特許 6790324 高周波電源装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6790324

(24)【登録日】2020年11月9日

(45)【発行日】2020年11月25日

(54)【発明の名称】高周波電源装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/497 20070101AFI20201116BHJP

【ＦＩ】

   H02M7/497

【請求項の数】5

【全頁数】16

(21)【出願番号】特願2017-126126(P2017-126126)

(22)【出願日】2017年6月28日

(65)【公開番号】特開2019-9957(P2019-9957A)

(43)【公開日】2019年1月17日

【審査請求日】2019年11月21日

(73)【特許権者】

【識別番号】000000262

【氏名又は名称】株式会社ダイヘン

(74)【代理人】

【識別番号】100086380

【弁理士】

【氏名又は名称】吉田 稔

(74)【代理人】

【識別番号】100168044

【弁理士】

【氏名又は名称】小淵 景太

(72)【発明者】

【氏名】池成 達也

(72)【発明者】

【氏名】福本 佳樹

【審査官】 遠藤 尊志

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１０−２２０４７１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 米国特許出願公開第２０１４／０１７６０８６（ＵＳ，Ａ１）

【文献】 特開平０６−１０４０９２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特公昭５１−００２６５１（ＪＰ，Ｂ１）

【文献】 中国特許出願公開第１０１４７８２５６（ＣＮ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ７／４４−７／９８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

コンデンサとインダクタとを直列接続した共振回路を有するインバータ回路を２つ備え、
２つの前記インバータ回路に出力する駆動信号の位相差を変化させることで出力を制御する制御回路と、
前記コンデンサの端子間電圧が所定電圧より大きくなることを制限する電圧制限手段と、
を備えており、
前記電圧制限手段は、
直流電源と、
磁気結合された１次巻線と２次巻線とを有し、前記１次巻線が前記コンデンサに並列接続しているトランスと、
前記２次巻線の一方の端子に直列に接続され、前記２次巻線の端子間電圧が前記直流電源の出力電圧以上になったときに導通状態となるダイオードと、
を備えている、
ことを特徴とする高周波電源装置。

【請求項2】

前記電圧制限手段は、２つの前記コンデンサの両方の端子間電圧を制限する、
請求項１に記載の高周波電源装置。

【請求項3】

前記トランスは、前記２次巻線とは極性が反対の第２の２次巻線をさらに備えており、
前記電圧制限手段は、前記第２の２次巻線の一方の端子に直列に接続され、前記第２の２次巻線の端子間電圧が前記直流電源の出力電圧以上になったときに導通状態となる第２のダイオードをさらに備えている、
請求項１または２に記載の高周波電源装置。

【請求項4】

前記直流電源は、前記インバータ回路に直流電力を供給する、
請求項１ないし３のいずれかに記載の高周波電源装置。

【請求項5】

前記直流電源は、出力電圧を変化させることができる、
請求項１ないし４のいずれかに記載の高周波電源装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、高周波電力を出力する高周波電源装置に関する。

【背景技術】

【0002】

２つの高周波インバータ回路を備え、各高周波インバータ回路を制御する駆動信号の位相差を変化させることで、出力電力を変化させる高周波電源装置が知られている。このような高周波電源装置は、プラズマ処理システムや誘導加熱装置などに用いられている。特許文献１には、このような高周波電源装置を用いた誘導加熱装置が開示されている。

【0003】

図７は、従来の高周波電源装置の一例を示す回路構成図である。図に示すように、高周波電源装置Ａ１００は、直流電源１、インバータ回路２１，２２、および、制御回路４を備えており、負荷Ｌに電力を供給する。インバータ回路２１より出力された電流Ｉ₁と、インバータ回路２２より出力された電流Ｉ₂とが合成され、合成された電流Ｉ₀が負荷Ｌに流れ、負荷Ｌに電圧Ｖ₀が印加される。制御回路４は、インバータ回路２１のスイッチング素子Ｑ１（Ｑ２）に出力する駆動信号と、インバータ回路２２のスイッチング素子Ｑ３（Ｑ４）に出力する駆動信号との位相差を変化させることで、負荷Ｌに流れる電流を変化させて、負荷Ｌに出力する電力を変化させる。

【0004】

図８は、図７に示す回路においてシミュレーションを行ったときの各電流および電圧を示す波形図である。当該シミュレーションでは、直流電源１の出力電圧を３００［Ｖ］としている。各図においては、インバータ回路２１の出力電流Ｉ₁、インバータ回路２２の出力電流Ｉ₂、両者の合成電流Ｉ₀、および、負荷Ｌに印加される電圧Ｖ₀の各波形を示している。

【0005】

図８（ａ）は、スイッチング素子Ｑ１に入力する駆動信号とスイッチング素子Ｑ３に入力する駆動信号との位相差を０°（同位相）とした場合の波形図である。出力電流Ｉ₁と出力電流Ｉ₂とが同位相になるので、合成電流Ｉ₀は最大となり、電圧Ｖ₀も最大になっている。したがって、この場合、高周波電源装置Ａ１００の出力電力（負荷Ｌへの供給電力）が最大になる。

【0006】

図８（ｂ）は、スイッチング素子Ｑ１に入力する駆動信号とスイッチング素子Ｑ３に入力する駆動信号との位相差を１８０°（逆位相）とした場合の波形図である。出力電流Ｉ₁と出力電流Ｉ₂とが逆位相になるので、合成電流Ｉ₀は最小（０［Ａ］）となり、電圧Ｖ₀も最小（０［Ｖ］）になっている。したがって、この場合、高周波電源装置Ａ１００の出力電力（負荷Ｌへの供給電力）が最小（０［Ｗ］）になる。

