特許 6837553 アームヒューズ溶断検出手段を備えた電力変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6837553

(24)【登録日】2021年2月12日

(45)【発行日】2021年3月3日

(54)【発明の名称】アームヒューズ溶断検出手段を備えた電力変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20210222BHJP

【ＦＩ】

   H02M7/48 M

【請求項の数】6

【全頁数】16

(21)【出願番号】特願2019-530335(P2019-530335)

(86)(22)【出願日】2017年7月21日

(86)【国際出願番号】JP2017026514

(87)【国際公開番号】WO2019016949

(87)【国際公開日】20190124

【審査請求日】2019年10月25日

(73)【特許権者】

【識別番号】501137636

【氏名又は名称】東芝三菱電機産業システム株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100107928

【弁理士】

【氏名又は名称】井上 正則

(72)【発明者】

【氏名】酒井 裕貴

(72)【発明者】

【氏名】松本 和則

【審査官】 北嶋 賢二

(56)【参考文献】

【文献】 特開平０８−１１１９３０（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００９−２１９１７４（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００４−１２０８８３（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ７／４８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

電源の供給を受けて交流電動機を可変速駆動するインバータと、
前記インバータを構成するＵ相アーム、Ｖ相アーム及びＷ相アームの各相アームに備えられたアームヒューズと、
前記アームヒューズの溶断を検出する第１のアームヒューズ溶断検出手段と、を備え、前記第１のアームヒューズ溶断検出手段は、
前記インバータの３相の出力電流を検出する電流検出部と、
前記電流検出部で検出された３相の電流を互いに直交する２軸の電流成分に変換し出力する変換回路と、
前記変換回路の出力からその絶対値を算出する第１の絶対値算出回路と、
前記インバータ出力の基本波の周期Ｔ期間ごとに前記第１の絶対値算出回路で算出された絶対値が示す最大値及び最小値との差分からリプル電流を算出する第１のリプル電流算出手段と、
前記第１のリプル電流算出手段によって算出されたリプル電流と、設定された第１の閾値とを比較する第１のコンパレータと、
前記インバータの電流指令値にあらかじめ定められた第１の係数を乗じて前記第１の閾値を決定する第１の閾値決定手段と、を備え、
前記第１のコンパレータは、
通常負荷時のリプル電流が、前記第１の閾値以上の時に動作し、
前記第１のコンパレータが動作した時にアームヒューズ溶断と判定することを特徴とするアームヒューズ溶断検出手段を備えた電力変換装置。

【請求項2】

前記第１のアームヒューズ溶断検出手段は、
前記第１のコンパレータが前記インバータ出力の基本波を基準とした予め定められた第１の期間継続したときにアームヒューズ溶断と判定することを特徴とする請求項１に記載のアームヒューズ溶断検出手段を備えた電力変換装置。

【請求項3】

電源の供給を受けて電動機を可変速駆動するインバータと、
前記インバータを構成するＵ相アーム、Ｖ相アーム及びＷ相アームの各相アームに備えられたアームヒューズと、
前記アームヒューズの溶断を検出する第２のアームヒューズ溶断検出手段と、を備え、前記第２のアームヒューズ溶断検出手段は、
前記インバータ出力の基本波の１サイクル分のインバータの各相の出力電流の正方向成分を相単位で積分する正側Ｕ相積分値演算回路、正側Ｖ相積分値演算回路及び正側Ｗ相積分値演算回路と、
前記インバータ出力の基本波の１サイクル分のインバータの各相の出力電流の負方向成分を相単位で積分する負側Ｕ相積分値演算回路、負側Ｖ相積分値演算回路及び負側Ｗ相積分値演算回路と、
前記正側Ｕ相積分値、前記正側Ｖ相積分値及び前記正側Ｗ相積分値の中の少なくとも何れか２つの積分値の差分、並びに負側Ｕ相積分値、負側Ｖ相積分値及び負側Ｗ相積分値の中の少なくとも何れか２つの積分値の差分から電流の不平衡を出力し、さらにその絶対値を算出する回路を備えた第１ないし第４の電流不平衡算出手段と、
前記第1ないし第４の電流不平衡算出手段の出力と設定された第２の閾値とを比較する第２ないし第５のコンパレータと、
第２の閾値は前記インバータの電流指令値にあらかじめ定められた第２の係数を乗じ決定する第２の閾値決定手段と、を備え、
前記第２ないし第５のコンパレータは、
前記第１ないし第４の電流不平衡算出手段の出力が前記第２の閾値以上の時に動作し、前記第２ないし第５のコンパレータのいづれか１つが動作した時にアームヒューズ溶断と判定することを特徴とするアームヒューズ溶断検出手段を備えた電力変換装置。

【請求項4】

前記第２のアームヒューズ溶断検出手段は、
前記第２のコンパレータが前記インバータ出力の基本波を基準とした予め定められた第２の期間継続したときにアームヒューズ溶断と判定することを特徴とする請求項３に記載のアームヒューズ溶断検出手段を備えた電力変換装置。

【請求項5】

電源の供給を受けて交流電動機を可変速駆動するインバータと、
前記インバータを構成するＵ相アーム、Ｖ相アーム及びＷ相アームの各相アームに備えられたアームヒューズと、
請求項１に記載の第１のアームヒューズ溶断検出手段と、
請求項３に記載の第２のアームヒューズ溶断検出手段と、
前記第１のアームヒューズ溶断検出手段を構成する電流検出部で検出されたインバータ出力電流と予め定められた軽負荷設定値を比較する第６のコンパレータと、を備え、
前記第６のコンパレータは前記インバータ出力電流が前記軽負荷設定値以上の時動作し、前記第６のコンパレータが動作している時は通常負荷と判断し、
前記第６のコンパレータが動作していない時は軽負荷と判断し、
前記通常負荷時には前記第１のアームヒューズ溶断検出手段を選択し、前記軽負荷時には前記第２のアームヒューズ溶断検出手段を選択することを特徴とするアームヒューズ溶断検出手段を備えた電力変換装置。

