特許 6849546 系統連系用電力変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6849546

(24)【登録日】2021年3月8日

(45)【発行日】2021年3月24日

(54)【発明の名称】系統連系用電力変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20210315BHJP

   H02J 3/38 20060101ALI20210315BHJP

【ＦＩ】

   H02M7/48 R

   H02M7/48 E

   H02J3/38 110

   H02J3/38 130

【請求項の数】7

【全頁数】20

(21)【出願番号】特願2017-119323(P2017-119323)

(22)【出願日】2017年6月19日

(65)【公開番号】特開2019-4651(P2019-4651A)

(43)【公開日】2019年1月10日

【審査請求日】2020年3月27日

(73)【特許権者】

【識別番号】000217491

【氏名又は名称】田淵電機株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110001427

【氏名又は名称】特許業務法人前田特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】龍 建儒

(72)【発明者】

【氏名】日高 秀樹

【審査官】 麻生 哲朗

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１６−０１０２０３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００９−２１９２３８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１２−１５１９２３（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ７／４８

Ｈ０２Ｊ ３／３８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

系統に連系して使用される系統連系用電力変換装置であって、
直流バスと、
前記直流バスに供給された直流電力を交流電力に変換するインバータと、
系統電圧を計測する電圧計測部と、
前記直流バスのバス電圧を制御する制御部とを備え、
前記制御部は、
通常運転モードでは、所定の第１時点から所定の時間だけ遡った第２時点より前に前記電圧計測部で計測された第１計測電圧に基づいて前記バス電圧を制御する一方、
前記第１時点において前記電圧計測部で計測された第２計測電圧が前記第１計測電圧より所定の閾値電圧以上高くなる電圧上昇モードでは、当該第２計測電圧に基づいて前記バス電圧を制御する
ことを特徴とする系統連系用電力変換装置。

【請求項2】

請求項１記載の系統連系用電力変換装置において、
前記第１計測電圧は、前記第２時点と、前記第２時点から所定の期間遡った第３時点との間における前記系統電圧の平均値である
ことを特徴とする系統連系用電力変換装置。

【請求項3】

請求項１記載の系統連系用電力変換装置において、
前記制御部は、前記電圧上昇モード時に、前記第１計測電圧に基づく前記バス電圧の制御値と、前記第２計測電圧に基づく前記バス電圧の制御値との差が所定の閾値未満になったとき、前記バス電圧の制御を前記通常運転モードにする
ことを特徴とする系統連系用電力変換装置。

【請求項4】

請求項１記載の系統連系用電力変換装置において、
前記電圧計測部で計測された計測電圧と、前記バス電圧の設定値との関係を示したテーブルが記憶された記憶部を備え、
前記制御部は、前記第１計測電圧及び前記第２計測電圧に応じた前記テーブルの参照値に基づいて前記バス電圧を制御する
ことを特徴とする系統連系用電力変換装置。

【請求項5】

請求項１記載の系統連系用電力変換装置において、
前記制御部は、前記電圧上昇モードにおいて、前記第２計測電圧に基づいた設定信号をローパスフィルタに通過させ、当該ローパスフィルタを通過した設定信号により前記バス電圧を制御する
ことを特徴とする系統連系用電力変換装置。

【請求項6】

請求項１記載の系統連系用電力変換装置において、
前記制御部は、電力変換装置の起動から所定の期間は、前記バス電圧を初期設定値に固定し、所定の期間経過後に、前記第１計測電圧に基づいた電圧に向かって前記バス電圧を徐々に近づけるように制御する
ことを特徴とする系統連系用電力変換装置。

【請求項7】

請求項６記載の系統連系用電力変換装置において、
前記制御部は、前記電圧計測部が瞬時電圧低下を検知した場合、前記インバータの出力電流を前記電圧計測部の計測電圧に応じた電流値に低下させるとともに、前記瞬時電圧低下が解消されたときの前記バス電圧が前記初期設定値になるように制御する
ことを特徴とする系統連系用電力変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、系統に連系して使用される系統連系用電力変換装置に関する。

【背景技術】

【0002】

近年、電力変換装置を介して太陽光発電装置等の分散型電源から供給された電力を系統に連系する発電システムや、分散型電源と電力貯蔵装置とを組み合わせて使用し、電力変換装置を介して系統に連系するいわゆるハイブリッド発電システムの需要が高まっている。これらの発電システムでは、自然エネルギーを最大限に活用する観点から、電力変換装置の変換効率を高めることが望まれている。例えば、特許文献１には、系統連系インバータ装置の効率を向上させることを目的として、特にＤＣ／ＤＣコンバータの効率を向上させる技術が開示されている。

【0003】

また、上記のような発電システムに関し、「系統連系規定 ＪＦＥＡＣ９７０１−２０１２」は、事故時運転継続要件（以下、ＦＲＴ要件という）を満たすシステムであることを要求している。本ＦＲＴ要件を満たすために、発電システムは、系統電圧の瞬時電圧低下（以下、瞬低と略して記載する場合がある）時においても所定の期間は継続運転するように構成されている必要がある。

【0004】

特許文献２には、系統電圧の瞬低が発生した前後の直流リンク電圧の目標値を変更した上で、ＤＣ／ＤＣコンバータ部とインバータ装置の間のリンク電圧が所定の閾値を下回った量に応じて、スイッチング素子を駆動するパルス信号の幅を広げる技術が記載されている。また、特許文献３には、瞬低（電圧降下）解消時用の電気エネルギーをキャパシタに保持し、商用電力系統が瞬低（電圧低下）から元の電圧に戻ったときに、このキャパシタから必要な電気エネルギーを補う技術が記載されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】特開２００５−６３８３号公報

【特許文献2】特開２０１６−３２３９６号公報

【特許文献3】特開２０１５−２２３０３８号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

ところで、系統連系用電力変換装置において、変換効率を向上させるためには、出力電力追従制御を行うことが好ましい。出力電流の歪み等を抑制しつつ、出力電力への追従性を高めることができれば、電力変換装置の変換効率を高めることができるためである。一方で、出力電力への追従性を高めた場合には、瞬低のような電圧低下に対しても追従しようとするため、電力変換装置の動作が不安定になる場合がある。したがって、安定的な継続運転を実現するための対策が必要である。

【0007】

また、変換効率の向上に関し、特許文献１のように、ＤＣ／ＤＣコンバータにより直流電力を最大の効率で昇圧させ、それをインバータで逆変換させることにより、インバータ装置全体の効率を高める方法は、商用系統電圧が大幅に上昇した場合に、ＤＣ／ＤＣコンバータのデューティ比が最大許容値を超え、インバータの出力電流が歪んでしまう場合がある。

【0008】

上記問題に鑑み、本発明は、上記課題を解決し、高い変換効率を実現しつつ、瞬低での継続運転が確保された電力変換装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0009】

本発明の第１態様に係る系統連系用電力変換装置は、直流バスと、前記直流バスに供給された直流電力を交流電力に変換するインバータと、系統電圧を計測する電圧計測部と、前記直流バスのバス電圧を制御する制御部とを備え、前記制御部は、通常運転モードでは、所定の第１時点から所定の時間だけ遡った第２時点より前に前記電圧計測部で計測された第１計測電圧に基づいて前記バス電圧を制御する一方、前記第１時点において前記電圧計測部で計測された第２計測電圧が前記第１計測電圧より所定の閾値電圧以上高くなる電圧上昇モードでは、当該第２計測電圧に基づいて前記バス電圧を制御することを特徴とする。

