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特許6853851フライバックコンバータの制御方法及び装置

書誌要約請求の範囲詳細な説明課題実施例実施するための形態図面の説明

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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6853851

(24)【登録日】2021年3月16日

(45)【発行日】2021年3月31日

(54)【発明の名称】フライバックコンバータの制御方法及び装置

(51)【国際特許分類】

H02M 3/28 20060101AFI20210322BHJP

【ＦＩ】

H02M3/28 R

H02M3/28 H

【請求項の数】20

【全頁数】19

(21)【出願番号】特願2019-106119(P2019-106119)

(22)【出願日】2019年6月6日

(65)【公開番号】特開2020-10591(P2020-10591A)

(43)【公開日】2020年1月16日

【審査請求日】2019年6月6日

(31)【優先権主張番号】201810718910.1

(32)【優先日】2018年7月3日

(33)【優先権主張国】CN

(73)【特許権者】

【識別番号】511268432

【氏名又は名称】台達電子企業管理（上海）有限公司

(74)【代理人】

【識別番号】110000671

【氏名又は名称】八田国際特許業務法人

(72)【発明者】

【氏名】宋海斌

(72)【発明者】

【氏名】許道飛

(72)【発明者】

【氏名】章進法

【審査官】山崎雄司

(56)【参考文献】

【文献】特開２０１７−０１７８４６（ＪＰ，Ａ）

【文献】実開平０６−０３６３９２（ＪＰ，Ｕ）

【文献】特開２０１７−００５９８８（ＪＰ，Ａ）

【文献】中国実用新案第２０１４３０５３２（ＣＮ，Ｙ）

【文献】中国特許出願公開第１０７８９６０６２（ＣＮ，Ａ）

【文献】米国特許出願公開第２０１７／０２６４２０６（ＵＳ，Ａ１）

【文献】 ZHANG, Junming, et al.，A High Efficiency Flyback Converter With New Active Clamp Technique，IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS，米国，IEEE，２０１０年７月，VOL.25 NO.7，P.1775-1785

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ３／００−３／４４

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

メインスイッチング素子、変圧器及び補助スイッチング素子を備えるフライバックコンバータの制御方法であって、
前記フライバックコンバータの入力電圧を表す第１電圧信号及び前記フライバックコンバータの出力電圧を表す第２電圧信号をリアルタイムで取得するステップ１と、
前記第１電圧信号及び前記第２電圧信号に基づいて前記補助スイッチング素子の導通時間を取得し、前記導通時間に基づいて第１制御信号を出力して前記補助スイッチング素子をオフにするステップ２と、
前記第１制御信号及びデッドタイムに基づいて第２制御信号を出力して前記メインスイッチング素子を開通するステップ３と、を含み、
前記ステップ２において、以下の式に基づいて前記導通時間を取得し、

【数1】

そのうち、ｔ_ｏｎは、前記導通時間であり、Ｖ_ｂｕｓは、前記第１電圧信号の電圧であり、Ｖ_ｏは、前記第２電圧信号の電圧であり、Ｃ_ｅｑは、前記メインスイッチング素子の第１端子のアースに対する寄生容量の容量値であり、Ｌ_ｍは、前記変圧器の励磁インダクタンスのインダクタンス値であり、ｎは、前記変圧器の巻数比であり、且つ、
前記デッドタイムは、前記補助スイッチング素子がオフになってから、前記変圧器の前記励磁インダクタンスと前記メインスイッチング素子の前記寄生容量が共振されることによって、前記メインスイッチング素子のドレイン電圧が０になるまでの時間であることを特徴とする、フライバックコンバータの制御方法。

【請求項2】

前記補助スイッチング素子は、前記変圧器の一次巻線に接続されるアクティブクランプ素子である、請求項１に記載の制御方法。

【請求項3】

前記フライバックコンバータの前記変圧器は、前記補助スイッチング素子に直列接続される補助巻線をさらに備える、請求項１に記載の制御方法。

【請求項4】

前記ステップ１において、前記フライバックコンバータの入力端子及び出力端子の電圧を採集することで前記第１電圧信号及び前記第２電圧信号をそれぞれ取得する、請求項１に記載の制御方法。

【請求項5】

前記ステップ１において、前記変圧器の前記補助巻線の負電圧を採集して前記第１電圧信号を取得し、前記補助巻線の正電圧を採集して前記第２電圧信号を取得する、請求項３に記載の制御方法。

【請求項6】

前記ステップ２は、さらに、
前記第２電圧信号に基づき、比例定数に従って電流信号を出力するステップ２１と、
第３制御信号を利用して第１キャパシタを充電状態にし、かつ前記電流信号を利用して前記第１キャパシタを充電するステップ２２と、
前記第１電圧信号の電圧と前記第１キャパシタの電圧をリアルタイムで比較し、前記第１電圧信号の電圧と前記第１キャパシタの電圧が同じであるとき、前記導通時間を取得するステップ２３と、
前記導通時間に基づいて前記第１制御信号を出力することで、前記補助スイッチング素子をオフにするステップ２４と、を備える、請求項１に記載の制御方法。

