特許 6816150 インバータ制御装置およびモータ駆動システム

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6816150

(24)【登録日】2020年12月25日

(45)【発行日】2021年1月20日

(54)【発明の名称】インバータ制御装置およびモータ駆動システム

(51)【国際特許分類】

   H02P 21/22 20160101AFI20210107BHJP

   H02P 21/26 20160101ALI20210107BHJP

   H02P 21/16 20160101ALI20210107BHJP

   H02P 6/185 20160101ALI20210107BHJP

【ＦＩ】

   H02P21/22

   H02P21/26

   H02P21/16

   H02P6/185

【請求項の数】5

【全頁数】28

(21)【出願番号】特願2018-537301(P2018-537301)

(86)(22)【出願日】2017年8月29日

(86)【国際出願番号】JP2017030980

(87)【国際公開番号】WO2018043499

(87)【国際公開日】20180308

【審査請求日】2019年1月9日

(31)【優先権主張番号】特願2016-173087(P2016-173087)

(32)【優先日】2016年9月5日

(33)【優先権主張国】JP

(73)【特許権者】

【識別番号】000003078

【氏名又は名称】株式会社東芝

(73)【特許権者】

【識別番号】598076591

【氏名又は名称】東芝インフラシステムズ株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100108855

【弁理士】

【氏名又は名称】蔵田 昌俊

(74)【代理人】

【識別番号】100103034

【弁理士】

【氏名又は名称】野河 信久

(74)【代理人】

【識別番号】100075672

【弁理士】

【氏名又は名称】峰 隆司

(74)【代理人】

【識別番号】100153051

【弁理士】

【氏名又は名称】河野 直樹

(74)【代理人】

【識別番号】100162570

【弁理士】

【氏名又は名称】金子 早苗

(72)【発明者】

【氏名】茂田 智秋

(72)【発明者】

【氏名】谷口 峻

(72)【発明者】

【氏名】安井 和也

【審査官】 田村 惠里加

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００５−１１０３４３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 国際公開第２０１６／１２１７５１（ＷＯ，Ａ１）

【文献】 特開２０１３−０７０６２１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０８−２６６０９６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１５−００６０６７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０６−２９６３８６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１５−１３６２３７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１３−０７０５４８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１４−１７６２３６（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｐ ２１／００−２５／０３，２５／０４，

２５／１０−２７／１８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

磁気突極性を有する同期モータを駆動するインバータ主回路と、
前記インバータ主回路と前記同期モータとの間に流れる電流を検出する電流検出器と、 外部から供給されるトルク指令に応じて、前記インバータ主回路から前記同期モータへ出力される出力電流の電流指令値を生成する指令生成部と、
前記電流指令値と前記電流検出器で検出された電流検出値とを一致させるように、前記インバータ主回路への電圧指令値を生成する電流制御部と、を備え、
前記電流指令値はｄ軸電流指令値を含み、
前記指令生成部は、前記ｄ軸電流指令値の絶対値が下限値未満のときに前記ｄ軸電流指令値の絶対値を前記下限値と等しい値とするリミット部を備え、前記インバータ主回路を駆動するときに、振幅の絶対値が前記下限値以上の基本波電流が前記同期モータに通電されて前記同期モータの回転子のブリッジが磁気飽和するように前記ｄ軸電流指令値を生成する、インバータ制御装置。

【請求項2】

前記指令生成部は、トルク指令に応じた第１ｄ軸電流指令値を生成する電流指令値生成部と、前記第１ｄ軸電流指令値の絶対値が前記下限値以上のときに前記第１ｄ軸電流指令値の絶対値と等しい第２ｄ軸電流指令値を出力し、前記第１ｄ軸電流指令値の振幅の絶対値が前記下限値未満のときに前記下限値と等しい第２ｄ軸電流指令値を出力する前記リミット部と、前記第１ｄ軸電流指令値がゼロより大きいときに＋１を出力し、前記第１ｄ軸電流指令値がゼロ以下であるときに-１を出力する符号判定部と、前記第２ｄ軸電流指令値に前記符号判定部の出力値を乗算した値を前記ｄ軸電流指令値として出力する乗算部と、を備える、請求項１記載のインバータ制御装置。

【請求項3】

前記ｄ軸電流指令値は、基本波電流値に対して発生する磁束の変化量である静的インダクタンスが最小となるベクトル軸をｄ軸として前記同期モータに通電する値である、請求項１記載のインバータ制御装置。

【請求項4】

前記電流指令値に基づいて前記同期モータに通電したときのｄ軸における動的インダクタンスが、定格運転時のｄ軸における静的インダクタンス以下であり、
前記動的インダクタンスは、高調波電流の変動に対する磁束の変動の変化量であり、
前記静的インダクタンスは、基本波電流値に対して発生する磁束の変化量である、請求項１記載のインバータ制御装置。

【請求項5】

磁気突極性を有する同期モータと、
前記同期モータを駆動するインバータ主回路と、
前記インバータ主回路と前記同期モータとの間に流れる電流を検出する電流検出器と、 外部から供給されるトルク指令に応じて、前記インバータ主回路から前記同期モータへ出力される出力電流の電流指令値を生成する指令生成部と、
前記電流指令値と前記電流検出器で検出された電流検出値とを一致させるように、前記インバータ主回路への電圧指令値を生成する電流制御部と、を備え、
前記電流指令値はｄ軸電流指令値を含み、
前記指令生成部は、前記ｄ軸電流指令値の絶対値が下限値未満のときに前記ｄ軸電流指令値の絶対値を前記下限値と等しい値とするリミット部を備え、前記インバータ主回路を駆動するときに、振幅の絶対値が前記下限値以上の基本波電流が前記同期モータに通電されて前記同期モータの回転子のブリッジが磁気飽和するように前記ｄ軸電流指令値を生成する、モータ駆動システム。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明の実施形態は、インバータ制御装置およびモータ駆動システムに関する。

【背景技術】

【0002】

同期モータを駆動するインバータの制御装置において、設計通りに電流を通電し、精度よくモータの出力トルクを制御することが望まれている。

【0003】

また、制御装置の小型軽量化、低コスト化、および、信頼性向上のため、レゾルバやエンコーダ等の回転センサを用いない回転センサレス制御法が提案されている。回転センサレス制御ではインバータ停止から最高速までの幅広い速度範囲で回転位相角および回転速度を推定できることが望まれている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特許第５４２５１７３号公報

【特許文献2】特許第５２８１３３９号公報

【発明の概要】

【0005】

しかしながら、モータのインダクタンスが急変すると、モータ時定数が急変することから電流制御の精度が低下することがあった。例えば、少量の電流で回転子ブリッジ部が磁気飽和し、インダクタンスが急変する突極型同期モータを駆動するときには、モータの低速回転時にはセンサレス制御が不安定化し、モータの高速回転時にはセンサレス制御の精度が低下することがあった。

【0006】

本発明の実施形態は、上記事情を鑑みて成されたものであって、精度よく電流制御を行うインバータ制御装置およびモータ駆動システムを提供することを目的とする。

【0007】

実施形態によるインバータ制御装置は、磁気突極性を有する同期モータを駆動するインバータ主回路と、前記インバータ主回路と前記同期モータとの間に流れる電流を検出する電流検出器と、外部から供給されるトルク指令に応じて、前記インバータ主回路から前記同期モータへ出力される出力電流の電流指令値を生成する指令生成部と、前記電流指令値と前記電流検出器で検出された電流検出値とを一致させるように、前記インバータ主回路への電圧指令値を生成する電流制御部と、を備え、前記電流指令値はｄ軸電流指令値を含み、前記指令生成部は、前記ｄ軸電流指令値の絶対値が下限値未満のときに前記ｄ軸電流指令値の絶対値を前記下限値と等しい値とするリミット部を備え、前記インバータ主回路を駆動するときに、振幅の絶対値が前記下限値以上の基本波電流が前記同期モータに通電されて前記同期モータの回転子のブリッジが磁気飽和するように前記ｄ軸電流指令値を生成する。