【0010】

この態様によると、制御部は、通常運転モードでは、第２時点より前に測定された第１計測電圧に基づいて直流バスのバス電圧を制御する。このような構成とすることにより、第２時点から第１時点までの間に、系統電圧に変化があった場合に、その電圧変化がバス電圧の制御に影響しないようにすることができる。これにより、例えば、系統電圧が急激に低下した場合にも、しばらくの間、その影響を受けずに運転を継続することができる。一方で、電圧上昇モードでは、第１時点で計測された第２計測電圧に基づいてバス電圧を制御するため、系統電圧の上昇に速やかに追従した出力追従型の運転を実現することができるので変換効率を高めることができる。さらに、系統電圧が上昇した場合に、直流バス電圧が不足して電力変換装置の出力電流が歪むのを防ぐことができる。

【0011】

前記第１計測電圧は、前記第２時点と、前記第２時点から所定の期間遡った第３時点との間における前記系統電圧の平均値である、としてもよい。

【0012】

このように、第１計測電圧として平均値を用いることにより、第２時点より前に発生している電圧変化の影響を和らげることができる。また、平均化されたデータを使うことにより、安定性の高い動作を実現することができる。

【0013】

前記制御部は、前記電圧上昇モード時に、前記第１計測電圧に基づく前記バス電圧の制御値と、前記第２計測電圧に基づく前記バス電圧の制御値との差が所定の閾値未満になったとき、前記バス電圧の制御を前記通常運転モードにする、としてもよい。

【0014】

この構成によると、電圧上昇モードから通常運転モードに移行させる場合のバス電圧の制御値の差を小さくすることができるので、例えば、電力変換装置が系統に連系される場合に、運転モードの変更による系統電源電圧への影響を小さくすることができる。

【0015】

前記電圧計測部で計測された計測電圧と、前記バス電圧の設定値との関係を示したテーブルが記憶された記憶部を備え、前記制御部は、前記第１計測電圧及び前記第２計測電圧に応じた前記テーブルの参照値に基づいて前記バス電圧を制御するようにしてもよい。

【0016】

ところで、系統電圧（計測電圧）に対して、変換効率が最大化されるバス電圧の設定値は、電力変換装置の設計から製造の段階において、ある程度確定された値となる。したがって、上記の構成のように、テーブル方式を用いることにより、複雑な演算等を行うことなく、最適なバス電圧を設定することができるようになる。

【0017】

前記制御部は、前記電圧上昇モードにおいて、前記第２計測電圧に基づいた設定信号をローパスフィルタに通過させ、当該ローパスフィルタを通過した設定信号により前記バス電圧を制御するにしてもよい。

【0018】

この構成によると、仮に、第２計測電圧の変動が大きいような場合においても、設定信号の変化を、ローパスフィルタの遮断周波数に応じた緩やかなものにすることができる。これにより、電力変換装置が商用電力系統の不安定要因となることを防ぐことができる。

【0019】

前記制御部は、電力変換装置の起動から所定の期間は、前記バス電圧を初期設定値に固定し、所定の期間経過後に、前記第１計測電圧に基づいた電圧に向かって前記バス電圧を徐々に近づけるように制御するようにしてもよい。

【0020】

このように、バス電圧を第１計測電圧に基づいた電圧に徐々に近づける、いわゆる、ソフトスタートの機能を追加することにより、インバータの出力電圧が急激に変化することを防ぐことができ、安定的な動作を実現することができる。

【0021】

前記制御部は、前記電圧計測部が瞬時電圧低下を検知した場合、前記インバータの出力電流を前記電圧計測部の計測電圧に応じた電流値に低下させるとともに、前記瞬時電圧低下が解消されたときの前記バス電圧が前記初期設定値になるように制御するようにしてもよい。

【0022】

このような構成にすることにより、瞬低時においても、インバータを停止させることなく、継続運転することができる。

【発明の効果】

【0023】

本発明に係る電力変換装置は、系統電圧に応じて互いに異なる時間に計測された計測電圧に基づいたバス電圧制御を行うようにしたので、高い変換効率を実現しつつ、瞬低等の電圧降下時における安定的な継続運転を実現するができる。

【図面の簡単な説明】

【0024】

【図1】本実施形態に係るハイブリッド発電システムの概略構成図である。

【図2】制御回路の制御ブロック図である。

【図3】直流バス電圧指令値調整回路のブロック図である。

【図4】ハイブリッド発電システムの動作を示すフローチャートである。

【図5】起動時におけるハイブリッド発電システムの動作状態を模式的に示した図である。

【図6】通常運転時において、系統電圧が変動した場合におけるハイブリッド発電システムの動作状態を模式的に示した図である。

【図7】図６の直流バス電圧波形、系統電圧波形及び出力電流波形の部分拡大図である。

【図8】ソフトスタートについて説明するための図である。

【図9】瞬低時の動作について説明するための図である。

【図10】本実施形態に係るハイブリッド発電システムの変換効率を示すグラフである。

【図11】本実施形態に係るハイブリッド発電システムの他の例を示す概略構成図である。

【発明を実施するための形態】

【0025】

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。以下の好ましい実施形態の説明は、本質的に例示に過ぎず、本発明、その適用物或いはその用途を制限することを意図するものでは全くない。

【0026】

＜ハイブリッド発電システムの構成＞
図１は本実施形態に係るハイブリッド発電システムの概略構成図である。図１に示すように、ハイブリッド発電システム１は、分散型電源としての太陽電池２と、太陽電池２から出力された電力を貯える蓄電池３と、太陽電池２を商用電力系統に連系させる系統連系用電力変換装置Ａ（以下、単に電力変換装置Ａという）とを備えている。なお、図１中のＶ_ＰＶ及びＩ_ＰＶは、それぞれ、太陽電池２の出力電圧、及び太陽電池２の出力電流を示している。また、図１中のＶ_Ｂ及びＩ_Ｂは、それぞれ、蓄電池３の充放電電流及び充放電電圧を示している。

【0027】

商用電力系統９は、商用系統電源１０と、系統インピーダンスとを含んでいる。図１において、Ｒ_Ｇ及びＬ_Ｇは、系統インピーダンスの抵抗成分と誘導性リアクタンス成分とを示している。また、図１のＺ_Ｌ及びｉ_Ｌは、商用電力系統９側に接続されている交流負荷（例えば、家庭用負荷）及びその交流負荷に流れる負荷電流を示している。なお、図１中のｅ_ｕｗは、ハイブリッド発電システム１と商用電力系統９とを接続する配電線間の電圧（以下、商用系統電圧ｅ_ｕｗという）である。

