特許 6823637 半導体装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6823637

(24)【登録日】2021年1月13日

(45)【発行日】2021年2月3日

(54)【発明の名称】半導体装置

(51)【国際特許分類】

   G01K 7/01 20060101AFI20210121BHJP

   G01K 7/00 20060101ALI20210121BHJP

【ＦＩ】

   G01K7/01 C

   G01K7/00 321C

【請求項の数】9

【全頁数】22

(21)【出願番号】特願2018-231478(P2018-231478)

(22)【出願日】2018年12月11日

(62)【分割の表示】特願2014-168171(P2014-168171)の分割

【原出願日】2014年8月21日

(65)【公開番号】特開2019-70656(P2019-70656A)

(43)【公開日】2019年5月9日

【審査請求日】2018年12月11日

(73)【特許権者】

【識別番号】302062931

【氏名又は名称】ルネサスエレクトロニクス株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100103894

【弁理士】

【氏名又は名称】家入 健

(72)【発明者】

【氏名】矢山 浩輔

【審査官】 平野 真樹

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００７−１９２７１８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１１−０８６７４２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１０−１７７６１２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００４−０７２２８９（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｇ０１Ｋ ７／００，７／０１

Ｈ０３Ｍ １／０６−１／１０

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

温度に応じたアナログの検知信号を生成する温度検知部と、
前記検知信号をデジタルの出力信号に変換するＡＤ変換部と、
を備え、
前記温度検知部は、前記検知信号として、温度に依存する温度依存信号と温度に依存しない一定レベルの非温度依存信号とを生成し、第１の温度変化率調整信号に基づいて、前記非温度依存信号の誤差を補正し、
前記ＡＤ変換部は、第２の温度変化率調整信号に基づいて温度変化率を調整し、前記温度依存信号に基づく対象信号のレベルと前記非温度依存信号に基づく基準信号のレベルとを比較して、調整された前記温度変化率に応じた前記出力信号を生成する、
前記ＡＤ変換部は、前記第２の温度変化率調整信号に基づいて、前記基準信号のレベルを調整する、
前記ＡＤ変換部は、前記非温度依存信号を複数の分圧電圧に分圧し前記基準信号を生成する分圧部を備え、
前記分圧部は、前記第２の温度変化率調整信号に基づいて、前記複数の分圧電圧のレベルを調整する、
半導体装置。

【請求項2】

前記分圧部は、前記第２の温度変化率調整信号に基づいて、前記複数の分圧電圧の間の電位差を調整する、
請求項１に記載の半導体装置。

【請求項3】

前記分圧部は、直列接続された複数の分圧抵抗素子を備え、
前記複数の分圧抵抗素子のうち最も低レベル側の分圧抵抗素子は、前記第２の温度変化率調整信号に基づいて、抵抗値を変更する、
請求項１に記載の半導体装置。

【請求項4】

前記分圧部は、直列接続された複数の分圧抵抗素子を備え、
前記複数の分圧抵抗素子のうち最も高レベル側の分圧抵抗素子は、前記第２の温度変化率調整信号に基づいて、抵抗値を変更する、
請求項１に記載の半導体装置。

【請求項5】

前記第１の温度変化率調整信号を記憶する第１の温度変化率調整データ記憶部と、
前記第２の温度変化率調整信号を記憶する第２の温度変化率調整データ記憶部と、
を備え、
前記温度検知部は、前記第１の温度変化率調整データ記憶部から取得する前記第１の温度変化率調整信号に基づいて前記誤差を補正し、
前記ＡＤ変換部は、前記第２の温度変化率調整データ記憶部から取得する前記第２の温度変化率調整信号に基づいて前記温度変化率を調整する、
請求項１〜４のいずれか1項に記載の半導体装置。

【請求項6】

前記温度検知部は、
第１の電位と第２の電位の間で、並列に接続されて互いの制御端子から前記非温度依存信号を出力する第１及び第２のトランジスタと、
前記第１及び第２のトランジスタと前記第２の電位の間で、直列に接続されてその直列接続の中間ノードから前記温度依存信号を出力する第１及び第２の抵抗素子と、
を備え、
前記第１の抵抗素子は、前記第１の温度変化率調整信号に基づいて、抵抗値を変更する、
請求項１〜５のいずれか１項に記載の半導体装置。

【請求項7】

前記温度検知部は、
カレントミラー接続された第１及び第２のトランジスタと、
前記第１のトランジスタと直列に接続されて、前記第１のトランジスタとの中間ノードから前記非温度依存信号を出力する第１の抵抗素子と、
前記第２のトランジスタと直列に接続されて、前記第２のトランジスタとの中間ノードから前記温度依存信号を出力する第２の抵抗素子と、を備え、
前記第１の抵抗素子及び前記第２の抵抗素子は、前記第１の温度変化率調整信号に基づいて、抵抗値を変更する、
請求項１〜５のいずれか１項に記載の半導体装置。

【請求項8】

前記半導体装置は、発振回路を更に有し、
前記発振回路の発振周波数は、前記ＡＤ変換部の出力信号に基づいて調整される、
請求項１に記載の半導体装置。

【請求項9】

前記発振回路には、前記半導体装置の外部においてセラミック発振子が接続される、
請求項８に記載の半導体装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、半導体装置に関し、例えば、温度を検知する半導体装置に関する。

【背景技術】

【0002】

近年、ＬＳＩ（Large Scale Integration）の微細化に伴った電流密度上昇により温度管理の必要性が増加しており、また、センサ類の１チップ化などが要求されていることから、マイコンやＳｏＣ（System on a Chip）などの半導体装置への温度センサの搭載が増加している。半導体装置に搭載される温度センサは、検出する温度に対応したデジタル値のデジタル出力信号を出力し、このデジタル出力信号を用いることで様々なアプリケーションが実現可能となる。

【0003】

関連する技術として、例えば、特許文献１〜３が知られている。特許文献１及び２には、温度センサの出力誤差を補正する技術が記載されている。特許文献３には、温度センサの出力に応じて、発振回路の発振周波数のバラツキを調整する技術が記載されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特開２００８−９７８０５号公報

【特許文献2】実開昭６２−８４７２９号公報

【特許文献3】特開２００４−７２２８９号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

従来の半導体装置では、温度センサの温度に対するデジタル出力信号の出力特性について、ある程度補正することができるものの、様々なアプリケーションに適応するような所望の出力特性を得ることが困難であるという問題があった。

【0006】

その他の課題と新規な特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

【課題を解決するための手段】

【0007】

一実施の形態によれば、半導体装置は、温度を検知する温度検知部と、アナログ／デジタル変換を行うＡＤ変換部を備えている。温度検知部は、温度に応じたアナログの検知信号を生成する。ＡＤ変換部は、出力特性である温度変化率を調整する温度変化率調整信号に基づいて、検知信号を調整された温度変化率に応じたデジタルの出力信号に変換する。