【図面の簡単な説明】

【0008】

【図1】図１は、第１実施形態のインバータ制御装置およびモータ駆動システムの構成例を概略的に示すブロック図である。

【図2】図２は、図１に示す同期モータの一部の構成例を説明するための図である。

【図3】図３は、実施形態における、ｄ軸、ｑ軸、および、推定回転座標系（ｄｃ軸、ｑｃ軸）の定義を説明するための図である。

【図4】図４は、電動機に通電した際のｑ軸静的インダクタンスとｄ軸静的インダクタンスとの一例を示す図である。

【図5】図５は、電動機に通電した際のｑ軸動的インダクタンスとｄ軸動的インダクタンスとの一例を示す図である。

【図6】図６は、図１に示す指令生成部の一構成例を概略的に示すブロック図である。

【図7】図７は、図６に示す下限リミット部の動作の一例を説明するための図である。

【図8】図８は、図６に示すリミット部の動作の一例を説明するための図である。

【図9】図９は、図１に示す高周波電圧重畳部の一構成例を概略的に示すブロック図である。

【図10】図１０は、図１に示す高周波電圧重畳部の入力と出力との関係の一例を説明するための図である。

【図11】図１１は、図１に示す高周波電流検出部の構成例を概略的に示すブロック図である。

【図12】図１２は、図１に示す回転位相角／速度推定部の構成例を概略的に示すブロック図である。

【図13A】図１３Ａは、同期モータに流れる電流が略ゼロのときのｄ軸電流とｑ軸電流との一例を示す図である。

【図13B】図１３Ｂは、同期モータに流れる電流が略ゼロのときの、ｄ軸動的インダクタンスとｑ軸動的インダクタンスとの一例を示す図である。

【図14A】図１４Ａは、回転子速度に同期した基本波電流を同期モータへ通電したときの、ｄ軸電流とｑ軸電流との一例を示す図である。

【図14B】図１４Ｂは、図１４Ａに示すｄ軸電流とｑ軸電流とを同期モータへ通電したときの、ｄ軸動的インダクタンスとｑ軸動的インダクタンスとの一例を示す図である。

【図15】図１５は、位相角誤差推定値が９０°のときの動的インダクタンス特性の一例を示す図である。

【図16】図１６は、回転位相角誤差推定値が９０°であり同期モータに流れる電流が略ゼロのときの、ｄ軸動的インダクタンスとｑ軸動的インダクタンスとの一例を示す図である。

【図17】図１７は、回転位相角誤差推定値が９０°でありｄｃ軸を目標に同期モータに通電したときの、ｄ軸動的インダクタンスとｑ軸動的インダクタンスとの一例を示す図である。

【図18】図１８は、第２実施形態のインバータ制御装置およびモータ駆動システムの構成例を概略的に示すブロック図である。

【図19】図１９は、図１７に示す回転位相角／速度推定部の一構成例を概略的に示すブロック図である。

【図20】図２０は、第３実施形態のインバータ制御装置およびモータ駆動システムの一構成例を概略的に示すブロック図である。

【図21】図２１は、図２０に示す指令生成部の一構成例を概略的に示すブロック図である。

【図22】図２２は、図２０に示す閾値判定部の他の構成例を説明するための図である。

【図23】図２３は、図２０に示す回転位相角／速度推定部の一構成例を概略的に示すブロック図である。

【図24】図２４は、図２０に示す高周波電圧重畳部の一構成例を概略的に示すブロック図である。

【図25】図２５は、第４実施形態のインバータ制御装置およびモータ駆動システムの一構成例を概略的に示すブロック図である。

【図26】図２６は、図２４に示す電流制御部の一構成例を概略的に示すブロック図である。

【図27】図２７は、電流制御部の比較例を概略的に示すブロック図である。

【実施形態】

【0009】

以下、第１実施形態のインバータ制御装置およびモータ駆動システムについて図面を参照して説明する。
図１は、第１実施形態のインバータ制御装置およびモータ駆動システムの構成例を概略的に示すブロック図である。

【0010】

本実施形態のモータ駆動システムは、同期モータＭと、インバータ主回路ＩＮＶと、インバータ制御装置１００と、上位制御器ＣＴＲと、を備えている。インバータ制御装置１００は、電流検出器ＳＳと、指令生成部１１０と、電流制御部１２０と、高周波電圧重畳部１３０と、座標変換部１４０、１６０と、変調部１５０と、高周波電流検出部１７０と、回転位相角／速度推定部（第１回転位相角／速度推定部）１８０と、加算器１９０と、を備えている。

【0011】

同期モータＭは、回転子に磁気突極性を有する同期モータであり、例えば、シンクロナスリラクタンスモータである。また、同期モータＭは、磁石を用いた永久磁石式同期モータ、界磁磁束を二次巻線にて供給する巻線界磁式同期モータなどを採用することもできる。本実施形態では、同期モータＭとしてシンクロナスリラクタンスモータを採用した例について説明する。

【0012】

インバータ主回路ＩＮＶは、直流電源（直流負荷）と、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相２つのスイッチング素子と、を備えている。各相２つのスイッチング素子は、直流電源の正極に接続した直流ラインと、直流電源の負極に接続した直流ラインとの間に直列に接続している。インバータ主回路ＩＮＶのスイッチング素子の動作は、変調部１５０が出力するゲート指令により制御される。インバータ主回路ＩＮＶは、ゲート指令により所定の周波数のＵ相電流Ｉ_ｕ、Ｖ相電流Ｉ_ｖ、Ｗ相電流Ｉ_ｗを交流負荷である同期モータＭへ出力する３相交流インバータである。また、インバータ主回路ＩＮＶは、同期モータＭで発電された電力を直流電源である二次電池へ充電することも可能である。

【0013】

図２は、図１に示す同期モータの一部の構成例を説明するための図である。
なお、ここでは、同期モータＭの一部のみを示しており、同期モータＭの固定子１０および回転子２０は、例えば図２に示す構成を複数組み合わせたものとなる。

【0014】

同期モータＭは、磁気突極性を有するシンクロナスリラクタンスモータである。同期モータＭは、固定子１０と、回転子２０とを備えている。回転子２０は、エアギャップ２１と、外周ブリッジＢＲ１と、センターブリッジＢＲ２と、を有している。

【0015】

センターブリッジＢＲ２は、回転子２０の外周と中心とを結ぶライン上に配置される。なお、センターブリッジＢＲ２が配置されているラインがｄ軸となる。外周ブリッジＢＲ１は、回転子２０の外周とエアギャップ２１との間に位置される。図２に示す同期モータＭの部分には、回転子２０の外周部から中心部に向かって延びた６つのエアギャップ２１が設けられている。エアギャップ２１は、ｄ軸に対して線対称に、センターブリッジＢＲ２と外周ブリッジＢＲ１との間に延びている。

【0016】

図３は、実施形態における、ｄ軸、ｑ軸、および、推定回転座標系（ｄｃ軸、ｑｃ軸）の定義を説明するための図である。
ｄ軸は、αβ固定座標系のα軸（Ｕ相）から回転位相角θだけ回転したベクトル軸であり、ｑ軸は、電気角でｄ軸と直交するベクトル軸であり。また、本実施形態において、同期モータＭは磁気突極性を有し、ｄ軸は、同期モータＭの回転子２０において静的インダクタンスが最も小さくなるベクトル軸であり、ｑ軸は、同期モータＭの回転子２０において静的インダクタンスが最も大きくなるベクトル軸である。

【0017】

これに対し、ｄｃｑｃ推定回転座標系は回転子２０の推定位置におけるｄ軸とｑ軸とに対応する。すなわち、ｄｃ軸は、α軸から回転位相角推定値θ_ｅｓｔだけ回転したベクトル軸であり、ｑｃ軸は、電気角でｄｃ軸と直交するベクトル軸である。換言すると、ｄ軸から推定誤差Δθだけ回転したベクトル軸がｄｃ軸であり、ｑ軸から推定誤差Δθだけ回転してベクトル軸がｑｃ軸である。

【0018】

以下に、上記の同期モータＭについて、静的インダクタンスと動的インダクタンスとの特性の一例について説明する。
図４は、電動機に通電した際のｑ軸静的インダクタンスとｄ軸静的インダクタンスとの一例を示す図である。
図５は、電動機に通電した際のｑ軸動的インダクタンスとｄ軸動的インダクタンスとの一例を示す図である。

