6789828 スイッチング電源装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6789828

(24)【登録日】2020年11月6日

(45)【発行日】2020年11月25日

(54)【発明の名称】スイッチング電源装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20201116BHJP

【ＦＩ】

   H02M3/155 H

【請求項の数】6

【全頁数】15

(21)【出願番号】特願2017-43(P2017-43)

(22)【出願日】2017年1月4日

(65)【公開番号】特開2018-110482(P2018-110482A)

(43)【公開日】2018年7月12日

【審査請求日】2019年12月11日

(73)【特許権者】

【識別番号】000191238

【氏名又は名称】新日本無線株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110002147

【氏名又は名称】特許業務法人酒井国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】三添 公義

【審査官】 栗栖 正和

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００６−２４２７４２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１２−０１０５７４（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０７−０７９１６２（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ３／１５５

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

スイッチングトランジスタのＯＮ期間で入力直流電圧によって流れる電流によりインダクタにエネルギーを蓄積し、前記スイッチングトランジスタのＯＦＦ期間で前記インダクタから放出されるエネルギーの電圧を整流平滑することにより、前記入力直流電圧を昇圧し又は降圧した直流電圧を負荷に出力し、前記スイッチングトランジスタの前記ＯＮ期間及び／又は前記ＯＦＦ期間が、前記負荷の状態に応じて制御されるスイッチング電源装置において、
負荷電力を演算して前記スイッチングトランジスタの前記ＯＮ期間及び／又は前記ＯＦＦ期間を制御する制御信号を生成する演算回路を備え、
該演算回路は、前記スイッチングトランジスタの前記ＯＮ期間の二乗に比例した二乗信号を生成する二乗回路と、前記スイッチングトランジスタの今回のＯＮ開始点から次回のＯＮ開始点までの期間又は今回のＯＦＦ開始点から次回のＯＦＦ開始点までの期間を示す周期に比例した周期信号を生成する周期カウンタと、前記二乗回路で生成した前記二乗信号と前記周期カウンタで生成した前記周期信号の除算を行って前記負荷電力を示す前記制御信号を生成する除算回路とを有することを特徴とするスイッチング電源装置。

【請求項2】

請求項１に記載のスイッチング電源装置において、
前記二乗回路は、前記スイッチングトランジスタのＯＮ期間ごとに更新して前記スイッチングトランジスタに流れる電流に応じて充電される第１キャパシタを備え、該第１キャパシタに、前記スイッチングトランジスタの前記ＯＮ期間の二乗に比例した二乗電圧が前記二乗信号に対応するものとして生成されることを特徴とするスイッチング電源装置。

【請求項3】

請求項１に記載のスイッチング電源装置において、
前記周期カウンタは、前記スイッチングトランジスタの今回のＯＮ開始点から次回のＯＮ開始点までの期間ごとに更新して、又は今回のＯＦＦ開始点から次回のＯＦＦ開始点までの期間ごとに更新して定電流で充電される第２キャパシタを備え、該第２キャパシタに、前記周期に比例した周期電圧が前記周期信号に対応するものとして生成されることを特徴とするスイッチング電源装置。

【請求項4】

請求項２に記載のスイッチング電源装置において、
前記二乗回路は、前記第１キャパシタに充電された前記二乗電圧を前記スイッチングトランジスタがＯＦＦするごとにサンプルホールドする第１サンプルホールド回路と、該第１サンプルホールド回路でホールドされた電圧を電流に変換する第１電圧／電流変換回路とを備え、該第１電圧／電流変換回路から前記スイッチングトランジスタがＯＦＦするごとに決まる前記二乗信号が出力することを特徴とするスイッチング電源装置。

【請求項5】

請求項３に記載のスイッチング電源装置において、
前記周期カウンタは、前記第２キャパシタに充電された前記周期電圧を前記スイッチングトランジスタがＯＦＦするごとにサンプルホールドする第２サンプルホールド回路と、該第２サンプルホールド回路でホールドされた電圧を電流に変換する第２電圧／電流変換回路とを備え、該第２電圧／電流変換回路から前記スイッチングトランジスタがＯＦＦするごとに決まる前記周期信号が出力することを特徴とするスイッチング電源装置。

【請求項6】

請求項１に記載のスイッチング電源装置において、
前記除算回路は、請求項４に記載の第１電圧／電流変換回路から出力する前記二乗信号と、請求項５に記載の第２電圧／電流変換回路から出力する前記周期信号とを入力して、前記二乗信号を前記周期信号で除算し、又は前記周期信号を前記二乗信号で除算して、前記制御信号を生成することを特徴とするスイッチング電源装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、スイッチング電源装置にかかり、特に、インダクタの励磁エネルギーを演算することで負荷電力を検出してスイッチングトランジスタの制御に利用できるようにしたスイッチング電源装置に関する。