【発明の効果】

【0008】

前記一実施の形態によれば、温度に対応した所望の出力特性を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【0009】

【図1】実施の形態に係る半導体装置の概要構成を示す構成図である。

【図2】実施の形態に係る半導体装置の出力特性を説明するためのグラフである。

【図3】実施の形態１に係る半導体装置の構成例を示す構成図である。

【図4】実施の形態１に係る温度検知部の構成例を示す回路図である。

【図5】実施の形態１に係る可変抵抗の構成例を示す回路図である。

【図6】実施の形態１に係るＡＤＣ部の構成例を示す回路図である。

【図7】実施の形態１に係るＡＤＣ部の動作を説明するためのグラフである。

【図8】実施の形態１に係る半導体装置の調整方法を説明するためのグラフである。

【図9】実施の形態１に係る半導体装置の調整方法を説明するためのグラフである。

【図10】実施の形態２に係る温度検知部の構成例を示す回路図である。

【図11】実施の形態２に係るＡＤＣ部の構成例を示す回路図である。

【図12】実施の形態２に係る半導体装置の調整方法を説明するためのグラフである。

【図13】実施の形態３に係る温度検知部の構成例を示す回路図である。

【図14】実施の形態４に係る温度計の応用例の構成を示す構成図である。

【図15】実施の形態４に係る温度計の応用例の調整方法を説明するためのグラフである。

【図16】実施の形態５に係る時計の応用例の構成を示す構成図である。

【図17】実施の形態５に係る時計の応用例で使用する発振子の特性を示すグラフである。

【図18】実施の形態５に係る時計の応用例の調整方法を説明するためのグラフである。

【図19】実施の形態６に係る揮発性メモリ制御装置の応用例の構成を示す構成図である。

【図20】実施の形態６に係る揮発性メモリ制御装置の調整方法を説明するためのグラフである。

【図21】実施の形態７に係るマイコンシステムの応用例の構成を示す構成図である。

【発明を実施するための形態】

【0010】

説明の明確化のため、以下の記載及び図面は、適宜、省略、及び簡略化がなされている。また、様々な処理を行う機能ブロックとして図面に記載される各要素は、ハードウェア的には、ＣＰＵ、メモリ、その他の回路で構成することができ、ソフトウェア的には、メモリにロードされたプログラムなどによって実現される。したがって、これらの機能ブロックがハードウェアのみ、ソフトウェアのみ、またはそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは当業者には理解されるところであり、いずれかに限定されるものではない。なお、各図面において、同一の要素には同一の符号が付されており、必要に応じて重複説明は省略されている。

【0011】

（実施の形態の概要）
図１は、後述する実施の形態に係る半導体装置の概要の一例を示している。図１に示すように、実施の形態に係る半導体装置１０は、温度に応じたデジタルのデジタル出力信号（デジタル値）を出力する装置であり、温度を検知する温度検知部１１と、アナログ／デジタル変換を行うＡＤ変換部１２とを備えている。温度検知部１１は、温度に応じたアナログのアナログ検知信号を生成する。ＡＤ変換部１２は、温度変化率を調整する温度変化率調整信号に基づいて、アナログ検知信号を調整された温度変化率に応じたデジタルのデジタル出力信号に変換する。

【0012】

ここで、温度変化率とは、図２のように、デジタル出力信号（出力コード）の変化と温度の傾きをいう。すなわち、温度変化率は、温度センサの出力特性（検出特性）であり、出力ビット（１ビット）に対応する検出温度の変化であり、ビット当たりの感度、分解能、温度係数であるとも言える。

【0013】

図１のように、実施の形態では、温度変化率調整信号に基づいて温度変化率が調整され、調整された温度変化率で変化するデジタル出力信号を出力する。これにより、温度変化率を自由に変更することができるため、様々なアプリケーションに合わせて所望の特性の出力信号を得ることができる。

【0014】

なお、上記特許文献１及び２には、温度センサの出力誤差を補正することが記載されているものの、温度変化率を任意に調整することについては開示していない。また、特許文献３には、温度センサを用いて発振周波数の誤差を補正する周波数調整回路が記載されているものの、温度センサの出力を調整することについては開示していない。

【0015】

（実施の形態１）
以下、図面を参照して実施の形態１について説明する。図３は、本実施の形態に係る半導体装置の構成を示している。図３に示すように、半導体装置１００は、温度センサ１１０、第１の調整用不揮発性メモリ１２１、第２の調整用不揮発性メモリ１２２を備えている。さらに、温度センサ１１０は、温度検知部１１１、ＡＤＣ（Analog/Digital Converter）部１１２を備えている。

【0016】

第１の調整用不揮発性メモリ（誤差補正データ記憶部）１２１は、出荷時調整用不揮発性メモリである。第１の調整用不揮発性メモリ１２１は、温度検知部１１１の製造ばらつきなどによる誤差（温度変化率含む）を調整（補正、トリミング）する出荷時調整データ（誤差補正データ）を記憶し、出荷時調整データを温度検知部１１１へ供給する。出荷時調整データは、半導体装置の出荷時に固定される値のデータであり、その後変更されることはない。このため、第１の調整用不揮発性メモリ１２１は、例えば、ヒューズ等の記憶データが変更不可能な不揮発性メモリである。

【0017】

第２の調整用不揮発性メモリ（温度変化率調整データ記憶部）１２２は、第１の調整用不揮発性メモリ１２１とは別の調整用不揮発性メモリである。第２の調整用不揮発性メモリ１２２は、ユーザが温度変化率を調整（設定）する温度変化率調整データを記憶し、温度変化率調整データをＡＤＣ部１１２へ供給する。温度変化率調整データは、ユーザがアプリケーションに応じて任意の値に変更可能なデータである。このため、第２の調整用不揮発性メモリ１２２は、例えば、フラッシュメモリ等の記憶データが変更可能な不揮発性メモリである。なお、第２の調整用不揮発性メモリ１２２は、半導体装置の使用時に温度変化率調整データを記憶できればよいため、揮発性メモリでもよい。

【0018】

第１の調整用不揮発性メモリ１２１と第２の調整用不揮発性メモリ１２２は、１つの半導体記憶装置で構成されてもよい。また、第１の調整用不揮発性メモリ１２１と第２の調整用不揮発性メモリ１２２は、半導体装置１００の外部に備えていてもよく、出荷時調整データと温度変化率調整データを外部から半導体装置１００に入力してもよい。

【0019】

本実施の形態では、主に、第１の調整用不揮発性メモリ１２１により誤差を補正し、第２の調整用不揮発性メモリ１２２により温度変化率を調整している。換言すると、第１の調整用不揮発性メモリ１２１と第２の調整用不揮発性メモリ１２２の２つのメモリによって温度センサの出力特性である温度変化率を調整しているとも言える。第１の調整用不揮発性メモリ１２１と第２の調整用不揮発性メモリ１２２を用いることにより、僅かなメモリ領域を確保することで、それぞれの用途に最適な温度変化率をユーザが容易に設定可能となる。

