特許 6869596 通信システム及び端末装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6869596

(24)【登録日】2021年4月16日

(45)【発行日】2021年5月12日

(54)【発明の名称】通信システム及び端末装置

(51)【国際特許分類】

   H04J 99/00 20090101AFI20210426BHJP

   H04B 1/10 20060101ALI20210426BHJP

   H04B 1/69 20110101ALI20210426BHJP

   H04B 1/7107 20110101ALI20210426BHJP

【ＦＩ】

   H04J99/00 100

   H04B1/10 L

   H04B1/69

   H04B1/7107

【請求項の数】5

【全頁数】20

(21)【出願番号】特願2018-171133(P2018-171133)

(22)【出願日】2018年9月13日

(65)【公開番号】特開2020-43526(P2020-43526A)

(43)【公開日】2020年3月19日

【審査請求日】2019年5月27日

【審判番号】不服2020-5665(P2020-5665/J1)

【審判請求日】2020年4月27日

【早期審査対象出願】

(73)【特許権者】

【識別番号】599072220

【氏名又は名称】市場 幸治

(74)【代理人】

【識別番号】100099933

【弁理士】

【氏名又は名称】清水 敏

(72)【発明者】

【氏名】市場 幸治

【合議体】

【審判長】 北岡 浩

【審判官】 丸山 高政

【審判官】 衣鳩 文彦

(56)【参考文献】

【文献】 特許第３１１２６６８（ＪＰ，Ｂ１）

【文献】 特開平８−１２５６３３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０００−１５１５３０（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１７−１６３３２０（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

H04J 99/00

H04B 1/10 - 1/14

H04B 1/69 - 1/719

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

所定の多重化方式に基づき通信を行なう複数の送信機と少なくとも１つの受信機とを含む通信システムであって、
前記複数の送信機のそれぞれの送信周波数帯域の少なくとも一部は、相互に重なり、
前記受信機は、
前記複数の送信機から受信した変調信号から不要波を除去する不要波除去部と、
前記不要波除去部からの出力信号を復調する復調部とを有し、
前記不要波除去部は、
入力信号を、シンボル周期をΔＴとし、ｎを正の整数として、ｆ＝ｎ／ΔＴの周波数ｆの信号に変換して出力する第１周波数変換部と、
１シンボルに対応する期間において、所定時間間隔のタイミングにおける前記第１周波数変換部からの出力信号の信号値を保持した後、Ｍを正の整数として、保持した前記信号値を、保持した順序で、前記シンボル周期の１／Ｍであり且つ所定時間間隔よりも短い時間間隔で繰返し読出して出力する拡散部と、
前記拡散部から出力される信号が入力されるローパスフィルタ部と、
前記ローパスフィルタ部の出力信号が入力されるバンドパスフィルタ部と、
前記バンドパスフィルタ部の出力信号を、前記第１周波数変換部への前記入力信号の搬送波周波数の信号に変換して出力する第２周波数変換部とを有し、
前記多重化方式として、ＣＤＭＡ、又は、非直交の複数のサブキャリアを用いる非直交マルチキャリア方式が用いられる、通信システム。

【請求項2】

所定の多重化方式に基づき通信を行なう複数の送信機と少なくとも１つの受信機とを含む通信システムであって、
前記複数の送信機のそれぞれの送信周波数帯域の少なくとも一部は、相互に重なり、
前記受信機は、
前記複数の送信機から受信した変調信号から不要波を除去する不要波除去部と、
前記不要波除去部からの出力信号を復調する復調部とを有し、
前記不要波除去部は、
入力信号を、シンボル周期をΔＴとし、ｎを正の整数として、ｆ＝ｎ／ΔＴの周波数ｆの信号に変換して出力する第１周波数変換部と、
１シンボルに対応する期間において、所定時間間隔のタイミングにおける前記第１周波数変換部からの出力信号の信号値を保持した後、保持した前記信号値を、前記周波数ｆの１波長単位でランダムに重複することなく読出して出力する拡散部と、
前記拡散部から出力される信号が入力されるローパスフィルタ部と、
前記ローパスフィルタ部の出力信号が入力されるバンドパスフィルタ部と、
前記バンドパスフィルタ部の出力信号を、前記第１周波数変換部への前記入力信号の搬送波周波数の信号に変換して出力する第２周波数変換部とを有し、
前記多重化方式として、ＣＤＭＡ、又は、非直交の複数のサブキャリアを用いる非直交マルチキャリア方式が用いられる、通信システム。

【請求項3】

前記多重化方式としてＣＤＭＡが用いられ、
前記複数の送信機のそれぞれは、相互に異なる拡散符号を適用した信号を送信し、
前記受信機は、通信対象の送信機で使用された前記拡散符号に対応する逆拡散符号を受信信号に適用して得られた信号を、前記不要波除去部に入力する、請求項１又は２に記載の通信システム。

【請求項4】

所定の多重化方式に基づき通信を行なう複数の送信機を含む通信システムで使用される端末装置であって、
前記複数の送信機のそれぞれの送信周波数帯域の少なくとも一部は、相互に重なり、
前記端末装置は、
前記複数の送信機から受信した変調信号から不要波を除去する不要波除去部と、
前記不要波除去部からの出力信号を復調する復調部とを有し、
前記不要波除去部は、
入力信号を、シンボル周期をΔＴとし、ｎを正の整数として、ｆ＝ｎ／ΔＴの周波数ｆの信号に変換して出力する第１周波数変換部と、
１シンボルに対応する期間において、所定時間間隔のタイミングにおける前記第１周波数変換部からの出力信号の信号値を保持した後、Ｍを正の整数として、保持した前記信号値を、保持した順序で、前記シンボル周期の１／Ｍであり且つ所定時間間隔よりも短い時間間隔で繰返し読出して出力する拡散部と、
前記拡散部から出力される信号が入力されるローパスフィルタ部と、
前記ローパスフィルタ部の出力信号が入力されるバンドパスフィルタ部と、
前記バンドパスフィルタ部の出力信号を、前記第１周波数変換部への前記入力信号の搬送波周波数の信号に変換して出力する第２周波数変換部とを有し、
前記多重化方式として、ＣＤＭＡ、又は、非直交の複数のサブキャリアを用いる非直交マルチキャリア方式が用いられる、端末装置。

【請求項5】

所定の多重化方式に基づき通信を行なう複数の送信機を含む通信システムで使用される端末装置であって、
前記複数の送信機のそれぞれの送信周波数帯域の少なくとも一部は、相互に重なり、
前記端末装置は、
前記複数の送信機から受信した変調信号から不要波を除去する不要波除去部と、
前記不要波除去部からの出力信号を復調する復調部とを有し、
前記不要波除去部は、
入力信号を、シンボル周期をΔＴとし、ｎを正の整数として、ｆ＝ｎ／ΔＴの周波数ｆの信号に変換して出力する第１周波数変換部と、
１シンボルに対応する期間において、所定時間間隔のタイミングにおける前記第１周波数変換部からの出力信号の信号値を保持した後、保持した前記信号値を、前記周波数ｆの１波長単位でランダムに重複することなく読出して出力する拡散部と、
前記拡散部から出力される信号が入力されるローパスフィルタ部と、
前記ローパスフィルタ部の出力信号が入力されるバンドパスフィルタ部と、
前記バンドパスフィルタ部の出力信号を、前記第１周波数変換部への前記入力信号の搬送波周波数の信号に変換して出力する第２周波数変換部とを有し、
前記多重化方式として、ＣＤＭＡ、又は、非直交の複数のサブキャリアを用いる非直交マルチキャリア方式が用いられる、端末装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、通信におけるエラーレートを改善することができる通信システム及び端末装置に関する。