【請求項7】

前記第３制御信号は、前記補助スイッチング素子の開通信号である、請求項６に記載の制御方法。

【請求項8】

前記ステップ３において、前記第１制御信号を出力した後、前記デッドタイムを遅延させて前記第２制御信号を出力することで前記メインスイッチング素子を開通する、請求項１に記載の制御方法。

【請求項9】

前記メインスイッチング素子の第１端子が前記変圧器の励磁インダクタンスに電気的に接続され、第２端子が接地され、
前記ステップ２１において、以下の式に基づいて前記比例定数を取得し、

【数2】

そのうち、Ｃは、前記第１キャパシタの容量値であり、Ｋは、前記比例定数であり、Ｃ_ｅｑは、前記メインスイッチング素子の第１端子のアースに対する寄生容量の容量値であり、Ｌ_ｍは、前記励磁インダクタンスのインダクタンス値であり、ｎは、前記変圧器の巻数比である、請求項６に記載の制御方法。

【請求項10】

前記ステップ３において、以下の式に基づいて前記デッドタイムを取得し、

【数3】

そのうち、ｔ_{ｄｅｌａｙ}は、前記デッドタイムであり、Ｃ_ｅｑは、前記メインスイッチング素子の第１端子のアースに対する寄生容量の容量値であり、Ｌ_ｍは、前記励磁インダクタンスのインダクタンス値である、請求項１に記載の制御方法。

【請求項11】

メインスイッチング素子、変圧器及び補助スイッチング素子を備えるフライバックコンバータの制御装置であって、
前記フライバックコンバータの入力電圧を表す第１電圧信号、及び前記フライバックコンバータの出力電圧を表す第２電圧信号をリアルタイムで取得し、かつ前記第１電圧信号及び前記第２電圧信号に基づいて前記補助スイッチング素子の導通時間を取得し、前記導通時間に基づいて第１制御信号を出力することで前記補助スイッチング素子をオフにするクランプ素子導通時間制御部と、
前記第１制御信号及びデッドタイムに基づいて第２制御信号を出力することで前記メインスイッチング素子を開通するデッドタイム制御部と、を備え、
前記クランプ素子導通時間制御部は、以下の式に基づいて前記導通時間を取得し、

【数4】

【請求項12】

前記補助スイッチング素子は、前記変圧器の一次巻線に接続されるアクティブクランプ素子である、請求項１１に記載の制御装置。

【請求項13】

前記フライバックコンバータの前記変圧器は、前記補助スイッチング素子に直列接続される補助巻線をさらに備える、請求項１１に記載の制御装置。

【請求項14】

前記クランプ素子導通時間制御部は、前記フライバックコンバータの入力端子及び出力端子の電圧を採集することで前記第１電圧信号及び前記第２電圧信号をそれぞれ取得する、請求項１１に記載の制御装置。

【請求項15】

前記クランプ素子導通時間制御部は、前記変圧器の前記補助巻線の負電圧を採集して前記第１電圧信号を取得し、前記補助巻線の正電圧を採集して前記第２電圧信号を取得する、請求項１３に記載の制御装置。

【請求項16】

前記クランプ素子導通時間制御部は、
前記第２電圧信号に基づき、比例定数に従って電流信号を出力する電流信号出力モジュールと、
第１端子が前記電流信号出力モジュールに電気的に接続され、第２端子が接地される第１キャパシタと、
前記第１キャパシタに並列接続され、第３制御信号に基づいてオフとなりかつオフになったとき、前記電流信号を利用して前記第１キャパシタへの充電を開始する第１制御スイッチと、
第１入力端子が前記第１キャパシタの第１端子及び前記電流信号出力モジュールに電気的に接続され、第２入力端子が前記第１電圧信号を受信し、前記第１電圧信号の電圧と前記第１キャパシタの電圧をリアルタイムで比較する比較モジュールと、
前記比較モジュールに電気的に接続され、前記第１キャパシタの電圧と前記第１電圧信号の電圧が同じであるとき前記導通時間を取得し、かつ前記導通時間に基づいて前記第１制御信号を出力して前記補助スイッチング素子をオフにする第１制御信号出力モジュールと、を備える、請求項１１に記載の制御装置。

【請求項17】

前記第３制御信号は、前記補助スイッチング素子の開通信号である、請求項１６に記載の制御装置。

【請求項18】

前記デッドタイム制御部は、
前記デッドタイムを取得するデッドタイム取得モジュールと、
前記デッドタイム取得モジュールに電気的に接続され、前記第１制御信号出力モジュールが前記第１制御信号を出力すると、前記デッドタイムを遅延させて前記第２制御信号を出力することで前記メインスイッチング素子を開通する第２制御信号出力モジュールと、
を備える、請求項１６に記載の制御装置。