【0028】

電力変換装置Ａは、太陽電池２の出力を受けてＤＣ／ＤＣ（Direct Current to Direct Current）変換するＤＣ／ＤＣコンバータ４ａと、蓄電池３に対する充放電を行うための双方向のＤＣ／ＤＣコンバータ４ｂ（以下、単にＤＣ／ＤＣコンバータ４ｂという）と、太陽電池２と蓄電池３の少なくとも一方から入力された直流電力を交流電力に変換するインバータ５と、制御回路７ａ，７ｂとを備えている。ＤＣ／ＤＣコンバータ４ａからの出力電圧である直流バス電圧Ｖ_ｄｃは、電圧平滑化のためのコンデンサＣ_ｄｃを介してインバータ５に与えられている。さらに、電力変換装置Ａは、インバータ５の後段に接続されたＬＣフィルタ６及び系統連系用リレーＳ_Ｇを備えている。なお、図示を省略しているが、電力変換装置Ａには、直流バス電圧Ｖ_ｄｃを測定するための電圧計が設けられ、その測定値が制御回路７ａ，７ｂに入力されている。以下の説明において、単に直流バス電圧Ｖ_ｄｃといった場合、上記直流バス電圧Ｖ_ｄｃの測定値を含むものとする。また、図１中のＳ_ＰＶは、ＤＣ／ＤＣコンバータ４ａのスイッチング素子を示している。

【0029】

電力変換装置Ａにおいて、インバータ５及びＤＣ／ＤＣコンバータ４ｂの主要部が、三相インバータ用ＩＰＭ（Intelligent Power Module）８により構成されている。具体的には、三相インバータ用ＩＰＭ８の各相は、２つのスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路で構成されている。そして、三相インバータ用ＩＰＭ８における３相の出力ラインのうち、ｕ相とｗ相の出力ラインがＬＣフィルタ６及び系統連系用リレーＳ_Ｇを介して単相２線の商用電力系統９に接続され、ｖ相の出力ラインは、蓄電池３に接続されている。図１では、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４をインバータ５用のスイッチング素子として用い、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６をＤＣ／ＤＣコンバータ４ｂ用のスイッチング素子として用いている例を示している。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ４ｂにおいて、スイッチング素子Ｓ５、Ｓ６の中間ノードと蓄電池との間には、ＤＣリアクトルＬ_Ｂが設けられている。なお、図１中のＲ_Ｂは、ＤＣリアクトルＬ_Ｂの内部抵抗である。また、コンデンサＣ_ｄｃは、ＤＣ／ＤＣコンバータ４ｂのＤＣ／ＤＣ変換に必要なコンデンサの役割も果たす。また、図１中のｅ_ｉｎｖ及びi_ｉｎｖは、それぞれ、インバータ５の出力電圧及び出力電流を示している。

【0030】

ＬＣフィルタ６は、ｕ相とｗ相の出力ラインに設けられた一対のＡＣリアクトルＬ_ｉと、両出力ライン間に接続されたコンデンサＣ_ｉとから構成され、インバータ５の出力から高調波成分（主に、ＰＷＭ信号のキャリア周波数）を除去する。図中におけるＲ_ｉ及びＲ_ｃは、それぞれ、ＡＣリアクトルＬ_ｉの内部抵抗及びコンデンサＣ_ｉの内部抵抗を示す。また、図１中のｉ_ｃはコンデンサＣ_ｉに流れる電流（コンデンサ通過電流）を、ｉ_ｓｐはＬＣフィルタ６から出力される出力電流をそれぞれ示している。

【0031】

制御回路７ａ，７ｂは、例えば、マイクロコンピュータを用いて構成されており、主に、ＤＣ／ＤＣコンバータ４ａ，４ｂ及びインバータ５を制御する。

【0032】

制御回路７ａは、太陽電池２からの発電電力を最大限に活用するために、太陽電池２からの発電電力及び交流負荷Ｚ_Ｌの消費電力の情報に基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ４ｂを介して蓄電池３の充放電制御を行う。制御回路７ａには、前述の直流バス電圧Ｖ_ｄｃ、インバータ５の出力電流i_ｉｎｖ、負荷電流ｉ_Ｌ、商用系統電圧ｅ_ｕｗ、インバータ５の出力電圧ｅ_ｉｎｖ、蓄電池３の充放電電流Ｉ_Ｂ、及び蓄電池３の電圧Ｖ_Ｂの測定値が入力信号として与えられている。なお、以下の制御回路７ａの説明において、上記各測定電圧、測定電流に関し、測定値である旨の記載を省略する場合がある。さらに、制御回路７ａからは、スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６の駆動制御信号及び系統連系用リレーＳ_Ｇの遮断制御信号が出力されている。

【0033】

制御回路７ｂは、太陽電池２からの出力電力が最大（最適）になるように、太陽電池２の最大電力点追従制御(以下、ＭＰＰＴ（Maximum Power Point Tracking）制御という)を行う。具体的には、ＤＣ／ＤＣコンバータ４ａを制御して、太陽電池２からの入力電圧を調整する。また、制御回路７ｂは、商用系統電圧ｅ_ｕｗが急激に低下した場合（例えば、瞬低時）には、インバータ５からの有効成分の出力電流の絶対値が出力電流のリミッタ値Ｉ_ｌｉｍの範囲内に抑制されるようにＤＣ／ＤＣコンバータ４ａを制御する。具体的に、制御回路７ｂは、商用系統電圧ｅ_ｕｗが急激に低下した場合、ＭＰＰＴ制御から、ＤＣ／ＤＣコンバータ４ａの直流出力電圧をある一定の範囲内で上下させるＣＶ（Constant Voltage）モードの制御（以下、ＣＶモード制御という）に切り替える。制御回路７ｂには、直流バス電圧Ｖ_ｄｃ、太陽電池２の出力電圧Ｖ_ＰＶ、及び太陽電池２の出力電流Ｉ_ＰＶが入力信号として与えられており、ＤＣ／ＤＣコンバータ４ａのスイッチング素子Ｓ_ＰＶの制御信号を出力する。

【0034】

−制御回路の構成−
図２は制御回路７ａの制御ブロック図を示している。図２では、主に、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの一定制御（直流バス電圧Ｖｄｃの値が一定になるようにするための制御）、無効電力制御、及びインバータ５の出力電流制御に関連する制御ブロックを示している。

【0035】

図２において、直流バス電圧制御回路１１は、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの値が一定になるように制御する回路である。直流バス電圧制御回路１１は、直流バス電圧Ｖ_ｄｃのフィードバック値（測定値）と、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの指令値である直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃとの差分に基づいて、インバータ５からの有効成分の出力電流の制御目標値である有効電流指令値Ｉ^＊_ｐを算出し、後段の出力電流リミッタ回路１９に出力する。

【0036】

出力電流リミッタ回路１９は、後述する出力電流調整回路１８で求めた係数ＦＲＴ_{ｒａｔｉｏ}と、出力電流制限用指令値Ｉ^＊_ｌｉｍ等に基づいて、有効成分の出力電流のリミッタ値（以下、「出力電流リミッタ値」と略す）Ｉ_ｌｉｍを算出する。そして、出力電流リミッタ回路１９は、直流バス電圧制御回路１１から出力された有効電流指令値Ｉ^＊_ｐの絶対値が出力電流リミッタ値Ｉ_ｌｉｍを超えないように、インバータ５からの有効成分の出力電流を抑制する機能を有する。具体的には、後段の有効成分生成回路１２に対して、制限有効電流指令値Ｉ^＊_ｐ１を出力する。