【0020】

温度センサ（温度センサ部）１１０は、半導体装置１００に搭載された温度を検知（検出）するセンサであり、検知する半導体装置１００の温度に応じたデジタル出力信号を出力する。

【0021】

温度検知部１１１は、温度に応じたアナログの検知信号を生成する。温度検知部１１１は、第１の調整用不揮発性メモリ１２１の出荷時調整データ（誤差補正信号）に基づいて、検知信号を補正し、補正された検知信号を出力する。温度検知部１１１は、検知信号として、温度に依存しない一定電圧の第１の信号（非温度依存信号、ＶＢＧＲ）、温度に依存した電圧の第２の信号（温度依存信号、Ｖｐｔａｔ）を生成し、ＡＤＣ部１１２へ出力する。

【0022】

ＡＤＣ部１１２は、温度検知部１１１が生成したアナログの検知信号をＡＤ変換し、デジタル出力信号を生成する。ＡＤＣ部１１２は、第２の調整用不揮発性メモリ１２２の温度変化率調整データ（温度変化率調整信号）に基づいて、温度変化率を調整し、調整された温度変化率のデジタル出力信号を生成する。ＡＤＣ部１１２は、第１の信号（ＶＢＧＲ）及び第２の信号（Ｖｐｔａｔ）に基づいて、具体的には、ＶＢＧＲを参照しつつＶｐｔａｔをデジタル値に変換する。

【0023】

図４は、本実施の形態に係る温度検知部１１１の回路構成の具体例を示している。温度検知部１１１は、ＶｐｔａｔとＶＢＧＲの２種類の基準電圧を出力する回路であり、例えば、ブロコウ型のバンドギャップリファレンス回路である。

【0024】

図４に示すように、温度検知部１１１は、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ５、Ｒ６とバイポーラトランジスタＢＪ１、ＢＪ２、オペアンプＯＰ１を備えている。バイポーラトランジスタＢＪ１、ＢＪ２は、例えば、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタである。

【0025】

電源電位（第１の電位）と接地電位（第２の電位）の間に、抵抗Ｒ１、バイポーラトランジスタＢＪ１（第１のトランジスタ）が直列に接続され、抵抗Ｒ２、バイポーラトランジスタＢＪ２（第２のトランジスタ）、抵抗Ｒ３が直列に接続され、抵抗Ｒ１、バイポーラトランジスタＢＪ１と抵抗Ｒ２、バイポーラトランジスタＢＪ２、抵抗Ｒ３とが並列に接続されている。バイポーラトランジスタＢＪ１及び抵抗Ｒ３と、接地電位との間に、抵抗Ｒ６（第１の抵抗素子）、抵抗Ｒ５（第２の抵抗素子）が直列に接続されている。

【0026】

抵抗Ｒ１とバイポーラトランジスタＢＪ１との間のノードが、オペアンプＯＰ１の一方の入力端子に接続され、抵抗Ｒ２とバイポーラトランジスタＢＪ２との間のノードが、オペアンプＯＰ１の他方の入力端子に接続されている。オペアンプＯＰ１の出力端子と、バイポーラトランジスタＢＪ１のベースと、バイポーラトランジスタＢＪ２のベースとが共通接続されており、この共通接続の電圧がＶＢＧＲとして出力される。抵抗Ｒ６と抵抗Ｒ５の間のノードの電圧がＶｐｔａｔとして出力される。

【0027】

ここで、バイポーラトランジスタＢＪ１及びＢＪ２の並列数をそれぞれＭ１、Ｍ２とし、抵抗Ｒ１とＲ２は等しい抵抗値とする。そうすると、ＶｐｔａｔとＶＢＧＲは、次の式（１）、式（２）となる。なお、以下の式において、ｋ：ボルツマン定数、ｑ：電荷素量、ｎ：バイポーラトランジスタの比（＝Ｍ２/Ｍ１）、Ｔ：絶対温度、Ｅｇ：Ｓｉのバンドギャップエネルギー、Ａ：比例定数、Ｉｃ：バイポーラトランジスタのコレクタ電流、Ｒ４：Ｒ５＋Ｒ６である。

【数1】

【数2】

【0028】

バイポーラトランジスタＢＪ１及びＢＪ２の電圧Ｖｂｅは、次の式（３）となるため、上記式（２）及び式（３）より、ＶＢＧＲは次の式（４）と表すことができる。

【数3】

【数4】

【0029】

上記式（１）より、Ｖｐｔａｔは絶対温度Ｔに比例する特性を持ち、上記式（３）より、ＶｂｅはＶｐｔａｔと逆の特性を持つ。このため、上記式（４）より、ＶＢＧＲは、Ｖｂｅの持つ負の温度依存性とＶｐｔａｔの正の温度依存性で打ち消すように抵抗を調整することで温度に対して一定の特性を持つことができる。

【0030】

この抵抗の調整用にＲ６を可変抵抗とし、第１の調整用不揮発性メモリ１２１の値に応じて抵抗値を変更することで、Ｖｐｔａｔの値を変えずにＶＢＧＲ（電圧のレベル）の誤差を調整することが可能となる。なお、Ｒ３やＲ５を可変抵抗として誤差を調整してもよい。

【0031】

図５は、可変抵抗Ｒ６の回路構成の具体例を示している。この方法によりＲ６は第１の調整用不揮発性メモリ１２１に格納されるコードの値（誤差補正データ）に応じて抵抗値を変えることができる。例えば、誤差補正データとして、第１の調整用不揮発性メモリ１２１に４ビットのＴＲＩＭ［３：０］が格納されている。

【0032】

図５に示すように、可変抵抗Ｒ６は、ＭＯＳトランジスタＭ０〜Ｍ３、複数の抵抗ｒを備えている。ＭＯＳトランジスタＭ３と１つの抵抗ｒとが並列接続され、ＭＯＳトランジスタＭ２と２つの抵抗ｒとが並列接続され、ＭＯＳトランジスタＭ１と４つの抵抗ｒとが並列接続され、ＭＯＳトランジスタＭ０と８つの抵抗ｒとが並列接続されている。さらに、これらの並列接続されたＭＯＳトランジスタ及び抵抗ｒが、ＭＯＳトランジスタＭ３、Ｍ２、Ｍ１、Ｍ０の順に直列接続されている。

