のリップルエネルギーの伝送の間、第１の値と一層高い第２の値との間のインダクタ電流の絶対値のヒステリシス制御を提供するために、インダクタを流れるインダクタ電流の絶対値を表す信号に従って、第１および第２のスイッチの動作を選択的にイネーブルすることを含む。幾つかの例において、この方法はさらに、ＤＣバス回路のリップル電圧を表す第２の信号を提供するために、ＤＣバス回路のＤＣバス電圧を表す第１の信号をフィルタすること、ならびに、ＤＣバス回路のリップル電圧をレギュレートするために、第２の信号が第１の閾値を越えることに応答して第１および第２のスイッチのうちの一方を選択的に動作させることと、第２の信号が第２の閾値を下まわって下がることに応答して第１および第２のスイッチのうちの他方を選択的に動作させることを含む。

【0032】

特許請求の範囲内で、説明される実施形態における改変が可能であり、他の実施形態が可能である。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】