【請求項19】

前記メインスイッチング素子の第１端子が前記変圧器の励磁インダクタンスに電気的に接続され、前記メインスイッチング素子の第２端子が接地され、かつ以下の式に基づいて前記比例定数を取得し、

【数5】

そのうち、Ｃは、前記第１キャパシタの容量値であり、Ｋは、前記比例定数であり、Ｃ_ｅｑは、前記メインスイッチング素子の第１端子のアースに対する寄生容量の容量値であり、Ｌ_ｍは、励磁インダクタンスのインダクタンス値であり、ｎは、前記変圧器の巻数比である、請求項１６に記載の制御装置。

【請求項20】

前記デッドタイム制御部は、以下の式に基づいて前記デッドタイムを取得し、

【数6】

そのうち、ｔ_{ｄｅｌａｙ}は、前記デッドタイムであり、Ｃ_ｅｑは、前記メインスイッチング素子の第１端子のアースに対する寄生容量の容量値であり、Ｌ_ｍは、前記励磁インダクタンスのインダクタンス値である、請求項１１に記載の制御装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、フライバックコンバータの制御方法及び装置に関し、特に、出力電圧が変化する場合に適用するフライバックコンバータの制御方法及び装置に関する。

【背景技術】

【0002】

フライバックコンバータは、回路構成が簡単であるため将来において電源アダプターの高周波化、小型化を実現するのに最適なトポロジー構造であるが、メインスイッチング素子のスイッチング損失が原因となってそのスイッチング周波数の向上が困難である。従来、フライバックコンバータのメインスイッチング素子のゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）によりメインスイッチング素子のスイッチング損失を除去することができる。ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）は、メインスイッチング素子の導通に先立って補助スイッチング素子を一定時間かけて開通することで実現でき、そのうち該補助スイッチング素子は、アクティブクランプのクランプ素子であっても良く、補助巻線に直列接続されるスイッチであっても良い。

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0003】

従来の制御方法によると、補助スイッチング素子の開通時間、及び補助スイッチング素子とメインスイッチング素子のデッドタイムはいずれも固定時間の制御方式を採用するが、このような手法は出力電圧が変化する場合に適せず、将来のＵＳＢＰＤの応用を満たすことができない。したがって、最適設計の効率化を図る目的で補助スイッチング素子の開通時間及びデッドタイムを入力電圧、出力電圧の変化に伴って変化せざるを得ず、制御が特に煩雑になってしまう。一方、設計周波数の上昇に伴ってデッドタイムが次第に短くなり、コントローラの伝達遅延及び許容差に起因してデッドタイムの制御が特に難しくなることがある。こういった課題を解決するため、効率化と制御方法の簡略化を両立させることのできるライバックコンバータの制御方法及び装置が求められている。

【課題を解決するための手段】

【0004】

上記従来技術の問題を解決するため、本発明は、ライバックコンバータの制御方法を提供することを目的とし、前記ライバックコンバータは、メインスイッチング素子、変圧器及び補助スイッチング素子を有し、前記制御方法は、前記フライバックコンバータの入力電圧を表す第１電圧信号及び前記フライバックコンバータの出力電圧を表す第２電圧信号をリアルタイムで取得するステップ１と、前記第１電圧信号及び前記第２電圧信号に基づいて補助スイッチング素子の導通時間を取得し、かつ導通時間に基づいて第１制御信号を出力することで前記補助スイッチング素子をオフにするステップ２と、第１制御信号及びデッドタイムに基づいて第２制御信号を出力することでメインスイッチング素子を開通し、前記デッドタイムが固定時間であるステップ３とを備える。

【0005】

前記制御方法において、前記補助スイッチング素子は、前記変圧器の一次巻線に接続される前記ライバックコンバータのアクティブクランプ素子である。

【0006】

前記制御方法において、前記ライバックコンバータの変圧器は、前記補助スイッチング素子に直列接続される補助巻線をさらに備える。

【0007】

前記制御方法において、前記ステップ１において前記ライバックコンバータの入力端子及び出力端子の電圧を採集することで、前記第１電圧信号及び前記第２電圧信号をそれぞれ取得する。

【0008】

前記制御方法において、前記ステップ１において前記変圧器の前記補助巻線の負電圧を採集することで前記第１電圧信号を取得し、前記補助巻線の正電圧を採集することで前記第２電圧信号を取得する。

【0009】

前記制御方法において、前記ステップ２は、前記第２電圧信号に基づき、比例定数に従って電流信号を出力するステップ２１と、第３制御信号を利用して第１キャパシタを充電状態にし、かつ前記電流信号を利用して前記第１キャパシタを充電するステップ２２と、前記第１電圧信号の電圧と前記第１キャパシタの電圧をリアルタイムで比較し、前記第１電圧信号の電圧と前記第１キャパシタの電圧が同じであるとき前記導通時間を取得するステップ２３と、前記導通時間に基づいて前記第１制御信号を出力することで前記補助スイッチング素子をオフにするステップ２４と、を備える。