【0033】

ＭＯＳトランジスタＭ０〜Ｍ３のゲートに、第１の調整用不揮発性メモリ１２１のＴＲＩＭ［０］〜［３］がそれぞれ供給される。ＴＲＩＭ［０］〜［３］のビット値（ハイ／ロー）によりＭＯＳトランジスタＭ０〜Ｍ３のオン／オフを切り替えることで、可変抵抗Ｒ６の抵抗値を調整する。ＴＲＩＭ［３］の１／０によりｒ（１つの抵抗ｒの抵抗値）の増減を調整し、ＴＲＩＭ［２］の１／０によりｒ／２の増減を調整し、ＴＲＩＭ［１］の１／０によりｒ／４の増減を調整し、ＴＲＩＭ［０］の１／０によりｒ／８の増減を調整する。

【0034】

図６は、本実施の形態に係るＡＤＣ部１１２の回路構成の具体例を示している。ＡＤＣ部１１２は、温度検知部１１１が出力する２つの電圧の特性を用い、温度情報をデジタル出力信号（ＯＵＴ［２：０］）に変換する。ＡＤＣ部１１２は、説明を容易にするため３ｂｉｔの基本的な逐次比較型のＡＤＣを例とする。実際に用いる場合は、用途に応じてｂｉｔ数や精度を向上させる対策が必要となる。また、ＡＤＣ部１１２は、温度検知部１１１の２つの電圧を用いてＡＤ変換する構成であればよいため、逐次比較型以外のＡＤＣ、例えばデルタシグマ型のＡＤＣ等であってもよい。

【0035】

図６に示すように、ＡＤＣ部１１２は、オペアンプＯＰ２、抵抗ＲＨ、複数の抵抗Ｒａ（Ｒａ１〜Ｒａ６）、抵抗ＲＬ、スイッチＳＷ０〜ＳＷ６、コンパレータＣＭＰ、ロジック回路ＬＧを備えている。オペアンプＯＰ２は、一方の入力端子に温度検知部１１１が生成したＶＢＧＲが入力され、他方の入力端子にはオペアンプＯＰ２の出力端子がフィードバック接続されている。

【0036】

オペアンプＯＰ２の出力端子と接地電位との間に、抵抗ＲＨ、６つの抵抗Ｒａ（Ｒａ１〜Ｒａ６）、抵抗ＲＬが直列接続されている。抵抗ＲＨ、抵抗Ｒａ１〜Ｒａ６、抵抗ＲＬの各中間ノードと、コンパレータＣＭＰの一方の入力端子との間に、スイッチＳＷ０〜ＳＷ６がそれぞれ接続されている。

【0037】

コンパレータＣＭＰは、他方の入力端子に温度検知部１１１が生成したＶｐｔａｔが入力され、出力端子がロジック回路ＬＧの入力端子に接続されている。コンパレータＣＭＰとロジック回路ＬＧには、逐次比較動作を行うための動作クロックが供給されている。

【0038】

ロジック回路ＬＧは、逐次比較動作を制御することでＡＤ変換を行い、ＡＤ変換結果であるデジタル出力信号を出力する回路である。ロジック回路ＬＧは、逐次比較を行うため、スイッチＳＷ０〜ＳＷ６のオン／オフを切り替えるＳＥＬ［６：０］を出力する。ロジック回路ＬＧは、コンパレータＣＭＰの比較結果に基づき、デジタル出力信号ＯＵＴ［２：０］を生成し出力する。

【0039】

図７は、ＡＤＣ部１１２の動作波形を示している。ＡＤＣ部１１２では、温度検知部１１１からのＶＢＧＲをオペアンプＯＰ２のボルテージフォロア回路で受け、オペアンプＯＰ２の出力電圧であるＶＨ＝ＶＢＧＲとなる。このＶＨを抵抗ＲＨ、Ｒａ１〜Ｒａ６、ＲＬの分圧回路（分圧部）で分圧することにより各スイッチＳＷ０〜ＳＷ６のノードの電圧が決まる。オン状態のスイッチＳＷ０〜ＳＷ６を介してコンパレータＣＭＰに入力される電圧がＶｒｅｆ（基準電圧）となる。

【0040】

次に、温度検知部１１１からのＶｐｔａｔとＶｒｅｆを入力とするコンパレータＣＭＰの結果を基に、ロジック回路ＬＧでＯＮ状態にするスイッチＳＷ０〜ＳＷ６を決定する。図７（ａ）のように、逐次比較が開始される時刻ｔ１では、ロジック回路ＬＧは最初の中間電圧を選択するためスイッチＳＷ３をＯＮ状態とし、コンパレータＣＭＰでスイッチＳＷ３を介したＶｒｅｆとＶｐｔａｔの比較を行う。時刻ｔ１では、Ｖｒｅｆに対しＶｐｔａｔが低いため、ロジック回路ＬＧは、次の時刻ｔ２で現在のＶｒｅｆより低い中間電圧を選択するようＯＮ状態にするスイッチをＳＷ１に切り替える。時刻ｔ２では、Ｖｒｅｆに対しＶｐｔａｔが高いため、ロジック回路ＬＧは、次の時刻ｔ３で現在のＶｒｅｆより高い中間電圧を選択するようＯＮ状態にするスイッチをＳＷ２に切り替える。時刻ｔ３の状態で更に比較すると、Ｖｒｅｆに対しＶｐｔａｔが低いため、ロジック回路ＬＧは、Ｖｐｔａｔの電圧がスイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２の間にあると判別し、デジタル出力信号ＯＵＴ＝２を出力する。

【0041】

図７（ｂ）では、図７（ａ）と同様に、最初の時刻ｔ１でスイッチＳＷ３がＯＮ状態であり、Ｖｒｅｆに対しＶｐｔａｔが高いため、ロジック回路ＬＧは、時刻ｔ２で現在のＶｒｅｆより高い中間電圧を選択するようＯＮ状態にするスイッチをＳＷ５に切り替える。時刻ｔ２では、Ｖｒｅｆに対しＶｐｔａｔが高いため、ロジック回路ＬＧは、時刻ｔ３で現在のＶｒｅｆより高い中間電圧を選択するようＯＮ状態にするスイッチをＳＷ６に切り替える。時刻ｔ３の状態で更に比較すると、Ｖｒｅｆに対しＶｐｔａｔが低いため、ロジック回路ＬＧは、Ｖｐｔａｔの電圧がスイッチＳＷ５とスイッチＳＷ６の間にあると判別し、デジタル出力信号ＯＵＴ＝６を出力する。

【0042】

次に、第２の調整用不揮発性メモリ１２２を用いて温度変化率を調整する手法について述べる。本実施の形態では、ＡＤＣ部１１２のＶｒｅｆを決める抵抗ＲＬの値を変えることで温度変化率の調整を実現する。抵抗ＲＬの抵抗値を変える仕組みは図５の可変抵抗Ｒ６と同じ仕組みでよい。すなわち、第２の調整用不揮発性メモリ１２２に格納されるコードの値（温度変化率調整データ）に応じて抵抗ＲＬの抵抗値を変更することで、抵抗Ｒａによる分圧電圧、すなわち、隣接するスイッチＳＷ間の電位差を調整する。抵抗ＲＬ（または抵抗ＲＨ）を変更し、基準電圧（Ｖｒｅｆ）を調整することにより、温度変化率を調整する。これにより、温度検知部やＡＤＣ部に調整回路に特別な回路を追加することなく、温度変化率を調整することができる。