【0019】

静的インダクタンスは、同期モータＭに流れる基本波電流に対するインダクタンスであり、動的インダクタンスは、同期モータＭに流れる高調波電流に対するインダクタンスである。静的インダクタンスは、ある基本波電流値Ｉに対して発生する磁束Φの変化量（Φ／Ｉ）に相当する。動的インダクタンスは、ある高調波電流の変動ΔＩに対する磁束の変動ΔΦの変化量（ΔΦ／ΔＩ）に相当する。

【0020】

静的インダクタンスと動的インダクタンスとを比較すると、動的インダクタンスは静的インダクタンス以下となっている。これは、動的インダクタンスは、回転子２０のブリッジＢＲ１、ＢＲ２の磁気飽和に関係し、静的インダクタンスは主磁束が通る電磁鋼板の磁気飽和に関係することに起因している。すなわち、同期モータＭに電流を通電したときに、回転子２０のブリッジＢＲ１、ＢＲ２が先に磁気飽和を生じることを示している。

【0021】

また、ｄ軸動的インダクタンスとｑ軸動的インダクタンスとは、いずれも、磁気飽和が進むと所定の値に収束する傾向がある。本実施形態のインバータ制御装置およびモータ駆動システムは、同期モータＭの上記特性に基づいて、電流制御および磁極推定を行う。

【0022】

電流検出器ＳＳは、同期モータＭへ流れる３相交流電流（応答電流）ｉ_ｕ，ｉ_ｖ，ｉ_ｗのうち少なくとも２相の交流電流値を検出し、インバータ制御装置１００へ供給する。

【0023】

座標変換部１６０は、回転位相角／速度推定部１８０から供給された位相角推定値θ_ｅｓｔを用いて、電流検出器ＳＳから供給された応答電流値ｉ_ｕ、ｉ_ｗを三相固定座標系からｄｃｑｃ推定回転座標系の応答電流値Ｉ_ｄｃ、Ｉ_ｑｃへ変換するベクトル変換部である。座標変換部１６０は、ｄｃ軸電流値Ｉ_ｄｃとｑｃ軸電流値Ｉ_ｑｃとを電流制御部１２０へ供給する。

【0024】

指令生成部１１０は、上位制御器ＣＴＲからトルク指令Ｔ^＊と、オンオフ指令Ｇｓｔと、を受信し、ｄ軸電流指令Ｉ_ｄｒｅｆと、ｑ軸電流指令Ｉ_ｑｒｅｆとを生成して出力する。また、指令生成部１１０は、上位制御器ＣＴＲからキャリア周波数ｆｃａｒを受信し、キャリア指令ＣＡＲを出力する。また、ｄ軸方向の電流指令値Ｉ_ｄｒｅｆの振幅に上限を設ける。

【0025】

図６は、図１に示す指令生成部の一構成例を概略的に示すブロック図である。
指令生成部１１０は、電流指令生成部１１１と、リミット部１１２と、時間遅れ部１１３と、キャリア生成部１１４と、電流補正部１１５と、Ｌ_ｑ補正部１１６と、を備えている。

【0026】

電流指令生成部１１１は、例えば、マップや近似式、理論式などを用いて銅損最小となるｄｑ軸電流指令値を算出する。電流指令生成部１１１は、算出されたｄｑ軸電流指令値のうち、第１ｄ軸電流指令ｉ_ｄ１^＊として出力する。

【0027】

本実施形態では、第１ｄ軸電流指令ｉ_ｄ１^＊は、同期モータＭの回転子２０の−ｄ軸方向に所定の閾値以上の大きさの基本波電流を通電するものである。

【0028】

リミット部１１２は、第１ｄ軸電流指令ｉ_ｄ１^＊の絶対値を下限値ｉ_ｄｌｉｍ以上として第２ｄ軸電流指令ｉ_ｄ２^＊の絶対値を算出し、第２ｄ軸電流指令ｉ_ｄ２^＊の符号が第１ｄ軸電流指令ｉ_ｄ１^＊の符号と同じになるように第２ｄ軸電流指令ｉ_ｄ２^＊を算出して出力する。

【0029】

リミット部１１２は、絶対値算出部ＡＢＳと、下限リミット部ＬＩＭと、符号判定部１１２Ａと、乗算部１１２Ｂとを備えている。

【0030】

絶対値算出部ＡＢＳは、電流指令生成部１１１から第１ｄ軸電流指令ｉ_ｄ１^＊を受信し、第１ｄ軸電流指令ｉ_ｄ１^＊の絶対値を算出して出力する。

【0031】

図７は、図６に示す下限リミット部の動作の一例を説明するための図である。
下限リミット部ＬＩＭは、絶対値算出部ＡＢＳから第１ｄ軸電流指令ｉ_ｄ１^＊の絶対値を受信し、第１ｄ軸電流指令ｉ_ｄ１^＊の絶対値が下限値ｉ_ｄｌｉｍ以上のときに、第１ｄ軸電流指令ｉ_ｄ１^＊の絶対値と等しい第２ｄ軸電流指令ｉ_ｄ２^＊の絶対値を出力する。一方、下限リミット部ＬＩＭは、第１ｄ軸電流指令ｉ_ｄ１^＊の絶対値が下限値ｉ_ｄｌｉｍ未満のときに、下限値ｉ_ｄｌｉｍと等しい第２ｄ軸電流指令ｉ_ｄ２^＊の絶対値を出力する。

【0032】

符号判定部１１２Ａは、電流指令生成部１１１から第１ｄ軸電流指令ｉ_ｄ１^＊を受信し、第１ｄ軸電流指令ｉ_ｄ１^＊がゼロより大きいか、ゼロ以下であるかを判断する。符号判定部１１２Ａは、第１ｄ軸電流指令ｉ_ｄ１^＊がゼロより大きいときに「＋１」を出力し、第１ｄ軸電流指令ｉ_ｄ１^＊がゼロ以下のときに「-１」を出力する。

【0033】

乗算部１１２Ｂは、下限リミット部ＬＩＭから出力された第２ｄ軸電流指令ｉ_ｄ２^＊の絶対値と符号判定部１１２Ａの出力値とを乗算して出力する。

【0034】

図８は、図６に示すリミット部の動作の一例を説明するための図である。
リミット部１１２は、例えば第１ｄ軸電流指令ｉ_ｄ１^＊が負であるとき、図８に示すように、ｄ軸電流の振幅の下限をリミットして第２ｄ軸電流指令ｉ_ｄ２^＊を出力することとなる。

【0035】

上記のように、ｄ軸電流の振幅の下限をリミットすることにより、ｄ軸方向（又は-ｄ軸方向）の所定の閾値以上の基本波電流を同期モータＭに通電することが可能となる。

【0036】

電流補正部１１５は、リミット部１１２から第２ｄ軸電流指令ｉ_ｄ２^＊を受信し、下記［数式Ａ］を用いてｑ軸電流指令ｉ_ｑ^＊を算出する。

【0037】

【数1】

ただし、Ｌ_ｄはｄ軸インダクタンス、ｐは極対数、Ｌ_ｑはｑ軸インダクタンス（ただし、Ｌ_ｑ補正部１１６によって補正された値）とする。

【0038】

Ｌ_ｑ（ｑ軸インダクタンス）補正部１１６は、電流補正部１１５で算出されたｑ軸電流指令Ｉ_ｑｒｅｆを受信し、マップや近似式を用いてｑ軸インダクタンスＬ_ｑを算出し、電流補正部１１５へ出力する。

【0039】

上記[数式Ａ]によりｑ軸電流指令ｉ_ｑ^＊（＝ｑ軸電流指令Ｉ_ｑｒｅｆ）を算出すると、ｑ軸電流指令Ｉ_ｑｒｅｆは、トルク指令Ｔ^＊および第２ｄ軸電流指令ｉ_ｄ２^＊に基づく値となり、直流値となる。

【0040】

時間遅れ部１１３は、オンオフ指令Ｇｓｔを所定時間遅らせて出力する。
なお、オンオフ指令Ｇｓｔは、トルク指令を電流指令生成部１１１へ供給する経路の電気的接続を切替える論理積演算部Ｓ１と、リミット部１１２から第２ｄ軸電流指令ｉ_ｄ２^＊をｄ軸電流指令Ｉ_ｄｒｅｆとして出力する経路の電気的接続を切替える論理積演算部Ｓ２との制御指令である。また、オンオフ指令Ｇｓｔは、時間遅れ部１１３を介して、電流補正部１１５からｑ軸電流指令を出力する経路の電気的接続を切替える論理積演算部Ｓ３に供給される。したがって、ｑ軸電流指令Ｉ_ｑｒｅｆは、少なくとも、Ｌ_ｑ補正部１１６および電流補正部１１５での演算に要する時間だけ、ｄ軸電流指令Ｉ_ｄｒｅｆよりも遅れて出力される。