【0010】

前記制御方法において、前記第３制御信号は、前記補助スイッチング素子の開通信号である。

【0011】

前記制御方法において、前記ステップ３において前記第１制御信号を出力した後、前記デッドタイムを遅延させて前記第２制御信号を出力することで前記メインスイッチング素子を開通する。

【0012】

前記制御方法において、前記メインスイッチング素子の第１端子が前記変圧器の励磁インダクタンスに電気的に接続され、前記メインスイッチング素子の第２端子が接地され、かつ前記ステップ２１において以下の式に基づいて前記比例定数を取得し、

【0013】

【数1】

【0014】

そのうち、Ｃは、前記第１キャパシタの容量値であり、Ｋは、前記比例定数であり、Ｃ_ｅｑは、前記メインスイッチング素子の第１端子のアースに対する寄生容量の容量値であり、Ｌ_ｍは、励磁インダクタンスのインダクタンス値であり、ｎは、前記変圧器の巻数比である。

【0015】

前記制御方法において、前記ステップ２において以下の式に基づいて前記導通時間を取得し、

【0016】

【数2】

【0017】

【0018】

前記制御方法において、前記ステップ３は以下の式に基づいて前記デッドタイムを取得し、

【0019】

【数3】

【0020】

そのうち、ｔ_{ｄｅｌａｙ}は、前記デッドタイムであり、Ｃ_ｅｑは、前記メインスイッチング素子の第１端子のアースに対する寄生容量の容量値であり、Ｌ_ｍは、前記励磁インダクタンスのインダクタンス値である。

【0021】

本発明は、メインスイッチング素子、変圧器及び補助スイッチング素子を備えるフライバックコンバータの制御装置を提供し、前記制御装置は、フライバックコンバータの入力電圧を表す第１電圧信号及びフライバックコンバータの出力電圧を表す第２電圧信号をリアルタイムで取得し、かつ前記第１電圧信号及び前記第２電圧信号に基づいて前記補助スイッチング素子の導通時間を取得し、前記導通時間に基づいて第１制御信号を出力して前記補助スイッチング素子をオフにするクランプ素子導通時間制御部と、前記第１制御信号及びデッドタイムに基づいて第２制御信号を出力して前記メインスイッチング素子を開通し、前記デッドタイムが固定時間であるデッドタイム制御部と、を備える。

【0022】

前記制御装置において、前記補助スイッチング素子は、前記変圧器の一次巻線に並列接続される前記フライバックコンバータのアクティブクランプ素子である。

【0023】

前記制御装置において、前記フライバックコンバータの変圧器は、前記補助スイッチング素子に直列接続される補助巻線をさらに備える。

【0024】

前記制御装置において、前記クランプ素子導通時間制御部は、前記フライバックコンバータの入力端子及び出力端子の電圧を採集することで前記第１電圧信号及び前記第２電圧信号をそれぞれ取得する。

【0025】

前記制御装置において、前記クランプ素子導通時間制御部は、前記変圧器の前記補助巻線の負電圧を採集して前記第１電圧信号を取得し、前記補助巻線の正電圧を採集して前記第２電圧信号を取得する。

【0026】

前記制御装置において、前記クランプ素子導通時間制御部は、前記第２電圧信号に基づき、比例定数に従って電流信号を出力する電流信号出力モジュールと、第１端子が前記電流信号出力モジュールに電気的に接続され、第２端子が接地される第１キャパシタと、前記第１キャパシタに並列接続され、かつ第３制御信号に基づいてオフとなり、オフになるとき前記電流信号を利用して前記第１キャパシタへの充電を開始する第１制御スイッチと、第１入力端子が前記第１キャパシタの第１端子及び前記電流信号出力モジュールに電気的に接続され、第２入力端子が前記第１電圧信号を受信し、前記第１電圧信号の電圧と前記第１キャパシタの電圧を比較する比較モジュールと、前記比較モジュールに電気的に接続され、前記第１キャパシタの電圧と前記第１電圧信号の電圧が同じであるとき、前記導通時間を取得し、かつ前記導通時間に基づいて前記第１制御信号を出力して前記補助スイッチング素子をオフにする第１制御信号出力モジュールと、を備える。

【0027】

前記制御装置において、前記第３制御信号は、前記補助スイッチング素子の開通信号である。

【0028】

前記制御装置において、前記デッドタイム制御部は、前記デッドタイムを取得するデッドタイム取得モジュールと、前記デッドタイム取得モジュールに電気的に接続され、第１制御信号出力モジュールが前記第１制御信号を出力すると、前記デッドタイムを遅延させて前記第２制御信号を出力することで前記メインスイッチング素子を開通する第２制御信号出力モジュールと、を備える。