【0043】

図８（ａ）は、温度に対する電圧の変化と、ＡＤＣ部１１２の各スイッチＳＷ０〜ＳＷ６部分の電圧の関係を示している。Ｖｐｔａｔの電圧とスイッチＳＷ０〜ＳＷ６の電圧との比較によってデジタル出力信号ＯＵＴの値が決まるため、隣り合うスイッチＳＷの電圧に対応する温度の範囲が、温度変化率（１ビット当たりの温度範囲）となる。

【0044】

図８（ｂ）は、抵抗ＲＬの値を図８（ａ）より大きく調整した場合の例である。このとき抵抗ＲＬが大きいため、各スイッチＳＷ０〜ＳＷ６部分の電圧が上昇する。そうすると、ＶＢＧＲは一定であるため、隣り合うスイッチＳＷの電圧の差が小さくなる。これにより、隣り合うスイッチＳＷの電圧に対応する１ｂｉｔあたりの温度範囲が狭くなるため、温度変化率が小さくなる。また、抵抗ＲＬの値を小さくした場合、各スイッチＳＷ０〜ＳＷ６部分の電圧が下降し、隣り合うスイッチＳＷの電圧の差が大きくなるため、温度変化率は大きくなる。

【0045】

図９（ａ）及び（ｂ）は、図８（ａ）及び（ｂ）に対応した温度センサの出力特性を示している。図９（ａ）のように、図８（ａ）と同様、検出される温度をスイッチＳＷ０〜ＳＷ６に対応して変換したデジタル出力信号が出力される。つまり、スイッチＳＷ０〜ＳＷ６の電圧に対応した温度変化率（傾き）で、温度をＡＤ変換したデジタル出力信号が出力される。

【0046】

図８（ｂ）と同様に、抵抗ＲＬを大きくすると、図９（ｂ）のように、温度と出力の関係を示す出力特性の傾きが変化する。隣り合うスイッチＳＷの電圧の差が小さくなることにより、出力特性の傾きが急になり、温度変化率が小さくなる。また、抵抗ＲＬの値を小さくした場合、隣り合うスイッチＳＷの電圧の差が大きくなることにより、出力特性の傾きが緩やかになり、温度変化率が大きくなる。

【0047】

なお、ここでは、抵抗ＲＬの抵抗値を可変としたが、抵抗ＲＨを可変抵抗として、第２の調整用不揮発性メモリ１２２により抵抗ＲＨの抵抗値を調整してもよい。抵抗ＲＨの抵抗値の調整により、スイッチＳＷ０〜ＳＷ６の電圧を上昇／下降させることができるため、抵抗ＲＬの調整と同様の原理で、温度変化率を調整することができる。例えば、抵抗ＲＨの値を大きくすると、各スイッチＳＷ０〜ＳＷ６部分の電圧が下降し、隣り合うスイッチＳＷの電圧の差が小さくなるため、温度変化率は小さくなる。抵抗ＲＨの値を小さくすると、各スイッチＳＷ０〜ＳＷ６部分の電圧が上昇し、隣り合うスイッチＳＷの電圧の差が大きくなるため、温度変化率は大きくなる。

【0048】

抵抗ＲＬ、抵抗ＲＨを調整すると、温度変化率が変化するとともに、温度センサが検出可能な温度範囲が変化する。例えば、抵抗ＲＬ（低レベル側の抵抗素子）の抵抗値を大きくすると、温度センサの検出可能な温度範囲の下限値が上昇し、抵抗ＲＨ（高レベル側の抵抗素子）の抵抗値を大きくすると、温度センサの検出可能な温度範囲の上限値が下降する。このため、アプリケーションの使用環境や検出したい温度範囲に合わせて、抵抗ＲＬと抵抗ＲＨの一方または両方を調整することが好ましい。

【0049】

また、第１の調整用不揮発性メモリ１２１の値により、出荷時にＶＢＧＲが調整される。ＶＢＧＲの調整により、スイッチＳＷ０〜ＳＷ６の電圧を上昇／下降させることができるため、第１の調整用不揮発性メモリ１２１によっても、温度変化率を調整することができる。例えば、ＶＢＧＲを小さくすると、ＶＢＧＲの下降に合わせて、各スイッチＳＷ０〜ＳＷ６部分の電圧と隣り合うスイッチＳＷの電圧の差が小さくなるため、温度変化率は小さくなる。ＶＢＧＲを大きくすると、ＶＢＧＲの上昇に合わせて、各スイッチＳＷ０〜ＳＷ６部分の電圧と隣り合うスイッチＳＷの電圧の差が大きくなるため、温度変化率は大きくなる。

【0050】

以上のように、本実施の形態では、調整用不揮発性メモリの値を調整することで温度センサの温度変化率を調整可能とする。特に、第１の調整用不揮発性メモリと第２の調整用不揮発性メモリを用いて、温度変化率を自由に変えることができる。

【0051】

温度センサはバイポーラトランジスタやＭＯＳＦＥＴなどのデバイスが持つ製造ばらつきにより、製造したチップ毎に異なる温度変化率を持つ。そこで、第１の調整用不揮発性メモリの領域を用いて、この温度変化率のばらつきを調整する。この時、各チップの第２の調整用不揮発メモリの値は同じ値に設定しておく。

【0052】

その後、ユーザは第２の調整用不揮発性メモリの値を、データシートなどの値を参考に調整することで様々なアプリケーションに適した温度変化率を実現できる。この手法によりユーザは温度センサが持つばらつきを考えず調整が可能となるため、温度センサの制御が容易となる。このような制御が容易となることで回路の容易化に寄与してアプリケーションの性能向上につながる。

【0053】

すなわち、温度変化率を用いて、様々なアプリケーションに合わせた補正を行うことで、対象のアプリケーションの性能向上が実現できる。アプリケーションが求める最適な温度変化率はアプリケーション毎に異なることが一般的であるため、多様な用途に対応が求められるマイコンに搭載された温度センサにおいて温度変化率を自由に変更可能とすることで大きな効果が得られる。

【0054】

また。フラッシュメモリなどの不揮発メモリはマイコンに標準で搭載されていることが多く、温度センサを不揮発メモリで容易に制御することができる。この標準的に搭載された不揮発性メモリと温度センサを用いて温度変化率を自由にかつ容易に変更することができる。

【0055】

（実施の形態２）
以下、図面を参照して実施の形態２について説明する。実施の形態１では、第２の調整用不揮発性メモリがＡＤＣ部１１２内の抵抗ＲＬを調整することで温度変化率を変更したが、本実施の形態では、Ｖｐｔａｔを調整することで温度変化率を変更する。