【背景技術】

【0002】

携帯電話及びスマートフォン等（以下、携帯端末装置という）による通信を可能にする通信システムにおいては、限られた周波数帯域を多数の携帯端末装置で有効に利用するために、種々の多重化方式が用いられている。代表的なものとして、ＦＤＭＡ（周波数分割多元接続）、ＴＤＭＡ（時分割多元接続）及びＣＤＭＡ（符号分割多元接続）が知られている。

【0003】

図１を参照して、多重化方式としてＣＤＭＡを採用した無線通信システムにおいては、送信機において拡散符号処理が実行され、受信機において逆拡散符号処理が実行される。図１には４台の送信機及び１台の受信機を示しているが、実際の無線通信システムは、より多くの送信機及び受信機を含む。送信機と受信機との間の通信は、公知の無線通信の基地局（図示せず）を介して実行される。

【0004】

第１送信機９００は、高周波生成部９０２、一次変調器９０４、二次変調器９０６及び拡散符号発生器９０８を含む第１送信機本体と、アンテナ９１０とを備えている。第２送信機９１２〜第４送信機９１６も、第１送信機９００と同様に構成されている。高周波生成部９０２は、搬送波として使用される高周波を生成する。一次変調器９０４は、高周波生成部９０２から入力される高周波を、入力されるデータ（デジタルデータ）を用いて一次変調する。一次変調には、公知の変調方式が使用され、例えば、ＡＳＫ（振幅偏移変調）、ＦＳＫ（周波数偏移変調）、ＰＳＫ（位相偏移変調）又はＱＡＭ（直角位相振幅変調）等が使用される。二次変調器９０６は、一次変調後の信号Ｓ１が入力され、拡散符号発生器９０８から入力される拡散符号を用いて信号Ｓ１を二次変調し、信号Ｓ２として出力する。具体的には、信号Ｓ１と拡散符号とを乗算して出力する。二次変調後の信号Ｓ２は、アンテナ９１０から、ＣＨ１の信号として送信される。同様に、第２送信機９１２〜第４送信機９１６からも、二次変調後の信号が、ＣＨ２〜ＣＨ４の信号として送信される。なお、各送信機においては、相互に異なる拡散符号が使用されるが、搬送波の周波数帯域は同じである。

【0005】

図２の（ａ）は、第１送信機９００〜第４送信機９１６のそれぞれにおける一次変調後の信号Ｓ１を示している。拡散符号発生器９０８により、一次変調後の信号Ｓ１は、より広い周波数範囲に拡散され（周波数帯域が広がり）、エネルギーが変わらないので、強度が小さい信号Ｓ２となる（図２の（ｂ）参照）。ここでは、後述する受信機９３０の検出対象である信号を第２送信機９１２から送信される信号（ＣＨ２）であるとする。

【0006】

再び図１を参照して、受信機９３０は、アンテナ９３２と、逆拡散器９３４、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）９３６、復調器９３８及び逆拡散符号発生器９４０を含む受信機本体とを備えている。アンテナ９３２は無線信号を受信する。逆拡散器９３４は、逆拡散符号発生器９４０から出力される逆拡散符号を用いて、受信信号Ｓ３に対して逆拡散処理を実行する。具体的には、信号Ｓ３と逆拡散符号とを乗算して出力する。ＢＰＦ９３６はバンドパスフィルタであり、入力される信号Ｓ４のうち所定の周波数範囲（所定帯域）の信号を通過させ、それ以外の信号を減衰させて、信号Ｓ５として出力する。復調器９３８は、入力される信号Ｓ５に対して、一次変調器９０４で採用されている変調方式に応じた方式で復調処理を実行する。これにより、復調器９３８から所定のデータ（第１送信機９００における一次変調前のデジタルデータ）が出力される。

【0007】

なお、携帯端末装置は送信機能及び受信機能を有しており、第１送信機９００〜第４送信機９１６はそれぞれに対応する携帯端末装置の送信機能を示したものであり、受信機９３０は、対応する携帯端末装置の受信機能を示したものと言える。

【0008】

図２の（ｃ）〜（ｅ）に、上記したように、受信機９３０の検出対象である信号を第２送信機からの信号（ＣＨ２）であるとして、信号Ｓ３〜Ｓ５の波形を示す。受信信号Ｓ３は、ＣＨ１〜ＣＨ４から送信される帯域拡散された信号が重畳された信号である（図２の（ｃ）参照）。これに対して、第２送信機９１２において用いられた拡散符号に対応する逆拡散符号を用いて逆拡散された後の信号Ｓ４においては、第２送信機９１２が使用するＣＨ２の信号は、拡散前の状態に戻り、それ以外の信号は、拡散されたままである（図２の（ｄ）参照）。

【0009】

これは、使用される拡散符号及び逆拡散符号の性質によるものであり、拡散符号としてＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏｒａｎｄｏｍ Ｎｏｉｓｅ）系列が使用され、逆拡散符号は拡散符号と同じものである。同じ拡散符号を２回適用（２回乗算）すると、元の信号に戻る。一方、２つの異なる拡散符号をそれぞれ１回適用しても、信号は拡散されたままである。したがって、図２の（ｄ）では、ＣＨ２の信号のみが元に戻り、ＣＨ１、ＣＨ３及びＣＨ４の信号は拡散されたままである。なお、逆拡散符号発生器９４０は、ＣＨ１〜ＣＨ４のそれぞれに対応する複数の逆拡散符号を記憶しており、第２送信機９１２から事前に制御用チャンネルを介して受信機９３０に、第２送信機９１２で使用した拡散符号の情報が送信されることにより、逆拡散符号発生器９４０は、第２送信機９１２からの信号を検出するために使用すべき逆拡散符号を出力することができる。

【0010】

その後、信号Ｓ４が図１のＢＰＦ９３６を通過することにより、所定帯域外の信号が除去された信号Ｓ５が生成される（図２の（ｅ）参照）。復調器９３８は、信号Ｓ５に対して、一次変調器９０４で採用されている変調方式に応じた方式で復調処理を実行する。これにより、復調器９３８から、第１送信機９００が送信したデータが出力される。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0011】

【特許文献1】特開２０００−３４１１４９号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0012】

ＣＤＭＡのように、符号分割で複数チャンネルを同一帯域内で使用し、受信側で逆拡散により希望のチャンネルの信号（以下、希望波ともいう）を選択する方法においては、チャンネル数を増やすと逆拡散による他チャンネルの不要波（以下、ノイズともいう）レベルが増えることになる。そのため、希望波と不要波との比（以下、ＳＮ比ともいう）が劣化する問題がある。例えば、図２の（ｅ）に示すように、ＣＨ２の信号（強度Ｓ）に対して、それ以外のＣＨ１、ＣＨ３及びＣＨ４の拡散された信号はノイズ（強度Ｎ）となる。チャンネル数が多くなればノイズの強度が増大するのに対して、ＣＨ２の信号の強度は変わらないので、ＳＮ比は減少（劣化）する。したがって、ＣＤＭＡを用いた通信システムにおいて、ＳＮ比を所定値以上に維持するために、使用可能なチャンネル数には限界がある。