【0029】

前記制御装置において、前記メインスイッチング素子の第１端子が前記変圧器の励磁インダクタンスに電気的に接続され、第２端子が接地され、以下の式に基づいて前記比例定数を取得し、

【0030】

【数4】

【0031】

【0032】

前記制御装置において、前記クランプ素子導通時間制御部は、以下の式に基づいて前記導通時間を取得し、

【0033】

【数5】

【0034】

【0035】

前記制御装置において、前記デッドタイム制御部は、以下の式に基づいて前記デッドタイムを取得し、

【0036】

【数6】

【0037】

【発明の効果】

【0038】

本発明によると、従来に比べ、補助スイッチング素子の導通時間を設定することによりフライバックコンバータの固定様式のデッドタイムを設定することができ、また、入力電圧の全範囲内（例えば、９０〜２４６Ｖａｃ）、かつ異なる出力電圧の全負荷範囲内におけるメインスイッチング素子のゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）及び最適設計の効率化を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【0039】

【図1】本発明のフライバックコンバータの第１実施形態の回路の構造模式図である。

【図2】本発明のフライバックコンバータに用いられる補助スイッチング素子の制御方法のフローチャートである。

【図3】図２のそれぞれのステップのフローチャートである。

【図4】本発明のフライバックコンバータの制御装置の構造模式図である。

【図5】図４における補助スイッチング素子導通時間制御部の構造模式図である。

【図6】図４におけるデッドタイム制御部の構造模式図である。

【図7】本発明のフライバックコンバータの１つの実施形態の波形図である。

【図8】本発明の制御方法により、異なる負荷でのフライバックコンバータのゼロ電圧スイッチングの共振状態軌跡図である。

【図9】本発明の制御方法により、異なる負荷でのフライバックコンバータのゼロ電圧スイッチングの共振状態軌跡図である。

【図10】本発明のフライバックコンバータの第２実施形態の回路の構造模式図である。

【図11】本発明のフライバックコンバータの第３実施形態の回路の構造模式図である。

【発明を実施するための形態】

【0040】

以下、図面を参照しながら、具体的な実施形態を用いて本発明をさらに詳しく説明する。本実施形態は、本発明の技術案を前提として行い、実施形態及び操作プロセスが与えられるが、本発明の特許請求の範囲は、以下の実施形態に限られない。

【0041】

以下、図１〜３を参照する。図１は、本発明のフライバックコンバータの第１実施形態の回路の構造模式図であり、図２は、本発明のフライバックコンバータに用いられる補助スイッチング素子の制御方法のフローチャートであり、図３は、図２のそれぞれのステップのフローチャートである。図１〜３に示すように、フライバックコンバータは、メインスイッチング素子Ｓ１、変圧器Ｔ及び補助スイッチング素子Ｓ２を備える。本発明のフライバックコンバータの制御方法は、フライバックコンバータの入力電圧を表す第１電圧信号及びフライバックコンバータの出力電圧を表す第２電圧信号をリアルタイムで取得するステップＳ１と、第１電圧信号及び第２電圧信号に基づいて補助スイッチング素子の導通時間を取得し、導通時間に基づいて第１制御信号を出力して前記補助スイッチング素子を切るステップＳ２と、第１制御信号及びデッドタイムに基づいて第２制御信号を出力してメインスイッチング素子を開通し、デッドタイムが固定の時間であるステップＳ３とを備える。

【0042】

なお、本実施形態において、補助スイッチング素子は、前記変圧器の一次巻線に接続されるフライバックコンバータのアクティブクランプ素子である。

【0043】

本実施形態において、ステップ１において、ライバックコンバータの入力端子及び出力端子の電圧を採集して前記第１電圧信号及び前記第２電圧信号をそれぞれ取得するが、本発明は、これに限らず、他の実施形態において、第１電圧信号及び第２電圧信号を間接に取得することができる。例えば、ステップ１において、変圧器Ｔの補助巻線の負電圧を採集して第１電圧信号を取得し、補助巻線の正電圧を採集して第２電圧信号を取得し、本発明では、第１電圧信号及び第２電圧信号をどのように取得するかは、当業者が実際のニーズに従って自由に設計すれば良い。

【0044】

また、ステップ２において、前記第２電圧信号に基づいて比例定数で電流信号を出力するステップ２１と、第３制御信号を利用して第１キャパシタを充電状態に始めさせ、前記電流信号を利用して前記第１キャパシタを充電するステップ２２と、前記第１電圧信号の電圧と前記第１キャパシタの電圧をリアルタイムで比較し、前記第１電圧信号の電圧と前記第１キャパシタの電圧が同じである場合、前記導通時間を取得するステップ２３と、前記導通時間に基づいて前記第１制御信号を出力して前記補助スイッチング素子を切るステップ２４とを備える。