【請求項6】

電源の供給を受けて交流電動機を可変速駆動するインバータと、
前記インバータを構成するＵ相アーム、Ｖ相アーム及びＷ相アームの各相アームに備えられたアームヒューズと、
請求項２に記載の第１のアームヒューズ溶断検出手段と、
請求項４に記載の第２のアームヒューズ溶断検出手段と、
前記第１のアームヒューズ溶断検出手段を構成する電流検出部で検出されたインバータ出力電流と予め定められた軽負荷設定値を比較する第６のコンパレータと、を備え、
前記第６のコンパレータは、
前記インバータ出力電流が前記軽負荷設定値以上の時動作し、
前記第６のコンパレータが動作している時は通常負荷と判断し、
前記第６のコンパレータが動作していない時は軽負荷と判断し、
前記通常負荷時には前記第１のアームヒューズ溶断検出手段を選択し、前記軽負荷時には前記第２のアームヒューズ溶断検出手段を選択することを特徴とするアームヒューズ溶断検出手段を備えた電力変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明の実施形態は、アームヒューズ溶断検出手段を備えた電力変換装置に関する。

【背景技術】

【0002】

従来、電力変換装置を構成する３相インバータに用いられるアームヒューズの溶断は、マイクロスイッチの動作で検出していた。

【0003】

（特許文献１参照。）。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特開２００７−２０２２９９号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

しかしながら、高電圧のヒューズの溶断検出に適用しているマイクロスイッチには、自動復帰タイプがなく、振動などによりスイッチが動作すると誤検出してしまい電力変換装置を停止する等の誤動作の可能性があるという課題があった。

【0006】

本発明は、上述した課題を解決するためになされたもので、マイクロスイッチを使用せずに、当該アームヒューズ溶断時のリプル電流からアームヒューズ溶断を検出するアームヒューズ溶断検出手段を備えた電力変換装置を提供する。

【課題を解決するための手段】

【0007】

上記目的を達成するために、本発明の請求項１記載のアームヒューズ溶断検出手段を備えた電力変換装置は、電源の供給を受けて交流電動機を可変速駆動するインバータと、前記インバータを構成するＵ相アーム、Ｖ相アーム及びＷ相アームの各相アームに備えられたアームヒューズと、前記アームヒューズの溶断を検出する第１のアームヒューズ溶断検出手段と、を備え、前記第1のアームヒューズ溶断検出手段は、前記インバータの３相の出力電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部で検出された３相の電流を互いに直交する２軸の電流成分に変換し出力する変換回路と、前記変換回路の出力からその絶対値を算出する第１の絶対値算出回路と、前記インバータ出力の基本波の周期Ｔ期間ごとに前記第１の絶対値算出回路で算出された絶対値が示す最大値及び最小値との差分からリプル電流を算出する第１のリプル電流算出手段と、前記第１のリプル電流算出手段によって算出されたリプル電流と、設定された第１の閾値とを比較する第１のコンパレータと、前記インバータの電流指令値にあらかじめ定められた第１の係数を乗じて前記第１の閾値を決定する第１の閾値決定手段と、を備え、前記第１のコンパレータは、通常負荷時のリプル電流が、前記第１の閾値以上の時に動作し、前記第１のコンパレータが動作した時にアームヒューズ溶断と判定することを特徴とするアームヒューズ溶断検出手段を備えた電力変換装置。

【発明の効果】

【0008】

本実施例によれば、インバータのアームヒューズ溶断をマクロスイッチに寄らず検出することができるため、マイクロスイッチの誤作動によるアームヒューズ溶断の誤検出を防止することができ、電力変換装置が停止するなどの誤動作を防止することができる。

【図面の簡単な説明】

【0009】

【図1】実施例１に係るアームヒューズ溶断検出手段を備えた電力変換装置及び当該電力変換装置に接続された電動機で構成された電力変換システムの概略構成図。

【図2】Ｕ相アームヒューズ溶断検出時の前後における電力変換装置の入出力電流波形を示す図。

【図3】図１に示すアームヒューズ溶断検出部５の構成を示すブロック図。

【図4】図３に示すアームヒューズ溶断検出部５を構成する各部の動作を説明するための詳細図。

【図5】インバータ出力電流の周期Ｔ期間における最大値及び最小値を説明する図。

【発明を実施するための形態】

【0010】

以下、図面を参照して本発明の実施例について説明する。

【実施例1】

【0011】

図１は、実施例１に係るアームヒューズ溶断検出手段を備えた電力変換装置１００及び当該電力変換装置１００に接続された電動機Ｍで構成された電力変換システムの概略構成図である。

【0012】

図示した電力変換装置１００は、コンバータ部１、インバータ部２、電流検出部３、制御部４及びアームヒューズ溶断検出部５を有して構成される。

【0013】

コンバータ部１は、３相交流電源Ｒ（Ｒ相）、Ｓ（Ｓ相）、Ｔ（Ｔ相）をＰ相（正極）及びＮ相（負極）からなる直流電源に変換し、インバータ部２に供給する。

【0014】

インバータ部２は、Ｕ相アーム（Ｕ相上アーム及びＵ相下アームの総称）、Ｖ相アーム（Ｖ相上アーム及びＶ相下アームの総称）、Ｗ相アーム（Ｗ相上アーム及びＷ相下アームの総称）からなる３相アームで構成され、コンバータ部１から供給された直流電源を、電動機Ｍを駆動するために必要な３相交流電源（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に変換する。