【0056】

図１０は、本実施の形態に係る温度検知部１１１の回路構成の具体例を示している。図１０の温度検知部１１１は、実施の形態１の図４の温度検知部１１１の構成に加えて、さらに、オペアンプＯＰ３、抵抗Ｒ７及びＲ８を備えている。オペアンプＯＰ３は、一方の入力端子が抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６の間のノードに接続されてＶｐｔａｔを入力し、出力端子と接地電位の間に抵抗Ｒ８及びＲ７が直列接続され、他方の入力端子が抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ７の間のノードに接続されている。

【0057】

オペアンプＯＰ３の出力端子の電圧がＶｐｔａｔ２として出力される。Ｖｐｔａｔ２が、ＡＤＣ部１１２のコンパレータＣＭＰに入力される。つまり、本実施の形態では、コンパレータＣＭＰは、ＶｒｅｆとＶｐｔａｔ２が入力され、この２つの電圧を比較する。

【0058】

オペアンプＯＰ３、抵抗Ｒ７及びＲ８は、Ｖｐｔａｔを調整するＶｐｔａｔ調整部（温度依存信号調整部）１１３であり、Ｖｐｔａｔ調整部１１３は、温度検知部１１１の外部、例えば温度検知部１１１とＡＤＣ部１１２の間に配置されてもよく、また、図１１のように、ＡＤＣ部１１２に備えられていてもよい。

【0059】

Ｖｐｔａｔ調整部１１３は、入力電圧を降圧する降圧回路（もしくは昇圧回路）であり、Ｖｐｔａｔの電圧を次の式（５）に示すＶｐｔａｔ２に変換する。

【数5】

【0060】

本実施の形態では、抵抗Ｒ８の抵抗値を可変抵抗として変えることにより、Ｖｐｔａｔ２を調整可能とし、Ｖｐｔａｔ２を調整することで温度変化率を変えることができる。図１２（ａ）は、Ｖｐｔａｔ２＝Ｖｐｔａｔのときの、温度に対する電圧の変化を示している。この場合、Ｖｐｔａｔの電圧とスイッチＳＷ０〜ＳＷ６の電圧との関係から、実施の形態１と同様の温度変化率となる。

【0061】

図１２（ｂ）は、Ｖｐｔａｔ２を図１２（ａ）より大きくした場合、すなわち、Ｖｐｔａｔ２＝αＶｐｔａｔ（α＞１）の場合の例である。Ｖｐｔａｔ調整部１１３によりＶｐｔａｔを大きくすると、図１２（ｂ）のように、温度に対する電圧の傾きが急になる。そうすると、スイッチＳＷ０〜ＳＷ６の電圧に対応する温度が下降し、隣り合うスイッチＳＷの電圧に対応する１ｂｉｔあたりの温度範囲が狭くなるため、温度変化率が小さくなる。また、Ｖｐｔａｔを小さくすると、温度に対する電圧の傾きが緩やかになり、スイッチＳＷ０〜ＳＷ６の電圧に対応する温度が上昇し、隣り合うスイッチＳＷの電圧に対応する１ｂｉｔあたりの温度範囲が広くなるため、温度変化率が大きくなる。

【0062】

以上のように、第２の調整用不揮発性メモリの値に応じて、Ｖｐｔａｔを調整した場合でも、実施の形態１と同様に、温度センサの温度変化率を自由にかつ容易に変更することができる。

【0063】

（実施の形態３）
以下、図面を参照して実施の形態３について説明する。本実施の形態では、実施の形態１及び２における温度検知部１１１の他の構成例について説明する。温度検知部１１１は、ブロコウ型の回路に限らず、ＶＢＧＲ及びＶｐｔａｔを生成できれば、その他のバンドギャップリファレンス回路で構成してもよい。

【0064】

図１３は、本実施の形態に係る温度検知部１１１の回路構成の他の例を示している。図１３に示すように、温度検知部１１１は、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１〜ＭＰ５、バイポーラトランジスタＢＪ１１〜ＢＪ１４、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３を備えている。バイポーラトランジスタＢＪ１１〜ＢＪ１４は、例えば、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタである。ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１及びバイポーラトランジスタＢＪ１１が直列接続され、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ２、バイポーラトランジスタＢＪ１２及び抵抗Ｒ１１が直列接続され、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ３及びバイポーラトランジスタＢＪ１３が直列接続され、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ４、抵抗Ｒ１２及びバイポーラトランジスタＢＪ１４が直列接続され、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ５及び抵抗Ｒ１３が直列接続されている。これらの直列回路が、電源電位と接地電位の間で並列に接続されている。

【0065】

バイポーラトランジスタＢＪ１１〜ＢＪ１３は、カレントミラー接続されている。バイポーラトランジスタＢＪ１１〜ＢＪ１３のベースとバイポーラトランジスタＢＪ１１のコレクタとが共通接続されている。バイポーラトランジスタＢＪ１４は、ベースがコレクタに接続されている。

【0066】

ＰＭＯＳトランジスタＭＰ１のゲートが、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ２のドレインに接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＭＰ２〜ＭＰ５は、カレントミラー接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＭＰ２〜ＭＰ５のゲートとＰＭＯＳトランジスタＭＰ３のドレインとが共通接続されている。ＰＭＯＳトランジスタＭＰ４（第１のトランジスタ）のドレインと抵抗Ｒ１２（第１の抵抗素子）との間のノードの電圧がＶＢＧＲとして出力される。ＰＭＯＳトランジスタＭＰ５（第２のトランジスタ）のドレインと抵抗Ｒ１３（第２の抵抗素子）との間のノードの電圧がＶｐｔａｔとして出力される。

【0067】

ここで、ＰＭＯＳトランジスタＭＰ２〜ＭＰ５に流れる電流Ｉｐｔａｔ（Ｉｐｔａｔ２〜Ｉｐｔａｔ５）、Ｖｐｔａｔは、次の式（６）、（７）で表される。

【数6】

【数7】

【0068】

Ｖｂｅは、上記式（３）と同様であるため、上記式（３）及び式（７）より、ＶＢＧＲは次の式（８）となる。

【数8】

【0069】

上記式（６）より、Ｉｐｔａｔは絶対温度Ｔに比例し、同様に、上記式（７）より、Ｖｐｔａｔも絶対温度Ｔに比例する。上記式（７）及び（８）より、図１３の構成においても、温度に対して一定な電圧ＶＢＧＲと温度に対して傾きを持つＶｐｔａｔを生成することができる。