【0013】

従来では、送信信号以外の不要波を除去することで、ビットエラーレート（ＢＥＲ（Ｂｉｔ Ｅｒｒｏｒ Ｒａｔｅ））の改善を行なっている。それは、送信機から出力された信号に、通信経路により重畳されるノイズを不要波として除去することを目的としている。上記のように、ＣＤＭＡに関して、検出対象である所定チャンネルの信号に対して、それ以外のチャンネルで使用される信号が常にノイズになり得るという問題、即ち、採用されている多重化方式（ＣＤＭＡ）自体により生じる問題を改善することは、これまで考えられていなかった。また、従来のビットエラーレートの改善方法は、採用されている多重化方式（ＣＤＭＡ）自体により生じる問題を改善することを目的としていない。

【0014】

例えば、ＣＨ１〜ＣＨ４を使用する場合、ＣＨ２を希望波とすると、他のチャンネルは不要波となる（図２の（ｄ）及び（ｅ）参照）。ＣＨ２単独で受信したとき、信号強度が十分であればＢＥＲ＝１ｘ１０^−５であるとした場合でも、他のチャンネルの信号が干渉するためにＢＥＲ＝１ｘ１０^−３になるとする。実際には、これに外来不要波等でさらにエラーレートが劣化する。しかし、従来の不要波除去は、上記したように外来不要波の除去を目的としているために、ＢＥＲ＝１ｘ１０^−３に近づけることが限界であり、ＢＥＲ＝１ｘ１０^−５に至ることはできない。

【0015】

また、従来のＦＤＭＡでは、各チャンネルの周波数帯域幅が干渉しないように（各チャンネルの周波数帯域が重ならないように）、各チャンネルを周波数軸上に配置している。そのため、チャンネル数を増やすと、各チャンネルのデータ量を減らす必要が生じる問題がある。これは、各チャンネルの帯域幅が重なることで混信となり、ノイズ等の不要波による影響でビットエラーレートが悪化する以前に、希望波に他のチャンネルの信号が干渉するために、受信機への入力信号そのものが、エラーレートが悪化した状態で入力されるためである。ＦＤＭＡにおけるこの問題を改善できれば、好ましい。

【0016】

また、マルチキャリア変調に属するＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）では、送信機からデータを、互いに直交する複数の搬送波（サブキャリア。以下、サブチャンネルともいう）に乗せて伝送し、受信機において複数のサブキャリアにより伝送されたデータを集合する。各々のサブキャリアはＱＡＭ等の公知の方式で、低シンボルレートで変調される。即ち、ＯＦＤＭでは、高速の変調を受けた単一の広帯域幅の信号ではなく、ゆっくりとした変調（低変調速度）を受けた多数の狭帯域幅の信号を、ＦＤＭＡよりも密（狭い周波数間隔）に配置することにより周波数利用率を向上する。各サブキャリアは直交しており、図１２に示すように、各サブキャリアの中心周波数の位置では、その他のサブキャリアの信号強度はゼロになるので、通常、周波数軸上で重なりが生じる程に密に並べられるにもかかわらず、サブキャリアが互いに干渉しない利点がある。図１２において、サブキャリアＳＣ２のスペクトルを太い実線で示す。サブキャリアＳＣ１及びＳＣ３〜ＳＣ５も、周波数はシフトしているが、同様のスペクトルである。各サブキャリアは、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）により効率的に分離できる。このようなＯＦＤＭにおいて、帯域幅を変更せずにデータレートを上げるために、帯域幅内のサブキャリアの数をさらに増やすことが行なわれるが、各サブキャリアは直交している必要があり低データレートとなる為に、全体のデータレートは、サブキャリア数に正比例して増大するわけではない。また、帯域内の総電力に規定がある場合、サブキャリア数を増やせば各サブキャリアの電力を小さくしなければならず、エラーレートの劣化を招く原因になる。したがって、サブキャリア数（サブチャンネル数）を増大することが難しい問題を改善できれば、好ましい。

【0017】

したがって、本発明は、信号を多重化する通信方式において、特定チャンネル（サブチャンネルを含む）の信号に対して、それ以外のチャンネルの信号が不要波となることによるエラーレートの劣化を改善することができる通信システム及び端末装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0018】

本発明の第１の局面に係る通信システムは、所定の多重化方式に基づき通信を行なう複数の送信機と少なくとも１つの受信機とを含む通信システムであって、複数の送信機のそれぞれの送信周波数帯域の少なくとも一部は、相互に重なる。受信機は、複数の送信機から受信した変調信号から不要波を除去する不要波除去部と、不要波除去部からの出力信号を復調する復調部とを有する。不要波除去部は、入力信号を、シンボル周期をΔＴとし、ｎを正の整数として、ｆ＝ｎ／ΔＴの周波数ｆの信号に変換して出力する第１周波数変換部と、１シンボルに対応する期間において、所定時間間隔のタイミングにおける第１周波数変換部からの出力信号の信号値を保持した後、Ｍを正の整数として、保持した信号値を、保持した順序で、シンボル周期の１／Ｍであり且つ所定時間間隔よりも短い時間間隔で繰返し読出して出力する拡散部と、拡散部から出力される信号が入力されるローパスフィルタ部と、ローパスフィルタ部の出力信号が入力されるバンドパスフィルタ部と、バンドパスフィルタ部の出力信号を、第１周波数変換部への入力信号の搬送波周波数の信号に変換して出力する第２周波数変換部とを有する。

【0019】

これにより、信号を多重化する通信方式において、特定チャンネルの信号に対して、それ以外のチャンネルの信号が広帯域に拡散することによるエラーレートの劣化を改善することができる。

【0020】

本発明の第２の局面に係る通信システムは、所定の多重化方式に基づき通信を行なう複数の送信機と少なくとも１つの受信機とを含む通信システムであって、複数の送信機のそれぞれの送信周波数帯域の少なくとも一部は、相互に重なる。受信機は、複数の送信機から受信した変調信号から不要波を除去する不要波除去部と、不要波除去部からの出力信号を復調する復調部とを有する。不要波除去部は、入力信号を、シンボル周期をΔＴとし、ｎを正の整数として、ｆ＝ｎ／ΔＴの周波数ｆの信号に変換して出力する第１周波数変換部と、１シンボルに対応する期間において、所定時間間隔のタイミングにおける第１周波数変換部からの出力信号の信号値を保持した後、保持した信号値を、周波数ｆの１波長単位でランダムに重複することなく読出して出力する拡散部と、拡散部から出力される信号が入力されるローパスフィルタ部と、ローパスフィルタ部の出力信号が入力されるバンドパスフィルタ部と、バンドパスフィルタ部の出力信号を、第１周波数変換部への入力信号の搬送波周波数の信号に変換して出力する第２周波数変換部とを有する。

【0021】

好ましくは、通信システムにおいて、多重化方式としてＣＤＭＡ、ＦＤＭＡ、又は、非直交の複数のサブキャリアを用いる非直交マルチキャリア方式が用いられる。ＣＤＭＡが用いられるときには、複数の送信機のそれぞれは、相互に異なる拡散符号を適用した信号を送信し、受信機は、通信対象の送信機で使用された拡散符号に対応する逆拡散符号を受信信号に適用して得られた信号を、不要波除去部に入力する。

