特許第6870656号(P6870656)IP Force 特許公報掲載プロジェクト 2022.1.31 β版

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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】特許公報(B2)
(11)【特許番号】6870656
(24)【登録日】2021年4月19日
(45)【発行日】2021年5月12日
(54)【発明の名称】非常用点灯装置
(51)【国際特許分類】
   H02J 7/34 20060101AFI20210426BHJP
   H02J 7/10 20060101ALI20210426BHJP
   H02J 9/02 20060101ALI20210426BHJP
【FI】
   H02J7/34 G
   H02J7/10 H
   H02J9/02
【請求項の数】1
【全頁数】8
(21)【出願番号】特願2018-95311(P2018-95311)
(22)【出願日】2018年5月17日
(62)【分割の表示】特願2014-204926(P2014-204926)の分割
【原出願日】2014年10月3日
(65)【公開番号】特開2018-126060(P2018-126060A)
(43)【公開日】2018年8月9日
【審査請求日】2018年5月17日
【前置審査】
(73)【特許権者】
【識別番号】000006013
【氏名又は名称】三菱電機株式会社
(73)【特許権者】
【識別番号】390014546
【氏名又は名称】三菱電機照明株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】100082175
【弁理士】
【氏名又は名称】高田 守
(74)【代理人】
【識別番号】100106150
【弁理士】
【氏名又は名称】高橋 英樹
(74)【代理人】
【識別番号】100148057
【弁理士】
【氏名又は名称】久野 淑己
(72)【発明者】
【氏名】篠田 健吾
(72)【発明者】
【氏名】今▲吉▼ ちづる
(72)【発明者】
【氏名】江口 健太郎
【審査官】 坂東 博司
(56)【参考文献】
【文献】 特開2004−127907(JP,A)
【文献】 特開2006−101682(JP,A)
【文献】 特開2010−055843(JP,A)
【文献】 特開2013−073706(JP,A)
【文献】 特開2012−174471(JP,A)
【文献】 米国特許出願公開第2010/0038965(US,A1)
【文献】 特開2004−222407(JP,A)
【文献】 特開2010−041891(JP,A)
【文献】 特開2013−009509(JP,A)
【文献】 特開2010−110069(JP,A)
【文献】 国際公開第2014/057577(WO,A1)
【文献】 特開2006−204021(JP,A)
(58)【調査した分野】(Int.Cl.,DB名)
H02J 7/34
H02J 7/10
H02J 9/02
(57)【特許請求の範囲】
【請求項1】
力率改善機能を持ち、前記力率改善機能により発生した脈動を含む出力電圧である脈動出力電圧を出力するフライバックコンバータ回路と、
バッテリに接続され、前記フライバックコンバータ回路の前記脈動出力電圧から生成した充電電流によって前記バッテリを充電し、前記フライバックコンバータ回路の出力電圧が予め定められた値となるように制御された状態で、前記バッテリの電圧値と前記フライバックコンバータ回路の前記脈動出力電圧における下限電圧値との差が減少するほど前記バッテリへの前記充電電流を低減するように構築された充電回路と、
前記バッテリから生成した電力をランプに供給することで前記ランプを点灯させる点灯回路と、
を備える非常用点灯装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、非常用点灯装置に関する。
【背景技術】
【0002】
従来、例えば、特許第3465406号公報に開示されているように、非常時に電源として用いるべきバッテリを充電するためのスイッチングコンバータ回路を備えた非常灯点灯装置が知られている。この公報にかかるスイッチングコンバータ回路では、トランスの一次巻線にスイッチング素子が接続され、トランスの二次巻線に発生する出力電圧にスイッチングによる脈動が含まれる。トランスの二次巻線には、出力平滑コンデンサが接続されている。二次巻線に発生する電圧は、その脈動が出力平滑コンデンサで抑制されたうえで定電流回路に供給される。この電圧から定電流回路が充電電流を生成し、バッテリが充電される仕組みになっている。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0003】