【背景技術】

【0002】

スイッチング電源装置の電力異常の検出を目的として、入力電力および出力電力の計算方法について記載された特許文献１がある。ここでは、入力電力と出力電力をＡ／Ｄ変換したデータを取り込んで、スイッチング電源装置のインダクタの励磁エネルギーを演算し、その演算で得られた入力電力と出力電力を比較することにより、異常電力の発生の有無を判定して、スイッチングトランジスタの制御にフィードバックしている。これによれば、比較結果に基づいてプログラムによってスイッチング状態を調整することにより、通常の制御をはじめ保護動作に適用することができる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【特許文献1】特開２００１−７８４４３号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

しかしながら、入力電力や出力電力をＡ／Ｄ変換でデジタル化して演算する方法は、メイン演算を行うプロセッサ、メモリ、プロセッサを動作させる基準のタイミング信号の生成器などのデジタル処理を実行する回路が必要となり、回路規模が大きくなる問題がある。また、演算処理の速度も高速となって消費電流が多くなる問題もある。さらに、プロセッサを使うためスイッチング電源装置のコストが高くなるといった問題もある。

【0005】

本発明の目的は、小さい回路規模、少ない消費電流、低いコストで、負荷電力を示す制御信号を生成できるようにした演算回路を備えたスイッチング電源装置を提供することである。

【課題を解決するための手段】

【0006】

上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明は、スイッチングトランジスタのＯＮ期間で入力直流電圧によって流れる電流によりインダクタにエネルギーを蓄積し、前記スイッチングトランジスタのＯＦＦ期間で前記インダクタから放出されるエネルギーの電圧を整流平滑することにより、前記入力直流電圧を昇圧し又は降圧した直流電圧を負荷に出力し、前記スイッチングトランジスタの前記ＯＮ期間及び／又は前記ＯＦＦ期間が、前記負荷の状態に応じて制御されるスイッチング電源装置において、負荷電力を演算して前記スイッチングトランジスタの前記ＯＮ期間及び／又は前記ＯＦＦ期間を制御する制御信号を生成する演算回路を備え、該演算回路は、前記スイッチングトランジスタの前記ＯＮ期間の二乗に比例した二乗信号を生成する二乗回路と、前記スイッチングトランジスタの今回のＯＮ開始点から次回のＯＮ開始点までの期間又は今回のＯＦＦ開始点から次回のＯＦＦ開始点までの期間を示す周期に比例した周期信号を生成する周期カウンタと、前記二乗回路で生成した前記二乗信号と前記周期カウンタで生成した前記周期信号の除算を行って前記負荷電力を示す前記制御信号を生成する除算回路とを有することを特徴とする。

【0007】

請求項２にかかる発明は、請求項１に記載のスイッチング電源装置において、前記二乗回路は、前記スイッチングトランジスタのＯＮ期間ごとに更新して前記スイッチングトランジスタに流れる電流に応じて充電される第１キャパシタを備え、該第１キャパシタに、前記スイッチングトランジスタの前記ＯＮ期間の二乗に比例した二乗電圧が前記二乗信号に対応するものとして生成されることを特徴とする。

【0008】

請求項３にかかる発明は、請求項１に記載のスイッチング電源装置において、前記周期カウンタは、前記スイッチングトランジスタの今回のＯＮ開始点から次回のＯＮ開始点までの期間ごとに更新して、又は今回のＯＦＦ開始点から次回のＯＦＦ開始点までの期間ごとに更新して定電流で充電される第２キャパシタを備え、該第２キャパシタに、前記周期に比例した周期電圧が前記周期信号に対応するものとして生成されることを特徴とする。

【0009】

請求項４にかかる発明は、請求項２に記載のスイッチング電源装置において、前記二乗回路は、前記第１キャパシタに充電された前記二乗電圧を前記スイッチングトランジスタがＯＦＦするごとにサンプルホールドする第１サンプルホールド回路と、該第１サンプルホールド回路でホールドされた電圧を電流に変換する第１電圧／電流変換回路とを備え、該第１電圧／電流変換回路から前記スイッチングトランジスタがＯＦＦするごとに決まる前記二乗信号が出力することを特徴とする。

【0010】

請求項５にかかる発明は、請求項３に記載のスイッチング電源装置において、前記周期カウンタは、前記第２キャパシタに充電された前記周期電圧を前記スイッチングトランジスタがＯＦＦするごとにサンプルホールドする第２サンプルホールド回路と、該第２サンプルホールド回路でホールドされた電圧を電流に変換する第２電圧／電流変換回路とを備え、該第２電圧／電流変換回路から前記スイッチングトランジスタがＯＦＦするごとに決まる前記周期信号が出力することを特徴とする。