【0045】

また、ステップ３において、前記第１制御信号が出力されると、デッドタイムを遅延させて第２制御信号を出力することにより、メインスイッチング素子Ｓ１を開通する。

【0046】

また、メインスイッチング素子Ｓ１は、第１端子が変圧器Ｔの励磁インダクタンスＬ１に電気的に接続され、第２端子が接地される。ステップ２１において、以下の式で比例定数を取得する。

【0047】

【数7】

【0048】

Ｃは、第１キャパシタの容量値であり、Ｋは、比例定数であり、Ｃ_ｅｑは、メインスイッチング素子の第１端子が接地される寄生容量の容量値であり、Ｌ_ｍは、励磁インダクタンスのインダクタンス値であり、ｎは、変圧器の巻数比である。
ステップ２３において、以下の式で導通時間を取得する。

【0049】

【数8】

【0050】

なお、ｔ_ｏｎは、前記導通時間であり、Ｖ_ｂｕｓは、前記第１電圧信号の電圧であり、Ｖ_ｏは、前記第２電圧信号の電圧であり、Ｃ_ｅｑは、前記メインスイッチング素子の第１端子が接地される寄生容量の容量値であり、Ｌ_ｍは、前記変圧器の励磁インダクタンスのインダクタンス値であり、ｎは、前記変圧器の巻数比である。
ステップ３において、以下の式でデッドタイムを取得する。

【0051】

【数9】

【0052】

なお、ｔ_{ｄｅｌａｙ}は、前記デッドタイムであり、Ｃ_ｅｑは、前記メインスイッチング素子の第１端子が接地される寄生容量の容量値であり、Ｌ_ｍは、前記励磁インダクタンスのインダクタンス値である。

【0053】

図１及び図４〜６を参照し、図４は、本発明のフライバックコンバータの制御装置の構造模式図であり、図５は、図４における補助スイッチング素子導通時間制御部の構造模式図であり、図６は、図４におけるデッドタイム制御部の構造模式図である。図１及び図４〜６に示すように、本発明のフライバックコンバータの制御装置は、補助スイッチング素子導通時間制御部３１及びデッドタイム制御部３２を備え、補助スイッチング素子導通時間制御部３１は、第１電圧信号及び第２電圧信号をリアルタイムで取得し、第１電圧信号及び第２電圧信号に基づいて補助スイッチング素子Ｓ２の導通時間ｔ_ｏｎを取得し、導通時間ｔ_ｏｎに基づいて第１制御信号ＳＩ１を出力して補助スイッチング素子Ｓ２をオフにする。第１電圧信号は、フライバックコンバータの入力電圧を表し、第２電圧信号は、フライバックコンバータの出力電圧を表す。デッドタイム制御部３２は、第１制御信号ＳＩ１及びデッドタイムｔ_{ｄｅｌａｙ}に基づいて第２制御信号ＳＩ２を出力してメインスイッチング素子Ｓ１を開通し、デッドタイムｔ_{ｄｅｌａｙ}は、一定の時間である。

【0054】

また、本実施形態において、変圧器Ｔは、一次巻線Ｔ１及び二次巻線Ｔ２を含み、補助スイッチング素子Ｓ２は、変圧器Ｔの一次巻線に並列接続するフライバックコンバータのアクティブクランプ素子である。

【0055】

なお、本実施形態において、補助スイッチング素子導通時間制御部３１は、フライバックコンバータの入力端子及び出力端子の電圧を採集して第１電圧信号及び第２電圧信号をそれぞれ取得するが、本発明は、これに限らない。本実施形態において、補助スイッチング素子導通時間制御部３１は、第１電圧信号及び第２電圧信号を間接に取得することができ、例えば、変圧器Ｔの補助巻線Ｔ３（図１０〜１１参照）の負電圧は、第１電圧信号を取得し、変圧器Ｔの補助巻線Ｔ３（図１０〜１１参照）の正の電圧は、第２電圧信号を取得する。本発明では、第１電圧信号及び第２電圧信号を取得するプロセスが制限されず、当業者は、実際のニーズに従って自由に設計すれば良い。

【0056】

補助スイッチング素子導通時間制御部３１は、電流信号出力モジュール３１１、第１キャパシタＣ１、第１制御スイッチＫ１、比較モジュール３１２及び第１制御信号出力モジュール３１３を備える。電流信号出力モジュール３１１は、第２電圧信号Ｖ_０に基づいて比例定数で電流信号を出力する。第１キャパシタＣ１は、第１端子が電流信号出力モジュール３１１に電気的に接続され、第２端子が接地される。第１制御スイッチＫ１は、第１キャパシタＣ１に並列接続され、第３制御信号ＳＩ３に基づいてオフとなり、前記第１制御スイッチＫ１がオフになったとき、電流信号を利用して第１キャパシタＣ１が充電される。比較モジュール３１２は、第１端子が第１キャパシタＣ１の第１端子及び電流信号出力モジュール３１１に電気的に接続され、第２端子が第１電圧信号を受信し、第１電圧信号の電圧と第１キャパシタＣ１の電圧をリアルタイムで比較する。第１制御信号出力モジュール３１３は、比較モジュール３１２に電気的に接続され、第１キャパシタＣ１の電圧と第１電圧信号の電圧が同じであるとき、導通時間ｔ_ｏｎが取得され、導通時間ｔ_ｏｎに基づいて第１制御信号ＳＩ１を出力することで補助スイッチング素子Ｓ２をオフにするが、本発明は、これに限らない。