【0015】

Ｕ相上アームでは、Ｐ相とスイッチング素子Ｑｕ１のコレクタ間にアームヒューズＦｕ１が接続され、Ｕ相下アームは、Ｎ相とスイッチング素子Ｑｕ２のエミッタ間にアームヒューズＦｕ２が接続される。スイッチング素子Ｑｕ１のエミッタとスイッチング素子Ｑｕ２のコレクタは接続され、その接続点は電流検出部３を経由して電動機ＭのＵ相交流入力端子に接続される。スイッチング素子Ｑｕ１及びＱｕ２にはそれぞれ逆並列にダイオードＤｕ１及びＤｕ２が接続されている。スイッチング素子Ｑｕ１及びＱｕ２のゲートＧは、それぞれ制御部４に接続される。スイッチング素子Ｑｕ１及びＱｕ２は、制御部４から出力されるゲート信号によりスイッチング動作を行い、３相交流電源のＵ相を出力する（インバータのＵ相出力）。

【0016】

Ｖ相上アームでは、Ｐ相とスイッチング素子Ｑｖ１のコレクタ間にアームヒューズＦｖ１が接続され、Ｖ相下アームは、Ｎ相とスイッチング素子Ｑｖ２のエミッタ間にアームヒューズＦｖ２が接続される。スイッチング素子Ｑｖ１のエミッタとスイッチング素子Ｑｖ２のコレクタは接続され、その接続点は電流検出部３を経由して電動機ＭのＶ相交流入力端子に接続される。スイッチング素子Ｑｖ１及びＱｖ２にはそれぞれ逆並列にダイオードＤｖ１及びＤｖ２が接続されている。スイッチング素子Ｑｖ１及びＱｖ２のゲートＧは、それぞれ制御部４に接続され、スイッチング素子Ｑｖ１及びＱｖ２は、制御部４から出力されるゲート信号によりスイッチング動作を行い、３相交流電源のＶ相を出力する（インバータのＶ相出力）。

【0017】

Ｗ相上アームでは、Ｐ相とスイッチング素子Ｑｗ１のコレクタ間にアームヒューズＦｗ１が接続され、Ｗ相下アームは、Ｎ相とスイッチング素子Ｑｗ２のエミッタ間にアームヒューズＦｗ２が接続される。スイッチング素子Ｑｗ１のエミッタとスイッチング素子Ｑｗ２のコレクタは接続され、その接続点は電流検出部３を経由して電動機ＭのＷ相交流入力端子に接続される。スイッチング素子Ｑｗ１及びＱｗ２にはそれぞれ逆並列にダイオードＤｗ１及びＤｗ２が接続されている。スイッチング素子Ｑｗ１及びＱｗ２のゲートＧは、それぞれ制御部４に接続され、スイッチング素子Ｑｗ１及びＱｗ２は、制御部４から出力されるゲート信号によりスイッチング動作を行い、３相交流電源のＷ相を出力する（インバータのＷ相出力）。

【0018】

電流検出部３は、上記インバータのＵ相出力電流Ｉｕ_Ｆ、Ｖ相出力電流Ｉｖ_Ｆ、Ｗ相出力電流Ｉｗ_Ｆを検出し、アームヒューズ溶断検出部５に出力する。

【0019】

制御部４は、図示されない上位制御装置からの速度指令を、制御部内で互いに直交する２軸のＤ軸の電流指令値とＱ軸の電流指令値に変換する。制御部４は電流検出部３からの上記インバータのＵ相出力電流Ｉｕ_Ｆ、Ｖ相出力電流Ｉｖ_Ｆ、Ｗ相出力電流Ｉｗ_Ｆを使用し、これを制御部内の電流指令演算回路内で互いに直交する２軸のＤ軸の電流フィードバック値とＱ軸の電流フードバック値に変換する。制御部４は前述のＤ軸の電流指令値とＱ軸の電流指令値に対し、Ｄ軸の電流フィードバック値とＱ軸の電流フードバック値が追従する様にインバータ部２のスイッチング素子Ｑｕ１，Ｑｕ２，Ｑｖ１，Ｑｖ２，Ｑｗ１及びＱｗ２，のゲートＧにゲート信号を出力する。

【0020】

このようにして電動機Ｍは可変速駆動される。

【0021】

なお、制御部４は、インバータ部２を構成するＵ相上アーム及び下アームを構成するスイッチング素子Ｑｕ１及びＱｕ２、Ｖ相上アーム及び下アームを構成するスイッチング素子Ｑｖ１及びＱｖ２並びにＷ相上アーム及び下アームを構成するスイッチング素子Ｑｗ１及びＱｗ２を制御する制御主体であることから、図１では、当該インバータ部２に制御部４を含めない場合を例示したが、制御部４をインバータ部２に含めた場合も同様の効果が得られる。何れの場合も本発明の範囲に含まれる。

【0022】

また、コンバータ部１は、制御部４から出力されるゲート信号によって制御されない場合を例示したが、上記インバータ部２のゲート制御同様に、コンバータ部１が、スイッチング素子で構成され、上記制御部４の制御部４から出力されるゲート信号によって制御される場合もある。何れの場合も本発明の範囲に含まれる。以上のことを前提に以下、説明する。

【0023】

アームヒューズ溶断検出部５は、電流検出部３から出力されたインバータのＵ相出力電流Ｉｕ_Ｆ、Ｖ相出力電流Ｉｖ_Ｆ及びＷ相出力電流Ｉｗ_Ｆを入力し、アームヒューズの溶断を検出する。

【0024】

図２は、時刻ｔ１でＵ相アームヒューズが溶断した場合の、溶断時の前後における入出力電流波形を示す図である。図２（１）は、３相交流電源Ｒ、Ｓ、Ｔからコンバータ１に入力される３相交流電流Ｉｒ、Ｉｓ，Ｉｔの波形の一例である。図２（２）は、Ｕ相出力電流Ｉｕ_Ｆ、Ｖ相出力電流Ｉｖ_Ｆ及びＷ相出力電流Ｉｗ_Ｆ波形の一例である。図２（３）は、インバータ出力電流Ｉ１_Ｆ波形の一例である。これらの図を参照して、本実施例に係る上記アームヒューズ溶断検出方法を説明する。