【0022】

本発明の第３の局面に係る端末装置は、所定の多重化方式に基づき通信を行なう複数の送信機を含む通信システムで使用される端末装置であり、複数の送信機のそれぞれの送信周波数帯域の少なくとも一部は、相互に重なる。端末装置は、複数の送信機から受信した変調信号から不要波を除去する不要波除去部と、不要波除去部からの出力信号を復調する復調部とを有する。不要波除去部は、入力信号を、シンボル周期をΔＴとし、ｎを正の整数として、ｆ＝ｎ／ΔＴの周波数ｆの信号に変換して出力する第１周波数変換部と、１シンボルに対応する期間において、所定時間間隔のタイミングにおける第１周波数変換部からの出力信号の信号値を保持した後、Ｍを正の整数として、保持した信号値を、保持した順序で、シンボル周期の１／Ｍであり且つ所定時間間隔よりも短い時間間隔で繰返し読出して出力する拡散部と、拡散部から出力される信号が入力されるローパスフィルタ部と、ローパスフィルタ部の出力信号が入力されるバンドパスフィルタ部と、バンドパスフィルタ部の出力信号を、第１周波数変換部への入力信号の搬送波周波数の信号に変換して出力する第２周波数変換部とを有する。

【0023】

本発明の第４の局面に係る端末装置は、所定の多重化方式に基づき通信を行なう複数の送信機を含む通信システムで使用される端末装置であり、複数の送信機のそれぞれの送信周波数帯域の少なくとも一部は、相互に重なる。端末装置は、複数の送信機から受信した変調信号から不要波を除去する不要波除去部と、不要波除去部からの出力信号を復調する復調部とを有する。不要波除去部は、入力信号を、シンボル周期をΔＴとし、ｎを正の整数として、ｆ＝ｎ／ΔＴの周波数ｆの信号に変換して出力する第１周波数変換部と、１シンボルに対応する期間において、所定時間間隔のタイミングにおける第１周波数変換部からの出力信号の信号値を保持した後、保持した信号値を、周波数ｆの１波長単位でランダムに重複することなく読出して出力する拡散部と、拡散部から出力される信号が入力されるローパスフィルタ部と、ローパスフィルタ部の出力信号が入力されるバンドパスフィルタ部と、バンドパスフィルタ部の出力信号を、第１周波数変換部への入力信号の搬送波周波数の信号に変換して出力する第２周波数変換部とを有する。

【0024】

好ましくは、拡散部は、第１周波数変換部からの出力信号を、所定周波数でサンプリングし、デジタルデータを生成して出力するＡ／Ｄ変換部と、第１記憶部及び第２記憶部と、Ａ／Ｄ変換部から出力されるデジタルデータを、１シンボル毎に第１記憶部及び第２記憶部に交互に記憶させる第１スイッチ部と、第１記憶部及び第２記憶部から、デジタルデータを記憶された順序で、シンボル周期の１／Ｍであり且つ所定時間間隔よりも短い時間間隔で繰返し読出して出力する第２スイッチ部と、第２スイッチ部から出力されるデジタルデータを、アナログ信号に変換して出力するＤ／Ａ変換部とを含む。

【0025】

より好ましくは、拡散部は、１シンボル分の信号値を、周波数ｆの１波長に対応する単位で分割して保持し、保持した信号値を、周波数ｆの１波長に対応する単位で繰返し読出し、各回の読出しにおいて、重複せずにランダムに読出す。

【0026】

さらに好ましくは、拡散部は、入力信号の所定のタイミングにおける値を保持する第１サンプルホールド部及び第２サンプルホールド部と、第１周波数変換部からの出力信号を、１シンボル毎に、所定時間間隔のタイミングで、第１サンプルホールド部及び第２サンプルホールド部に、交互に保持させる第１スイッチ部と、第１サンプルホールド部及び第２サンプルホールド部に保持されている値を、保持された順序で、シンボル周期の１／Ｍであり且つ所定時間間隔よりも短い時間間隔で繰返し読出して出力する第２スイッチ部とを含む。

【発明の効果】

【0027】

本発明によれば、信号を多重化する通信方式において、特定チャンネルの信号に対して、それ以外のチャンネルの信号が広帯域に拡散することによるエラーレートの劣化を改善することができる。したがって、通信方式及び各チャンネルの帯域幅を変更することなく、チャンネル数を、従来よりも増やすことができ、通信サービスに割当てられた通信帯域をより有効に利用することができる。

【図面の簡単な説明】

【0028】

【図1】従来の無線通信システムの構成を示すブロック図である。

【図2】図１の送信機及び受信機における信号を示すグラフである。

【図3】本発明の第１の実施の形態に係る無線通信システムの構成を示すブロック図である。

【図4】図３の不要波除去部の構成を示すブロック図である。

【図5】ベースバンド信号、変調信号、及び、第１周波数変換回路による変換後の信号を示すグラフである。

【図6】変調信号と逓倍後の信号とを示すグラフである。

【図7】図３の受信機における信号を示すグラフである。

【図8】第１変形例に係るメモリからのランダムなデータ読出しを示すグラフである。

【図9】第２変形例に係る不要波除去部を示すブロック図である。

【図10】本発明の第２の実施の形態に係る無線通信システムの構成を示すブロック図である。

【図11】図１０の受信機における信号を示すグラフである。

【図12】ＯＦＤＭにおけるサブキャリアを示すグラフである。

【発明を実施するための形態】

【0029】

以下の実施の形態では、同一の部品には同一の参照番号を付してある。それらの名称及び機能も同一である。したがって、それらについての詳細な説明は繰返さない。

【0030】

（第１の実施の形態）
図３を参照して、本発明の第１の実施の形態に係る無線通信システムは、第１送信機１００、第２送信機１１２、第３送信機１１４、第４送信機１１６及び受信機１３０を備えている。本無線通信システムでは、多重化方式にＣＤＭＡが採用されている。図３には４台の送信機及び１台の受信機を示しているが、実際にはより多くの送信機及び受信機を備えていてもよい。また、送信機と受信機との通信は、公知の無線通信の基地局（図示せず）を介して、又は、基地局を介さず直接に行なわれる。なお、送信機及び受信機を携帯端末装置と考えることもできる。携帯端末装置は送信機能及び受信機能を有しており、第１送信機１００〜第４送信機１１６は、それぞれに対応する携帯端末装置の送信機能を示したものであり、受信機１３０は、対応する携帯端末装置の受信機能を示したものと言える。

【0031】

第１送信機１００は、図１に示した第１送信機９００と同様に構成されている。即ち、第１送信機１００は、高周波生成部１０２、一次変調器１０４、二次変調器１０６及び拡散符号発生器１０８を含む第１送信機本体と、アンテナ１１０とを備えている。第２送信機１１２〜第４送信機１１６は、第１送信機１００と同様に構成されている。高周波生成部１０２は、搬送波として使用される高周波を生成する。一次変調器１０４は、高周波生成部１０２から入力される高周波を、入力されるデータ（デジタルデータ）を用いて一次変調する。一次変調には、ＡＳＫ、ＦＳＫ、ＰＳＫ、又はＱＡＭ等の公知の変調方式が使用される。二次変調器１０６は、一次変調後の信号Ｓ１が入力され、拡散符号発生器１０８から入力される拡散符号を用いて信号Ｓ１を二次変調し、信号Ｓ２として出力する。これにより、一次変調後の信号Ｓ１（例えば、図２の（ａ）参照）は、周波数が拡散され、強度が小さい信号Ｓ２となる（例えば、図２の（ｂ）参照）。二次変調後の信号Ｓ２は、アンテナ１１０からＣＨ１の信号として送信される。同様に、第２送信機１１２〜第４送信機１１６からも、二次変調後の信号が、ＣＨ２〜ＣＨ４の信号として送信される。各送信機において使用される拡散符号は、相互に異なるものが使用される。