【0007】

図８（ｃ）は、スイッチング素子Ｑ１に入力する駆動信号とスイッチング素子Ｑ３に入力する駆動信号との位相差を９０°とした場合の波形図である。合成電流Ｉ₀および電圧Ｖ₀は、最大（図８（ａ）参照）と最小（図８（ｂ）参照）との間になっている。したがって、この場合、高周波電源装置Ａ１００の出力電力（負荷Ｌへの供給電力）も最大と最小との間になっている。なお、スイッチング素子Ｑ１に入力する駆動信号の位相が、スイッチング素子Ｑ３に入力する駆動信号の位相より進んでいるので、出力電流Ｉ₁が出力電流Ｉ₂より大きくなっている。

【0008】

図９は、図７に示す回路においてシミュレーションを行ったときの、駆動信号の位相差（以下では、「インバータ位相差」と記載する場合がある）に応じた各値の変化を示す図である。図９（ａ）において、φは出力電流Ｉ₁と出力電流Ｉ₂との位相差（以下では、「電流位相差」と記載する場合がある）を示し、Ｉ₁ｐは出力電流Ｉ₁のピーク値を示しＩ₂ｐは出力電流Ｉ₂のピーク値を示している。また、図９（ｂ）においては、高周波電源装置Ａ１００の出力電力Ｐｆを示している。

【0009】

図９に示すように、インバータ位相差が０°のとき、電流位相差φも０°であり、出力電力Ｐｆは最大になっている。また、インバータ位相差が１８０°のとき、電流位相差φも１８０°であり、出力電力Ｐｆは最小になっている。インバータ位相差が０°から１８０°の間では、インバータ位相差が大きくなるに従い、電流位相差φも大きくなっている。ただし、インバータ回路２１とインバータ回路２２とが同じ負荷Ｌに繋がって影響しあうため、電流位相差φはインバータ位相差に応じて線形的に変化するのではない。例えば、図８（ｃ）のように、インバータ位相差が９０°のとき、電流位相差φは約１７０°になっている（図９（ａ）参照）。また、インバータ位相差が０°から１８０°の間で、インバータ位相差が大きくなるに従い、出力電力Ｐｆは小さくなっている。

【0010】

このように、高周波電源装置Ａ１００は、制御回路４が出力する駆動信号の位相差に応じて、出力電力を変化させることができる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0011】

【特許文献1】特開２０１３−１１５０１７号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0012】

高周波電源装置Ａ１００においては、位相差を大きくして出力電力を小さくした場合、出力電流Ｉ₁および出力電流Ｉ₂が大きくなる。位相差が０°の場合（図８（ａ）参照）、出力電流Ｉ₁，Ｉ₂のピーク値Ｉ₁ｐ，Ｉ₂ｐは約８［Ａ］なのに対して、位相差が１８０°の場合（図８（ｂ）参照）、ピーク値Ｉ₁ｐ，Ｉ₂ｐは約３０［Ａ］となり、約４倍の大きさになっている。また、図９（ａ）に示すように、インバータ位相差が大きい領域では、ピーク値Ｉ₁ｐ，Ｉ₂ｐが大きくなることは明らかである。出力電流Ｉ₁，Ｉ₂が大きくなるほど、インバータ回路２１，２２での導通損失が大きくなる。

【0013】

本発明は、上記した事情のもとで考え出されたものであって、導通損失を低減することができる高周波電源装置を提供することを目的としている。

【課題を解決するための手段】

【0014】

本発明の第１の側面によって提供される高周波電源装置は、コンデンサとインダクタとを直列接続した共振回路を有するインバータ回路を２つ備え、２つの前記インバータ回路に出力する駆動信号の位相差を変化させることで出力を制御する制御回路と、前記コンデンサの端子間電圧が所定電圧より大きくなることを制限する電圧制限手段とを備えており、前記電圧制限手段は、直流電源と、磁気結合された１次巻線と２次巻線とを有し、前記１次巻線が前記コンデンサに並列接続しているトランスと、前記２次巻線の一方の端子に直列に接続され、前記２次巻線の端子間電圧が前記直流電源の出力電圧以上になったときに導通状態となるダイオードとを備えていることを特徴とする。この構成によると、電圧制限手段は、コンデンサの端子間電圧を所定電圧以下に制限するので、インバータ回路の出力電流が抑制される。これにより、インバータ回路の出力電流が大きくなりすぎることを抑制することができる。したがって、インバータ回路での導通損失を低減することができる。

【0015】

本発明の好ましい実施の形態においては、前記電圧制限手段は、２つの前記コンデンサの両方の端子間電圧を制限する。この構成によると、２つのインバータ回路の出力電流を、両方とも抑制することができる。

【0016】

本発明の好ましい実施の形態においては、前記トランスは、前記２次巻線とは極性が反対の第２の２次巻線をさらに備えており、前記電圧制限手段は、前記第２の２次巻線の一方の端子に直列に接続され、前記第２の２次巻線の端子間電圧が前記直流電源の出力電圧以上になったときに導通状態となる第２のダイオードをさらに備えている。この構成によると、コンデンサの端子間電圧を両方の極性において制限することができる。

【0017】

本発明の好ましい実施の形態においては、前記直流電源は、前記インバータ回路に直流電力を供給する。この構成によると、直流電源が、インバータ回路に電力を供給する電源と、所定電圧を規定するための電源とを兼ねることができる。これにより、構成部材を削減することができる。

【0018】

本発明の好ましい実施の形態においては、前記直流電源は、出力電圧を変化させることができる。この構成によると、所定電圧を変更することができる。これにより、インバータ回路から負荷側を見たインピーダンスの遅れ負荷の度合いを調整することができる。

【発明の効果】

【0019】

本発明によると、電圧制限手段は、コンデンサの端子間電圧を所定電圧以下に制限するので、コンデンサを流れる電流が制限され、インバータ回路の出力電流が抑制される。これにより、インバータ回路の出力電流が大きくなりすぎることを抑制することができる。したがって、インバータ回路での導通損失を低減することができる。