【0041】

本実施形態では、上記電流補正部１１５によって、電流指令生成部１１１から出力される電流指令値Ｉ_ｄｒｅｆ、Ｉ_ｑｒｅｆは、トルク指令Ｔ^＊通りのトルクを同期モータＭに発生させる電流指令値となる。これによって、リミット部１１２により電流指令値の下限が制限された場合でも、想定通りのトルクが出力され、速度制御系が不安定になるのを防ぐことができる。

【0042】

なお、本実施形態では、ｄ軸電流指令Ｉ_ｄｒｅｆの振幅の上限をリミットしている例を示したが、ｑ軸電流指令Ｉ_ｑｒｅｆの振幅の上限をリミットする場合にも同様にトルク指令Ｔ^＊からｄ軸電流指令を算出することで、本実施形態と同様の効果が得られる。

【0043】

キャリア生成部１１４は、外部から供給されるキャリア周波数ｆｃａｒに基づいて、変調部１５０で用いるキャリア指令ＣＡＲを生成して出力する。本実施形態では、キャリア指令は、所定の周波数の三角波である。

【0044】

電流制御部１２０は例えばＰＩ（比例積分）制御器を備え、座標変換部１６０から供給されたｄｃ軸電流値Ｉ_ｄｃおよびｑｃ軸電流値Ｉ_ｑｃと、ｄ軸電流指令Ｉ_ｄｒｅｆおよびｑ軸電流指令Ｉ_ｑｒｅｆとを比較し、ｄｃ軸電流値Ｉ_ｄｃとｄ軸電流指令Ｉ_ｄｒｅｆがゼロとなり、ｑｃ軸電流値Ｉ_ｑｃとｑ軸電流指令Ｉ_ｑｒｅｆとの差がゼロとなるように、電圧指令Ｖ_ｄｃ、Ｖ_ｑｃを算出して出力する。

【0045】

高周波電圧重畳部１３０は、指令生成部１１０からキャリア指令ＣＡＲを受信し、任意周波数の高周波電圧をｄｃ軸もしくはｑｃ軸もしくはその両方について生成し、加算器１９０および回転位相角／速度推定部１８０へ出力する。本実施形態では、高周波電圧重畳部１３０は、ｄｃ軸の高周波電圧Ｖ_ｄｈを出力する。

【0046】

図９は、図１に示す高周波電圧重畳部の一構成例を概略的に示すブロック図である。
図１０は、図１に示す高周波電圧重畳部の入力と出力との関係の一例を説明するための図である。

【0047】

高周波電圧重畳部１３０は、同期パルス生成部１３１と、高周波電圧同期部（論理積演算部）１３２と、を備えている。
同期パルス生成部１３１は、指令生成部１１０から供給されたキャリア指令ＣＡＲに同期した同期パルスを生成して高周波電圧同期部１３２へ出力する。

【0048】

高周波電圧同期部１３２は、内部で生成された所定の大きさの直流電圧指令値である電圧Ｖ_ｈを、同期パルスと掛け合わせて出力する。すなわち、高周波電圧重畳部１３０から出力される高周波電圧Ｖ_ｄｈは、所定の振幅Ｖ_ｈを有し、キャリア指令ＣＡＲの周期（１／ｆｃａｒ）と同期した高周波電圧周期（１／ｆ_ｄｈ）を有する高周波電圧指令である。
加算器１９０は、電流制御部１２０の後段に配置され、電流制御部１２０から出力された電圧指令Ｖ_ｄｃに高周波電圧Ｖ_ｄｈ（を加算して電圧指令Ｖ_ｄｃを更新して出力する。

【0049】

座標変換部１４０は、回転位相角／速度推定部１８０から供給された位相角推定値θ_ｅｓｔを用いて、電圧指令Ｖ_ｄｃ、Ｖ_ｑｃをｄｃｑｃ推定回転座標系から三相固定座標系の電圧指令Ｖ_ｕ^＊、Ｖ_ｖ^＊、Ｖ_ｗ^＊へ変換するベクトル変換部である。

【0050】

本実施形態では、座標変換部１４０に供給される電圧指令Ｖ_ｄｃ、Ｖ_ｑｃは、同期モータＭに、所定の大きさの基本波電流を−ｄ軸方向に通電する電流指令Ｉ_ｄｒｅｆ、Ｉ_ｑｒｅｆに基づく値であり、電圧指令Ｖ_ｄｃ、Ｖ_ｑｃ位相角推定値θ_ｅｓｔを用いてベクトル変換することにより、回転子速度（＝ω_ｅｓｔ）および回転子周波数（＝ω_ｅｓｔ／２π）に同期した電圧指令Ｖ_ｕ^＊、Ｖ_ｖ^＊、Ｖ_ｗ^＊が得られる。

【0051】

変調部１５０は、キャリア指令ＣＡＲにより電圧指令Ｖ_ｕ^＊、Ｖ_ｖ^＊、Ｖ_ｗ^＊を変調してゲート指令Ｖ_{ｕ＿ＰＷＭ}、Ｖ_{ｖ＿ＰＷＭ}、Ｖ_{ｗ＿ＰＷＭ}を生成し、インバータ主回路ＩＮＶへ出力する。本実施形態では、キャリア指令ＣＡＲは所定の周波数の三角波であって、変調部１５０は三角波と電圧指令とを比較することによりＰＷＭ変調制御を行う。

【0052】

上記変調部１５０から出力されたゲート指令Ｖ_{ｕ＿ＰＷＭ}、Ｖ_{ｖ＿ＰＷＭ}、Ｖ_{ｗ＿ＰＷＭ}に基づいて、インバータ主回路ＩＮＶのスイッチング素子が動作することにより、同期モータＭには、回転子速度（＝ω_ｅｓｔ）および回転子周波数（＝ω_ｅｓｔ／２π）に同期し、所定の閾値以上の大きさである−ｄ軸方向の基本波電流が通電される。

【0053】

図１１は、図１に示す高周波電流検出部の構成例を概略的に示すブロック図である。
高周波電流検出部１７０は、バンドパスフィルタ１７１と、ＦＥＴ解析部１７２と、を備えている。

【0054】

バンドパスフィルタ１７１は、座標変換部１６０からｄｃ軸の応答電流値（出力電流）Ｉ_ｄｃとｑｃ軸の応答電流値（出力電流）Ｉ_ｑｃとを受信し、加算器１９０によりｄｃ軸電圧指令Ｖ_ｄｃに重畳された高周波電圧Ｖ_ｄｈの周波数ｆ_ｄｈと等しい周波数の高周波電流値ｉ_ｑｃ´を抽出して出力する。

【0055】

ＦＥＴ解析部１７２は、例えば高周波電流値ｉ_ｑｃ´のＦＦＴ解析を行い、高周波電流振幅Ｉ_ｑｃｈを検出して回転位相角／速度推定部１８０へ出力する。
回転位相角／速度推定部１８０は、高周波電流振幅Ｉ_ｑｃｈと高周波電圧Ｖ_ｄｈとを用いて、回転位相角推定値θ_ｅｓｔおよび回転速度推定値ω_ｅｓｔを算出して出力する。

【0056】

以下に、インバータ制御装置１００の各構成について詳細に説明する。
図１２は、図１に示す回転位相角／速度推定部の構成例を概略的に示すブロック図である。
回転位相角／速度推定部１８０は、回転位相角誤差算出部１８１を含む第１位相角誤差推定部１８０Ａと、ＰＩ（比例積分）制御部１８２と、積分器１８３と、を備えている。

【0057】

例えば、同期モータＭにおいて、回転位相角誤差Δθがゼロである場合（実際のｄｑ軸と推定したｄｃｑｃ軸が一致する場合）の電圧方程式は下記［数式１］で表現される。

【数2】

【0058】

上記[数式１]において、ｖ_ｄ：ｄ軸電圧、ｖ_ｑ：ｑ軸電圧、ｉ_ｄ：ｄ軸電流、ｉ_ｑ：ｑ軸電流、Ｒ：電機子巻線抵抗、ω_ｅ：電気角角速度、Ｌ_ｄ：ｄ軸インダクタンス、Ｌ_ｑ：ｑ軸インダクタンス、ｐ：微分演算子（＝ｄ／ｄｔ）である。