【0011】

請求項６にかかる発明は、請求項１に記載のスイッチング電源装置において、前記除算回路は、請求項４に記載の第１電圧／電流変換回路から出力する前記二乗信号と、請求項５に記載の第２電圧／電流変換回路から出力する前記周期信号とを入力して、前記二乗信号を前記周期信号で除算し、又は前記周期信号を前記二乗信号で除算して、前記制御信号を生成することを特徴とする。

【発明の効果】

【0012】

本発明によれば、スイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦの周期の検出やスイッチングトランジスタのＯＮ期間の検出に基づいて、インダクタの励磁エネルギーを計算し負荷電力を検出するので、スイッチング電源装置を制御する集積回路にプロセッサを用いないアナログの演算回路を使用できるため、スイッチング電源装置の回路規模の小型化、消費電流削減を実現できる。このとき、従来のスイッチング電源装置に新たに追加する回路は少なくて済み、コスト低減も実現できる。

【図面の簡単な説明】

【0013】

【図1】第１実施例の昇圧型スイッチング電源装置の構成ブロック図である。

【図2】図１の演算回路の構成ブロック図である。

【図3】図２の二乗回路の構成ブロック図である。

【図4】図３の二乗回路の具体的な回路図である。

【図5】図２の周期カウンタの構成ブロック図である。

【図6】図５の周期カウンタの具体的な回路図である。

【図7】図２の除算回路の具体的な回路図である。

【図8】図４の二乗回路の動作波形図である。

【図9】図６の周期カウンタの動作波形図である。

【図10】図７の除算回路の動作波形図である。

【図11】第２実施例の降圧型スイッチング電源装置の構成ブロック図である。

【図12】図１１の演算回路の構成ブロック図である。

【図13】図１２の演算回路の二乗回路の構成ブロック図である。

【図14】図１３の二乗回路の具体的な回路図である。

【発明を実施するための形態】

【0014】

＜第１実施例＞
図１にＤＣ／ＤＣ変換をＰＷＭ／ＰＦＭ混合方式の制御で行う昇圧型のスイッチング電源装置を示す。Ｃｉｎは入力キャパシタ、ＭＮ１はＮＭＯＳのスイッチングトランジスタ、Ｌ１はインダクタ、Ｒｓ１はスイッチングトランジスタＭＮ１のドレイン電流を検出するセンス抵抗、Ｄ１は整流ダイオード、Ｃｏｕｔは出力キャパシタである。

【0015】

１０はスイッチングトランジスタＭＮ１をＯＮ／ＯＦＦ駆動する駆動回路であり、制御回路１１と演算回路１２とを備える。制御回路１１は、演算回路１２が出力する負荷電力を示す制御電流Ｉｏとスイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏｕｔをフィードバック信号として取り込んで、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮタイミングとＯＦＦタイミング、つまりＯＮ継続時間とオフ継続時間をＰＷＭとＰＦＭの方式により制御し、またそのＯＦＦタイミングごとに一定のパルス幅のタイミング信号ＣＫ１を出力する。演算回路１２は、そのタイミング信号ＣＫ１とスイッチングトランジスタＭＮ１のソースに接続されたセンス抵抗Ｒｓ１に発生するセンス電圧Ｖｓ１とを入力してインダクタＬ１の励磁エネルギーを演算し、上記した制御電流Ｉｏを出力する。

【0016】

このスイッチング電源装置では、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ期間でインダクタＬ１に蓄積されたエネルギーの電圧が、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＦＦ期間で入力電圧Ｖｉｎに加算されてダイオードＤ１で整流され、出力キャパシタＣｏｕｔで平滑されて、出力電圧Ｖｏｕｔとして出力する。

【0017】

図２に演算回路１２の構成ブロック図を示す。１３はＴ−ＦＦ回路であり、制御回路１１から出力するタイミング信号ＣＫ１を入力し、それを１／２分周したタイミング信号ＣＫ２を出力する。１４は２相信号発生器であり、Ｔ−ＦＦ回路１３から出力するタイミング信号ＣＫ２からデットタイムを有する２相信号φ１，φ２を生成する。１５は二乗回路であり、センス電圧Ｖｃ１を取り込んでセンス抵抗Ｒｓ１に流れる電流の時間の二乗に比例した二乗信号である電流Ｉｓｑを出力する。この二乗回路１５はタイミング信号ＣＫ１に同期したクリア信号ＣＬＲでリセットされる。１６は周期カウンタであり、タイミング信号φ１、φ２を取り込むことで、タイミング信号ＣＫ１の周期を示す周期信号である電流Ｉｔを出力する。１７は除算回路であり、二乗回路１５から出力する電流Ｉｓｑ（第１電流）を周期カウンタ１６から出力する電流Ｉｔ（第２電流）によって除算して、前記の制御信号Ｉｏ（＝Ｉｓｑ／Ｉｔ）を生成する。