【図面の簡単な説明】

【0020】

【図1】第１実施形態に係る高周波電源装置を示す回路構成図である。

【図2】図１に示す回路においてシミュレーションを行ったときの各電流および電圧を示す波形図である。

【図3】図１に示す回路においてシミュレーションを行ったときのインバータ位相差に応じた各値の変化を示す図である。

【図4】第２および第３実施形態に係る高周波電源装置を示す回路構成図である。

【図5】（ａ）は第４実施形態に係る高周波電源装置を示す回路構成図であり、（ｂ）は第４実施形態に係る高周波電源装置の変形例を示す回路構成図である。

【図6】第５実施形態に係る高周波電源装置を示す回路構成図である。

【図7】従来の高周波電源装置の一例を示す回路構成図である。

【図8】図７に示す回路においてシミュレーションを行ったときの各電流および電圧を示す波形図である。

【図9】図７に示す回路においてシミュレーションを行ったときのインバータ位相差に応じた各値の変化を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0021】

以下、本発明の好ましい実施の形態を、添付図面を参照して具体的に説明する。

【0022】

図１は、第１実施形態に係る高周波電源装置を示す回路構成図である。

【0023】

高周波電源装置Ａ１は、直流電源１、インバータ回路２１，２２、制御回路４、および電圧制限回路５を備えている。高周波電源装置Ａ１は、直流電源１が出力する直流電力を、インバータ回路２１，２２で交流電力に変換して、負荷Ｌに供給する。高周波電源装置Ａ１は、例えばプラズマ処理システムに用いられる。この場合、負荷Ｌは、インピーダンス整合装置が接続されたプラズマチャンバになる。負荷Ｌは、インピーダンス整合装置によって、例えば５０Ωの特性インピーダンスに整合される。

【0024】

直流電源１は、直流電力を出力するものであり、例えば、電力系統から入力される交流電力を整流する整流回路と、平滑する平滑コンデンサとを備えている。

【0025】

インバータ回路２１，２２は、単相ハーフブリッジ型の高周波インバータであり、直流電源１から入力される直流電力を高周波電力に変換して、負荷Ｌに出力する。

【0026】

インバータ回路２１は、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２および共振回路３１を備えている。本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２としてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を使用している。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はＭＯＳＦＥＴに限定されず、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor : 絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）などであってもよい。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とは、スイッチング素子Ｑ１のソース端子とスイッチング素子Ｑ２のドレイン端子とが接続されて、直列接続されている。スイッチング素子Ｑ１のドレイン端子は直流電源１の正極側に接続され、スイッチング素子Ｑ２のソース端子は直流電源１の負極側に接続されて、ブリッジ構造を形成している。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、フライホイールダイオードやスナバコンデンサが接続されていてもよい。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート端子には、制御回路４から駆動信号が入力される。スイッチング素子Ｑ１に入力される駆動信号と、スイッチング素子Ｑ２に入力される駆動信号とは逆位相になっている。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点ａには共振回路３１が接続されている。スイッチング素子Ｑ１がオン状態でスイッチング素子Ｑ２がオフ状態の場合、接続点ａの電位は直流電源１の正極側の電位となる。一方、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態でスイッチング素子Ｑ２がオン状態の場合、接続点ａの電位は直流電源１の負極側の電位となる。これにより、直流電源１の正極側の電位と負極側の電位とが切り替えられたパルス状の交流信号が接続点ａから出力される。

【0027】

共振回路３１は、インダクタＬ１とコンデンサＣ１とを直列接続した直列共振回路である。インダクタＬ１およびコンデンサＣ１は、共振周波数がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数ｆ_sw（制御回路４から入力される駆動信号の周波数）と一致するように設計される。共振回路３１の一方の端子は、接続点ａに接続されている。共振回路３１の共振特性により、接続点ａから入力される交流信号は、共振周波数（スイッチング周波数ｆ_sw）の正弦波信号になって出力される。

【0028】

インバータ回路２２は、２つのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４および共振回路３２を備えている。インバータ回路２２の構成は、インバータ回路２１の構成と同様である。スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４とは直列接続されており、ブリッジ構造を形成している。スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のゲート端子には、制御回路４から駆動信号が入力される。スイッチング素子Ｑ３に入力される駆動信号と、スイッチング素子Ｑ４に入力される駆動信号とは逆位相になっている。スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との接続点ｂには共振回路３２が接続されている。接続点ｂからは、直流電源１の正極側の電位と負極側の電位とが切り替えられたパルス状の交流信号が出力される。共振回路３２は、インダクタＬ２とコンデンサＣ２とを直列接続した直列共振回路である。インダクタＬ２およびコンデンサＣ２は、共振周波数がスイッチング周波数ｆ_swと一致するように設計される。共振回路３２の一方の端子は、接続点ｂに接続されている。共振回路３２の共振特性により、接続点ｂから入力される交流信号は、共振周波数（スイッチング周波数ｆ_sw）の正弦波信号になって出力される。

【0029】

共振回路３１と共振回路３２とは、接続点ｃで接続されている。接続点ｃと、直流電源１の負極側の接続線上の接続点ｄとの間に、負荷Ｌが接続されている。インバータ回路２１から出力された電流と、インバータ回路２２から出力された電流とは、接続点ｃで合成されて負荷Ｌに流れる。図１に示すように、インバータ回路２１から出力された電流を電流Ｉ₁とし、インバータ回路２２から出力された電流を電流Ｉ₂とし、負荷Ｌに流れる電流を電流Ｉ₀としている。また、負荷Ｌに印加される電圧を、電圧Ｖ₀としている。