【0059】

回転位相角推定値θ_ｅｓｔが真の回転位相角θと一致している場合の電圧方程式［数式１］に対して、回転位相角推定値θ_ｅｓｔと真の回転位相角θとが一致しない場合、ｄｃｑｃ軸電圧方程式は［数式２］に書き改められる。

【数3】

【0060】

さらに、上記［数式２］を電流微分項についてまとめると、下記［数式３］のようになる。

【数4】

【0061】

このとき、モータ回転数が充分に低く（すなわち低速回転時であり）、抵抗による電圧降下が無視できる場合には、上記［数式３］は下記［数式４］のように表すことができる。

【数5】

【0062】

さらに、例えば、高周波電圧をｄｃ軸のみに印加するならば、上記［数式４］は下記［数式５］と表すことができる。

【数6】

【0063】

上記［数式５］によると、ｑｃ軸の高調波電流ｉ_ｑｃは、回転位相角度誤差Δθに依存して変化することが分かる。ｑｃ軸成分について着目して変形することで、回転位相角誤差Δθは下記［数式６］と表すことができる。

【数7】

【0064】

回転位相角誤差算出部１８１は、上記の回転角度依存の特性を利用して回転位相角誤差推定値Δθ_ｅｓｔを演算して出力する。
ＰＩ制御部１８２は、回転位相角誤差推定値Δθ_ｅｓｔがゼロとなるように、はＰＩ制御を行うことで回転速度推定値ω_ｅｓｔを算出して出力する。
積分器１８３は、回転速度推定値ω_ｅｓｔを積分して回転位相角θ_ｅｓｔを算出して出力する。

【0065】

ここで、高周波電圧を重畳して回転位相角を推定する場合、同期モータＭの動的インダクタンスについて着目すべきである。例えば、磁気突極性を利用して回転する突極型同期モータであっても、動的インダクタンスの差（Ｌ_ｑ−Ｌ_ｄ）が極小さくなることがあり、上記[数式６]により回転位相角推定が困難となることがある。

【0066】

すなわち、電流変化ΔＩに対する磁束変化ΔΦの比（ΔΦ／ΔＩ）である動的インダクタンスと、基本波電流Ｉに対する基本波磁束Φの比（Φ／Ｉ）である静的インダクタンスとが異なるものであると捉えた場合、［数式１］の電圧方程式は［数式７］と表すことができる。

【0067】

【数8】

ここで、上記[数式７]において、Ｌ_ｄａ，Ｌ_ｑａ：基本波電流に対するインダクタンス（＝静的インダクタンス）、Ｌ_ｄｈ，Ｌ_ｑｈ：電流変化に対するインダクタンス（＝動的インダクタンス）とする。

【0068】

さらに、この場合の高周波電流は下記［数式８］で表すことができる。

【数9】

【0069】

さらに、高周波電圧を推定ｄ軸であるｄｃ軸のみに印加するならば［数式８］は［数式９］と表すことができる。

【数10】

【0070】

ｄｑ軸をそれぞれ書き直すと、

【数11】

【0071】

上記［数式１１］を変形して回転位相角誤差推定値Δθについて表すと、下記[数式１２]となる。

【数12】

【0072】

上記［数式１２］から分母に存在する動的インダクタンスの差（以下、突極差と称する）が小さい場合、回転位相角誤差推定値Δθに応じて発生する特徴量をとらえることができずに回転位相角推定値θ_ｅｓｔの算出が困難となる。

【0073】

図１３Ａは、同期モータに流れる電流が略ゼロのときのｄ軸電流とｑ軸電流との一例を示す図である。
図１３Ｂは、同期モータに流れる電流が略ゼロのときの、ｄ軸動的インダクタンスとｑ軸動的インダクタンスとの一例を示す図である。

【0074】

図１３Ａに示すように、ｄ軸電圧指令に高周波電圧を重畳することによりｄ軸電流は大きく変化している。一方で、図１３Ｂに示すように、突極差は極小さくなっていることが分かる。すなわち、同期モータＭに電流を通電しない場合（電流が略ゼロの場合）、同期モータＭの磁気飽和は生じないため、ｄ軸動的インダクタンスＬ_ｄｈとｑ軸動的インダクタンスＬ_ｑｈとの突極差はほぼゼロとなる。したがって、上述の[数式１２]の分母が略ゼロとなってしまう。

【0075】

この状態で、[数式１２]を用いて回転子角推定値θ_ｅｓｔを算出したところ、回転位相角誤差推定値Δθ_ｅｓｔがゼロに収束せず、精度よく回転位相角推定値θ_ｅｓｔの算出を行うことができないことがあった。これは、[数式１２]の分母が略ゼロとなることと、同期モータＭの回転子が十分に磁気飽和していない状態では電流に対するインダクタンスの変動が大きいことに起因するものと考えられる。

【0076】

そこで、本実施形態のインバータ制御装置１００およびモータ駆動システムでは、回転子速度に同期した所定の閾値以上の大きさの基本波電流を−ｄ軸方向に通電している。

【0077】

この時、同期モータＭに通電するｄ軸電流の大きさは、ｄ軸動的インダクタンスが十分に飽和するように決定すればよく、例えば、ｄ軸動的インダクタンスが定格運転時のｄ軸静的インダクタンス以下となるように、通電するｄ軸電流のリミット値（ｉ_{ｄｍｉｎｉ}）を決定すればよい。所定の閾値以上の基本波電流を同期モータＭに通電させることにより、回転子２０の磁気飽和を進めることが可能となる。

【0078】

図１４Ａは、回転子速度に同期した基本波電流を同期モータへ通電したときの、ｄ軸電流とｑ軸電流との一例を示す図である。
図１４Ｂは、図１４Ａに示すｄ軸電流とｑ軸電流とを同期モータへ通電したときの、ｄ軸動的インダクタンスとｑ軸動的インダクタンスとの一例を示す図である。

【0079】

図１４Ａおよび図１４Ｂによれば、回転子速度に同期した所定の大きさの基本波電流を−ｄ軸方向に通電したとき、同期モータＭの回転子が十分に磁気飽和し、電流がゼロのときに対して磁気突極差が大きくなっていることが分かる。

【0080】

この状態で、上記[数式１２]を用いて回転子角推定値θ_ｅｓｔを算出したところ、回転位相角誤差推定値Δθ_ｅｓｔは所定時間内にゼロに収束し、安定して回転位相角推定を行うことができた。

【0081】

図１５は、位相角誤差推定値が９０°のときの動的インダクタンス特性の一例を示す図である。
なお、インバータを起動するタイミングにより、基本波電流がｄ軸だけでなく、ｑ軸に通電してしまうことがある。この場合にも、図１５に示したように、基本波電流をｄｃ軸を目標に通電することにより、ｑ軸磁束の漏れ分によってｄ軸動的インダクタンスの飽和がすすみ、磁気突極差を得ることが可能となる。

【0082】

図１６は、回転位相角誤差推定値が９０°であり同期モータに流れる電流が略ゼロのときの、ｄ軸動的インダクタンスとｑ軸動的インダクタンスとの一例を示す図である。
図１７は、回転位相角誤差推定値が９０°でありｄｃ軸を目標に同期モータに通電したときの、ｄ軸動的インダクタンスとｑ軸動的インダクタンスとの一例を示す図である。

【0083】

図１６と図１７とを比較すると、同期モータＭに通電していないときは、ｄｃ軸を目標に同期モータＭに所定の電流を通電したときよりも磁気突極差が小さかった。したがって、位相角推定の誤差が生じているときであっても、電圧指令値に高周波電圧を重畳する方式にて磁気突極差を得ることが可能であり、回転位相角推定値および速度推定値を算出することができた。
すなわち、本実施形態によれば、精度よく電流制御を行うインバータ制御装置およびモータ駆動システムを提供することができる。