【0025】

図３は、図１に示すアームヒューズ溶断検出部５の構成を示すブロック図である。アームヒューズ溶断検出部５は、第1のアームヒューズ溶断検出部５０（第1のアームヒューズ溶断検出手段）、第２のアームヒューズ溶断検出部６０（第２のアームヒューズ溶断検出手段）、切替部７０及びアームヒューズ溶断検出出力部８０を有して構成される。図４は、図３に示すアームヒューズ溶断検出部５を構成する各部の動作を説明するための詳細図である
第1のアームヒューズ溶断検出部５０は、通常負荷時に上述した各アームに接続された、アームヒューズの溶断を検出する。検出結果は、第１の検出結果信号（１：アームヒューズ溶断有、０：アームヒューズ溶断無し）として、論理積５１３の端子Ａに入力される。

【0026】

切替部７０は、コンパレータ７０３を有して構成される。コンパレータ７０３は後述されるインバータ出力電流Ｉ１_Ｆをフィルタ７０１を経由してコンパレータ７０３の端子Ａに入力した値と、端子Ｂに入力された設定回路７０２であらかじめ設定される軽負荷設定値とを比較することにより、通常負荷であるか軽負荷であるかを判別し、その判別結果をコンパレータ７０３の端子Ｃから切替信号（１：通常負荷、０：軽負荷）として出力する。出力された切替信号は、論理積５１３の端子Ｂに入力される。

【0027】

論理積５１３の出力信号は、ＯＦＦディレイ５１５及びＯＮディレイ５１７からなる信号処理回路に入力される。

【0028】

本実施例による第1のアームヒューズ溶断検出は、後述するようにインバータ部２の３相の出力電流を互いに直行する２軸の成分に変換した絶対値のリプル電流が所定の閾値を超え、かつ、上記切替信号によって選択され、さらに、後述する周期Ｔを１サイクルとする所定のサイクル回数分（例えば、５サイクル）、継続して検出されたときに、第1のアームヒューズ溶断と判定する。このようなアームヒューズ溶断検出方法を用いることにより、誤検出を防止することが可能である。そのために、ＯＦＦディレイ５１５及びＯＮディレイ５１７からなる信号処理を行っている（詳細は後述する。）
上記ＯＮディレイ５１７の出力信号は、アームヒューズ溶断検出出力部８０の論理和８０１の端子Ａに入力され、論理和８０１の端子Ｃからアームヒューズ溶断検出信号（ＩＮＶ_ＰＨ_ＬＯＳＳ）が出力される。

【0029】

第２のアームヒューズ溶断検出部６０は、軽負荷時に上述した各アームに接続されたアームヒューズの溶断を検出する。検出結果は、検出結果信号（１：アームヒューズ溶断有、０：アームヒューズ溶断無し）として、論理積６２２の端子Ｂに入力する。

【0030】

切替部７０は、コンパレータ７０３の端子Ｃから切替信号（１：通常負荷、０：軽負荷）として出力された信号を反転回路７０４で反転し、論理積６２２の端子Ａに入力する。

【0031】

論理積２の出力信号は、ＯＦＦディレイ２及びＯＮディレイ２からなる信号処理回路に入力される。

【0032】

本実施例による第２のアームヒューズ溶断検出は、後述するようにインバータ部２の３相の出力電流を相毎に半サイクル間積分した値の相間のアンバランスが所定の閾値を超え、かつ、上記切替信号によって選択され、さらに、後述する周期Ｔを１サイクルとする所定のサイクル回数分（例えば、５サイクル）、継続して検出されたときに、第２のアームヒューズ溶断と判定する。このようなアームヒューズ溶断検出方法を用いることにより、誤検出を防止することが可能である。そのために、ＯＦＦディレイ６２４及びＯＮディレイ６２６からなる信号処理を行っている（詳細は後述する。）。
上記ＯＮディレイ６２６の出力信号は、アームヒューズ溶断検出出力部８０の論理和８０１の端子Ｂに入力され、論理和８０１の端子Ｃからアームヒューズ溶断検出信号（ＩＮＶ_ＰＨ_ＬＯＳＳ）が出力される。

【0033】

論理和８０１の端子Ｃからアームヒューズ溶断検出信号（ＩＮＶ_ＰＨ_ＬＯＳＳ）が出力された場合は図示されない保護回路により適切な保護連動がおこなわれることになる。

【0034】

図５は、インバータ出力電流の周期Ｔ期間における最大値及び最小値を説明する図である。

【0035】

第１のアームヒューズ溶断検出部５０は、通常負荷時に上述した各アームに接続されたアームヒューズの溶断を検出するために、位相検出回路５０１、リセット信号発生回路５０２、ＤＱ変換回路５０３、絶対値算出回路５０４、最大値保持回路５０６、最小値保持回路５０８、コンパレータ５１２、論理積５１３、ＯＦＦディレイ５１５、ＯＮディレイ５１７などを有して構成される。

【0036】

位相検出回路５０１は、インバータ部２出力の電気角位相θを検出する回路である。位相検出回路５０１は電動機Ｍの入力端子電圧や上述したインバータ部２のＵ相出力電流Ｉｕ_Ｆ、Ｖ相出力電流Ｉｖ_Ｆ又はＷ相出力電流Ｉｗ_Ｆを使用した速度推定回路に使用される位相同期回路（ＰＬＬ）による位相検出回路の出力を使用してもよく、あるいは電動機Ｍに機械的に取り付けた回転角度検出器やポジションセンサ等の信号を使用して検出してもよい。