【0057】

なお、メインスイッチング素子Ｓ１は、第１端子が変圧器Ｔの励磁インダクタンスＬ１に電気的に接続され、第２端子が接地され、以下の式に基づいて比例定数を取得する。

【0058】

【数10】

【0059】

Ｃは、前記第１キャパシタの容量値であり、Ｋは、前記比例定数であり、Ｃ_ｅｑは、前記メインスイッチング素子の第１端子のアースに対する寄生容量の容量値であり、Ｌ_ｍは、励磁インダクタンスのインダクタンス値であり、ｎは、前記変圧器の巻数比である。以下の式に基づいて導通時間を取得する。

【0060】

【数11】

【0061】

ｔ_ｏｎは、前記導通時間であり、Ｖ_ｂｕｓは、前記第１電圧信号の電圧であり、Ｖ_ｏは、前記第２電圧信号の電圧であり、Ｃ_ｅｑは、前記メインスイッチング素子の第１端子が接地される寄生容量の容量値であり、Ｌ_ｍは、前記変圧器の励磁インダクタンスのインダクタンス値であり、ｎは、前記変圧器の巻数比である。

【0062】

デッドタイム制御部３２は、デッドタイムｔ_{ｄｅｌａｙ}を取得し、第２制御信号出力モジュール３２２に電気的に接続するデッドタイム取得モジュール３２１と、第２制御信号出力モジュール３２２とを備える。第１制御信号出力モジュール３１３は、第１制御信号ＳＩ１を出力すると、第２制御信号出力モジュール３２２は、デッドタイムｔ_{ｄｅｌａｙ}だけを遅延した後にメインスイッチング素子Ｓ１を開通する。なお、本実施形態において、デッドタイム取得モジュール３２１は、クロノトロンであるが、本発明は、これに限らない。デッドタイム取得モジュール３２１は、以下の式に基づいてデッドタイムを取得する。

【0063】

【数12】

【0064】

ｔ_{ｄｅｌａｙ}は、前記デッドタイムであり、Ｃ_ｅｑは、前記メインスイッチング素子の第１端子が接地される寄生容量の容量値であり、Ｌ_ｍは、前記励磁インダクタンスのインダクタンス値である。

【0065】

図７は、本発明のフライバックコンバータの１つの実施形態の波形図である。図８〜９は、本発明の制御方法により、異なる負荷でのフライバックコンバータのゼロ電圧スイッチングの共振状態軌跡図である。図１及び図７〜９を用いて本発明のフライバックコンバータの補助スイッチング素子の制御方法及び装置の動作原理を詳しく説明する。フライバックコンバータについては、メインスイッチのゼロ電圧を開通するために、メインスイッチを開通する前に、補助スイッチング素子を暫く開通することで負方向の励磁電流を生成する。生成した励磁電流では、丁度Ｖ_ＤＳの電圧が０に低下することを実現するために、補助スイッチング素子Ｓ２の導通時間及び相応するデッドタイムは、それぞれ以下の式を満たす必要がある。

【0066】

【数13】

【0067】

なお、θは、位相角であり、Ｖｂｕｓ≧ｎＶｏである場合、

【0068】

【数14】

【0069】

であり、Ｖｂｕｓ≦ｎＶｏである場合、

【0070】

【数15】

【0071】

前記式から分かるように、従来技術の補助スイッチング素子Ｓ２の導通時間及びデッドタイムは、いずれも入力電圧及び出力電圧に基づいてリアルタイで調整する必要があり、制御が複雑であり、特に高周波数の設計に適しない。一方、本発明の補助スイッチング素子Ｓ２の導通時間は、

【0072】

【数16】

【0073】

であり、補助スイッチング素子Ｓ２の導通時間は、相変わらず入力電圧及び出力電圧に影響されるが、簡単な比例関係になり、回路により補助スイッチング素子Ｓ２の導通時間ｔ_ｏｎの設定を容易に実現することができる。補助スイッチング素子Ｓ２の導通時間ｔ_ｏｎから、相応的に、ｔ_{ｄｅｌａｙ}のデッドゾーンの式は、