【0032】

受信機１３０は、アンテナ１３２と、逆拡散器１３４、ＢＰＦ１３６、復調器１３８、逆拡散符号発生器１４０及び不要波除去部２００を含む受信機本体とを備えている。アンテナ１３２は無線信号を受信する。受信信号Ｓ３は、ＣＨ１〜ＣＨ４から送信される帯域拡散された信号が重畳された信号である（例えば、図２の（ｃ）参照）。逆拡散器１３４は、逆拡散符号発生器１４０から出力される逆拡散符号を用いて、受信信号Ｓ３に対して逆拡散処理を実行する。具体的には、信号Ｓ３と逆拡散符号とを乗算して、信号Ｓ４として出力する。受信機１３０の検出対象がＣＨ２の信号であるとすると、信号Ｓ４においては、第２送信機１１２が使用するＣＨ２の信号が、拡散前の状態に戻り、それ以外の信号は、拡散されたままである（例えば、図２の（ｄ）参照）。ＢＰＦ１３６はバンドパスフィルタであり、入力される信号Ｓ４のうち所定の周波数範囲（所定帯域）の信号を通過させ、それ以外の信号を減衰させて、信号Ｓ５として出力する（例えば、図２の（ｅ）参照）。

【0033】

不要波除去部２００は、入力される信号から不要波を除去して、信号Ｓ７を出力する。不要波除去部２００は、例えば、特許文献１に第１実施形態として開示されているものである。復調器１３８は、不要波除去部２００から出力される信号Ｓ７に対して、一次変調器１０４で採用されている変調方式に応じた方式で復調処理を実行する。これにより、復調器１３８から所定のデータ（例えば、第１送信機１００が送信したデータ）が出力される。

【0034】

図４を参照して、不要波除去部２００は、第１周波数変換回路２０２、Ａ／Ｄ変換器２０４、第１メモリ２０６、第２メモリ２０８、第１バスセレクタスイッチ２１０、第２バスセレクタスイッチ２１２、Ｄ／Ａ変換器２１４、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）２１６、ＢＰＦ２１８、第２周波数変換回路２２０、ＰＬＬ発振回路２２２、同期補正回路２２４、ＤＤＳ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒ）２２６、及び制御回路２２８を備えている。

【0035】

第１周波数変換回路２０２には、ＢＰＦ１３６から出力される、一次変調後の信号Ｓ５（不要波を含む）が入力される。第１周波数変換回路２０２は局部発振回路を有し、入力信号Ｓ５を、シンボル周期を１周期とする周波数（シンボルレート）のｎ倍（ｎは正の整数）の周波数ｆ（シンボル周期をΔＴとして、ｆ＝ｎ／ΔＴ）を有する信号に変換する。図５には、「ベースバンド」で示す変調の対象データ（シンボル）が、ＡＳＫ、ＦＳＫ及びＰＳＫの各変調方式で一次変調された後の信号（不要波を含まない）を示している。例えば、ｎ＝２とした場合に、図５の（ｃ）に示す信号（搬送波周波数は任意）が第１周波数変換回路２０２に入力されると、第１周波数変換回路２０２は、シンボルレート（１／ΔＴ）の２倍の周波数（２／ΔＴ）を有する図５の（ｄ）に示す信号を出力する。図５の（ａ）又は（ｂ）の信号に関しても同様に変換される。

【0036】

Ａ／Ｄ変換器２０４は、第１周波数変換回路２０２の出力（アナログ信号）を、ＰＬＬ発振回路２２２から出力されるクロックにしたがってサンプリングしてデジタル符号化する。ＰＬＬ発振回路２２２は、周波数が、入力されるクロック（後述する受信機の基準クロックに同期したクロック）のＮ倍（Ｎは正の整数）のクロックをＡ／Ｄ変換器２０４に供給する。

【0037】

第１バスセレクタスイッチ２１０は、制御回路２２８により制御され、Ａ／Ｄ変換器２０４の出力（変換データ）を１シンボル毎に、第１メモリ２０６及び第２メモリ２０８に交互に出力する。第１メモリ２０６及び第２メモリ２０８は、例えば、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）であり、１シンボル分の変換データを記憶するのに充分な容量を有している。なお、第１メモリ２０６及び第２メモリ２０８は、別のメモリ素子により構成しても、１つのメモリ素子上の異なる領域として構成してもよい。第２バスセレクタスイッチ２１２は、制御回路２２８により制御され、第１メモリ２０６及び第２メモリ２０８から交互にデータ（１シンボルに対応）を読出し、読出したデータをＤ／Ａ変換器２１４に入力する。第１バスセレクタスイッチ２１０及び第２バスセレクタスイッチ２１２がアクセスする第１メモリ２０６及び第２メモリ２０８のアドレスは、制御回路２２８により指定される。第２バスセレクタスイッチ２１２は、第１バスセレクタスイッチ２１０が第１メモリ２０６及び第２メモリ２０８のいずれか一方にデータを書込む間に、書込み状態にない他方とＤ／Ａ変換器２１４とを接続し、Ｄ／Ａ変換器２１４にデータを入力する。このとき、第２バスセレクタスイッチ２１２は、一次変調後の信号Ｓ５（第１周波数変換回路２０２への入力信号）におけるシンボル周期を１周期とする周波数のＭ倍（Ｍは正の整数）の速度で、記憶されている１シンボル分のデータの読出しを、先頭データからサイクリック（循環的）に繰返し行なう。このとき、ＭはＮよりも大きい値に設定され、Ｄ／Ａ変換器２１４へのデータ出力速度（周波数）は、Ａ／Ｄ変換器２０４の動作クロック周波数よりも大きい値に設定される。

【0038】

Ｄ／Ａ変換器２１４は、第２バスセレクタスイッチ２１２から入力されるデジタル信号（第１メモリ２０６及び第２メモリ２０８から読出したデータ）をアナログ信号に変換して出力する。Ｄ／Ａ変換器２１４のＤ／Ａ変換は、ＤＤＳ２２６から出力されるクロックのタイミングで行なわれる。

【0039】

ＤＤＳ２２６は、位相アキュームレータ、位相−振幅コンバータ、及びＤ／Ａコンバータから構成される、周波数及び位相が可変である公知の信号発生器である。ＤＤＳ２２６の発振周波数は、同期補正回路２２４及び制御回路２２８から入力される位相データによりコントロールされる。このとき、ＤＤＳ２２６の発振周波数は、ＰＬＬ発振回路２２２の出力クロックと同等、又は、それ以上の周波数に設定され、シンボル周期を１周期とする周波数のＭ倍の周波数である（周期はシンボル周期の１／Ｍ）。即ち、Ｄ／Ａ変換器２１４によるＤ／Ａ変換は、第２バスセレクタスイッチ２１２によるデータ読出しと同じ速度で実行される。