【0018】

図３に図２の演算回路１２における二乗回路１５の構成ブロック図を示す。１５１は電圧／電流変換回路であり、センス電圧Ｖｓ１を電流Ｉｃｐに変換する。Ｃｐは電流Ｉｃｐで充電されるキャパシタ（第１キャパシタ）、ＳＷ１はキャパシタＣｐに充電された電圧Ｖｃｐをクリア信号ＣＬＲによって放電するためのスイッチ、１５２はキャパシタＣｐの電圧Ｖｃｐをタイミング信号φ１，φ２で交互にサンプリングホールドするサンプルホールド回路（第１サンプルホールド回路）、１５３はサンプルホールド回路１５２の出力電圧Ｖｓｈを電流Ｉｓｑに変換する電圧／電流変換回路（第１電圧／電流変換回路）である。図４にこの二乗回路の具体的回路を示す。

【0019】

図４において、電圧／電流変換回路１５１は、センス電圧Ｖｓ１を入力するオペアンプＯＰ１と、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ２と、抵抗Ｒ１と、トランジスタＭＮ２のドレイン電流を入力するようカレントミラー接続されたＰＭＯＳトランジスタＭＰ２、ＭＰ３とにより構成されている。スイッチＳＷ１はＮＭＯＳトランジスタＭＮ３で構成されている。

【0020】

そして、抵抗Ｒ１に発生する電圧がセンス電圧Ｖｓ１に一致するようにオペアンプＯＰ１がトランジスタＭＮ２を制御することで、カレントミラー接続のトランジスタＭＰ２，ＭＰ３のドレインにセンス電圧Ｖｓ１に比例した電流Ｉｃｐが流れる。この電流ＩｃｐがキャパシタＣｐに充電されると、そのキャパシタＣｐの電圧がＶｃｐになる。この電圧Ｖｃｐは後記するように電流Ｉｃｐの流れている時間の二乗に比例した二乗電圧である。

【0021】

サンプルホールド回路１５２は、バッファＢＦ１と、スイッチＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４，ＳＷ５と、キャパシタＣｓ１，Ｃｓ２とにより構成されている。タイミング信号φ１が“Ｈ”、タイミング信号φ２が“Ｌ”のとき、スイッチＳＷ２，ＳＷ３がＯＮしスイッチＳＷ４，ＳＷ５がＯＦＦして、入力する電圧ＶｃｐがキャパシタＣｓ１に充電されその電圧がＶｓｈ１になるとともに、キャパシタＣｓ２に充電されていた電圧Ｖｓｈ２がホールド電圧Ｖｓｈとして出力する。

【0022】

また、タイミング信号φ１が“Ｌ”、タイミング信号φ２が“Ｈ”のとき、スイッチＳＷ２，ＳＷ３がＯＦＦしスイッチＳＷ４，ＳＷ５がＯＮして、入力する電圧ＶｃｐがキャパシタＣｓ２に充電されその電圧がＶｓｈ２になるとともに、キャパシタＣｓ１に充電されていた電圧Ｖｓｈ１がホールド電圧Ｖｓｈとして出力する。このようにして、電圧Ｖｓｈ１，Ｖｓｈ２が交互にホールド電圧Ｖｓｈとして取り出される。

【0023】

電圧／電流変換回路１５３は、サンプルホールド回路１５２の出力電圧Ｖｓｈを入力するオペアンプＯＰ２と、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ４と、抵抗Ｒ２と、トランジスタＭＮ４のドレイン電流を入力するようカレントミラー接続されたＰＭＯＳトランジスタＭＰ４、ＭＰ５とにより構成されている。

【0024】

そして、抵抗Ｒ２に発生する電圧がホールド電圧Ｖｓｈに一致するようにオペアンプＯＰ２がトランジスタＭＮ４を制御することで、カレントミラー接続のトランジスタＭＰ４，ＭＰ５のドレインにホールド電圧Ｖｓｈに比例した電流Ｉｓｑが流れる。

【0025】

図５に図２の演算回路１２における周期カウンタ１６の具体的回路を示す。Ｉａは基準電流Ｉａを出力する電流源である。１６１、１６２は時間カウンタであり、タイミング信号φ１、φ２の“Ｈ”の時間幅に応じて基準電流Ｉａの時間積分を交互に行う。１６３は時間カウンタ１６１、１６２の出力電圧Ｖｃｔのサンプルホールドを行うサンプルホールド回路（第２サンプルホールド回路）である。１６４はサンプルホールド回路１６３から出力するホールド電圧Ｖｔｓを電流Ｉｔに変換する電圧／電流変換回路（第２電圧／電流変換回路）である。図６に周期カウンタ１６の具体的回路を示す。