【0084】

なお、本実施形態では、ｄｃ軸の電圧指令に高周波電圧を重畳し、ｑ軸高周波電流を検出する方式について説明したが、この方式に限定されるものではなく、ｄｃ軸とｑｃ軸との両方の電流を検出する方法や、ｄｃ軸とｑｃ軸との両方の電圧指令に高周波電圧を重畳する方式であっても、回転位相角誤差推定値を演算可能な手法であれば本実施意形態と同様の効果が得られる。

【0085】

次に、第２実施形態のインバータ制御装置およびモータ駆動システムについて図面を参照して説明する。なお、以下の説明において、上述の第１実施形態と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。

【0086】

図１８は、第２実施形態のインバータ制御装置およびモータ駆動システムの構成例を概略的に示すブロック図である。
本実施形態のモータ駆動システムは、同期モータＭと、インバータ主回路ＩＮＶと、インバータ制御装置１００と、上位制御器ＣＴＲと、を備えている。インバータ制御装置１００は、電流検出器ＳＳと、指令生成部１１０と、電流制御部１２０と、座標変換部１４０、１６０と、変調部１５０と、回転位相角／速度推定部（第２回転位相角／速度推定部）１８０と、を備えている。

【0087】

同期モータＭは、回転子に磁気突極性を有する同期モータであり、例えば、シンクロナスリラクタンスモータである。同期モータＭは、例えば、磁石を用いた永久磁石式同期モータ、シンクロナスリラクタンスモータ、界磁磁束を二次巻線にて供給する巻線界磁式同期モータなどを採用することができる。本実施形態では、同期モータＭとしてシンクロナスリラクタンスモータを採用した例について説明する。

【0088】

インバータ主回路ＩＮＶは、直流電源（直流負荷）と、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相２つのスイッチング素子と、を備えている。各相２つのスイッチング素子は、直流電源の正極に接続した直流ラインと、直流電源の負極に接続した直流ラインとの間に直列に接続している。インバータ主回路ＩＮＶのスイッチング素子の動作は、変調部１５０から受信したゲート指令により制御される。インバータ主回路ＩＮＶは、ゲート指令により所定の周波数のＵ相電流Ｉ_ｕ、Ｖ相電流Ｉ_ｖ、Ｗ相電流Ｉ_ｗを交流負荷である同期モータＭへ出力する３相交流インバータである。また、インバータ主回路ＩＮＶは、同期モータＭで発電された電力を直流電源である二次電池へ充電することも可能である。

【0089】

本実施形態では、回転位相角誤差の演算にモータパラメータ設定値を用いて推定している方式を採用している。本実施形態にて用いる回転位相角推定値の演算方式は、同期モータＭが高速回転しているときの回転位相角推定に適したものである。

【0090】

図１９は、図１８に示す回転位相角／速度推定部の一構成例を概略的に示すブロック図である。
本実施形態において、回転位相角／速度推定部１８０は、電圧指令Ｖ_ｄｃ、Ｖ_ｑｃと電流検出値Ｉ_ｄｃ、Ｉ_ｑｃ（もしくは電流指令Ｉ_ｄｒｅｆ、Ｉ_ｑｒｅｆ）と、静的インダクタンス設定値Ｌ_{ｄａ_ｓｅｔ}とを用いて、回転位相角誤差Δθ_ｅｓｔを演算する。

【0091】

回転位相角／速度推定部１８０は、例えば拡張誘起電圧を用いて回転位相角誤差推定値Δθ_ｅｓｔを算出する第２位相角誤差推定部１８０Ｂと、ＰＩ制御部１８７と、積分器１８８とを備えている。

【0092】

第１実施形態において、電圧方程式は上述の［数式２］であったが、本式を拡張誘起電圧の表現に書き改めると下記［数式１３］となる。

【数13】

【0093】

ここで、上記[数式１３]の拡張誘起電圧Ｅ_ｘは下記式で表すことができる。

【数14】

【0094】

さらに回転位相角に誤差を生じた場合、［数式１３］は［数式１４］で表現できる。

【数15】

【0095】

さらに［数式１４］を変形すると、下記[数式１５]となる。

【数16】

【0096】

上記［数式１５］のｄ軸とｑ軸をそれぞれ除すると、［数式１６］となる。

【数17】

【0097】

さらに［数式１６］の逆正接をとることで［数式１７］にて回転位相角誤差Δθを演算することができる。

【数18】

【0098】

上記［数式１７］は、同期モータＭの回転速度が十分に早く、かつ、電流変化が十分に無視できるときに、下記［数式１８］に書き改められる。

【数19】

【0099】

また、実際にはモータパラメータは設定値を用いるので、［数式１８］は［数式１９］と書き改められる。

【数20】

【0100】

ここで、Ｒ_{_ｓｅｔ}：抵抗設定値、Ｌ_{ｄ_ｓｅｔ}：ｄ軸インダクタンス設定値である。
さらに、抵抗における電圧降下が無視できる場合、上記［数式１９］は［数式２０］に書き改められる。

【数21】

【0101】

第２位相角誤差推定部１８０Ｂは、上記［数式２０］を用いて回転位相角誤差推定値Δθ_ｅｓｔを算出する。
すなわち、乗算器Ｂ２は、ｑｃ軸電流指令Ｉ_ｑｃと回転速度推定値ω_ｅｓｔとを乗算して出力する。乗算器Ｂ２の出力はインダクタンス設定部１８４へ供給される。インダクタンス設定部１８４は、入力された値（Ｉ_ｑｃ×ω_ｅｓｔ）とｄ軸静的インダクタンス設定値Ｌ_{ｄａ_ｓｅｔ}とを乗算して加算器Ｂ１へ出力する。加算器Ｂ１は、ｄｃ軸電圧指令Ｖｄｃと、インダクタンス設定部１８４の出力（Ｉ_ｑｃ×ω_ｅｓｔ×Ｌ_{ｄａ_ｓｅｔ}）とを加算して出力する。

【0102】

乗算器Ｂ４は、ｄｃ軸電流指令Ｉ_ｄｃと回転速度推定値ω_ｅｓｔとを乗算して出力する。乗算器Ｂ４の出力はインダクタンス設定部１８５へ供給される。インダクタンス設定部１８５は、入力された値（Ｉ_ｄｃ×ω_ｅｓｔ）とｄ軸静的インダクタンス設定値Ｌ_{ｄａ_ｓｅｔ}とを乗じて減算器Ｂ３へ出力する。減算器は、ｑｃ軸電圧指令Ｖ_ｑｃからインダクタンス設定部１８５の出力（Ｉ_ｄｃ×ω_ｅｓｔ×Ｌ_{ｄａ_ｓｅｔ}）を減じて出力する。

【0103】

除算器Ｂ５は、減算器Ｂ３の出力を加算器Ｂ１の出力で除して、逆正接算出部１８６へ出力する。逆正接算出部１８６は、除算器から出力された値の逆正接を算出して、回転位相角誤差推定値Δθ_ｅｓｔとして出力する。

【0104】

ＰＩ制御部１８７は、回転位相角誤差推定値Δθ_ｅｓｔがゼロに収束するように、ＰＩ制御を行うことにより、回転速度推定値ω_ｅｓｔを出力する。
積分器１８８は、ＰＩ制御部１８７から出力された回転速度推定値ω_ｅｓｔを積分して回転位相角推定値θ_ｅｓｔを算出して出力する。

【0105】

ここで、上述の［数式１３］によると、ｄ軸静的インダクタンス設定値（Ｌ_{ｄａ_ｓｅｔ}）を用いて回転位相角誤差を演算しているが、図４に示したように、ｄ軸静的インダクタンス（Ｌ_ｄａ）は電流に応じて大きく変化することから、回転位相角誤差推定値Δθ_ｅｓｔの演算結果が意図しない位相に収束してしまい、精度よく回転位相角推定値θ_ｅｓｔを算出することができないことがあった。推定精度を向上するために、電流に対するｄ軸静的インダクタンスＬ_ｄａのテーブルを用いると、演算負荷の増加やメモリの制限のために現実的ではなく、結果として回転位相角推定値の誤差の拡大につながる可能性があった。

【0106】

これに対し、本実施形態では、磁気飽和による静的インダクタンス変化が大きいｄ軸方向の電流指令値にリミットを設けて電流を通電することで、常にｄ軸方向の磁気飽和が進むことから、例えば図４に示す特性において静的インダクタンスが大きく変化しない領域でインバータ制御装置およびモータ駆動システムを運転することが可能となる。