【0040】

このような高い周波数クロックでＤ／Ａ変換器２１４が、第１メモリ２０６及び第２メモリ２０８のデータを繰返し読出すことで、Ｄ／Ａ変換器２１４からの出力信号の周波数を、入力信号Ｓ５の帯域幅を保持したまま、入力信号Ｓ５のＭ／Ｎ倍にすることができる。例えば、入力信号Ｓ５の１シンボルの変調出力の周波数を２ｋＨｚ、入力信号Ｓ５の搬送周波数ｆｂを２ｋＨｚ、ＰＬＬ発振回路２２２の出力クロックを２０ｋＨｚ（シンボル周期内のサンプリング数が１０であり、Ｎ＝１０）、ＤＤＳ２２６の出力クロックを３０ｋＨｚ（Ｍ＝３０）とすると、Ｄ／Ａ変換器２１４からの出力の周波数を３ｋＨｚ（＝１ｋＨｚ×Ｍ／Ｎ）とすることができる。このようにすることで、波形データ間では位相ずれが発生しないので、帯域幅は逓倍前と同じに維持されたまま、搬送波周波数のみが逓倍される。

【0041】

同期補正回路２２４は、受信信号の基準クロックにＰＬＬ発振回路２２２及びＤＤＳ２２６の発振出力を同期させるためのものであり、例えば、ＤＤＳ２２６の発振位相を少しだけ前後に移動させ、その位相の前後移動によって生じる信号のレベル変化を取り出して、その変位が０となるように位相を制御する。そのために、図４に示すように、Ｄ／Ａ変換器２１４の出力は、ＬＰＦ２１６及びＢＰＦ２１８を介して同期補正回路２２４に入力される。このように同期を取ることで、１シンボルの符号を弁別し、且つ第１メモリ２０６及び第２メモリ２０８への信号の書込みと読出しとに位相ずれが生じて位相がずれた状態で逓倍されることを防止できる。

【0042】

なお、受信信号の基準クロックとは、送信機においてベースバンド信号で搬送波を変調する際に用いられるクロックと同じものであり、このクロックの立ち上がり、又は、立ち下がりに基づいて数ビットの変調を行なう。

【0043】

Ｄ／Ａ変換器２１４から出力されるアナログ信号は、ＬＰＦ２１６に入力され、高周波成分が減衰され、平滑化された信号がＬＰＦ２１６から出力される。ＬＰＦ２１６の出力は、ＢＰＦ２１８に入力され、所定の帯域に制限されてＢＰＦ２１８から出力される。ＢＰＦ２１８の出力は第２周波数変換回路２２０に入力される。第２周波数変換回路２２０は、局部発振回路を備えており、ＢＰＦ２１８の出力を逓倍前の周波数に変換し、信号Ｓ７として出力する。

【0044】

制御回路２２８は、上記したように、第１バスセレクタスイッチ２１０及び第２バスセレクタスイッチ２１２の切換え制御、第１メモリ２０６及び第２メモリ２０８のアドレスデータの生成、そのアドレスへのデータの書込み又は読出しの制御、第２周波数変換回路２２０の局部発振周波数の設定、ＤＤＳ２２６の周波数設定等を行なう。

【0045】

第１メモリ２０６及び第２メモリ２０８からのデータの読出しと、読出したデータのＤ／Ａ変換器２１４によるＤ／Ａ変換は、ＤＤＳ２２６のクロック周波数で行なっており、変換された信号波形は、入力信号の逓倍の周波数に変換される。このとき、同期補正回路２２４は、ＰＬＬ発振回路２２２の周波数が基準クロックのＮ倍となり、ＤＤＳ２２６の周波数が基準クロックのＭ倍（Ｍ＞Ｎ）となるように同期を取ることで、位相ずれのない逓倍された１シンボル単位の波形を出力できる。このように位相を揃えて逓倍された変調波のスペクトルは、図６の（ａ）に示す入力時のスペクトルから、図６の（ｂ）に示すように高周波側に移動する。このとき、入力信号に含まれるノイズ及び妨害波等の不要波は位相が揃っていない状態で逓倍されるため、広い周波数範囲に拡散される。図４において、一点鎖線で囲まれたＡ／Ｄ変換器２０４、第１バスセレクタスイッチ２１０、第１メモリ２０６、第２メモリ２０８、第２バスセレクタスイッチ２１２、Ｄ／Ａ変換器２１４、ＰＬＬ発振回路２２２、及びＤＤＳ２２６は、拡散部を構成する。

【0046】

例えば、入力信号の周波数をｆｂ＝１００ｋＨｚ、占有帯域幅を１２．５ｋＨｚ、逓倍後の周波数をｆｃ＝１０００ｋＨｚとすると、逓倍率Ｈは、Ｈ＝ｆｃ／ｆｂ＝１０００／１００＝１０倍となるので、占有帯域内のノイズも逓倍されて１２５ｋＨｚに広がることになる。ここで、逓倍されて一様に拡散されたノイズ及び妨害波の電力密度は低下するため、このような逓倍波をＢＰＦ２１８に通すと、その出力信号（信号Ｓ７）に含まれる不要波のレベルを低下させることができる。したがって、この信号を第２周波数変換回路２２０により、逓倍前の周波数へ変換することにより、ノイズ及び妨害波の排除を行なうことができる。

【0047】

以上により、ＢＰＦ１３６から出力され不要波除去部２００に入力される信号Ｓ５においては、図７の（ａ）に示すように、検出信号であるＣＨ２の信号に対して、ＣＨ１、ＣＨ３及びＣＨ４の信号が不要波として含まれているが、不要波除去部２００のＬＰＦ２１６を通過した後には、図７の（ｂ）に示すように、不要波（ＣＨ１、ＣＨ３及びＣＨ４の信号）は広い周波数範囲に拡散され、信号強度は小さくなる。したがって、ＢＰＦ２１８により、ＣＨ２の周波数範囲外の信号を除去すれば、図７の（ｃ）に示すように、不要波の強度Ｎ_１は、図７の（ａ）の不要波の強度Ｎ_０よりも小さくなる（Ｎ_１＜Ｎ_０）のに対して、ＣＨ２の信号の強度Ｓは変化しないので、ＳＮ比を改善することができ、ビットエラーレートを改善することができる。

【0048】

図４では、ＢＰＦ２１８を第２周波数変換回路２２０の前段に配置しているが、これに限定されない。ＢＰＦ２１８は、拡散した不要波を除去できればよいので、第２周波数変換回路２２０の後段に配置してもよい。その場合、ＢＰＦ２１８から出力される信号が復調器１３８に入力されるようにすればよい。

【0049】

（第１変形例）
図３の不要波除去部２００は、図４に示す構成に限定されない。特許文献１の第２実施形態又は第３実施形態と同様に、図４において、第１メモリ２０６及び第２メモリ２０８からの読出しをランダムに行なう構成に変更した構成によっても、不要波を除去することができる。ここで、ランダムとは、１シンボルに対応するデータを１組として、その記憶アドレスを、重複することなくランダムに指定することを意味する。