【0037】

なお、瞬低時等において、商用系統電圧ｅ_ｕｗの残電圧が０％になった場合、その状態を検知してから商用系統電圧ｅ_ｕｗが復帰するまでの間、出力電流リミッタ回路１９は、以下の（１），（２）のいずれかの動作を選択する。（１）は、有効成分生成回路１２に出力する制限有効電流指令値Ｉ^＊_ｐ１をゼロにして、インバータ５の出力電流制御を継続し、インバータ５の運転を継続させる動作であり、（２）は、後述するＰＷＭ出力制御回路２１にゲートブロック信号を出力して、インバータ５を停止させる動作である。

【0038】

有効成分生成回路１２は、出力電流リミッタ回路１９から受けた制限有効電流指令値Ｉ^＊_ｐ１と、ＰＬＬ_ｖ１５から出力された商用系統電圧ｅ_ｕｗの位相角θ_ｕｗの正弦値ｓｉｎ（θ_ｕｗ）とを乗算して、有効成分の電流指令値の瞬時値を生成する。ここで、ＰＬＬ_ｖ１５は、商用系統電圧ｅ_ｕｗを入力信号として受け、商用系統電圧ｅ_ｕｗの位相角θ_ｕｗに同期した電圧信号を生成する回路である。具体的には、商用系統電圧ｅ_ｕｗの位相角θ_ｕｗと周期Ｔ_ｕｗを算出して、出力する。周期Ｔ_ｕｗは、後述する出力電圧検出回路１６に供給される。

【0039】

無効成分生成回路１４は、無効電流制御回路１３からの出力値と、ＰＬＬ_ｖ１５から出力された商用系統電圧ｅ_ｕｗの位相角θ_ｕｗの余弦値ｃｏｓ（θ_ｕｗ）とを乗算して、無効成分の電流指令値の瞬時値を生成する。そして、有効成分生成回路１２からの出力値と無効成分生成回路１４からの出力値とが、加算点ＳＰ１で加算されて、インバータ５の出力電流指令値ｉ^＊_ｉｎｖとなる。この出力電流指令値ｉ^＊_ｉｎｖは、出力電流制御回路２０に送られる。

【0040】

ここで、無効電流制御回路１３は、インバータ５から出力された無効成分の出力電流のフィードバック値Ｉ_ｑと、インバータ５からの無効成分の出力電流の指令値である無効電流指令値Ｉ^＊_ｑとに基づいて、インバータ５からの無効成分の出力電流が、無効電流指令値Ｉ^＊_ｑと等しくなるように、フィードバック制御をする回路である。なお、図２において、ＰＬＬ_ｉ２２は、ＬＣフィルタ６の出力電流ｉ_ｓｐの位相角θ_ｓｐに同期した電圧信号を生成する回路である。なお、出力電流ｉ_ｓｐは、以下の式（１）により求めることができる。

【0041】

【数1】

【0042】

また、ＰＬＬ_ｖ１５から出力された位相角θ_ｕｗと、ＰＬＬ_ｉ２２から出力された位相角θ_ｓｐとは、減算ポイントＳＰ２で減算され、位相差Δφ（θ_ｕｗ−θ_ｓｐ）としてフィードバック値生成部２３に供給される。フィードバック値生成部２３は、上記位相差Δφから正接値ｔａｎ（Δφ）を求める回路である。乗算器２４は、上記の位相差Δφの正接値ｔａｎ（Δφ）に、（２Ｐ_ｕｗ／Ｅ_ｕｗｍ）を乗じることにより、無効成分の出力電流のフィードバック値Ｉ_ｑを求めて、無効電流制御回路１３に出力する回路である。なお、この計算に用いられるＰ_ｕｗは、ハイブリッド発電システム１の有効出力電力であり、Ｅ_ｕｗｍは、商用系統電圧ｅ_ｕｗの最大値（振幅値）である。

【0043】

出力電流制御回路２０は、商用電力系統９から正常な電源が供給されている場合における運転モードである通常運転モードにおいて、インバータ５の出力電流ｉ_ｉｎｖの値が、出力電流指令値ｉ^＊_ｉｎｖに追従するように、上記出力電流ｉ_ｉｎｖ及び直流バス電圧Ｖ_ｄｃに基づいたフィードバック制御を行い、インバータ５の出力デューティ比ｄ_ｉｎｖを算出する。このデューティ比ｄ_ｉｎｖは、ＰＷＭ出力制御回路２１に供給される。

【0044】

ＰＷＭ出力制御回路２１は、出力電流制御回路２０から受けた出力デューティ比ｄ_ｉｎｖに基づいて、この出力デューティ比ｄ_ｉｎｖに対応するパルス幅のＰＷＭ信号を生成する。そして、ＰＷＭ信号に基づいて、インバータ５の各スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４を駆動制御する。

【0045】

次に、図２のうち、瞬低時における事故時運転継続動作（以下、ＦＲＴモードという）に係る処理に関連する回路について、説明する。

【0046】

出力電圧検出回路１６は、商用系統電圧ｅ_ｕｗを取得し、その振幅値を第２計測電圧Ｅ_ｕｗｍとして出力する。なお、Ｅ_ｕｗｍは、以下の式（２）により求めることができる。

【0047】

【数2】

【0048】

さらに、出力電圧検出回路１６は、以下の式（３）に基づいて、第１計測電圧Ｅ_ｕｗａを求める。なお、式（３）中のｚは、半サイクル毎のサンプリング周期である。

【0049】

【数3】

【0050】

上記式（３）において、ｘ及びｙは、現時点（所定の第１時点に相当）を起点として何サイクル遡った時点（第２時点と第３時点との間に相当）の測定値が第２計測電圧に採用されるのかを示す正の整数であり、任意に設定することができる値である。また、ｙ＞ｘの関係を満たす値である。例えば、ｘ及びｙは、ＦＲＴ要件を満たような値に設定するという観点に基づいて定めることができる。具体的には、式（３）に示される第１計測電圧Ｅ_ｕｗａは、現時点（第１時点に相当）を起点としてｙサイクル前（第３時点に相当）からｘサイクル前（第２時点に相当）までの間の第２計測電圧Ｅ_ｕｗｍの平均値を示している。換言すると、仮に、ｘサイクル前から現時点までの間に商用系統電圧ｅ_ｕｗの変動があったとしても、この変動によって第１計測電圧Ｅ_ｕｗａの値には影響がないことを示している。そうすると、例えば、ｘサイクル前から現時点までの時間を、ＦＲＴ要件を満たす時間（例えば、１秒）以上に設定することにより、瞬低が発生した場合においても、少なくともＦＲＴ要件を満たす時間において変化しない計測電圧（第１計測電圧Ｅ_ｕｗａ）を取得することができる。

【0051】

商用電圧振幅瞬時値検出回路２８は、商用系統電圧ｅ_ｕｗに基づいて、商用系統電圧ｅ_ｕｗの振幅の瞬時値（以下、「振幅瞬時値」という）Ｅ_ｍａｘを求める。

【0052】

電圧瞬低復帰検出回路１７は、出力電圧検出回路１６から受けた第２計測電圧Ｅ_ｕｗｍと、商用電圧振幅瞬時値検出回路２８から受けた振幅瞬時値Ｅ_ｍａｘとに基づいて、瞬低が発生しているか否かを判定する。例えば、振幅瞬時値Ｅ_ｍａｘが所定の瞬低判定電圧Ｅ_ＦＲＴ未満になった場合には、瞬低が発生したと判定する。さらに、電圧瞬低復帰検出回路１７は、第２計測電圧Ｅ_ｕｗｍ及び振幅瞬時値Ｅ_ｍａｘに基づいて、商用系統電圧ｅ_ｕｗが瞬低から通常の電圧値（通常運転モード）に復帰したことを検出する。なお、瞬低判定電圧Ｅ_ＦＲＴは、例えば、制御回路７ａ，７ｂまたはその周辺に搭載されたメモリ（図示省略）等にあらかじめ記憶されている。