【0107】

この場合、回転位相角推定値誤差Δθ_ｅｓｔを演算する方程式には、磁気飽和時のｄ軸静的インダクタンスＬ_ｄａのみを設定すればよく、精度よく回転位相角を推定することができる。さらに、テーブルを用いるような複雑な処理を行わないため、位相角推定に要する処理時間の低減や調整のしやすさが向上する。

【0108】

また、本実施形態では、拡張誘起電圧を用いた方法において、ｄ軸の方程式とｑ軸の方程式とを除して逆正接をとることで回転位相角誤差を演算したが、前述の方程式を用いることに限定されるものではない。モデル電圧（電圧指令値からモータモデルを用いて演算した電圧＝フィードフォワード電圧と同義）を引き算した結果をもとに、回転位相角を推定する方式を採用しても同様の効果が得られる。

【0109】

例えば、上記［数式１５］のｑ軸方向に着目すると、下記［数式２１］のようになる。

【数22】

【0110】

さらに、回転位相角推定値誤差Δθ_ｅｓｔが小さく、抵抗による電圧降下が無視できる場合、下記［数式２２］となる。

【数23】

【0111】

上記［数式２２］のようにｄ軸方向の静的インダクタンスのみを設定値Ｌ_{ｄａ_ｓｅｔ}として回転位相角推定値誤差Δθ_ｅｓｔを算出することができる。
すなわち、本実施形態によれば、精度よく電流制御を行うインバータ制御装置およびモータ駆動システムを提供することができる。

【0112】

次に、第３実施形態のインバータ制御装置およびモータ駆動システムについて図面を参照して説明する。本実施形態のインバータ制御装置およびモータ駆動システムでは、回転位相角／速度推定方法を速度に応じて変更している。

【0113】

図２０は、第３実施形態のインバータ制御装置およびモータ駆動システムの一構成例を概略的に示すブロック図である。

【0114】

指令生成部１１０は、回転位相角／速度推定部１８０から供給された回転速度推定値ω_ｅｓｔに基づいて、制御切り替え信号ｆｌｇを出力する。
回転位相角／速度推定部１８０は、制御切り替え信号ｆｌｇの値に基づいて、回転位相角・速度推定方法を切替える。

【0115】

図２１は、図２０に示す指令生成部１１０の一構成例を概略的に示すブロック図である。
指令生成部１１０は、上述の第１実施形態における指令生成部１１０の構成に加えて、ローパスフィルタＦＬＴと、閾値判定部１１７とをさらに備えている。なお、図２１に示すリミット部１１２は、図６に示すリミット部１１２と同様の構成である。
ローパスフィルタＦＬＴは、回転速度推定値ω_ｅｓｔを受信し、高周波成分を除去して閾値判定部１１７へ出力する。

【0116】

閾値判定部１１７は、入力された回転速度推定値ω_ｅｓｔと所定の閾値とを比較し、回転速度推定値ω_ｅｓｔが所定の閾値以下のときに、制御切り替え信号ｆｌｇを「１」として出力し、回転速度推定値ω_ｅｓｔが所定の閾値未満のときに、制御切り替え信号ｆｌｇを「０」として出力する。

【0117】

図２２は、図２１に示す閾値判定部の他の構成例を説明するための図である。
閾値判定部１１７´では、例えば、制御切り替え信号ｆｌｇを「０」から「１」とするとき（回転速度が高速から低速に変化するとき）の閾値（第１閾値Ｔｈ１）と、制御切り替え信号ｆｌｇを「１」から「０」とするとき（回転速度が低速から高速へ変化するとき）の閾値（第２閾値Ｔｈ２＞第１閾値Ｔｈ１）とを異なる値としている。このように複数の閾値を用いて制御切り替え信号ｆｌｇを切替えることにより、閾値近傍にて制御切り替え信号ｆｌｇの値が不安定になることを回避し、安定した制御が可能となる。

【0118】

図２３は、図２０に示す回転位相角／速度推定部の一構成例を概略的に示すブロック図である。
回転位相角／速度推定部１８０は、高周波電圧信号と高周波電流とを用いて回転位相角誤差Δθ_ｅｓｔを演算する第１位相角誤差推定部１８０Ａと、電圧指令と電流指令もしくは電流検出値を用いて回転位相角誤差Δθ_ｅｓｔを演算する第２位相角誤差推定部１８０Ｂと、ＰＩ制御部Ｐ１、Ｐ２と、切替部ＳＷと、積分器１８８と、を備えている。

【0119】

第１位相角誤差推定部１８０Ａは、図１１に示す第１実施形態の回転位相角／速度推定部１８０の第１位相角誤差推定部１８０Ａに相当する。
第２位相角誤差推定部１８０Ｂは、図１８に示す第２実施形態の回転位相角／速度推定部１８０の第２位相角誤差推定部１８０Ｂに相当する。

【0120】

ＰＩ制御部Ｐ１は、第１位相角誤差推定部１８０Ａから出力された回転位相角誤差推定値Δθ_ｅｓｔがゼロとなるように、回転速度推定値を演算して出力するＰＩ制御器を備えている。

【0121】

ＰＩ制御部Ｐ２は、第２位相角誤差推定部１８０Ｂから出力された回転位相角誤差推定値Δθ_ｅｓｔがゼロとなるように、回転速度推定値ω_ｅｓｔを演算して出力するＰＩ制御器を備えている。

【0122】

切替部ＳＷは、制御切り替え信号ｆｌｇの値に従って入力端子と出力端子との電気的接続を切替える。切替部ＳＷは、ＰＩ制御部Ｐ１から供給される回転速度推定値ω_ｅｓｔが入力される第１入力端子と、ＰＩ制御部Ｐ２から供給される回転速度推定値ω_ｅｓｔが入力される第２入力端子と、出力端子とを備えている。切替部ＳＷは、制御切り替え信号ｆｌｇが「１」のときに、第１入力端子と出力端子とを電気的に接続し、制御切り替え信号ｆｌｇが「０」のときに第２入力端子と出力端子とを電気的に接続する。
積分器１８８は、切替部ＳＷから出力された回転速度推定値ω_ｅｓｔを積分して、回転位相角推定値θ_ｅｓｔを出力する。

【0123】

図２４は、図２０に示す高周波電圧重畳部の一構成例を概略的に示すブロック図である。
高周波電圧重畳部１３０は、制御切り替え信号ｆｌｇと所定の大きさの直流電圧指令である電圧Ｖｈとの論理積を出力する論理積演算部１３３を更に備えている。論理積演算部１３３の出力は論理積演算部１３２に供給され、制御切り替え信号ｆｌｇが「１」のときのみ電圧Ｖｈが出力される。すなわち、第１位相角誤差推定部１８０Ａにて、回転位相角誤差推定値Δθ_ｅｓｔが演算されるときのみ高周波電圧Ｖｄｈが出力される。

【0124】

本実施形態のインバータ制御装置およびモータ駆動システムによれば、ｄ軸方向のみに電流振幅の上限リミットを設けることで磁気飽和を進めつつ、同期モータＭの回転速度が増加した際にはｄ軸方向の電流振幅リミットにより電流が流れ続けることから誘起電圧が発生し、第１位相角誤差推定部１８０Ａでの位相角推定（低速回転時）から、第２位相角誤差推定部１８０Ｂでの位相角推定（高速回転時）へとスムーズに移行することが可能となる。

【0125】

また、第１位相角誤差推定部１８０Ａによる回転位相角誤差推定値Δθ_ｅｓｔの算出を行うときには、高周波信号を重畳することから騒音が発生するが、本実施形態では、回転速度が増加したときには高周波信号重畳を利用した方式から推定方式を切り替えることで高周波重畳に起因した騒音を低減することが可能となる。
すなわち、本実施形態によれば、精度よく電流制御を行うインバータ制御装置およびモータ駆動システムを提供することができる。

【0126】

次に、第４実施形態のインバータ制御装置およびモータ駆動システムについて、図面を参照して説明する。
図２５は、第４実施形態のインバータ制御装置およびモータ駆動システムの一構成例を概略的に示すブロック図である。