【0074】

【数17】

【0075】

図７に示すように、ｔ０−ｔ１は、補助スイッチング素子Ｓ２の導通時間であり、ｔ１−ｔ２は、デッドタイムである。本発明の補助スイッチング素子の制御方法及び装置は、ｔ０である場合、補助スイッチング素子Ｓ２が導通され、この時の出力電圧に対応する電圧ｎＶ_ｏが変圧器Ｔの励磁インダクタンスＬ１に加わるので、励磁電流Ｉ_ｍが生成し、ｔ１である場合、補助スイッチング素子Ｓ２がオフになり、励磁インダクタンスＬ１と寄生容量Ｃ_ｅｑが共振し、メインスイッチング素子Ｓ１のソース、ドレイン電圧Ｖ_ＤＳの降下が始まり、励磁電流Ｉ_ｍの動作により、ｔ２である場合、Ｖ_ＤＳ電圧が０に低下し、メインスイッチング素子Ｓ１が開通され、ゼロ電圧の開通を実現することができる。

【0076】

図８〜図９のぞれぞれは、Ｖ_ｂｕｓがｎ＊Ｖ_ｏより大きく、Ｖ_ｂｕｓがｎ＊Ｖ_ｏ以下である場合のフライバックコンバータの共振状態軌跡図であり、横軸は、寄生容量Ｃ_ｅｑの電圧Ｖ_Ｃｅｑであり、メインスイッチング素子Ｓ１のソース、ドレイン電圧Ｖ_ＤＳに同一視され、縦軸は、励磁電流Ｉ_ｍと特性インピーダンスの乗積である。

【0077】

図７及び図８〜図９に示すように、ｔ０である場合、補助スイッチング素子Ｓ２が導通され、寄生容量Ｃ_ｅｑの電圧がＶ_ｂｕｓ＋ｎＶ_ｏであり、励磁電流Ｉ_ｍが０からマイナス方向へ増え、ｔ１である場合、励磁電流Ｉ_ｍと特性インピーダンスの乗積がＶ_ｂｕｓになり、補助スイッチング素子Ｓ２がオフになる。ｔ１から励磁インダクタンスＬ１と寄生容量Ｃ_ｅｑの共振が始まり、ｔ２になると、寄生容量Ｃ_ｅｑの電圧がドレイン電圧Ｖ_ＤＳと等しく、この時のＶ_ＤＳが０になる。ｔ１からｔ２までの状態軌跡図から分かるように、一本の円弧の軌跡であり、この円弧の弧度は、π／２である。

【0078】

【数18】

【0079】

図８及び図９に示すように、図における横軸における３つのドットは、それぞれ横軸方向に沿って軽負荷、中負荷、重負荷を表す。また、前記３つのドットである場合、ｔ１からｔ２までの時間であるデッドタイムは、四分の一の共振周期であり、即ち、次の通りである。

【0080】

【数19】

【0081】

なお、本実施形態において、図１のアクティブクランプのフライバックコンバータを例として説明し、補助スイッチは、フライバックコンバータのアクティブクランプであるが、実際は、これに限らない。本願の制御方法及び制御装置は、他の構造のフライバックコンバータに用いられても良い。例えば、図１０及び図１１に示すように、フライバックコンバータは、補助巻線Ｔ３、補助スイッチング素子Ｓ２及び補助キャパシタＣａｕｘをさらに備える。補助スイッチング素子Ｓ２及び補助キャパシタＣａｕｘは、直列接続する。フライバックコンバータの制御方法及び制御装置の原理及び動作方式は、前記実施形態と同じであり、ここでは繰り返して説明しない。

【0082】

前記内容のように、本発明は、補助スイッチング素子の導通時間を設定することにより、フライバックコンバータの一定のデッドタイムを設定することを実現する。また、全ての入力電圧範囲内（例えば、９０〜２６４Ｖａｃ）かつ異なる出力電圧の全ての負荷範囲内において、メインスイッチング素子のゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）及び効率の最適化を実現することができる。

【0083】

なお、前記実施形態は、本発明を説明するために用いられ、本発明の技術案を制限しない。本明細書では、前記実施形態を用いて本発明を詳しく説明したが、当業者は、本発明を変更したり、等価置換を行ったりすることができる。本発明の精神、技術的範囲内の技術案及びその変更から逸脱しなければ、全ては、本発明の特許請求の範囲に属する。

【符号の説明】

【0084】

Ｓ１メインスイッチング素子、
Ｓ２補助スイッチング素子、
Ｔ変圧器、
Ｔ１一次巻線、
Ｔ２二次巻線、
Ｔ３補助巻線、
Ｌ１励磁インダクタンス、
Ｃ_ｅｑ寄生容量、
３１補助スイッチング素子導通時間制御部、
３１１電流信号出力モジュール、
Ｃ１第１キャパシタ、
Ｋ１第１制御スイッチ、
３１２比較モジュール、
３１３第１制御信号出力モジュール、
３２デッドタイム制御部、
３２１デッドタイム取得モジュール、
３２２第２制御信号出力モジュール。

【図1】