【0037】

位相検出回路５０１は、上述した方法により、インバータ部２の出力電圧又は出力電流の基本波の周期である周期Ｔ、及び位相信号θを出力する。

【0038】

位相信号θは、リセット信号発生回路５０２及びＤＱ変換回路５０３に入力される。

【0039】

リセット信号発生回路５０２は、上記位相信号θからインバータ部２の出力電圧の基本波の１サイクルに１回リセット信号を出力し、各々後述する最大値保持回路５０６、最小値保持回路５０８、正側Ｕ相積分値演算回路６０１、正側Ｖ相積分値演算回路６０２、正側Ｗ相積分値演算回路６０３、負側Ｕ相積分値演算回路６０４、負側Ｖ相積分値演算回路６０５および負側Ｗ相積分値演算回路６０６のリセット信号入力に接続される。

【0040】

ＤＱ変換回路５０３（変換回路）は、位相信号θを基準信号として、入力されたインバータ部２のＵ相出力電流Ｉｕ_Ｆ、Ｖ相出力電流Ｉｖ_Ｆ及びＷ相出力電流Ｉｗ_Ｆからなる３相の電流を、互いに直交するＤ軸及びＱ軸からなる２軸ベクトル電流に変換し、Ｄ軸電流ＩＤ_ＦＢＫ及びＱ軸電流ＩＱ_ＦＢＫを生成する。

【0041】

絶対値算出回路５０４（第１の絶対値算出回路）は、ＤＱ変換回路５０３で生成されたＤ軸電流ＩＤ_ＦＢＫ及びＱ軸電流ＩＱ_ＦＢＫから絶対値電流Ｉ１_Ｆを算出する。絶対値電流Ｉ１_Ｆは、インバータ部２から出力されるインバータ出力電流（負荷電流）であることから、以下、インバータ出力電流と称する場合もある。インバータ出力電流Ｉ１_Ｆは、下式（１）により算出される。

【0042】

インバータ出力電流Ｉ１_Ｆは最大値保持回路５０６のＡ入力、最小値保持回路５０８のＡ入力およびフィルタ２の入力端子に入力される。

【0043】

最大値保持回路５０６は、絶対値算出回路５０４で算出されたインバータ出力電流Ｉ１_Ｆが初期値１として設定回路５０５で設定された電流値よりも大きい場合に、その大きいインバータ出力電流Ｉ１_Ｆを検出し保持すると共に、当該インバータ出力電流Ｉ１_Ｆを新たな初期値として設定する。この設定により、初期値が更新される。インバータ出力電流Ｉ１_Ｆが更新された初期値よりも大きい場合に、その大きいインバータ出力電流Ｉ１_Ｆを検出し保持すると共に、当該インバータ出力電流Ｉ１_Ｆを新たな初期値として設定する。この処理を繰り返すことにより、インバータ出力電流の最大値Ｉ１_Ｆｍａｘが検出され、保持される（図５参照）。なお、保持されたインバータ出力電流の最大値Ｉ１_Ｆｍａｘは、リセット信号発生回路５０２から周期Ｔごとに出力されるリセット信号によって設定回路５０５で設定された初期値１にリセットされる。

【0044】

最小値保持回路５０８は、絶対値算出回路５０４で算出されたインバータ出力電流Ｉ１_Ｆが初期値２として設定回路５０７で設定された電流値よりも小さい場合に、その小さいインバータ出力電流Ｉ１_Ｆを検出し保持すると共に、当該インバータ出力電流Ｉ１_Ｆを新たな初期値として設定する。この設定により、初期値が更新される。インバータ出力電流Ｉ１_Ｆが更新された初期値よりも小さい場合に、その小さいインバータ出力電流Ｉ１_Ｆを検出し保持すると共に、当該インバータ出力電流Ｉ１_Ｆを新たな初期値として設定する。この処理を繰り返すことにより、インバータ出力電流の最小値Ｉ１_Ｆｍｉｎが検出され、保持される（図５参照）。なお、保持されたインバータ出力電流の最小値Ｉ１_Ｆｍｉｎは、リセット信号発生回路５０２から周期Ｔごとに出力されるリセット信号によって設定回路５０７で設定された初期値２にリセットされる。

【0045】

減算回路５０９は、最大値保持回路５０６から出力されたインバータ出力電流の最大値Ｉ１_Ｆｍａｘから、最小値保持回路５０８から出力されたインバータ出力電流の最小値Ｉ１_Ｆｍｉｎを減算しして得られた差分からなる通常負荷時のリプル電流Ｉ１_Ｆｒｐｌを算出する（図５参照。第１のリプル電流算出手段）。上記インバータ出力電流の最大値Ｉ１_Ｆｍａｘから、最小値Ｉ１_Ｆｍｉｎを減算しして得られた差分は、通常負荷時のリプル電流Ｉ１_Ｆｒｐｌを示しており、図２（３）から明らかなように、当該通常負荷時のリプル電流Ｉ１_Ｆｒｐｌは、時刻ｔ１以前のアームヒューズ溶断発生前は小さな値を示すが、時刻ｔ１以降のアームヒューズ溶断発生後は、大きな値を示す。算出された通常負荷時のリプル電流Ｉ１_Ｆｒｐｌは、コンパレータ５１２の端子Ａに入力される。

【0046】

コンパレータ５１２（第１のコンパレータ）は、端子Ａに入力される上記通常負荷時のリプル電流が端子Ｂに入力される閾値（第1の閾値）を超えているか比較する。上記閾値は以下に示す方法によって設定される。

【0047】

図示されていないインバータ出力電流制御回路により互いに直交する２軸成分に変換されたインバータ出力電流のＤ軸電流指令値ＩＤ_Ｒ及びＱ軸電流指令値ＩＤ_Ｑから電流指令値の絶対値（以下、電流指令値と称する。）Ｉ_Ｒを絶対値算出回路６１９にて算出する。電流指令値Ｉ_Ｒは、下式（２）により算出される。