【0053】

出力電流調整回路１８は、電圧瞬低復帰検出回路１７で瞬低が検出されたときに、係数ＦＲＴ_{ｒａｔｉｏ}を算出し、出力電流リミッタ回路１９に出力する。これにより、インバータ５からの出力電流値は、第２計測電圧Ｅ_ｕｗｍの大きさに応じた出力電流値に低下する。なお、係数ＦＲＴ_{ｒａｔｉｏ}は、瞬低時（ＦＲＴモードの時）に、インバータ５からの出力電流を絞る（出力電流値を低下させる）ための調整用の係数である。

【0054】

充放電停止指示回路２７は、電圧瞬低復帰検出回路１７によって商用電力系統９が瞬低状態にあることが検出されたときに、充放電電力制御回路（図示省略）に対して、ＤＣ／ＤＣコンバータ４ｂによる蓄電池３への充放電を行わないように指示する。

【0055】

図３は、直流バス電圧指令値調整回路２６の一例を示すブロック図である。

【0056】

直流バス電圧指令値調整回路２６は、３入力（ＳＷ０，ＳＷ１，ＳＷ２）の切替スイッチＳＷ_Ｖｄｃを備えている。また、直流バス電圧指令値調整回路２６には、入力信号として、直流バス指令の基準値（以下、基準指令値Ｖ^＊_ｄｃ０という）と、出力電圧検出回路１６（図２参照）から出力された第２計測電圧Ｅ_ｕｗｍ及び第１計測電圧Ｅ_ｕｗａとが入力されている。ここで、基準指令値Ｖ^＊_ｄｃ０は、商用電力系統９の定格電圧等に基づいてあらかじめ任意に設定され、例えば、制御回路７ａ，７ｂまたはその周辺に搭載されたメモリ（図示省略）等に記憶されている。

【0057】

直流バス電圧指令値調整回路２６の入力端子ＳＷ０には、基準指令値Ｖ^＊_ｄｃ０が供給されている。入力端子ＳＷ１には、第１計測電圧Ｅ_ｕｗａに基づくルックアップテーブルＬＵＴの参照値が、第１直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃ１として供給されている。同様に、入力端子ＳＷ２には、第２計測電圧Ｅ_ｕｗｍに基づくルックアップテーブルＬＵＴの参照値が、ローパスフィルタＬＰＦを介して第２直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃ２として供給されている。このように、ローパスフィルタＬＰＦ（遮断周波数：ｆｃ）を介在させることにより、第２計測電圧Ｅ_ｕｗｍの変動が大きいような場合においても、第２直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃ２を遮断周波数ｆｃに応じた緩やかな変化にすることができる。これにより、電力変換装置Ａが商用電力系統９の不安定要因となることを防ぐことができる。なお、ローパスフィルタの遮断周波数ｆｃは、任意に設定することができる。

【0058】

ここで、ルックアップテーブルＬＵＴは、第１計測電圧Ｅ_ｕｗａ及び第２計測電圧Ｅ_ｕｗｍに対して、最適な直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃが対応付けられたテーブルである。このルックアップテーブルＬＵＴは、例えば、事前に測定されたデータやシミュレーションデータ等に基づいて作成され、あらかじめ制御回路７ａ，７ｂまたはその周辺に搭載されたメモリ（図示省略）等に記憶されている。なお、上記メモリ（例えば、ＥＰＲＯＭ）に記憶されたルックアップテーブルＬＵＴが、電力変換装置Ａの外部から書き換えできるように構成されていてもよい。

【0059】

＜ハイブリッド発電システムの動作＞
次に、図４から図９を用いて、ハイブリッド発電システム１の動作について、具体的に説明する。図４は、ハイブリッド発電システム１の動作を示すフローチャートである。図５は、起動時におけるハイブリッド発電システム１の動作状態を模式的に示した図である。図６は、通常運転時において、系統電圧変動時におけるハイブリッド発電システムの動作状態を模式的に示した図である。なお、図５及び図６では、発明の理解を容易にするために、発明のポイントとなる部分やその周辺部分について実際の電圧や電流の変化よりも誇張して記載したり、逆に微弱な電圧や電流の変動等を省略したりしている場合がある。また、後述する図９についても同様である。なお、以下の動作説明では、特に明記しないが、ＤＣ／ＤＣコンバータ４ａは、太陽電池２のＭＰＰＴ制御を実施しているものとする。

【0060】

−１．通常動作（起動から通常運転モード）−
まず、ハイブリッド発電システム１の起動から通常運転モードに移行するまでの動作について説明する。

【0061】

図４のステップＳ１０において、ハイブリッド発電システム１が起動されると、ソフトスタート機能が実行される。

【0062】

具体的なソフトスタートについて、図８を参照しながら説明する。

【0063】

まず、制御回路７ａは、ハイブリッド発電システム１が起動されると、直流バス電圧Ｖ_ｄｃと基準指令値Ｖ^＊_ｄｃ０とを比較する。そして、図８中の（ｉ）に示されるように、起動時における直流バス電圧Ｖ_ｄｃが、基準指令値Ｖ^＊_ｄｃ０より高い場合、制御回路７ａは、降圧動作のソフトスタートを行う。具体的には、制御回路７ａ（直流バス電圧指令値調整回路２６）は、起動直後の直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃ（以下、初期指令値Ｖ^＊_ｄｃｓと記載する）として、起動直後の直流バス電圧Ｖ_ｄｃ（基準指令値Ｖ^＊_ｄｃ０より大きい値）を使用する。その後、制御回路７ａは、直流バス電圧指令値調整回路２６および直流バス電圧制御回路１１により、直流バス電圧指令値Ｖ^*_ｄｃが、初期指令値Ｖ^＊_ｄｃｓから基準指令値Ｖ^＊_ｄｃ０に徐々に近づくように制御する。初期指令値Ｖ^＊_ｄｃｓから基準指令値Ｖ^＊_ｄｃ０に近づける速度は、所定のソフトスタート時間Ｔ_ｓｏｆｔに基づいて決まる。なおこのソフトスタート時間Ｔ_ｓｏｆｔは、ハイブリッド発電システム１のスムーズかつスピーディな起動ができるようにする観点等に基づいて、任意に設定すればよい。なお、起動時における直流バス電圧Ｖ_ｄｃ（初期指令値Ｖ^＊_ｄｃｓ）が、基準指令値Ｖ^＊_ｄｃ０より低い場合においても、同様である。すなわち、図８中の（ｉｉ）に示されるように、制御回路７ａは、初期指令値Ｖ^＊_ｄｃｓとして起動直後の直流バス電圧Ｖ_ｄｃを使用するとともに、直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃが初期指令値Ｖ^＊_ｄｃｓから基準指令値Ｖ^＊_ｄｃ０に徐々に近づくように制御する。このような構成にすることにより、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの値と直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃとの差分を小さくすることができ、出力電流ｉ_ｓｐの変動が大きくなることを防ぐことができる。さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータ４ａ，４ｂの昇圧比（電解コンデンサＣ_ｄｃの充電により直流バス電圧Ｖ_ｄｃを上昇させるための昇圧比）が低い場合においても、ハイブリッド発電システム１を起動することができるようになる。なお、図５では、時間Ｔ１０から時間Ｔ１１までの間がソフトスタート期間に相当し、図８中（ｉ）と同様に、降圧動作のソフトスタートを行っている例を示している。