【0070】

４つのＰＭＯＳトランジスタＭＰ２〜ＭＰ５は、理想的に同じ電流Ｉｐｔａｔ（＝Ｉｐｔａｔ２＝Ｉｐｔａｔ３＝Ｉｐｔａｔ４＝Ｉｐｔａｔ５）となるが、ＰＭＯＳトランジスタの持つＶＤＳ依存性やミスマッチによって、これらの電流は等しくならない。そのため、サンプル毎にランダムに起きるＶＢＧＲとＶｐｔａｔの電圧値のばらつきをＲ１２とＲ１３の抵抗値により変更する。すなわち、第１の調整用不揮発性メモリ１２１に格納されるコードの値（誤差補正データ）に応じて、抵抗Ｒ１２及びＲ１３の抵抗値を変更することで、誤差を補正することができる。可変抵抗Ｒ１２及びＲ１３の構成は、図５の抵抗Ｒ
６と同様でよい。

【0071】

以上のように、温度センサの温度検知部をその他のバンドギャップリファレンス回路で構成した場合でも、上記実施の形態と同様に、温度変化率を自由にかつ容易に変更可能な温度センサを実現することができる。

【0072】

（実施の形態４）
本実施の形態を含む以下の実施の形態では、上記実施の形態に係る半導体装置１００を種々のアプリケーションに適用した応用例について説明する。なお、以下の実施の形態において、実施の形態１〜３のいずれの半導体装置１００を使用してもよい。

【0073】

図１４は、上記実施の形態に係る半導体装置１００を、温度計（温度表示システム）に適用した例を示している。例えば、温度計２００は、半導体装置１００とＵＩ（ユーザインタフェース）回路２０１を備えている。この例では、半導体装置１００は、実施の形態１と同様に、温度センサ１１０、第１の調整用不揮発性メモリ１２１、第２の調整用不揮発性メモリ１２２を備え、さらに、ユーザ調整用端子１０１、温度情報出力端子１０２を備えている。

【0074】

第１の調整用不揮発性メモリ１２１には、出荷時調整データが格納され、製造ばらつきによる誤差が補正されている。さらに、ユーザは、ユーザ調整用端子１０１を介して第２の調整用不揮発性メモリ１２２に調整用データを入力することで、温度変化率を任意に調整する。温度情報出力端子１０２には、温度センサ１１０が出力するデジタル値の温度情報を表示するディスプレイなどのＵＩ回路２０１が接続されている。ＵＩ回路２０１は、温度情報をユーザに任意の方法で伝達できる装置であればよい。

【0075】

図１５は、温度計２００の半導体装置１００で温度変化率を調整する例を示している。例えば、０.１℃毎に表示が変わる温度計を設計する場合を考える。

【0076】

図１５（ａ）に示すように、調整前は０．０８℃毎に温度センサ１１０が出力するコードが変化する場合とする。この場合、デジタル出力と温度の関係にズレが生じ、誤差が発生してしまう。この対策としてＡＤＣ部１１２のｂｉｔを増加させ、０．０８℃を０．０４℃毎に１コード変わるように高精度なＡＤＣ部１１２とする必要が生じ、カスタム品として設計することになる。

【0077】

しかし、上記実施の形態のようにユーザが第２の調整用不揮発性メモリを用いて温度変化率を自由に調整可能とすることにより、図１５（ｂ）に示す通り、０．１℃毎に温度センサ１１０の出力するコードが変化するように温度変化率を調整できるため、誤差なく直接デジタルコードに対応した温度を表示する温度計が設計できる。

【0078】

（実施の形態５）
図１６は、上記実施の形態に係る半導体装置１００を、セラミック発振子を基準とした時計（時刻表示システム）に適用した例を示している。例えば、時計２１０は、半導体装置１００とＵＩ回路２０１を備えている。

【0079】

この例では、半導体装置１００は、実施の形態１と同様に、温度センサ１１０、第１の調整用不揮発性メモリ１２１、第２の調整用不揮発性メモリ１２２を備え、さらに、ユーザ調整用端子１０１、クロック出力端子１０３、制御回路１３１、分周器１３２、セラミック発振器１４０を備えている。第１の調整用不揮発性メモリ１２１には、出荷時調整データが格納されており、さらに、ユーザは、ユーザ調整用端子１０１を介して第２の調整用不揮発性メモリ１２２に調整用データを入力することで、温度変化率を任意に調整する。

【0080】

セラミック発振器１４０は、セラミック発振子を用いて所定の周波数のクロックを生成する回路であり、この例では、セラミック発振子１４１、インバータ１４２及び１４３を備えている。例えば、セラミック発振子１４１は、半導体装置１００の外部に設けられている。セラミック発振子１４１とインバータ１４３とが並列接続され、インバータ１４２とインバータ１４３が直列接続されており、インバータ１４２からクロックが出力される。

【0081】

分周器１３２は、セラミック発振器１４０が生成したクロックを分周し、分周したクロックを、クロック出力端子１０３を介してＵＩ回路２０１へ出力する。制御回路１３１は、温度センサ１１０が出力するデジタル値に基づいて、分周器１３２のクロックの分周数を切り替える。

【0082】

時計２１０では、分周器１３２から出力された周波数＝１Ｈｚのクロックを基に、ＵＩ回路２０１が時刻の表示を変更する。この場合、±５０ｐｐｍ（±０．００５％）ほどの非常に高精度な周波数精度が要求される。しかし、セラミック発振子は安価な反面、図１７に示すセラミック発振子の特性例のように、温度に応じた周波数変動が例えば±２０００ｐｐｍと大きくそのまま使用することができない。そこで以下に示す手法などで、周波数精度の向上を行う必要がある。例として図１７の特性のセラミック発振子を使用した場合を考える。

【0083】

セラミック発振器の出力周波数を１ＭＨｚとしたとき、１，０００，０００分周することで１Ｈｚになる。しかし、低温では０．２％周波数が変わるので１．００２ＭＨｚを出力する。このとき分周数が１，００２，０００分周であれば１Ｈｚを得ることができる。つまり図１８に示すように、セラミック発振子の特性に合わせて温度毎の分周数を切り替えることで周波数精度の向上を行うことが可能となる。

【0084】

ここで重要となるのが温度変化率である。−２０℃〜８０℃の間に９９８，０００分周〜１，００２，０００分周を切り替える場合、単純に考えると１００／４０００＝０．０２５℃／ｓｔｅｐが最適値となる。もし、セラミック発振器の温度による発振周波数の変化の傾きが一定で、０．０２５℃／ｓｔｅｐに温度変化率を設定できれば、周波数精度は±０．５ｐｐｍとなるし、０．１℃／ｓｔｅｐでも±２ｐｐｍとなる。

【0085】

ただし、実際にはすべてのセラミック発振器は同じ特性をもつことは無く、個体毎にばらつきが生じる。このばらつきを上記実施の形態のように第２の調整用不揮発性メモリを用いて、セラミック発振器の個体毎に調整可能とすることで、容易に理想の周波数精度を得ることができる。