【0127】

本実施形態のモータ駆動システムは、同期モータＭと、インバータ主回路ＩＮＶと、インバータ制御装置１００と、上位制御器ＣＴＲと、を備えている。インバータ制御装置１００は、電流検出器ＳＳと、指令生成部１１０と、電流制御部１２０と、座標変換部１４０、１６０と、変調部１５０と、角度・速度検出器２１０と、角度センサ２００と、を備えている。

【0128】

同期モータＭは、回転子に磁気突極性を有する同期モータであり、例えば、シンクロナスリラクタンスモータである。同期モータＭは、例えば、磁石を用いた永久磁石式同期モータ、シンクロナスリラクタンスモータ、界磁磁束を二次巻線にて供給する巻線界磁式同期モータなどを採用することができる。本実施形態では、同期モータＭとしてシンクロナスリラクタンスモータを採用した例について説明する。

【0129】

インバータ主回路ＩＮＶは、直流電源（直流負荷）と、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相２つのスイッチング素子と、を備えている。各相２つのスイッチング素子は、直流電源の正極に接続した直流ラインと、直流電源の負極に接続した直流ラインとの間に直列に接続している。インバータ主回路ＩＮＶのスイッチング素子の動作は、変調部１５０から受信したゲート指令により制御される。インバータ主回路ＩＮＶは、ゲート指令により所定の周波数のＵ相電流Ｉｕ、Ｖ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗを交流負荷である同期モータＭへ出力する３相交流インバータである。また、インバータ主回路ＩＮＶは、同期モータＭで発電された電力を直流電源である二次電池へ充電することも可能である。

【0130】

角度センサ２００は、同期モータＭに取り付けられ、同期モータＭの回転子の角度を検出する。角度センサ２００は、例えばレゾルバを用いることができる。
角度・速度検出器２１０は、角度センサ２００により検出された同期モータＭの回転子角度を補正して、回転位相角θおよび回転速度ωを算出する。

【0131】

図２６は、図２５に示す電流制御部の一構成例を概略的に示すブロック図である。
電流制御部１２０は、ｄ軸電流指令Ｉ_ｄｒｅｆとｄ軸電流Ｉ_ｄとの差がゼロとなるようにｄ軸電圧指令Ｖ_ｄを出力するＰＩ制御部１２２と、ｑ軸電流指令Ｉ_ｑｒｅｆとｑ軸電流Ｉ_ｑとの差がゼロとなるようにｑ軸電圧指令Ｖ_ｑを出力するＰＩ制御部１２３と、フィードフォワード電圧演算部１２１を備えている。

【0132】

電流制御系を設計する場合、制御対象（プラント）を一次遅れの系とみなすことがある。同期モータＭを一次遅れのプラントとみなすためには、電機子反作用による電圧項（干渉項）をフィードフォワード的に補償する方式が考えられる。同期モータＭの電圧方程式は、上述の［数式１］であり、フィードフォワード電圧は下記［数式２３］にて計算される。

【0133】

【数24】

【0134】

［数式１］と［数式２３］を引き算すると、下記［数式２４］となる。

【数25】

ここで［数式２４］は電流ＰＩ制御器の出力を意味する。

【0135】

このとき、モータパラメータが設定値と一致、すなわちＬ_ｄａ＝Ｌ_{ｄａ_ｓｅｔ}かつＬ_ｑａ＝Ｌ_{ｑａ_ｓｅｔ}の場合を仮定すると、［数式２４］は［数式２５］となる。

【数26】

【0136】

さらに［数式２５］を変形すると、［数式２６］、［数式２７］となる。

【数27】

上記［数式２６］、［数式２７］によれば、プラントが一次遅れとなったことがわかる。

【0137】

さらに上記式に対してＰＩ制御を行って電流制御することを考える。ＰＩ制御を行った場合のｄ軸一巡伝達関数は下記［数式２８］となる。

【数28】

【0138】

上記［数式２８］を伝達関数の形に変形すると、下記［数式２９］となる。

【数29】

【0139】

ここで、τ_Ａ＝τ_ｄと設計すると、上記［数式２９］は下記［数式３０］の通りとなる。

【数30】

上記［数式３０］のようにＰＩ制御器を設計することで、同期モータを任意時定数τ_ｎｅｗのプラントとみなすことができ、ゲインＫ_ｐｄを調整することで電流制御することが可能となる。

【0140】

ここで、［数式２５］の時点でＬ_ｄａ＝Ｌ_{ｄａ_ｓｅｔ}かつＬ_ｑａ＝Ｌ_{ｑａ_ｓｅｔ}を仮定しており、前述の通り、これらは運転状態（磁気飽和）によって大きく変化する。これらが一致しない場合、任意時定数のプラントとして制御系を設計できず、設計通りの応答を得ることができない。

【0141】

図２７は、電流制御部の比較例を概略的に示すブロック図である。
図２７に示す電流制御部１２０では、設計通りの応答を得るために、磁気飽和に応じてゲインを可変する構成としている。運転状態による変化は、特に静的インダクタンスが磁気飽和により大きく変化するｄ軸において顕著となるため、ＰＩ制御部１２２の比例制御器Ｐと積分制御器Ｉとにｄ軸電流指令Ｉ_ｄｒｅｆが供給されている。

【0142】

また、上記［数式３０］では、任意時定数τ_Ａをモータ時定数τ_ｄと一致させるように設計しているが、このためにはｄ軸動的インダクタンスＬ_ｄｈが既知であることが必須であり、上述の静的インダクタンスと同様に磁気飽和の影響でこれらの値は大きく変化する。ｑ軸動的インダクタンスＬ_ｑｈの磁気飽和による変化は、ｄ軸動的インダクタンスＬ_ｄｈの磁気飽和による変化に比べると小さくなる。ｄ軸動的インダクタンスＬ_ｄｈは、同期モータＭに通電していない状態におけるｄ軸動的インダクタンスＬ_ｄｈに対して、磁気飽和が進んだ状態におけるｄ軸動的インダクタンスＬ_ｄｈは例えば１０倍程度の大きさとなる。設計した電流応答に対してプラントの時定数が１０倍変化するときには、電流制御が破綻することからトルクを精度よく出力することができない可能性がある。

【0143】

これらを解決するためには磁気飽和テーブルなどを使用する方法が考えられるが、この場合にメモリの逼迫や処理時間超過の問題が発生し得る。
これに対し、本実施形態では、ｄ軸電流の振幅に上限リミットを設け、ｄ軸電流が常に流れるようにすることでｄ軸動的インダクタンスおよびｄ軸静的インダクタンスをともに磁気飽和させられ、ｄ軸動的インダクタンスおよびｄ軸静的インダクタンスの変化を低減できることから、ｄ軸ＰＩ制御ゲイン設計が簡素化され、設計通りの電流制御が可能となる。

【0144】

ｑ軸動的インダクタンスおよびｑ軸静的インダクタンスが大きく変化する場合にはテーブル等を用いることが好ましい。なお、ｑ軸インダクタンスを磁気飽和させることも可能であるが、この場合はｄ軸とｑ軸とがともに磁気飽和することとなり、磁気突極性が小さくなるためにトルクが出力できないことから避けるべきである。

【0145】

この時、通電するｄ軸電流はｄ軸動的インダクタンスが十分に飽和するように決定すればよく、例えば、ｄ軸動的インダクタンスが定格運転時のｄ軸静的インダクタンス以下となるように、通電するｄ軸電流のリミット値を決定すればよい。定格運転時においてはｄ軸静的／動的インダクタンスはほぼ一定値となっており、本方式を採用する際には定格運転時のｄ軸静的／動的インダクタンスをもとにパラメータを設定、ゲイン設計すればよい。
上記のように本実施形態によれば、精度よく電流制御を行うインバータ制御装置およびモータ駆動システムを提供することができる。

【0146】

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

【0147】

上述の第１実施形態乃至第４実施形態において、インバータ制御装置は、ハードウエアにより構成されてもよく、ソフトウエアにより構成されてもよく、ハードウエアとソフトウエアとを組み合わせて構成されてもよい。例えば、インバータ制御装置は１又は複数のプロセッサと、メモリと、を含み、各構成にて実行される演算をソフトウエアにて実現してもよい。いずれの場合であっても、上述の第１実施形態乃至第４実施形態と同様の効果を得ることができる。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13A】

【図13B】

【図14A】

【図14B】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】

【図22】

【図23】

【図24】

【図25】

【図26】

【図27】