【0048】

尚、図４では絶対値算出回路６１９が第２のアームヒューズ溶断検出部６０に記載されているが、絶対値検出回路６１９の出力は第１のアームヒューズ溶断検出部５０でも使用するため作図の関係で便宜上であり、絶対値検出回路６１９は第１のアームヒューズ溶断検出部５０にあってもよい。あるいは図示されていないインバータ出力電流の制御回路部でもよい。

【0049】

電流指令値Ｉ＿Ｒはフィルタ５１０で平滑化され、さらに比例回路５１１にて比例ゲインＫ１を乗じて閾値としてコンパレータ５１２のＢ端子に入力される（第1の閾値決定手段）。すなわちコンパレータ５１２の閾値は電流指令値Ｉ＿Ｒに比例した値に設定されることになる。フィルタ５１０は一次遅れ要素で、高域ノイズを除去する目的で使用される。

【0050】

比較の結果は、論理積５１３の端子Ａに入力される。論理積５１３の端子Ｂには、図３で説明したコンパレータ７０３の出力である切替信号が入力される。

【0051】

通常負荷時はコンパレータ７０３の出力である切替信号は１(High Level)である。

【0052】

よって、アームヒューズ溶断を検出すると、コンパレータ５１２から１(High Level)が出力され、さらに論理積５１３の出力も１(High Level)が出力される。

【0053】

論理積５１３の出力信号は、ＯＦＦディレイ５１５及びＯＮディレイ５１７からなる信号処理回路に入力される。

【0054】

位相検出回路５０１から出力されたインバータ出力の基本波の周期Ｔは比例回路５１４にてゲインＫ２を乗じてＯＦＦディレイ５１５のオフ遅延時間の設定値として入力される。ＯＦＦディレイ５１５は、入力信号のＯＦＦタイミングを比例回路５１４の出力によって設定された期間遅延する。本実施例の場合、アームヒューズ溶断発生時でもコンパレータ５１２の出力は、基本波サイクルの周期中に断続が発生する場合もあるので、当該ＯＦＦディレイ５１５で連続信号にする。ゲインＫ２の値は例えば、１．２程度に設定する。この様に設定すれば基本波サイクルの周期中にＯＦＦディレイ５１５の入力に断続が生じても出力信号は連続信号となる。

【0055】

さらに、位相検出回路５０１から出力されたインバータ出力の基本波の周期Ｔは比例回路５１６にてゲインＮ１を乗じてＯＮディレイ５１７のオン遅延時間の設定値として入力される。

【0056】

ＯＮディレイ５１７は、入力信号が比例回路５１６の出力で設定された時間以上継続した場合その出力を１(High Level)とする。

【0057】

不要動作防止の観点からリプル電流Ｉ１_Ｆｒｐｌが基本波の周期Ｔで数サイクル（第1のサイクル）連続して閾値を超えた場合にアームヒューズ溶断の発生を検出することが望ましいので比例回路５１６で設定する値は数サイクルに相当する値とする。例えば５サイクルとする場合は比例回路５１６の設定ゲインＮ１は５とする。これによりＯＮディレイ遅延設定値は周期Ｔの５倍となり、リプル電流Ｉ１_Ｆｒｐｌが５サイクル連続して閾値を超えた場合にＯＮディレイ５１７は、出力を１(High Level)とする。

【0058】

この設定により、所定の閾値を超える通常負荷時のリプル電流がサイクル回数分継続している場合にアームヒューズ溶断の発生が検出される。このＯＮディレイ５１７の出力が第1のアームヒューズ溶断検出部５０の出力となる。図４においてリプル電流Ｉ１_Ｆｒｐｌが基本波の周期Ｔで数サイクル連続して閾値を超えた場合の検出をＯＦＦディレイ５１５とＯＮディレイ５１７の組み合わせで構成したが、カウンタ回路を組み合わせて同様な機能を構成してもよい。

【0059】

上記ＯＮディレイ５１７の出力信号は、アームヒューズ溶断検出出力部８０の論理和８０１の端子Ａに入力され、論理和８０１の端子Ｃからアームヒューズ溶断検出信号（ＩＮＶ_ＰＨ_ＬＯＳＳ）が出力される。

【0060】

論理和８０１の端子Ｃからアームヒューズ溶断検出信号（ＩＮＶ_ＰＨ_ＬＯＳＳ）が出力された場合は図示されない保護回路により適切な保護連動がおこなわれることになる。

【0061】

第２のアームヒューズ溶断検出部６０は、軽負荷時に上述した各アームに接続されたアームヒューズの溶断を検出するために、正側Ｕ相積分値演算回路６０１、正側Ｖ相積分値演算回路６０２、正側Ｗ相積分値演算回路６０３、負側Ｕ相積分値演算回路６０４、負側Ｖ相積分値演算回路６０５、負側Ｗ相積分値演算回路６０６、減算回路６０７・６１０・６１３・６１６、絶対値算出回路６１９・６０８・６１１・６１４・６１７、コンパレータ６０９・６１２・６１５・６１８、論理和６２７、論理積６２２、ＯＦＦディレイ６２４、ＯＮディレイ６２６などを有して構成される。

【0062】

アームヒューズ溶断前は、図２（２）の時刻ｔ１以前に示すように、Ｕ相出力電流Ｉｕ_ＦとＶ相出力電流Ｉｖ_Ｆは、位相はずれているが、周期Ｔ期間積分した値はほぼ同一の電流値を示すことから、その積分値の差分すなわち不平衡は小さな値になる。

【0063】

一方、図２（２）の時刻t１以降に示すようにＵ相のアームヒューズ溶断が発生した場合、アームヒューズ溶断後、Ｕ相出力電流Ｉｕ_Ｆは、当該Ｕ相のアームヒューズ溶断の影響を受けアームヒューズ溶断前に比べて大きく変動し、正方向の電流成分が小さく、負方向の電流成分が減少している。また、Ｕ相出力電流Ｉｕ_Ｆのみならず、Ｖ相出力電流Ｉｖ_Ｆ及びＷ相出力電流Ｉｗ_ＦもＵ相のアームヒューズ溶断の影響を受け、アームヒューズ溶断前に比べて大きく変動する。