【0026】

図６において、時間カウンタ１６１は、スイッチＳＷ６，ＳＷ７，ＳＷ８と、キャパシタＣｔ１とで構成される。時間カウンタ１６２は、スイッチＳＷ９，ＳＷ１０，ＳＷ１１と、キャパシタＣｔ２とで構成される。

【0027】

そして、時間カウンタ１６１では、タイミング信号φ１が“Ｈ”、タイミング信号φ２が“Ｌ”のとき、スイッチＳＷ６，ＳＷ７がＯＮしてキャパシタＣｔ１が基準電流Ｉａで充電され、その充電電圧Ｖｃｔ１が電圧Ｖｃｔとして出力する。タイミング信号φ１が“Ｌ”、タイミング信号φ２が“Ｈ”のとき、スイッチＳＷ８がオンしてその電圧Ｖｃｔ１を放電する。

【0028】

一方、時間カウンタ１６２では、タイミング信号φ１が“Ｌ”、タイミング信号φ２が“Ｈ”のとき、スイッチＳＷ９，ＳＷ１０がオンしてキャパシタＣｔ２が基準電流Ｉａで充電され、その充電電圧Ｖｃｔ２が電圧Ｖｃｔとして出力する。タイミング信号φ１が“Ｈ”、タイミング信号φ２が“Ｌ”とき、スイッチＳＷ１１がＯＮしてその電圧Ｖｃｔ２を放電する。

【0029】

この結果、キャパシタＣｔ１の電圧Ｖｃｔ１はタイミング信号φ１の“Ｈ”期間に対応する電圧となり、キャパシタＣｔ２の電圧Ｖｃｔ２はタイミング信号φ２の“Ｈ”期間に対応する電圧となり、これらが交互にタイミング信号ＣＫ１の周期を示す電圧Ｖｃｔとして取り出される。

【0030】

サンプルホールド回路１６３は、バッファＢＦ２と、スイッチＳＷ１２，ＳＷ１３，ＳＷ１４，ＳＷ１５と、キャパシタＣｔｓ１，Ｃｔｓ２とにより構成されている。タイミング信号φ１が“Ｈ”、タイミング信号φ２が“Ｌ”のとき、スイッチＳＷ１２，ＳＷ１３がＯＮしスイッチＳＷ１４，ＳＷ１５がＯＦＦして、入力する電圧ＶｃｔがキャパシタＣｔｓ１に充電されその電圧がＶｔｓ１になるとともに、キャパシタＣｔｓ２に充電されていた電圧Ｖｔｓ２がホールド電圧Ｖｔｓとして出力する。

【0031】

タイミング信号φ１が“Ｌ”、タイミング信号φ２が“Ｈ”のとき、スイッチＳＷ１２，ＳＷ１３がＯＦＦしスイッチＳＷ１４，ＳＷ１５がＯＮして、入力する電圧ＶｃｔがキャパシタＣｔｓ２に充電されその電圧がＶｔｓ２になるとともに、キャパシタＣｔｓ１に充電されていた電圧Ｖｔｓ１がホールド電圧Ｖｔｓとして出力する。このように、電圧Ｖｔｓ１，Ｖｔｓ２が交互に電圧Ｖｔｓとして出力する。

【0032】

電圧／電流変換回路１６４は、サンプルホールド回路１６３の出力電圧Ｖｔｓを入力するオペアンプＯＰ３と、ＮＭＯＳトランジスタＭＮ５と、抵抗Ｒ３と、トランジスタＭＮ５のドレイン電流を入力するカレントミラー接続のＰＭＯＳトランジスタＭＰ６、ＭＰ７とにより構成されている。

【0033】

そして、抵抗Ｒ３に発生する電圧がホールド電圧Ｖｔｓに一致するようにオペアンプＯＰ３がトランジスタＭＮ５を制御することで、カレントミラー接続のトランジスタＭＰ６，ＭＰ７のドレインにサンプルホールド電圧Ｖｔｓに比例した電流Ｉｔが流れる。

【0034】

図７に除算回路１７の具体的回路を示す。この除算回路１７は、基準電流Ｉｂの電流源Ｉｂと、二乗回路１５の出力電流Ｉｓｑが入力するカレントミラー接続のＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２と、周期カウンタ１６の出力電流Ｉｔが入力するカレントミラー接続のＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４と、トランジスタＱ４のコレクタにベースが接続されたＮＰＮトランジスタＱ５と、トランジスタＱ５のコレクタ電流をミラーして出力電流Ｉｏとするカレントミラー接続のＰＮＰトランジスタＱ６，Ｑ７と、トランジスタＱ２のコレクタ電流で制御されるＮＰＮトランジスタＱ８，Ｑ９と、そのトランジスタＱ９で制御されて、トランジスタＱ５を制御するＮＰＮトランジスタＱ１０とを備える。