【0030】

制御回路４は、高周波電源装置Ａ１の出力電力の制御を行う回路である。制御回路４は、インバータ回路２１のスイッチング素子Ｑ１（Ｑ２）に出力する駆動信号の位相に対して、インバータ回路２２のスイッチング素子Ｑ３（Ｑ４）に出力する駆動信号の位相を遅らせて、その位相差を変化させることで、高周波電源装置Ａ１の出力電力を変化させる。駆動信号の位相差（インバータ位相差）θは０°から１８０°まで変化できる。インバータ位相差θが０°（同位相）の場合、電流Ｉ₁と電流Ｉ₂とが同位相になるので、合成された電流Ｉ₀は最大となり、電圧Ｖ₀も最大になる。したがって、この場合、高周波電源装置Ａ１の出力電力（負荷Ｌへの供給電力）が最大になる。位相差が１８０°（逆位相）の場合、電流Ｉ₁と電流Ｉ₂とが逆位相になるので、合成された電流Ｉ₀は最小（０［Ａ］）となり、電圧Ｖ₀も最小（０［Ｖ］）になる。したがって、この場合、高周波電源装置Ａ１の出力電力（負荷Ｌへの供給電力）が最小（０［Ｗ］）になる。インバータ位相差θは０°から１８０°まで変化し、インバータ位相差θが大きくなるに従って、出力電力は小さくなる。制御回路４は、検出した高周波電源装置Ａ１の出力電力と目標電力との偏差に応じてインバータ位相差θを変化させることで、出力電力のフィードバック制御を行っている。

【0031】

電圧制限回路５は、共振回路３１のコンデンサＣ１および共振回路３２のコンデンサＣ２の端子間電圧が所定電圧より大きくなることを制限する。電圧制限回路５は、コンデンサＣ１の端子間電圧を制限する電圧制限部５１、および、コンデンサＣ２の端子間電圧を制限する電圧制限部５２を備えている。

【0032】

電圧制限部５１は、トランスＴ１、ダイオードＤ１，Ｄ２およびコンデンサＣ３を備えている。トランスＴ１は、１次巻線Ｌｐ１、２次巻線Ｌｓ１ａおよび２次巻線Ｌｓ１ｂを備えており、１次巻線Ｌｐ１と２次巻線Ｌｓ１ａおよび２次巻線Ｌｓ１ｂとは磁気結合されている。本実施形態では、２次巻線Ｌｓ１ａの巻き数と２次巻線Ｌｓ１ｂの巻き数とを、同じ巻き数Ｎｓ１としている。そして、１次巻線Ｌｐ１の巻き数Ｎｐ１を、巻き数Ｎｓ１の２倍としている。つまり、巻き数比Ｎ１＝Ｎｐ１／Ｎｓ１＝２である。なお、巻き数比Ｎ１は限定されない。トランスＴ１の１次巻線Ｌｐ１は、コンデンサＣ１に並列接続している。１次巻線Ｌｐ１には、直流電流を遮断するためのコンデンサＣ３が直列接続されている。コンデンサＣ３の静電容量は、コンデンサＣ１の静電容量と比べて十分大きなものとしている。２次巻線Ｌｓ１ａの一方の端子は、ダイオードＤ１を介して直流電源１の正極側に接続されている。他方の端子は、直流電源１の負極側に接続されている。２次巻線Ｌｓ１ｂの一方の端子は、ダイオードＤ２を介して直流電源１の正極側に接続されている。他方の端子は、直流電源１の負極側に接続されている。２次巻線Ｌｓ１ａの一方の端子と２次巻線Ｌｓ１ｂの一方の端子とは、極性が反対になっている。ダイオードＤ１は、アノード端子が２次巻線Ｌｓ１ａの一方の端子に接続され、カソード端子が直流電源１の正極側に接続されている。ダイオードＤ２は、アノード端子が２次巻線Ｌｓ１ｂの一方の端子に接続され、カソード端子が直流電源１の正極側に接続されている。２次巻線Ｌｓ１ａの他方の端子の電位に対する一方の端子の電位差が直流電源１の出力電圧より大きくなった場合、ダイオードＤ１が導通して電流が流れる。また、２次巻線Ｌｓ１ｂの他方の端子の電位に対する一方の端子の電位が直流電源１の出力電圧より大きくなった場合、ダイオードＤ２が導通して電流が流れる。

【0033】

電圧制限部５２は、電圧制限部５１と同様の構成であり、トランスＴ２、ダイオードＤ３，Ｄ４およびコンデンサＣ４を備えている。トランスＴ２は、１次巻線Ｌｐ２、２次巻線Ｌｓ２ａおよび２次巻線Ｌｓ２ｂを備えており、１次巻線Ｌｐ２と２次巻線Ｌｓ２ａおよび２次巻線Ｌｓ２ｂとは磁気結合されている。本実施形態では、２次巻線Ｌｓ２ａの巻き数と２次巻線Ｌｓ２ｂの巻き数とを、同じ巻き数Ｎｓ２としている。そして、１次巻線Ｌｐ２の巻き数Ｎｐ２を、巻き数Ｎｓ２の２倍としている。つまり、巻き数比Ｎ２＝Ｎｐ２／Ｎｓ２＝２である。なお、巻き数比Ｎ２は限定されない。トランスＴ２の１次巻線Ｌｐ２は、コンデンサＣ２に並列接続している。１次巻線Ｌｐ２には、直流電流を遮断するためのコンデンサＣ４が直列接続されている。コンデンサＣ４の静電容量は、コンデンサＣ２の静電容量と比べて十分大きなものとしている。２次巻線Ｌｓ２ａの一方の端子は、ダイオードＤ３を介して直流電源１の正極側に接続されている。他方の端子は、直流電源１の負極側に接続されている。２次巻線Ｌｓ２ｂの一方の端子は、ダイオードＤ４を介して直流電源１の正極側に接続されている。他方の端子は、直流電源１の負極側に接続されている。２次巻線Ｌｓ２ａの一方の端子と２次巻線Ｌｓ２ｂの一方の端子とは、極性が反対になっている。ダイオードＤ３は、アノード端子が２次巻線Ｌｓ２ａの一方の端子に接続され、カソード端子が直流電源１の正極側に接続されている。ダイオードＤ４は、アノード端子が２次巻線Ｌｓ２ｂの一方の端子に接続され、カソード端子が直流電源１の正極側に接続されている。２次巻線Ｌｓ２ａの他方の端子の電位に対する一方の端子の電位差が直流電源１の出力電圧より大きくなった場合、ダイオードＤ３が導通して電流が流れる。また、２次巻線Ｌｓ２ｂの他方の端子の電位に対する一方の端子の電位が直流電源１の出力電圧より大きくなった場合、ダイオードＤ４が導通して電流が流れる。