【0064】

従って、アームヒューズ溶断が発生した場合、１サイクル分の各相の電流値を正方向、あるいは逆方向単位で積分し、他の相の同方向の電流値の積分値と比較し、その差分（不平衡）が大きい場合、アームヒューズの溶断が生じたと判断できる。

【0065】

以上の原理に基づく電流不平衡算出手段によりアームヒューズの溶断検出回路の説明をする。

【0066】

正側Ｕ相積分値演算回路６０１は、インバータのＵ相出力電流Ｉｕ_Ｆが入力され、
下限値を０とするリミッタ回路６０１ａを経由して積分回路６０１ｂで積分される。上記積分回路６０１ｂで算出された積分値は、リセット信号５０２から周期Ｔごとに出力されるリセット信号によりクリアされ、初期値を０とする。このようにして、インバータのＵ相出力の周期Ｔ期間（１サイクル分）の正方向の電流の積分値が算出される。この値を正側Ｕ相積分値と呼ぶ。積分回路６０１ｂの出力は正側Ｕ相積分値演算回路６０１の出力となる。正側Ｕ相積分値演算回路６０１から出力された正側Ｕ相積分値は、減算回路６０７の＋側端子に出力される。

【0067】

正側Ｕ相積分値の算出方法と同様に、正側Ｖ相積分値演算回路６０２は、インバータのＶ相出力電流Ｉｖ_Ｆの正側電流の、周期Ｔ期間の積分値を算出する。この値を正側Ｖ相積分値と呼ぶ。算出された正側Ｖ相積分値は、減算回路６０７及び６１０のー側端子に出力される。

【0068】

さらに、同様にして正側Ｗ相積分値演算回路６０３は、インバータのＷ相出力電流Ｉｗ_Ｆの正側電流の、周期Ｔ期間の積分値を算出する。この値を正側Ｗ相積分値と呼ぶ。算出された正側Ｗ相積分値は、減算回路６１０の＋側端子に出力される。

【0069】

負側Ｕ相積分値演算回路６０４は、インバータのＵ相出力電流Ｉｕ_Ｆが入力され、
上限値を０とするリミッタ回路６０４ａを経由して積分回路６０４ｂで積分される。上記積分回路６０４ｂで算出された積分値は、リセット信号５０２から周期Ｔごとに出力されるリセット信号によりクリアされ、初期値を０とする。このようにして、インバータのＵ相出力の周期Ｔ期間（１サイクル分）の負方向の電流の積分値が算出される。この値を負側Ｕ相積分値と呼ぶ。積分回路６０４ｂの出力は負側Ｕ相積分値演算回路６０４の出力となる。負側Ｕ相積分値演算回路６０４から出力された正側Ｕ相積分値は、減算回路６１３の＋側端子に出力される。

【0070】

負側Ｕ相積分値の算出方法と同様に、負側Ｖ相積分値演算回路６０５は、インバータのＶ相出力電流Ｉｖ_Ｆの負側電流の、周期Ｔ期間の積分値を算出する。この値を負側Ｖ相積分値と呼ぶ。算出された負側Ｖ相積分値は、減算回路６１３及び６１６のー側端子に出力される。

【0071】

さらに、同様にして負側Ｗ相積分値演算回路６０６は、インバータのＷ相出力電流Ｉｗ_Ｆの負側電流の、周期Ｔ期間の積分値を算出する。この値を負側Ｗ相積分値と呼ぶ。算出された負側Ｗ相積分値は、減算回路６１６の＋側端子に出力される。

【0072】

減算回路６０７は、正側Ｕ相積分値と正側Ｖ相積分値の差分を算出し、絶対値算出回路６０９に出力する。絶対値算出回路６０８は、正側Ｕ相積分値と正側Ｖ相積分値は共に正の値であるが、減算回路６０７による減算結果は正、負の値をとり得ることから、減算回路６０７から出力された正側Ｕ相積分値と正側Ｖ相積分値の差分の絶対値を算出し出力する（第１の電流不平衡算出手段）。

【0073】

コンパレータ６０９は、端子Ａに入力される絶対値算出回路６０８の出力（軽負荷時のリプル電流）が、端子Ｂに入力される閾値以上であるか比較する。比較の結果は、コンパレータ６０９の端子Ｃから出力され、論理和６２７の端子Ａに入力される。

【0074】

上記閾値は以下に示す方法によって設定される。絶対値算出回路６１９から出力された電流指令値Ｉ_Ｒは、フィルタ６２０で平滑化されさらに比例回路６２１にて比例ゲインＫ３を乗じて閾値としてコンパレータ６０９のＢ端子に入力される（第２の閾値決定手段）。すなわちコンパレータ６０９の閾値は電流指令値Ｉ＿Ｒに比例した値に設定されることになる。

【0075】

フィルタ６２０は、一次遅れ要素で、高域ノイズを除去する目的で使用される。

【0076】

通常負荷時に使用される第１のアームヒューズ溶断部５０と、軽負荷時に使用される第２のアームヒューズ溶断部６０では使用される周波数が異なることから使用される負荷に合わせた最適な時定数を選択することが好ましい。

【0077】

コンパレータ６０９(第２のコンパレータ)は、Ａ端子入力（すなわち絶対値算出回路６０８出力）が比例回路６２１の出力であるＢ端子入力（第２の閾値）以上の場合、出力を１(High Level)とする。