【0035】

そして、トランジスタＱ１０のエミッタ電流とトランジスタＱ４のコレクタ電流の差分がＩｓｑ／Ｉｔに対応する電流としてトランジスタＱ５のベースに入力し、トランジスタＱ６，Ｑ７のコレクタにＩｓｑ／Ｉｔに対応する電流が流れる。

【0036】

次に、演算回路１２の動作について説明する。まず、図３及び図４に示した二乗回路１５の動作を表すタイミングチャートを図８に示す。センス電圧Ｖｓ１は、図１におけるスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮしているときに流れる過度的なドレイン電流Ｉｄがセンス抵抗Ｒｓ１で電圧に変換されたもので、この電圧Ｖｓ１に対応する電流が電圧／電流変換回路１５１から出力して、キャパシタＣｐに充電される。このときの充電電流Ｉｃｐは以下の式で表される。Ｖｉｎはスイッチング電源装置の入力電圧、Ｌ１はインダクタＬ１のインダクタンス、ｔは充電時間である。

【0037】

タイミング信号φ１が“Ｈ”になっている期間、サンプルホールド回路１５２のスイッチＳＷ２がＯＮして、キャパシタＣｓ１の電圧Ｖｓｈ１はキャパシタＣｐの電圧Ｖｃｐと同じとなる。

【0038】

スイッチングトランジスタＭＮ１がオンしてキャパシタＣｐが充電しているときの電圧Ｖｃｐは、充電時間ｔの二乗に比例して以下の式のようになり、同時に電圧Ｖｓｈ１となる。

【0039】

スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦするタイミングでタイミング信号ＣＫ１は“Ｈ”になり、タイミング信号φ１は“Ｌ”になって、スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦする直前のキャパシタＣｐの充電電圧Ｖｓｈ１で保持され、この電圧Ｖｓｈ１がサンプルホールド回路１５２の出力電圧Ｖｓｈとなる。スイッチングトランジスタＭＮ１がオンになっている時間をｔｏｎとすると、電圧Ｖｓｈ１は以下のようになる。

【0040】

一方、クリア信号ＣＬＲはタイミング信号ＣＫ１と同期するので、クリア信号ＣＬＲが“Ｈ”になるとスイッチＳＷ１であるトランジスタＭＮ３がオンし、キャパシタＣｐの電荷を放電して電圧Ｖｃｐをグランドレベルに落とす。また、タイミング信号φ２が“Ｈ”になるので、サンプルホールド回路１５２のキャパシタＣｓ２の電圧Ｖｓｈ２が、キャパシタＣｐの今回の電圧Ｖｃｐになる。

【0041】

タイミング信号φ２が“Ｈ”になっている期間でスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮになってキャパシタＣｐが充電される動作は、タイミング信号φ１が“Ｈ”になっている場合と同じになる。そして、タイミング信号ＣＫ１が“Ｈ”になるとタイミング信号φ２が“Ｌ”になって、電圧Ｖｓｈ２はスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦする直前のキャパシタＣｐの充電電圧Ｖｃｐで保持され、タイミング信号φ１が“Ｈ”になるとサンプルホールド回路１５２の出力電圧Ｖｓｈは電圧Ｖｓｈ２となる。

【0042】

再度、タイミング信号φ１が“Ｈ”になるので、キャパシタＣｐの電圧と電圧Ｖｓｈ１の電圧は等しくなる。以下、スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮする毎に同様の動作が繰り返されるので、電圧／電流変換回路１５３からは、その度に決まるサンプルホールド回路１５２の出力電圧Ｖｓｈを電流に変換した電流Ｉｓｑが出力する。

【0043】

次に、周期カウンタ１６の動作を表すタイミングチャートを図９に示す。タイミング信号ＣＫ１，ＣＫ２とタイミング信号φ１，タイミング信号φ２の“Ｈ”／“Ｌ”の関係は図８と同じである。タイミング信号ＣＫ１はスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮからＯＦＦに切り替わるときに“Ｈ”に立ち上がるので、タイミング信号ＣＫ１が“Ｈ”に立ち上がる間隔の時間Ｔｓｗをカウントすることによりタイミング信号ＣＫ１の周期を得ることができる。

【0044】

周期カウンタ２の具体的な回路を示す図６において、サンプルホールド回路１６３は前記した二乗回路１５のサンプルホールド回路１５２と同様に動作する。

【0045】

図６において、まず、タイミング信号φ１が“Ｈ”になっているときは、時間カウンタ１６１のキャパシタＣｔｌの電圧Ｖｃｔ１は、電流源Ｉａの電流Ｉａにより定電流充電される。