【0064】

図４に戻り、ステップＳ１１のソフトスタートが終了すると、直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃとして基準指令値Ｖ^＊_ｄｃ０値が設定される。このとき、直流バス電圧指令値調整回路２６の切替スイッチＳＷ_Ｖｄｃは、ＳＷ０に設定されている。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ４ａ，４ｂは、この基準指令値Ｖ^＊_ｄｃ０値に基づいた動作をする。具体的には、ＤＣ／ＤＣコンバータ４ａ，４ｂは、制御回路７ａの制御を受けて、直流バス電圧Ｖ_ｄｃが基準指令値Ｖ^＊_ｄｃ０に応じた電圧値になるように動作する。

【0065】

そして、ステップＳ１１における基準指令値Ｖ^＊_ｄｃ０の設定後に所定時間ＴＰ１が経過すると、フローはステップＳ１２に進み、直流バス電圧指令値調整回路２６の切替スイッチＳＷ_ＶｄｃがＳＷ０からＳＷ１に切り替えられる（図５の時間Ｔ１２参照）。ここで、起動から切替スイッチＳＷ_ＶｄｃがＳＷ１に切り替えられるまでの時間Ｔ_ｓ１は、以下の式で与えられ、例えば数秒程度である。

【0066】

【数4】

【0067】

なお、上記所定時間ＴＰ１は、ｙサイクル期間に必要な時間Ｔｙよりも長く設定されるのが望ましい。ただし、所定時間ＴＰ１が時間Ｔｙより短く設定されていてもかまわない。この場合、例えば、上記時間Ｔｙが経過するまでの間における第１直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃ１の設定に用いる式として、式（３）よりも短い時間で設定値が算出できる式を採用すればよい。

【0068】

上記切替スイッチＳＷ_Ｖｄｃの切り替えにより、直流バス電圧指令値調整回路２６からは、前述の第１計測電圧Ｅ_ｕｗａに基づいて設定された第１直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃ１が出力されるようになる（図３参照）。より具体的には、ステップＳ１２では、第１計測電圧Ｅ_ｕｗａに基づいたルックアップテーブルＬＵＴの参照値が、第１直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃ１として設定される（図５参照）。

【0069】

以上のように、通常運転モードでは、第１直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃ１として、「現時点（第１時点に相当）を起点としてｙサイクル前（第３時点に相当）からｘサイクル前（第２時点に相当）までの第２計測電圧Ｅ_ｕｗｍの平均値である第１計測電圧Ｅ_ｕｗａ（式（３）参照）」に基づいて選択された値を使用するようにしている。これにより、切替スイッチＳＷ_ＶｄｃがＳＷ１に設定されている期間中は、仮に、ｘサイクル前から現時点までの間に商用系統電圧の変動があったとしても、直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃの設定に対して影響が出ないようにすることができる。

【0070】

なお、図５に示す時間ＴＰ２において、直流バス電圧Ｖ_ｄｃが低下しているにも拘わらず、出力電流ｉ_ｓｐが一定であるのは、商用系統電圧ｅ_ｕｗが一定であり、電力変換装置Ａからの出力電力も一定であることによる。また、直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃが系統電圧の振幅値ｅ_ｕｗに近ければ近いほど、出力電流制御回路２０において算出されるデューティ比ｄ_ｉｎｖの上下値が±１に近くなり、インバータ５の出力電流ｉ_ｉｎｖのピック値の付近でのスイッチング損失は低減されるため、変換効率の向上が期待できる。

【0071】

−２．商用系統電圧降下時の動作（振幅瞬時値Ｅ_ｍａｘ＝瞬低判定電圧Ｅ_ＦＲＴ以上）−
次に、商用系統電圧ｅ_ｕｗが降下した場合における動作について、図４及び図６を参照しながら説明する。図６では、時間Ｔ２１までの期間ＴＰ１は通常運転モードで動作しているものとする。すなわち、商用系統電圧ｅ_ｕｗが一定であり、直流バス電圧指令値調整回路２６の切替スイッチＳＷ_ＶｄｃがＳＷ１に設定され、直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃとして第１直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃ１が設定されているものとする。その後、時間Ｔ２１からＴ２２にかけて商用系統電圧ｅ_ｕｗが下降し、時間Ｔ２２の商用系統電圧ｅ_ｕｗが時間Ｔ２６まで保持されているものとする。なお、ここでは、下降後の商用系統電圧ｅ_ｕｗに基づく振幅瞬時値Ｅ_ｍａｘは、瞬低判定電圧Ｅ_ＦＲＴ以上であるものとする。

【0072】

図６のＴ２１からＴ２２の間の期間ＴＰ２において、商用系統電圧ｅ_ｕｗが低下すると、それにしたがって第２計測電圧Ｅ_ｕｗｍが低下し、それにしたがって第２直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃ２も低下する。一方で、出力電流ｉ_ｓｐの値は増加している。これは、インバータ５の入力電力と出力電力とが等しいためである。

【0073】

図６のＴ２１からＴ２３の間の期間ＴＰ３において、第１計測電圧Ｅ_ｕｗａ及び第１直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃ１は、は、時間Ｔ２１までの値が保持される。すなわち、商用系統電圧ｅ_ｕｗが下降する場合において、直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃがその変化に追従しない期間が設定されている。具体的には、時間Ｔ２１からｘサイクルに相当する時間が経過するまでの間（図５の時間ＴＰ２参照）は、式（２）に基づく第１計測電圧Ｅ_ｕｗａの値が変化しないので、第１直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃ１の値も変化しないようになっている。

【0074】

そして、時間Ｔ２１からｘサイクルに相当する時間が経過すると、すなわち時間Ｔ２３になると、第１計測電圧Ｅ_ｕｗａの値が徐々に低下し、第１直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃ１の値もそれにしたがって徐々に低下する。

【0075】

このように、本実施形態では、商用系統電圧ｅ_ｕｗの降下開始から所定の期間は、過去の商用系統電圧ｅ_ｕｗ（第１計測電圧Ｅ_ｕｗａ）に基づいて直流バス電圧を制御するようにしている。すなわち、商用系統電圧ｅ_ｕｗの降下にしたがって直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃを変化させることなく、インバータ５を継続運転させるようにしている。これにより、短時間の瞬低が発生してすぐに復帰するような場合や、断続的な瞬低が発生するような場合においても、継続運転を行うことができる。このような制御にする理由は、商用系統電圧ｅ_ｕｗの降下が発生した場合には、仮に、直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃを変化させなかったとしても、そのことが原因で商用電力系統９を不安定にさせるおそれが少ないからである。