【0078】

このようにして、正側Ｕ相積分値と正側Ｖ相積分値との差分によるアームヒューズ溶断検出結果が論理和６２７の端子Ａに入力される。

【0079】

減算回路６１０は、正側Ｗ相積分値と正側Ｖ相積分値の差分を算出する。減算回路６１０の差分は、絶対値算出回路６１１で差分の絶対値が算出され（第２の電流不平衡算出手段）、コンパレータ６１２(第３のコンパレータ)の端子Ａに入力される。コンパレータ６１２の端子Ａから論理和６２７の端子Ｂに入力される。絶対値算出回路６１１及びコンパレータ６１２の動作は、上述した絶対値算出回路６０８及びコンパレータ６０９の動作と同様であるため、その説明を省略する。

【0080】

負側Ｕ相積分値の算出方法と同様に、負側Ｖ相積分値演算回路６０５は、インバータのＶ相出力電流Ｉｖ_Ｆの負側（上限リミッタを超えない負側）電流の、周期Ｔ期間の積分値を算出する。算出された正側Ｖ相積分値は、減算回路６１３及び６１６のー側端子に出力される。

【0081】

減算回路６１３は、負側Ｕ相積分値と負側Ｖ相積分値の差分を算出する。減算回路６１３の差分は、絶対値算出回路６１４で差分の絶対値が算出され（第３の電流不平衡算出手段）、コンパレータ６１５(第４のコンパレータ)の端子Ａに入力される。コンパレータ６１５の端子Ｃから論理和６２７の端子Ｃに入力される。

【0082】

減算回路６１６は、負側Ｗ相積分値と負側Ｖ相積分値の差分を算出する。減算回路６１６の差分は、絶対値算出回路６１７で差分の絶対値が算出され（第４の電流不平衡算出手段）、コンパレータ６１８(第５のコンパレータ)の端子Ａに入力される。コンパレータ６１８の端子Ｃから論理和６２７の端子Ｄに入力される。絶対値算出回路６１７及びコンパレータ６１８の動作は、上述した絶対値算出回路６０８及びコンパレータ６０９の動作と同様であるため、その説明を省略する。

【0083】

なお、上述した各相積分値の組み合わせに限らず、正側Ｕ相積分値、正側Ｖ相積分値及び正側Ｗ相積分値の中の少なくとも何れか２つの積分値の差分、並びに負側Ｕ相積分値、負側Ｖ相積分値及び負側Ｗ相積分値の中の少なくとも何れか２つの積分値の差分から電流間の不平衡を算出することができる。（第１ないし第４の電流不平衡算出手段）
論理積６２２の端子Ａには、図３で説明した切替信号（１：通常負荷、０：軽負荷）が反転回路７０４で反転され入力される。軽負荷時のアームヒューズ溶断検出の際は、切替信号としてコンパレータ７０３（第６のコンパレータ）から０(Low Level)が出力されるが、反転回路７０４により反転されて論理積６２２の端子Ａに入力される。

【0084】

論理積６２２の出力信号は、ＯＦＦディレイ６２４に入力され、さらにその出力はＯＮディレイ６２６に入力される。

【0085】

位相検出回路５０１から出力されたインバータ出力の基本波の周期Ｔは比例回路６２３にてゲインＫ４を乗じてＯＦＦディレイ６２４のオフ遅延時間の設定値として入力される。さらに、位相検出回路５０１から出力されたインバータ出力の基本波の周期Ｔは比例回路６２５にてゲインＮ２を乗じてＯＮディレイ６２６のオン遅延時間の設定値として入力される。

【0086】

ゲインＫ２の設定は前述のゲインＫ１の設定と同様にアームヒューズが溶断した場合に、論理積６２２の出力はＴ１の周期内で断続信号となるが、連続化した信号になるように様設定する。またゲインＮ２の設定は、ゲインＮ１同様に数サイクル（第２のサイクル）分信号が継続した場合にアームヒューズ溶断信号をＯＮディレイ６２６が出力する様に設定する。

【0087】

ＯＦＦディレイ６２４及びＯＮディレイ６２６の動作は前述のＯＦＦディレイ５１５及びＯＮディレイ５１７の動作と同様であるので説明は省略する。

【0088】

上記ＯＮディレイ６２６の出力信号は、アームヒューズ溶断検出出力部８０の論理和８０１の端子Ｂに入力され、論理和８０１の端子Ｃからアームヒューズ溶断検出信号（ＩＮＶ_ＰＨ_ＬＯＳＳ）が出力される。

【0089】

論理和８０１の端子Ｃからアームヒューズ溶断検出信号（ＩＮＶ_ＰＨ_ＬＯＳＳ）が出力された場合は図示されない保護回路により適切な保護連動がおこなわれることになる。

【0090】

以上の様に、実施例によれば、通常負荷時にも軽負荷時にもアームヒューズの溶断を確実に検出することができる。

【0091】

以上説明したように、本発明の実施例によれば、マイクロスイッチを使用せずに、電力変換装置の出力電流からアームヒューズ溶断を検出することができるため、マイクロスイッチの誤検出による電力変換装置を停止する等の誤動作の誤動作を防止することができるアームヒューズ溶断検出手段を備えた電力変換装置を提供できる。

【符号の説明】

【0092】

１ コンバータ部
２ インバータ部
３ 電流検出部
４ 制御部
５ アームヒューズ溶断検出部
５０ 第１のアームヒューズ溶断検出部
５０１ 位相検出回路
５０２ リセット信号発生回路
５０３ ＤＱ変換回路
５０４ 絶対値算出回路
５０６ 最大値保持回路
５０８ 最小値保持回路
５０９ 減算回路
５１２ コンパレータ
６０ 第２のアームヒューズ溶断検出部
６０１ 正側Ｕ相積分値演算回路
６０２ 正側Ｖ相積分値演算回路
６０３ 正側Ｗ相積分値演算回路
６０１ 負側Ｕ相積分値演算回路
６０２ 負側Ｖ相積分値演算回路
６０３ 負側Ｗ相積分値演算回路
６０８、６１１、６１４、６１７ 絶対値算出回路
６０９、６１２、６１５、６１８ コンパレータ
７０ 切替部
７０３ コンパレータ

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】