【0034】

次に、電圧制限回路５の動作について説明する。以下では、電圧制限部５１の動作について説明する。電圧制限部５１と電圧制限部５２とは同様の構成なので、同様の動作を行う。したがって、電圧制限部５２の動作についての説明は省略する。

【0035】

コンデンサＣ１の端子間電圧をＶ_C1とすると、１次巻線Ｌｐ１の端子間電圧もＶ_C1となる（コンデンサＣ３の静電容量は大きく、端子間電圧は十分小さくなるので無視できる）。トランスＴ１の巻き数比Ｎ１＝２なので、２次巻線Ｌｓ１ａおよび２次巻線Ｌｓ１ｂの端子間電圧は（１／２）Ｖ_C1になる。２次巻線Ｌｓ１ａの他方の端子の電位に対する一方の端子の電位差が直流電源１の出力電圧Ｖ_DCより大きくなった場合、ダイオードＤ１が導通して電流が流れるので、２次巻線Ｌｓ１ａの端子間電圧は、電圧Ｖ_DCにクランプされる。また、２次巻線Ｌｓ１ｂの他方の端子の電位に対する一方の端子の電位差が直流電源１の出力電圧Ｖ_DCより大きくなった場合、ダイオードＤ２が導通して電流が流れるので、２次巻線Ｌｓ１ｂの端子間電圧は、電圧Ｖ_DCにクランプされる。なお、ダイオードＤ１（Ｄ２）の順方向電圧は無視している。２次巻線Ｌｓ１ａ（Ｌｓ１ｂ）の端子間電圧が電圧Ｖ_DCにクランプされるので、１次巻線Ｌｐ１の端子間電圧は、２Ｖ_DCにクランプされる。したがって、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖ_C1も２Ｖ_DCにクランプされる。つまり、電圧制限部５１は、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖ_C1が２Ｖ_DCを超えないようにクランプする。同様に、電圧制限部５２は、コンデンサＣ２の端子間電圧Ｖ_C2が２Ｖ_DCを超えないようにクランプする。

【0036】

なお、クランプ電圧は、直流電源１の出力電圧Ｖ_DCおよびトランスＴ１（Ｔ２）の巻き数比Ｎ１（Ｎ２）によって決定される。例えば、出力電圧Ｖ_DC＝３００［Ｖ］、巻き数比Ｎ１＝２の場合、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖ_C1は、６００［Ｖ］にクランプされる。クランプしたい電圧になるように、直流電源１の出力電圧Ｖ_DCおよびトランスＴ１（Ｔ２）の巻き数比Ｎ１（Ｎ２）が設計される。なお、トランスＴ１（Ｔ２）を、巻き数比を切り替えることができるものにすれば、クランプ電圧を切り替えることができる。

【0037】

インバータ回路２１の出力電流Ｉ₁は、トランスＴ１の一次電流をＩ_Lp1、コンデンサＣ１を流れる電流をＩ_C1とすると、Ｉ₁＝Ｉ_Lp1＋Ｉ_C1となる。コンデンサＣ１のインピーダンスをＺ_C1とすると、Ｉ_C1＝Ｖ_C1／Ｚ_C1となるので、Ｉ₁＝Ｉ_Lp1＋Ｖ_C1／Ｚ_C1となる。上述したように、端子間電圧Ｖ_C1は２Ｖ_DCにクランプされるので、インバータ回路２１の出力電流Ｉ₁は、Ｉ_Lp1＋２Ｖ_DC／Ｚ_C1以下になる。同様に、インバータ回路２２の出力電流Ｉ₂は、トランスＴ２の一次電流をＩ_Lp2、コンデンサＣ２のインピーダンスをＺ_C2とすると、Ｉ_Lp2＋２Ｖ_DC／Ｚ_C2以下になる。

【0038】

図２は、図１に示す回路においてシミュレーションを行ったときの各電流および電圧を示す波形図であり、スイッチング素子Ｑ１に入力する駆動信号とスイッチング素子Ｑ３に入力する駆動信号との位相差（インバータ位相差）を１８０°（逆位相）とした場合の波形図である。当該シミュレーションでは、図８におけるシミュレーションと同様、直流電源１の出力電圧Ｖ_DCを３００［Ｖ］としている。

【0039】

図２（ａ）はインバータ回路２１の出力電流Ｉ₁の波形を示しており、図２（ｂ）はコンデンサＣ１の端子間電圧Ｖ_C1の波形を示している。図２（ｃ）はインバータ回路２２の出力電流Ｉ₂の波形を示しており、図２（ｄ）はコンデンサＣ２の端子間電圧Ｖ_C2の波形を示している。図２（ｅ）はトランスＴ１の一次電流Ｉ_Lp1の波形、および、Ｉ_Lp1の実効値Ｉ_Lp1#rmsを示している。図２（ｆ）はトランスＴ１の２次巻線Ｌｓ１ａを流れる電流Ｉ_Ls1aの波形、および、Ｉ_Ls1aの実効値Ｉ_Ls1a#rmsを示している。図２（ｇ）はトランスＴ１の２次巻線Ｌｓ１ｂを流れる電流Ｉ_Ls1bの波形、および、Ｉ_Ls1bの実効値Ｉ_Ls1b#rmsを示している。

【0040】

図２（ｂ）に示すように、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖ_C1は、約−４５０［Ｖ］から約７５０［Ｖ］の間に制限されている。以下、この現象について説明する。