【0046】

このキャパシタＣｔｌの電圧Ｖｃｔ１は、サンプルホールド回路１６３の入力電圧Ｖｃｔとなり、サンプルホールド回路１６３のキャパシタＣｔｓ１の電圧Ｖｔｓ１はキャパシタＣｔ１の電圧Ｖｃｔｌと等しくなる。

【0047】

タイミング信号ＣＫ１が再び“Ｈ”になるとタイミング信号φ１は“Ｌ”になり、タイミング信号φ２は“Ｈ”になる。これにより、サンプルホールド回路１６３では電圧Ｖｔｓ１はタイミング信号ＣＫ１が“Ｈ”になる直前の電圧、つまり、１周期Ｔｓｗの経過時点の電圧が保持される。この電圧Ｖｔｓ１がサンプルホールド回路１６３の出力電圧Ｖｔｓとなる。

【0048】

一方、タイミング信号φ２が“Ｈ”になることで、キャパシタＣｔｌの電荷が放電されるとともに、キャパシタＣｔ２が電流Ｉａにより定電流充電される。このときの電圧Ｖｃｔは時間カウンタ１６２のキャパシタＣｔ２の電圧Ｖｃｔ２であり、この電圧Ｖｃｔ２がサンプルホールド回路１６３のキャパシタＣｔｓ２の電圧Ｖｔｓ２となる。さらに再びタイミング信号ＣＫ１が“Ｈ”になると、タイミング信号φ１は“Ｈ”にタイミング信号φ２は“Ｌ”になるので、１周期Ｔｓｗの経過時点の電圧Ｖｃｔ２が保持されて電圧Ｖｔｓ２となり、サンプルホールド回路１６３の出力電圧Ｖｔｓとなる。

【0049】

以下、スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦするごとに同様の動作が繰り返され、電圧／電流変換回路１６４からは、その度に決まるサンプルホールド回路１６３の出力電圧Ｖｔｓを電流に変換した電流Ｉｔが出力する。

【0050】

以上のようにして、二乗回路１５や周期カウンタ１６のサンプルホールド回路１５２、１６３の電圧Ｖｓｈ、Ｖｔｓを電流変換した電流Ｉｓｑ，Ｉｔは、次のようになる。Ｃｔ＝Ｃｔ１＝Ｃｔ２である。

【0051】

除算回路１７では、電流Ｉｓｑと電流Ｉｔの割算が行われて、演算回路１２からは最終的に電流Ｉｏが出力される。

【0052】

次に、スイッチングトランジスタＭＮ１がオンしたときにインダクタＬ１に生じる励磁エネルギーＰＷと演算回路１２から出力する電流Ｉｏとの関係を説明する。

【0053】

スイッチングトランジスタＭＮ１がオンしているときのインダクタＬ１のピーク電流をＩｐｋとすると、励磁エネルギーＰＷは次のように表される。

【0054】

一方、ｔｏｎとＩｐｋの関係が、

となるので、演算回路１２の出力電流Ｉｏは、式（８）から、

となる。ただし、

である。

【0055】

つまり、式（１１）と式（１２）をみると、αは定数であるので、演算回路１２の出力電流ＩｏはインダクタＬ１に生じる式（９）の励磁エネルギーＰＷを等価的に示していることとなる。この結果、図１に示したスイッチング電源装置のように、演算回路１２の出力電流Ｉｏを制御回路１１に入力することで、インダクタＬ１の励磁エネルギーをスイッチング電源装置の負荷に供給されている負荷電力を示す信号として、スイッチングトランジスタＭＮ１の制御のためにフィードバックすることができる。これによって、スイッチング電源装置の入力電力を出力電力に応じてバランスよくコントロールでき、その変換効率向上に役立てることができる。

【0056】

＜第２実施例＞
図１１にＤＣ／ＤＣ変換をＰＷＭ／ＰＦＭ混合方式で制御する降圧型のスイッチング電源装置を示す。図１で説明した昇圧型のスイッチング電源装置と同じものには同じ符号をつけた。ＭＰ１はＰＭＯＳのスイッチングトランジスタ、Ｌ２はインダクタ、Ｒｓ２はスイッチングトランジスタＭＰ１のドレイン電流を検出するセンス抵抗、Ｄ２は整流ダイオードである。

【0057】

２０はスイッチングトランジスタＭＰ１をＯＮ／ＯＦＦ駆動する駆動回路であり、制御回路２１と演算回路２２を備える。制御回路２１は、演算回路２２が出力する負荷電力を示す制御電流Ｉｏとスイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏｕｔをフィードバック信号として取り込んで、スイッチングトランジスタＭＰ１のＯＮ継続時間とオフ継続時間をＰＷＭとＰＦＭの方式により制御し、またそのＯＦＦタイミングごとに一定のパルス幅のタイミング信号ＣＫ１を出力する。演算回路２２は、そのタイミング信号ＣＫ１とスイッチングトランジスタＭＮ１のソースに接続されたセンス抵抗Ｒｓ２に発生するセンス電圧Ｖｓ２とを入力してインダクタＬ２の励磁エネルギーを演算し、制御電流Ｉｏを出力する。