【0050】

図８を参照して具体的に示す。上記と同様に、不要波除去部には、不要波と希望波とを含む信号が入力され、第１周波数変換回路２０２は、入力信号を、シンボルレートの整数倍の周波数を有する信号に変換する（シンボル周期をΔＴとして、ｆ＝ｎ／ΔＴ）。図８の（ａ）は、１シンボルが４波長で表されるとした場合（即ち、シンボルレートの４倍の周波数に変換された場合）に、周波数変換後の信号に含まれる波形を示している。実際の信号は、図８の（ａ）の希望波（実線）及び不要波（破線）のそれぞれの振幅を所定の値に変換した信号を重ね合わせたものである。そのアナログ信号をサンプリングして、メモリに記憶する。メモリからのデータ読出しは、１波長単位でランダムに重複することなく行なわれる。

【0051】

例えば、図８の（ａ）に示したｔ２期間、ｔ４期間、ｔ１期間及びｔ３期間の順でデータが読出された場合を、図８の（ｂ）に示す。実際の読出されたデータは、図８の（ｂ）に示す実線（希望波）及び破線（不要波）のそれぞれの振幅を所定の値に変換した信号を重ね合わせた信号のデジタルデータである。

【0052】

図８の（ｃ）及び（ｄ）は、図８の（ｂ）からそれぞれ希望波及び不要波を取出したものである。これから明らかなように、メモリから読出されたデータに含まれる希望波は、図８の（ａ）と変わっていないが、メモリから読出されたデータに含まれる不要波は、各波長のつなぎ目で位相がずれており、１シンボル内で変調された波形となっている。したがって、上記と同様に、希望波は維持され、不要波は広域に拡散されることになり、ＢＰＦ２１８（図４参照）を通過させることにより不要波を除去することができる。

【0053】

（第２変形例）
図３の不要波除去部２００は、特許文献１の第４実施形態と同様に、サンプリングホールド回路を備えた図９に示すようなものであってもよい。図９を参照して、不要波除去部２４０は、第１周波数変換回路２４２、サンプルホールド部２４４、第１サンプルホールド群２４６、第２サンプルホールド群２４８、第１多チャンネルアナログスイッチ（第１多ＣＨアナログＳＷ）２５０、第２多チャンネルアナログスイッチ（第２多ＣＨアナログＳＷ）２５２、制御回路２５４、ＬＰＦ２５６、ＢＰＦ２５８、第２周波数変換回路２６０及び同期補正回路２６４を備えている。

【0054】

第１周波数変換回路２４２、ＬＰＦ２５６、ＢＰＦ２５８、第２周波数変換回路２６０及び同期補正回路２６４はそれぞれ、図４の第１周波数変換回路２０２、ＬＰＦ２１６、ＢＰＦ２１８、第２周波数変換回路２２０及び同期補正回路２２４に対応し、同様の機能を実行する。第２周波数変換回路２６０の局部発振周波数の設定は、制御回路２５４により行なわれる。制御回路２５４は、図４のＰＬＬ発振回路２２２及びＤＤＳ２２６に対応する機能を備え、後述するように、各部の制御を行なう。

【0055】

サンプルホールド部２４４は、複数のサンプリングホールド回路（以下、Ｓ／Ｈ回路ともいう）を並列に備えている。各Ｓ／Ｈ回路は、入力信号を、外部から制御を受けたタイミングでサンプリングして保持する。複数のＳ／Ｈ回路を、順次作動させることにより、Ｓ／Ｈ回路の数だけ入力信号をサンプリングして保持することができる。複数のＳ／Ｈ回路は、同数のＳ／Ｈ回路を含む第１サンプルホールド群２４６及び第２サンプルホールド群２４８に区分されている。

【0056】

第１多チャンネルアナログスイッチ２５０は、外部からの制御を受けて、入力される信号を複数のＳ／Ｈ回路のいずれかに出力するスイッチである。第１多チャンネルアナログスイッチ２５０及びサンプルホールド部２４４の各Ｓ／Ｈ回路は、制御回路２５４により制御されて、第１周波数変換回路２４２の出力信号を、サンプルホールド部２４４のＳ／Ｈ回路に順次入力し記憶させる。第１多チャンネルアナログスイッチ２５０を切換えるタイミング、及びサンプルホールド部２４４の各Ｓ／Ｈ回路にデータを記憶させるタイミングは、制御回路２５４が有するＰＬＬ発振回路の機能により生成される発振信号により決定される。第１サンプルホールド群２４６及び第２サンプルホールド群２４８を構成するＳ／Ｈ回路への記憶は、シンボル単位に交互に行なわれる。即ち、第１サンプルホールド群２４６を構成する複数のＳ／Ｈ回路での記憶が終われば、第２サンプルホールド群２４８を構成する複数のＳ／Ｈ回路への記憶を開始し、第２サンプルホールド群２４８を構成する複数のＳ／Ｈ回路での記憶が完了すれば、第１サンプルホールド群２４６を構成する複数のＳ／Ｈ回路への記憶を開始する。

【0057】

第２多チャンネルアナログスイッチ２５２は、外部からの制御を受けて、複数の入力信号のいずれかを出力するスイッチである。第２多チャンネルアナログスイッチ２５２及びサンプルホールド部２４４の各Ｓ／Ｈ回路は、制御回路２５４により制御されて、サンプルホールド部２４４の各Ｓ／Ｈ回路に記憶されているデータを順次読出し、ＬＰＦ２５６に入力する。第２多チャンネルアナログスイッチ２５２を切換えるタイミング、及びサンプルホールド部２４４の各Ｓ／Ｈ回路からデータを読出すタイミングは、制御回路２５４が有するＤＤＳの機能により生成される発振信号により決定される。第１サンプルホールド群２４６及び第２サンプルホールド群２４８を構成するＳ／Ｈ回路からの読出しは、交互に行なわれる。即ち、記憶動作が実行されていない群に対して読出しが実行される。このとき、第１サンプルホールド群２４６及び第２サンプルホールド群２４８のそれぞれからの読出し速度は、一次変調後の信号Ｓ５（第１周波数変換回路２４２への入力信号）におけるシンボル周期を１周期とする周波数のＭ倍（Ｍは２以上の整数）で行なわれ、各群からのデータ読出しを、先頭データからサイクリックに繰返す。なお、図４の同期補正回路２２４、ＰＬＬ発振回路２２２及びＤＤＳ２２６に関して上記したのと同様に、制御回路２５４は、同期補正回路２６４から入力される信号を用いて、ＰＬＬ発振回路の機能により生成する発振信号の位相と、ＤＤＳの機能により生成する発振信号の位相とを同期させる。

【0058】

これにより、図４を参照して上記したのと同様に、希望波を維持し、不要波を拡散させることができる。図９において、二点鎖線で囲まれた第１多チャンネルアナログスイッチ２５０、サンプルホールド部２４４及び第２多チャンネルアナログスイッチ２５２は、制御回路２５４による制御を受けて、拡散部として機能する。したがって、第２多チャンネルアナログスイッチ２５２からの出力が、ＬＰＦ２５６、ＢＰＦ２５８及び第２周波数変換回路２６０を通過した後の信号Ｓ７において、希望波を維持したまま、不要波を低減することができる。

【0059】

（第２の実施の形態）
上記では、多重化方式としてＣＤＭＡを採用した無線通信システムに関して説明したが、これに限定されない。図１０に示したような、多重化方式としてＦＤＭＡを採用した無線通信システムであってもよい。

【0060】

図１０を参照し、本発明の第２の実施の形態に係る無線通信システムは、第１送信機３００、第２送信機３１２、第３送信機３１４、第４送信機３１６及び受信機３３０を備えている。図１０には４台の送信機及び１台の受信機を示しているが、実際にはより多くの送信機及び受信機を備えていてもよい。また、送信機と受信機との通信は、公知の無線通信の基地局（図示せず）を介して、又は、基地局を介さず直接に行なわれる。