【0041】

本シミュレーションではインバータ回路２１，２２が０［Ｖ］と３００［Ｖ］とを切り替えて出力するので、端子間電圧Ｖ_C1の波形は、直流電圧成分である１５０［Ｖ］分だけプラス側にシフトしている。そのため、トランスＴ１の１次巻線Ｌｐ１の端子間電圧がクランプ電圧３００［Ｖ］の＋２倍の電圧に１５０［Ｖ］を加算した電圧である約７５０［Ｖ］（３００×２＋１５０［Ｖ］）に達すると、トランスＴ１の２次巻線Ｌｓ１ａの端子間には、±３００［Ｖ］の電圧が印加される。上記のように、ダイオードＤ１のアノード端子に印加される電圧が直流電源１の出力電圧より大きくなった場合にダイオードＤ１が導通するので、ダイオードＤ１のアノード端子に＋３００［Ｖ］を超える電圧が印加されると、トランスＴ１の１次巻線Ｌｐ１に一次電流Ｉ_Lp1が流れ（図２（ｅ）参照）、トランスＴ１の２次巻線Ｌｓ１ａに電流Ｉ_Ls1aが流れる（図２（ｆ）参照）。その結果、トランスＴ１の１次巻線Ｌｐ１の端子間電圧が約７５０［Ｖ］にクランプされる。また、上記のように、トランスＴ１の１次巻線Ｌｐ１の端子間電圧とコンデンサＣ１の端子間電圧Ｖ_C1とは略等しいので、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖ_C1も約７５０［Ｖ］にクランプされている（図２（ｂ）参照）。

【0042】

同様に、トランスＴ１の１次巻線Ｌｐ１の端子間電圧がクランプ電圧３００［Ｖ］の−２倍の電圧に１５０［Ｖ］を加算した電圧である約−４５０［Ｖ］（３００×（−２）＋１５０［Ｖ］）に達すると、トランスＴ１の２次巻線Ｌｓ１ｂの端子間には、±３００［Ｖ］の電圧が印加される。上記のように、ダイオードＤ２のアノード端子に印加される電圧が直流電源１の出力電圧より大きくなった場合にダイオードＤ２が導通するので、ダイオードＤ２のアノード端子に＋３００［Ｖ］を超える電圧が印加されると、トランスＴ１の１次巻線Ｌｐ１に一次電流Ｉ_Lp1が流れ（図２（ｅ）参照）、トランスＴ１の２次巻線Ｌｓ１ｂに電流Ｉ_Ls1bが流れる（図２（ｇ）参照）。その結果、トランスＴ１の１次巻線Ｌｐ１の端子間電圧が約−４５０［Ｖ］にクランプされる。また、上記のように、トランスＴ１の１次巻線Ｌｐ１の端子間電圧とコンデンサＣ１の端子間電圧Ｖ_C1とは略等しいので、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖ_C1も約−４５０［Ｖ］にクランプされている（図２（ｂ）参照）。

【0043】

これにより、インバータ回路２１の出力電流Ｉ₁は、ピーク値が１０［Ａ］程度になっている（図２（ａ）参照）。同様に、コンデンサＣ２の端子間電圧Ｖ_C2も約−４５０［Ｖ］から約７５０［Ｖ］の間に制限され（図２（ｄ）参照）、インバータ回路２２の出力電流Ｉ₂は、ピーク値が１０［Ａ］程度になっている（図２（ｃ）参照）。

【0044】

図３は、図２に示す回路においてシミュレーションを行ったときのインバータ位相差θに応じた各値の変化を示す図である。図３（ａ）において、φは出力電流Ｉ₁と出力電流Ｉ₂との電流位相差を示し、Ｉ₁ｐは出力電流Ｉ₁のピーク値を示しＩ₂ｐは出力電流Ｉ₂のピーク値を示している。また、図３（ｂ）においては、高周波電源装置Ａ１の出力電力Ｐｆを示している。

【0045】

図３に示すように、インバータ位相差θが０°のとき、電流位相差φも０°であり、出力電力Ｐｆは最大になっている。また、インバータ位相差θが１８０°のとき、電流位相差φも１８０°であり、出力電力Ｐｆは最小になっている。インバータ位相差θが０°から１８０°の間では、インバータ位相差θが大きくなるに従い、電流位相差φも大きくなっている。また、インバータ位相差θが０°から１８０°の間で、インバータ位相差θが大きくなるに従い、出力電力Ｐｆは小さくなっている。

【0046】

また、図３（ａ）に示すように、出力電流Ｉ₁のピーク値Ｉ₁ｐおよび出力電流Ｉ₂のピーク値Ｉ₂ｐは、インバータ位相差θが１８０°のときに約１０［Ａ］であり、インバータ位相差θが０°から１８０°の間でも、約１０［Ａ］以内となっている。

【0047】

次に、本実施形態に係る高周波電源装置Ａ１の作用および効果について説明する。

【0048】

本実施形態によると、電圧制限回路５は、コンデンサＣ１（Ｃ２）の端子間電圧を所定電圧にクランプする。したがって、コンデンサＣ１（Ｃ２）を流れる電流が制限されるので、インバータ回路２１（２２）の出力電流Ｉ₁（Ｉ₂）は抑制される。これにより、インバータ位相差θを大きくして出力電力Ｐｆを小さくした場合でも、出力電流Ｉ₁（Ｉ₂）が大きくなることを抑制することができる。よって、高周波電源装置Ａ１の低出力時に、インバータ回路２１，２２での導通損失を低減することができる。