【0076】

−３．商用系統電圧上昇時の動作−
次に、商用系統電圧ｅ_ｕｗが上昇した場合における動作について、図４及び図６を参照しながら説明する。図６では、時間Ｔ２５から時間Ｔ２７にかけて商用系統電圧ｅ_ｕｗが上昇し、時間Ｔ２７以降は商用系統電圧ｅ_ｕｗが一定電圧に保持されている例を示している。

【0077】

図６の時間Ｔ２５から時間Ｔ２８の期間ＴＰ４において、商用系統電圧ｅ_ｕｗが上昇すると、直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃは、速やかにその上昇に追従するようになっている。このように速やかに追従させる理由は、追従が遅れると、直流バス電圧の不足により出力電流i_ｓｐに歪みが発生してしまうためである。

【0078】

以下において、具体的に説明する。

【0079】

図６の時間Ｔ２５から時間Ｔ２６において、商用系統電圧ｅ_ｕｗが上昇すると、第２計測電圧Ｅ_ｕｗｍ及び第２直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃ２が上昇する。このとき、第１計測電圧Ｅ_ｕｗａ及び第１直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃ１は、それまでの値を保持している。したがって、第２計測電圧Ｅ_ｕｗｍと第１計測電圧Ｅ_ｕｗａとの差が徐々に広がっていく。時間Ｔ２５から時間Ｔ２６の間は、第２計測電圧Ｅ_ｕｗｍと第１計測電圧Ｅ_ｕｗａとの差が所定の閾値電圧Ｖ_ｔｈ１以下のため（図４のステップＳ１３でＮＯ）、直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃとして、第１直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃ１が引き続き設定される。なお、所定の閾値電圧Ｖ_ｔｈ１は、任意に設定することのできる値である。

【0080】

そして時間Ｔ２６において、第２計測電圧Ｅ_ｕｗｍと第１計測電圧Ｅ_ｕｗａとの差が閾値電圧Ｖ_ｔｈ１を超えると、ステップＳ１３でＹＥＳ判定となり、フローがステップＳ１５に進む。ステップＳ１５（電圧上昇モードに相当）では、制御回路７ａは、切替スイッチＳＷ_ＶｄｃをＳＷ１からＳＷ２に切り替える。これにより、直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃとして、第２直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃ２が設定される。第２直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃ２は、第２計測電圧Ｅ_ｕｗｍに基づいて設定されるため、商用系統電圧ｅ_ｕｗの変化に応じて上昇する。これにより、商用系統電圧ｅ_ｕｗの降下時と比較して、直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃが商用系統電圧ｅ_ｕｗの変化に応じて速やかに上昇することになる。これにより、出力電力追従性を向上させることができる。

【0081】

このように、本実施形態では、商用系統電圧ｅ_ｕｗが上昇する場合に、出力電力追従性を高めることができる。このような制御にすることにより、電力変換装置Ａの出力電流ｉ_ｓｐが歪むのを防ぐことができる。

【0082】

この点に関し、以下において、より具体的に説明する。

【0083】

電力変換装置Ａにおいて、インバータ５の出力におけるデューティ比ｄ_ｉｎｖは、−１から１までの範囲で動作させることにより、そのスイッチング損失を低減させ、変換効率を向上させることができる。具体的に、以下の式（５）に示すように、インバータ５の出力デューティ比ｄ_ｉｎｖは、第２計測電圧Ｅ_ｕｗｍと、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの最小値Ｖ_{ｄｃｍｉｎ}の割合に基づいて決定される。なお、下式（５）にも示すように、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの最小値Ｖ_{ｄｃｍｉｎ}は、第２計測電圧Ｅ_ｕｗｍと、ＡＣリアクトルの電圧降下分ΔＥ_ｉｎｖとの和に基づいて決定される。

【0084】

【数5】

【0085】

このような制御形態において、商用系統電圧ｅ_ｕｗが上昇した場合に、直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃの上昇が遅いと、上式（５）で示されるインバータ５の出力デューティ比ｄ_ｉｎｖが±１を超えてしまい、インバータの出力電流ｉ_ｓｐの波形が直流バス電圧Ｖ_ｄｃの不足により歪んでしまうことが考えられる。これに対し、本実施形態のように、商用系統電圧ｅ_ｕｗが上昇する場合に、速やかに直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃを上昇させることにより、直流バス電圧Ｖ_ｄｃの不足による出力電流の波形の歪みを防ぐことができる。

【0086】

その後、商用系統電圧ｅ_ｕｗの上昇が止まって一定電圧となり、第２計測電圧Ｅ_ｕｗｍと第１計測電圧Ｅ_ｕｗａとの差が所定の閾値電圧Ｖ_ｔｈ２未満になると、ステップＳ１６においてＹＥＳ判定となり、フローがステップＳ１２に戻る。そうすると、制御回路７ａは、切替スイッチＳＷ_ＶｄｃをＳＷ２からＳＷ１に切り替える。これにより、直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃとして、第１直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃ１が設定される。

【0087】

図７には、期間ＴＰ４における直流バス電圧波形（Ｖ_ｄｃ）、系統電圧波形（ｅ_ｕｗ）及び電力変換装置Ａの出力電流波形（ｉ_ｓｐ）を示している。図７では、商用系統電圧ｅ_ｕｗの上昇により、直流バス電圧の不足による出力電流ｉ_ｓｐの歪みが発生し、出力電流の波高値が低下した後、一時的に高くなっている。しかしながら、その後、短期間で直流バス電圧Ｖ_ｄｃが安定し、それに伴って速やかに出力電流ｉ_ｓｐも安定している様子がわかる。なお、期間ＴＰ３と期間ＴＰ４との間において、直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃが低下しているにも拘わらず、出力電流ｉ_ｓｐが一定であるのは、商用系統電圧ｅ_ｕｗが一定であり、電力変換装置Ａからの出力電力も一定であることによる。

【0088】

その後の動作は、前述の説明と同様であるため、ここではその詳細な説明を省略する。

【0089】

このように、第２計測電圧Ｅ_ｕｗｍと第１計測電圧Ｅ_ｕｗａとの差分に基づいて、切替スイッチＳＷ_ＶｄｃをＳＷ１に戻すことにより、再度、商用系統電圧ｅ_ｕｗの変化に拘わらず、インバータ５を継続運転させることができる通常動作モードに戻すことができる。また、切替スイッチＳＷ_Ｖｄｃの切り替えタイミングを閾値電圧Ｖ_ｔｈ２で調整しているので、切替スイッチＳＷ_Ｖｄｃの設定変更による系統電源電圧ｅ_ｕｗへの影響を小さくすることができる。

【0090】

−４．瞬低時の動作（振幅瞬時値Ｅ_ｍａｘ＝瞬低判定電圧Ｅ_ＦＲＴ未満）−
次に、瞬低が発生した場合における動作について、図９を参照しながら説明する。図９では、通常状態から瞬低が発生し、その瞬低状態がしばらく続いた後、通常状態に復帰したケースを示している。