【0058】

このスイッチング電源装置では、スイッチングトランジスタＭＰ１のＯＮ期間でインダクタＬ２に蓄積されたエネルギーの電圧が、スイッチングトランジスタＭＰ１のＯＦＦ期間でダイオードＤ２で整流され、出力キャパシタＣｏｕｔで平滑されて、入力電圧Ｖｉｎが降圧された出力電圧Ｖｏｕｔとして出力する。

【0059】

図１２に演算回路２２の構成ブロック図を示す。図２で説明した演算回路１２における要素と同じものには同じ符号をつけて重複説明は省略する。２５は二乗回路であり、センス電圧Ｖｓ２を入力して、二乗回路１５と同様にスイッチングトランジスタＭＰ１のＯＮ期間の二乗に対応した電流Ｉｓｑを出力する。

【0060】

図１３に図１２の演算回路２２における二乗回路２５の構成ブロック図を示す。図３で説明した二乗回路１５における要素と同じものは同じ符号をつけて重複説明は省略する。図１４に二乗回路２５の具体回路を示す。２５１は電圧／電流変換回路であり、センス電圧Ｖｓ２を電流に変換する。この電圧／電流変換回路２５１は、センス電圧Ｖｓ２を入力するオペアンプＯＰ４と、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ８と、抵抗Ｒ４とにより構成されている。

【0061】

そして、抵抗Ｒ４に発生する電圧がセンス電圧Ｖｓ２に一致するようにオペアンプＯＰ４がトランジスタＭＰ８を制御することで、そのトランジスタＭＰ８のドレインにセンス電圧Ｖｓ２に比例した電流が流れ、キャパシタＣｐに二乗電圧Ｖｃｐとして充電される。

【0062】

このように、第２実施例のスイッチング電源装置は、第１実施例のスイッチング電源装置とは演算回路２２の二乗回路２５の構成が異なるのみであり、第１実施例のスイッチング電源装置と同様に動作して、インダクタＬ２の励磁エネルギーＰＷを示す電流Ｉｏを負荷電力を示す制御信号として、スイッチングトランジスタＭＰ１の制御状態にフィードバックすることができる。これによって、スイッチング電源装置の入力電力を出力電力に応じてバランスよくコントロールでき、その変換効率向上に役立てることができる。

【0063】

＜その他の実施例＞
なお、上記実施例では、演算回路１２，２２を、スイッチングトランジスタのＯＮ期間とＯＦＦ期間の両者が制御可能なＰＷＭ／ＰＦＭ混合方式のスイッチング電源装置に適用した場合について説明したが、ＰＷＭ方式のみで制御するスイッチング電源装置、あるいはＰＦＭ方式のみで制御するスイッチング電源装置、非絶縁コンバータ、絶縁コンバータにも同様に適用することができる。ＰＷＭ方式のみで制御するスイッチング電源装置では電流Ｉｔは一定値となり、ＰＦＭ方式のみで制御するスイッチング電源装置では電流Ｉｓｑは一定値となる。また、周期カウンタ１６は、上記した実施例ではスイッチングトランジスタＭＮ１，ＭＰ１の今回のＯＦＦ開始点から次回のＯＦＦ開始点までの期間を更新して検出するようにしたが、これに限られず、スイッチングトランジスタＭＮ１，ＭＰ１の今回のＯＮ開始点から次回のＯＮ開始点までの期間を更新して検出するようにしてもよい。また、除算回路１７は、上記した実施例ではＩｓｑ／Ｉｔの演算を行ったが、これに限られず、Ｉｔ／Ｉｓｑの演算を行ってもよい。この場合は、図７において入力する信号ＩｓｑとＩｔを入れ替えて、制御回路１１、２１においてその逆数で制御を行えばよい。

【符号の説明】

【0064】

１０：駆動回路、１１：制御回路、１２：演算回路、１３：Ｔ−ＦＦ回路、１４：２相信号発生器、１５：二乗回路、１６：周期カウンタ、１７：除算回路、２０：駆動回路、２１：制御回路、２２：演算回路、２５：二乗回路
１５１：電圧／電流変換回路、１５２：サンプルホールド回路、１５３：電圧／電流変換回路
１６１，１６２：時間カウンタ、１６３：サンプルホールド回路、１６４：電圧／電流変換回路、２５１：電圧／電流変換回路

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】