【0049】

高周波電源装置Ａ１においては、インバータ位相差θが１８０°のとき、図２（ａ）に示すように、インバータ回路２１の出力電流Ｉ₁のピーク値Ｉ₁ｐは約１０［Ａ］になっている。したがって、出力電流Ｉ₁の実効値は、約７［Ａ］になっている。一方、電圧制限回路５を備えていない高周波電源装置Ａ１００においては、図８（ｂ）に示すように、インバータ回路２１の出力電流Ｉ₁のピーク値Ｉ₁ｐは約３０［Ａ］になっている。したがって、出力電流Ｉ₁の実効値は、約２１［Ａ］になっている。出力電流Ｉ₁の実効値が約３分の１になっているので、インバータ回路２１での導通損失を大幅に低減できる。このときのトランスＴ１の一次電流Ｉ_Lp1の実効値Ｉ_Lp1#rmsは約２．５［Ａ］（図２（ｅ）参照）、２次巻線Ｌｓ１ａを流れる電流Ｉ_Ls1aの実効値Ｉ_Ls1a#rmsは約４［Ａ］（図２（ｆ）参照）、２次巻線Ｌｓ１ｂを流れる電流Ｉ_Ls1bの実効値Ｉ_Ls1b#rmsも約４［Ａ］（図２（ｇ）参照）と小さい。また、トランスＴ１などでの導通損失は、インバータ回路２１での導通損失と比べると小さいものである。したがって、電圧制限回路５を追加したことによる導通損失の増加は微々たるものである。インバータ回路２２においても同様である。したがって、インバータ位相差θが１８０°のとき、高周波電源装置Ａ１は、高周波電源装置Ａ１００と比べて、導通損失を大幅に低減できていることは明らかである。

【0050】

また、本実施形態によると、出力電流Ｉ₁（Ｉ₂）のピーク値が大きくなることを抑制することができるので、インバータ回路２１，２２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を、許容電流の小さいものとすることができる。電圧制限回路５を備えていない高周波電源装置Ａ１００においては、図９（ａ）に示すように、ピーク値Ｉ₁ｐ，Ｉ₂ｐは、インバータ位相差θに応じて約３０［Ａ］まで変化する。したがって、インバータ回路２１，２２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、最大電流３０［Ａ］を許容できるものにする必要がある。一方、高周波電源装置Ａ１においては、図３（ａ）に示すように、ピーク値Ｉ₁ｐ，Ｉ₂ｐは、インバータ位相差θの全ての範囲で、約１０［Ａ］以下になっている。したがって、インバータ回路２１，２２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、最大電流１０［Ａ］を許容できるものであればよい。

【0051】

上記第１実施形態においては、高周波電源装置Ａ１をプラズマ処理システムに用いて、インピーダンス整合装置が接続されたプラズマチャンバである負荷Ｌに高周波電力を供給する場合について説明したが、これに限られない。高周波電源装置Ａ１は、例えば誘導加熱装置に用いて、コイルに高周波電力を供給するようにしてもよい。また、その他の高周波電力を用いる装置にも用いることができる。

【0052】

図４〜図６は、本発明の他の実施形態を示している。なお、これらの図において、上記実施形態と同一または類似の要素には、上記実施形態と同一の符号を付している。

【0053】

図４（ａ）は、第２実施形態に係る高周波電源装置を示す回路構成図である。図４（ａ）においては、制御回路４の記載を省略している（図４（ｂ）、図５（ａ）、図５（ｂ）、図６についても同様）。

【0054】

図４（ａ）に示す高周波電源装置Ａ２は、電圧制限部５１（５２）において、トランスＴ１（Ｔ２）が２次巻線Ｌｓ１ｂ（Ｌｓ２ｂ）を備えておらず、ダイオードＤ２（Ｄ４）も備えていない点で、第１実施形態に係る高周波電源装置Ａ１（図１参照）と異なっている。

【0055】

第２実施形態に係る電圧制限部５１（５２）は、コンデンサＣ１（Ｃ２）の端子間電圧が一方の極性のときにのみ電圧のクランプを行う。図４（ａ）においては、コンデンサＣ１の接続点ａ側の端子の電位が接続点ｃ側の端子の電位より高いときにはコンデンサＣ１の端子間電圧がクランプされるが、コンデンサＣ１の接続点ａ側の端子の電位が接続点ｃ側の端子の電位より低いときにはコンデンサＣ１の端子間電圧はクランプされない。したがって、第１実施形態の場合ほどではないが、インバータ回路２１（２２）の出力電流Ｉ₁（Ｉ₂）は抑制される。したがって、第２実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。さらに、第２実施形態においては、電圧制限回路５の回路構成を簡略化することができる。なお、電圧制限部５１を第１実施形態に係る電圧制限部５１としてもよいし、２次巻線Ｌｓ１ｂおよびダイオードＤ２を備え、２次巻線Ｌｓ１ａおよびダイオードＤ１を備えないようにしてもよい。電圧制限部５２についても同様である。

【0056】

図４（ｂ）は、第３実施形態に係る高周波電源装置を示す回路構成図である。

【0057】

図４（ｂ）に示す高周波電源装置Ａ３は、電圧制限回路５が電圧制限部５２を備えていない点で、第１実施形態に係る高周波電源装置Ａ１（図１参照）と異なっている。

【0058】

第３実施形態に係る電圧制限回路５は、コンデンサＣ１の端子間電圧のみをクランプする。したがって、インバータ回路２１の出力電流Ｉ₁を抑制することができる。第３実施形態においても、インバータ回路２１の出力電流Ｉ₁は抑制されるので、高周波電源装置Ａ３の低出力時に、インバータ回路２１での導通損失を低減することができる。また、インバータ回路２１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を、許容電流の小さいものとすることができる。さらに、第３実施形態においては、電圧制限回路５の回路構成を簡略化することができる。なお、電圧制限回路５が電圧制限部５１を備えず、電圧制限部５２だけを備えるようにしてもよい。

【0059】

図５（ａ）は、第４実施形態に係る高周波電源装置を示す回路構成図である。

【0060】

図５（ａ）に示す高周波電源装置Ａ４は、ダイオードＤ１〜Ｄ４のカソード端子が直流電源１の正極側に接続される代わりに、直流電源６の正極側に接続されている点で、第１実施形態に係る高周波電源装置Ａ１（図１参照）と異なっている。