【0091】

この場合において、制御回路７ａは、振幅瞬時値Ｅ_ｍａｘが瞬低判定用閾値Ｅ_ＦＲＴ以下の状態（以下、瞬低状態という）になってから１サイクル以内に、インバータ５の出力電流ｉ_ｉｎｖを絞る処理を行う。具体的には、瞬低状態になってから１サイクル以内に有効電流指令値Ｉ^＊_ｐを下げる処理を行う。そして、振幅瞬時値Ｅ_ｍａｘが瞬低判定用閾値Ｅ_ＦＲＴ以下の状態から瞬低判定用閾値Ｅ_ＦＲＴよりもΔＥ_ＦＲＴ以上高い状態に復帰した場合、制御回路７ａは、復帰から１サイクル以内に、前述のソフトスタートを開始する。

【0092】

上記の瞬低に係る動作について、図４を参照しながら詳細に説明する。

【0093】

まず、通常動作モードで動作している状態（ステップＳ１２）または電圧上昇モードで動作している状態（ステップＳ１５）において、瞬低が発生した場合、すなわち、振幅瞬時値Ｅ_ｍａｘが瞬低判定用閾値Ｅ_ＦＲＴ以下になると、ステップＳ１４がＹＥＳ判定となり、フローはステップＳ１７に進む。なお、図４では、ステップＳ１５からステップＳ１４にフローが遷移する矢印を省略している。

【0094】

ステップＳ１７では、制御回路７ａは、ＤＣ/ＤＣコンバータ４ａの制御を、ＭＰＰＴ制御からＣＶモード制御に切り替える。ＣＶモード制御では、前述のとおり、制御回路７ａが、インバータ５からの出力電流ｉ_ｉｎｖを絞る処理を実行するとともに、直流バス電圧Ｖ_ｄｃがある閾値までしか上昇しないように制御する。

【0095】

そして、振幅瞬時値Ｅ_ｍａｘが瞬低判定用閾値Ｅ_ＦＲＴ以下の状態から瞬低判定用閾値Ｅ_ＦＲＴよりもΔＥ_ＦＲＴ以上高い状態に復帰すると、フローはＳ１０に進み、ソフトスタートが実行される。このソフトスタートでは、直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃとして、復帰後の直流バス電圧Ｖ_ｄｃを与えて、その電圧からソフトスタートを実行する。なお、このときのソフトスタート時間Ｔ_ＦＲＴは、起動時のソフトスタート時間Ｔ_ｓｏｆｔよりも短い時間に設定されるのが好ましい。そうすることで、瞬低からの速やかな起動が実現される。なお、基本的なソフトスタートの動作は、起動時の場合（図８の説明）と同様であり、ここではその詳細な説明を省略する。

【0096】

また、図９の上段には、この一連の流れにおける直流バス電圧指令値調整回路２６の切替スイッチＳＷ_Ｖｄｃの設定の変化の状態を記載している。前述の「２．系統電圧降下時の動作」と同様に、系統電圧降下時（ここでは瞬低発生時）から所定の期間は、直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃ（第１直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃ１）が変化しない。一方で、振幅瞬時値Ｅ_ｍａｘの上昇に伴って直流バス電圧Ｖ_ｄｃが上昇しており、ソフトスタートは、その上昇分が加味された電圧から開始される。

【0097】

なお、瞬低期間中は、ＣＶモードで動作させているので、切替スイッチＳＷ_ＶｄｃはＳＷ０でもＳＷ１でもどちらでも構わない。ただし、ソフトスタート時には、切替スイッチＳＷ_ＶｄｃがＳＷ０になっていることが必要であるため、図９では、有効電流指令値Ｉ^＊_ｐを下げる処理を行うときに、切替スイッチＳＷ_ＶｄｃをＳＷ０に切り替えている。

【0098】

以上のような処理を行うことにより、瞬低時においても、電力変換装置Ａの継続運転が可能となり、電力変換装置Ａが商用電力系統９の不安定要因となることを防ぐことができる。

【0099】

図１０は、直流バス電圧を固定した場合（図１０では直流バス電圧固定と記載）と、本実施形態に係る構成（図１０では直流バス電圧可変と記載）との変換効率をグラフにして示したものである。図１０に示すように、本実施形態に係る構成は、直流バス電圧を固定した場合と比較して高い変換効率を実現することができている。特に、商用電力系統の公称電圧が低い部分において、直流バス電圧固定制御と比較して、高い変換効率を実現することができている。

【0100】

以上、本発明の好ましい実施形態及びその変形例について説明したが、本開示に係る技術は、これに限定されず、適宜、変更、置き換え等を行った実施形態にも適用が可能である。また、上記実施形態で説明した各構成要素を組み合わせて、新たな実施形態とすることも可能である。

【0101】

例えば、上記実施形態では、第１計測電圧Ｅ_ｕｗａ、第２計測電圧Ｅ_ｕｗｍに基づくルックアップテーブルＬＵＴを参照して、直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃを決定するものとしたが、これに限定されない。例えば、制御回路７ａに直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃを演算するような演算手段を設けるようにしてもよい。

【0102】

例えば、上記実施形態では、ハイブリッド発電システム１が蓄電池３を備えている例について説明したが、蓄電池３はなくてもよい。図１１には、蓄電池３を省いた例を示している。図１１の場合においても、上記実施形態と同様に動作させることが可能であり、同様の作用効果を得ることができる。また、上記実施形態では、分散型電源としての太陽電池２を例示したが、分散型電源は太陽電池に限定されず、風力発電等の他の分散型電源であってもよい。

【0103】

例えば、上記実施形態では、現時点を起点としてｙサイクル前からｘサイクル前までの間の第２計測電圧Ｅ_ｕｗｍの平均値を用いて第１計測電圧Ｅ_ｕｗａを算出しているが、これに限るものではなく、ｘサイクル前の値Ｅ_ｕｗｍ（ｚ−ｘ）を用いて、第一計測電圧Ｅ_ｕｗａの値に入れ替えてもよいし、ｘサイクル前の値Ｅ_ｕｗｍ（ｚ−ｘ）を用いて、ローパスフィルタを介し、ローパスフィルタを通した値を第一計測電圧Ｅ_ｕｗａの値に入れ替えてもよい。

【0104】

また、上記実施形態では、ローパスフィルタＬＰＦ（遮断周波数：ｆｃ）を介在させることにより、第２計測電圧Ｅ_ｕｗｍの変動が大きいような場合においても、第２直流バス電圧指令値Ｖ^＊_ｄｃ２を遮断周波数ｆｃに応じた緩やかな変化にすることができるようにしているが、これに限るものではなく、制御ソフトの制限上で、ローパスフィルタを用いなくてもよい。

【0105】

また、上記実施形態を説明した図５、図６、図８および図９は、直流バス電圧Ｖ_ｄｃにおいて２ｆ成分等を除去した波形を示した模式図であり、実際の直流バス電圧Ｖ_ｄｃの波形は、図７に示すように、２ｆ成分を含む波形となる。

【産業上の利用可能性】

【0106】

本発明は、電力変換装置において、高い変換効率の運転及び瞬低での継続運転が実現されており、極めて有用である。

【符号の説明】

【0107】

Ａ 電力変換装置
５ インバータ
７ａ 制御回路（制御部）
１６ 出力電圧検出回路（電圧計測部）
Ｅ_ｕｗａ 第１計測電圧
Ｅ_ｕｗｍ 第２計測電圧
Ｖ_ｄｃ 直流バス電圧（バス電圧）

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】