【0086】

なお、同様な手法で±５００ｐｐｍの周波数精度が要求されるＵＳＢ（Universal Serial Bus）への適用なども可能である。

【0087】

（実施の形態６）
図１９は、上記実施の形態に係る半導体装置１００を、定期的なリフレッシュ動作が必要な揮発性メモリ制御装置（揮発性メモリ制御システム）に適用した例を示している。例えば、揮発性メモリ制御装置２２０は、半導体装置１００と揮発性メモリ２２１を備えている。

【0088】

この例では、半導体装置１００は、実施の形態１と同様に、温度センサ１１０、第１の調整用不揮発性メモリ１２１、第２の調整用不揮発性メモリ１２２を備え、さらに、ユーザ調整用端子１０１、クロック出力端子１０３、制御回路１３３、ＯＣＯ（Ｏｎ−Ｃｈｉｐ−Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）１３４を備えている。第１の調整用不揮発性メモリ１２１には、出荷時調整データが格納されており、さらに、ユーザは、ユーザ調整用端子１０１を介して第２の調整用不揮発性メモリ１２２に調整用データを入力することで、温度変化率を任意に調整する。

【0089】

ＯＣＯ１３４は、半導体装置内に搭載された発振器であり、所定の周波数のクロックを生成し、生成したクロックを、クロック出力端子１０３を介して揮発性メモリ２２１へ出力する。制御回路１３３は、温度センサ１１０が出力するデジタル値に基づいて、ＯＣＯ１３４の生成するクロックの周波数を切り替える。

【0090】

通常、実施の形態４で示したように、クロックは温度に依らず一定であることが望ましい。そのため半導体装置の出荷時は一定となるようにＯＣＯのクロックを調整することが普通である。しかし、クロックを用いて定期的なリフレッシュ動作が必要なＤＲＡＭなどの揮発性メモリに適用する場合などはその限りではない。

【0091】

このリフレッシュ動作について述べる。図２０（ａ）は、１Ｔｒ−１Ｃａｐ型（１トランジスタ−１キャパシタ）のＤＲＡＭのメモリセルを示している。ＤＲＡＭでは、複数のワード線と複数のビット線が格子状に直交し延在しており、ワード線とビット線が交差する位置にメモリセルが形成されている。図２０（ａ）に示すようにメモリセルは、トランジスタＴｒとコンデンサＣを備えている。トランジスタＴｒは、ゲートがワード線に接続され、ドレイン（もしくはソース）がビット線に接続され、ソース（もしくはドレイン）と接地電位の間にコンデンサＣが接続されている。

【0092】

この場合、コンデンサＣに蓄えられた情報（０または１）は、トランジスタＴｒのリーク電流によって図２０（ｂ）に示すように時間と共に失われてしまう。そのため、図２０（ｃ）のように、定期的にメモリセルに値を再書き込みする必要があり、これをリフレッシュ動作という。

【0093】

このリフレッシュ動作の間隔は低消費電流の観点から長い（つまり周波数が低い）程良い。そして、コンデンサに蓄えられた情報はトランジスタのリーク電流によって失われる。このリーク電流は高温になるに従い、増加する特性を持っている。つまり、高温になるに従いリフレッシュ動作の間隔は短くする必要があり、クロックの周波数が一定の場合、低温ではまだリフレッシュの必要がない状態であるのにも関わらず、リフレッシュ動作を行ってしまい、無駄に消費電流を増加させてしまう。

【0094】

そこで、上記実施の形態のように、使用する揮発性メモリの特性に合わせてユーザが高温になるに従い、第２の調整用不揮発性メモリを用いてクロックの周波数が高くなるように温度変化率を変えて、この無駄を無くすことができる。例えば、ユーザが温度に応じて温度変化率を変えてもよいし、制御回路１３３やＣＰＵが温度に応じて第２の調整用不揮発性メモリの値を自動的に変更してもよい。

【0095】

（実施の形態７）
図２１は、上記実施の形態に係る半導体装置１００を、マイコンシステムに適用した例を示している。例えば、マイコンシステム２３０は、半導体装置１００とスピーカー２３１を備えている。

【0096】

半導体装置１００は、マイコン（マイクロコンピュータ）の一例であり、実施の形態１と同様に、温度センサ１１０、第１の調整用不揮発性メモリ１２１、第２の調整用不揮発性メモリ１２２を備え、さらに、ユーザ調整用端子１０１、スピーカー出力端子１０４、ＣＰＵ１３５を備えている。第１の調整用不揮発性メモリ１２１には、出荷時調整データが格納されており、さらに、ユーザは、ユーザ調整用端子１０１を介して第２の調整用不揮発性メモリ１２２に調整用データを入力することで、温度変化率を任意に調整する。

【0097】

ＣＰＵ１３５は、温度センサ１１０が出力するデジタルの温度情報を取得し、温度情報に基づいた処理を行う。例えば、ＣＰＵ１３５は、温度情報が所定の基準を上回った場合に、アラーム信号を、スピーカー出力端子１０４を介してスピーカー２３１へ出力し、スピーカー２３１からアラームを鳴らす。上記実施の形態のように第２の調整用不揮発性メモリを用いてユーザが温度変化率を調整することにより、所望の精度でスピーカーを鳴らすことができる。

【0098】

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は既に述べた実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の変更が可能であることはいうまでもない。

【符号の説明】

【0099】

１０ 半導体装置
１１ 温度検知部
１２ ＡＤ変換部
１００ 半導体装置
１０１ ユーザ調整用端子
１０２ 温度情報出力端子
１０３ クロック出力端子
１０４ スピーカー出力端子
１１０ 温度センサ
１１１ 温度検知部
１１２ ＡＤＣ部
１１３ Ｖｐｔａｔ調整部
１２１ 第１の調整用不揮発性メモリ
１２２ 第２の調整用不揮発性メモリ
１３１ 制御回路
１３２ 分周器
１３３ 制御回路
１４０ セラミック発振器
１４１ セラミック発振子
１４２、１４３ インバータ
２００ 温度計
２０１ ＵＩ回路
２１０ 時計
２２０ 揮発性メモリ制御装置
２２１ 揮発性メモリ
２３０ マイコンシステム
２３１ スピーカー
ＢＪ１、ＢＪ２、ＢＪ１１〜ＢＪ１４ バイポーラトランジスタ
Ｃ コンデンサ
ＣＭＰ コンパレータ
ＬＧ ロジック回路
Ｍ０〜Ｍ３ ＭＯＳトランジスタ
ＭＰ１~ＭＰ５ ＰＭＯＳトランジスタ
ＯＰ１〜ＯＰ３ オペアンプ
ｒ、Ｒ１〜Ｒ８、Ｒ１１〜Ｒ１３、Ｒａ、ＲＬ、ＲＨ 抵抗
ＳＷ０〜ＳＷ６ スイッチ
Ｔｒ トランジスタ

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】