【0061】

直流電源６は、出力電圧を変化させることができる直流電源である。コンデンサＣ１、Ｃ２の端子間電圧のクランプ電圧は、直流電源６の出力電圧Ｖ_DC’およびトランスＴ１（Ｔ２）の巻き数比Ｎ１（Ｎ２）によって決定される。直流電源６は、出力電圧Ｖ_DC’を変化させることができるので、クランプ電圧を変化させることができる。

【0062】

第４実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。さらに、第４実施形態においては、直流電源６の出力電圧Ｖ_DC’を変化させることで、コンデンサＣ１、Ｃ２の端子間電圧のクランプ電圧を変化させることができる。例えば、直流電源６の出力電圧Ｖ_DC’を低下させると、コンデンサＣ１の端子間電圧のクランプ電圧を低下させることができる。すなわち、ダイオードＤ１，Ｄ２が導通するような条件では、電圧制限部５１が無い場合に比べてコンデンサＣ１の端子間電圧が低下するので、コンデンサＣ１の静電容量が大きくなった状態を擬似的に作り出すことになる。ここで、インダクタＬ１の自己インダクタンスをＬ₁、コンデンサＣ１の静電容量をＣ₁とすると、共振回路３１のリアクタンス成分はωＬ₁−（１／ωＣ₁）となるので、共振状態（ωＬ₁＝（１／ωＣ₁））からコンデンサＣ１の静電容量Ｃ₁が大きくなる方向に移行すると、共振回路３１のリアクタンス成分が大きくなる。ひいてはインバータ回路２１から負荷Ｌ側を見たインピーダンスが大きくなるので、共振状態を基準とするとインバータ回路２１の出力電流Ｉ₁は低下する。また、共振回路３１の共振状態からコンデンサＣ１の静電容量Ｃ₁が大きくなる方向に移行すると、インバータ回路２１から負荷Ｌ側を見たインピーダンスは遅れ負荷（誘導性）の方向に移行する。もちろん、直流電源６の出力電圧Ｖ_DC’を上昇させると、上記とは逆の動作になる。したがって、クランプ電圧の調整によって、インバータ回路２１から負荷Ｌ側を見たインピーダンスの遅れ負荷の度合いを調整できる。なお、上記では電圧制限部５１側を例にして説明したが、電圧制限部５２側でも同様である。一般的にインバータ回路では、スイッチング損失を低減させるために、所定の遅れ負荷にすることが望ましい。そのため、上記のように直流電源６の出力電圧Ｖ_DC’を調整することにより、インバータ回路２１から負荷Ｌ側を見たインピーダンスの遅れ負荷の度合いを調整できる構成にすることは非常に有用である。

【0063】

なお、図５（ｂ）のように、電圧制限部５１側と電圧制限部５２側とで、直流電源６’の出力電圧Ｖ_DC’を個別に調整できるようにしてもよい。このような構成にすると各インバータ回路２１，２２に適した遅れ負荷にそれぞれ調整できるので、より柔軟な制御が可能となる。

【0064】

なお、直流電源６（６’）は、出力電圧を変化できない直流電源であってもよい。この場合は、クランプ電圧を変化させることはできないが、直流電源１の出力電圧Ｖ_DCとは関係なく、クランプ電圧を設定することができる。

【0065】

図６は、第５実施形態に係る高周波電源装置を示す回路構成図である。

【0066】

図６に示す高周波電源装置Ａ５は、負荷Ｌが、インバータ回路２１の出力端子とインバータ回路２２の出力端子との間に直列接続されている点で、第１実施形態に係る高周波電源装置Ａ１（図１参照）と異なっている。

【0067】

第５実施形態の場合、第１実施形態とは異なり、インバータ位相差θが０°（同位相）のとき出力電力は最小となり、インバータ位相差θが１８０°（逆位相）のとき出力電力は最大となる。また、インバータ位相差θが１８０°（逆位相）のとき、出力電流Ｉ₁および出力電流Ｉ₂が最大になる。

【0068】

第５実施形態においては、高周波電源装置Ａ５の高出力時に、インバータ位相差θが大きくなって出力電流Ｉ₁，Ｉ₂が大きくなった場合でも、電圧制限回路５がコンデンサＣ１（Ｃ２）の端子間電圧を所定電圧にクランプするので、出力電流Ｉ₁，Ｉ₂は抑制される。したがって、第５実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。

【0069】

上記第１〜第５実施形態においては、インバータ回路２１，２２がハーフブリッジ型のインバータである場合について説明したが、これに限られない。インバータ回路２１，２２は、例えばＥ級アンプなどの他のアンプやインバータであってもよい。

【0070】

上記第１〜第５実施形態においては、電圧制限回路５を、トランスおよびダイオードを組み合わせた回路で実現した場合について説明したが、これに限られない。電圧制限回路５は、コンデンサＣ１（およびコンデンサＣ２）の端子間電圧を所定電圧に制限するものであれば、どのような構成でも構わない。

【0071】

本発明に係る高周波電源装置は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る高周波電源装置の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

【符号の説明】

【0072】

Ａ１〜Ａ５，Ａ４’ ：高周波電源装置
１ ：直流電源
２１，２２ ：インバータ回路
Ｑ１〜Ｑ４ ：スイッチング素子
３１，３２ ：共振回路
Ｃ１，Ｃ２ ：コンデンサ
Ｌ１，Ｌ２ ：インダクタ
４ ：制御回路
５ ：電圧制限回路
５１，５２ ：電圧制限部
Ｔ１，Ｔ２ ：トランス
Ｃ３，Ｃ４ ：コンデンサ
Ｄ１〜Ｄ４ ：ダイオード
６，６’ ：直流電源
Ｌ ：負荷

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】