【0061】

第１送信機３００は、高周波生成部３０２、変調器３０４及びアンテナ３０６を備えている。第２送信機３１２〜第４送信機３１６は、第１送信機３００と同様に構成されている。高周波生成部３０２は、搬送波として使用される高周波を生成する。変調器３０４は、高周波生成部３０２から入力される高周波を、入力されるデータ（デジタルデータ）を用いて変調する。変調には、ＡＳＫ、ＦＳＫ、ＰＳＫ、又はＱＡＭ等の公知の変調方式が使用される。変調後の信号は、アンテナ３０６から送信される。同様に、第２送信機３１２〜第４送信機３１６からも、変調後の信号が送信される。各送信機に割当てられる送信周波数ＣＨ１〜ＣＨ４は相互に異なるものが使用される。即ち、後述するように、送信の周波数帯域は相互に重なっていてもよいが、周波数帯域の中心周波数は相互に異なる。

【0062】

受信機３３０は、アンテナ３３２、周波数変換器３３４、ＢＰＦ３３６、復調器３３８、及び不要波除去部２００を備えている。アンテナ３３２は無線信号を受信する。受信信号Ｓ１０は、ＣＨ１〜ＣＨ４の信号が重畳された信号である。図１１の（ａ）に、受信信号Ｓ１０が、ＣＨ１〜ＣＨ４の信号が重畳された信号であることを模式的に示す。便宜上、ＣＨ１〜ＣＨ４を同じ信号強度で示しているが、実際にはそれぞれの信号強度は異なる。周波数変換器３３４は、入力される高周波信号を中間周波数の信号に変換する。ＢＰＦ３３６はバンドパスフィルタであり、入力される信号のうち所定の周波数範囲（所定帯域）の信号を通過させ、それ以外の信号を減衰させて、信号Ｓ１１として出力する（例えば、図１１の（ｂ）参照）。

【0063】

不要波除去部２００は、入力される信号Ｓ１１から不要波を除去して、信号Ｓ７を出力する。不要波除去部２００は、図４に示したものと同じものである。復調器３３８は、不要波除去部２００から出力される信号Ｓ７に対して、変調器３０４で採用されている変調方式に応じた方式で復調処理を実行する。これにより、復調器３３８から所定のデータ（送信機からのデータ）が出力される。

【0064】

受信機３３０の検出対象がＣＨ２の信号であるとすると、不要波除去部２００内のＬＰＦ２１６の出力信号Ｓ６（図４参照）は、例えば図１１の（ｃ）に示すように、不要波（ＣＨ１、ＣＨ３及びＣＨ４の信号）は広い周波数に拡散され、信号強度は小さくなる。したがって、不要波除去部２００内のＢＰＦ２１８（図４参照）により、ＣＨ２の周波数範囲外の信号を除去すれば、図１１の（ｄ）に示すように、不要波の強度は、図１１の（ａ）の不要波の強度よりも小さくなるのに対して、ＣＨ２の信号強度は変化しないので、ＳＮ比を改善することができ、ビットエラーレートを改善することができる。

【0065】

なお、本実施の形態においても、第１の実施の形態と同様に、不要波除去部２００として、上記の第１変形例又は第２変形例のものを使用することができる。

【0066】

上記では、無線通信における各チャンネル信号の多重化方式として、ＣＤＭＡ又はＦＤＭＡを採用する場合を説明したが、これに限定されない。これら以外の多重化方式を採用した無線通信システムであってもよい。さらには、無線通信に限らず、有線による通信であってもよい。

【0067】

例えば、多重化方式として、複数のサブキャリア（サブチャンネル）を用いるマルチキャリア変調方式を採用した通信システムにも、上記した不要波除去部を適用することができる。マルチキャリア変調方式には、例えば、図１２を参照して上記したＯＦＤＭがある。ＯＦＤＭでは、サブキャリアが相互に直交していることが要求される。同じ帯域で、データレートを上げるためにサブキャリアの数を増大しようとすると、即ち、図１２に示したサブキャリアＳＣ１〜ＳＣ５の間隔をさらに狭くしようとすると、サブキャリア間の直交性が崩れ、各サブキャリアの中心周波数の位置で、その他のサブキャリアの信号強度がゼロにならず、各サブキャリアを精度よく分離できなくなる。そのような場合（サブキャリアが非直交）であっても、上記した不要波除去部を用いることにより、各サブキャリアに含まれる、その他のサブキャリアの信号を不要波として除去又は低減することができる。即ち、不要波除去部により、非直交のサブキャリアを用いる非直交マルチキャリア方式を採用した通信システムにおけるエラーレートを改善することができ、サブキャリア数（サブチャンネル数）を増大することができる。

【0068】

また、不要波除去部の構成は、上記した構成（図４、図９等）に限定されない。第１周波数変換回路、ＬＰＦ、ＢＰＦ、ローパスフィルタ、及び第２周波数変換回路に加えて、１シンボルに対応する期間において、所定時間間隔のタイミングにおける第１周波数変換回路からの出力信号の信号値を保持した後、Ｍを正の整数として、保持した信号値を、保持された順序で、シンボル周期の１／Ｍであり且つ所定時間間隔よりも短い時間間隔で繰返し読出してＬＰＦに出力する機能を有するものであればよい。

【0069】

以上、実施の形態を説明することにより本発明を説明したが、上記した実施の形態は例示であって、本発明は上記した実施の形態のみに制限されるわけではない。本発明の範囲は、発明の詳細な説明の記載を参酌した上で、特許請求の範囲の各請求項によって示され、そこに記載された文言と均等の意味及び範囲内での全ての変更を含む。

【符号の説明】

【0070】

１００、３００、９００ 第１送信機
１０２、３０２、９０２ 高周波生成部
１０４、９０４ 一次変調器
１０６、９０６ 二次変調器
１０８、９０８ 拡散符号発生器
１１０、１３２、３０６、３３２、９１０、９３２ アンテナ
１１２、３１２、９１２ 第２送信機
１１４、３１４、９１４ 第３送信機
１１６、３１６、９１６ 第４送信機
１３０、３３０、９３０ 受信機
１３４、９３４ 逆拡散器
１３６、２１８、２５８、３３６、９３６ ＢＰＦ
１３８、３３８、９３８ 復調器
１４０、９４０ 逆拡散符号発生器
２００、２４０ 不要波除去部
２０２、２４２ 第１周波数変換回路
２０４ Ａ／Ｄ変換器
２０６ 第１メモリ
２０８ 第２メモリ
２１０ 第１バスセレクタスイッチ
２１２ 第２バスセレクタスイッチ
２１４ Ｄ／Ａ変換器
２１６、２５６ ＬＰＦ
２２０、２６０ 第２周波数変換回路
２２２ ＰＬＬ発振回路
２２４、２６４ 同期補正回路
２２６ ＤＤＳ
２２８、２５４ 制御回路
２４４ サンプルホールド部
２４６ 第１サンプルホールド群
２４８ 第２サンプルホールド群
２５０ 第１多チャンネルアナログスイッチ
２５２ 第２多チャンネルアナログスイッチ
３０４ 変調器
３３４ 周波数変換器

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】