【特許文献1】特許第3465406号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0004】
上記従来の非常用点灯装置では、バッテリ充電時に高調波対策が考慮されていないという問題があった。
【0005】
本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、回路を大型化せずに簡易な構成で高調波対策を行うことのできる非常用点灯装置を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0007】
本発明にかかる非常用点灯装置は、
力率改善機能を持ち、前記力率改善機能により発生した脈動を含む出力電圧である脈動出力電圧を出力するフライバックコンバータ回路と、
バッテリに接続され、前記フライバックコンバータ回路の前記脈動出力電圧から生成した充電電流によって前記バッテリを充電し、前記フライバックコンバータ回路の出力電圧が予め定められた値となるように制御された状態で、前記バッテリの電圧値と前記フライバックコンバータ回路の前記脈動出力電圧における下限電圧値との差が減少するほど前記バッテリへの前記充電電流を低減するように構築された充電回路と、
前記バッテリから生成した電力をランプに供給することで前記ランプを点灯させる点灯
回路と、
を備える。
【発明の効果】
【0008】
本発明によれば、力率改善機能を持つフライバックコンバータ回路を用いて生成した電圧を利用して、充電回路がバッテリを充電するので、回路を大型化せずに簡易な構成で高調波対策を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【0009】
図1】本発明の実施の形態にかかる充電回路および非常灯点灯装置を示す図である。
図2】本発明の実施の形態にかかる充電回路を示す図である。
図3】本発明の実施の形態にかかる充電回路におけるバッテリ電圧と充電電流の関係を示すグラフである。
図4】本発明の実施の形態にかかる充電回路におけるバッテリ電圧と消費電力の関係を示すグラフである。
図5】本発明の実施の形態にかかる充電回路の動作を示す図である。
図6】本発明の実施の形態にかかる充電回路の動作を示す図である。
【発明を実施するための形態】
【0010】
図1は、本発明の実施の形態にかかる充電回路13および非常灯点灯装置10を示す図である。充電回路13は、非常灯点灯装置10の内部に含まれている。図1には、非常灯点灯装置10を含む照明装置3も図示されている。照明装置3は、ランプ8と、点検スイッチ2と、常用点灯装置6と、非常灯点灯装置10と、バッテリ60とを備える。ランプ8は、蛍光灯、ハロゲン、あるいは白熱電球などのランプである。点検スイッチ2は、常用電源(すなわち商用交流電源1)と接続する。常用点灯装置6は、点検スイッチ2と接続している。常用点灯装置6は、商用交流電源1からの電力を変換するコンバータ回路を含み、コンバータ回路でランプ8を点灯させる公知の点灯装置を用いることができる。非常灯点灯装置10は、非常時に常用点灯装置6に代えてランプ8を点灯させる。
【0011】
非常灯点灯装置10は、全波整流回路12と、充電回路13と、電圧変換回路22と、リレー24と、制御電源回路16と、制御回路18とを備える。全波整流回路12は、交流電力を整流して直流電圧を生成する。充電回路13は、直流電圧を用いてバッテリ60を充電する。電圧変換回路22は、バッテリ60の電圧を変換する絶縁型の昇圧コンバータ回路等であり、非常時にバッテリ60の電圧からランプ8を点灯させるための電力を生成する。リレー24は、出力端子と、常用点灯装置6と接続するための第1入力端子と、電圧変換回路22の出力電圧が供給される第2入力端子とを備えている。リレー24は、出力端子に対して第1入力端子と第2入力端子を選択的に接続可能である。制御電源回路16は、充電回路13から制御用電力を取得するとともに、リレー24を制御する。制御回路18は、バッテリ60の充電中に電圧変換回路22にオフ信号を送り、非常時にこのオフ信号を解除する。
【0012】
図2は、本発明の実施の形態にかかる充電回路13を示す図である。充電回路13は、フライバックコンバータ回路14と、電流生成回路20とを備える。フライバックコンバータ回路14は、一次巻線T1と二次巻線T2とを有するトランスTRと、二次巻線T2に並列接続する出力平滑コンデンサC3とを備える。一次巻線T1には、直流電圧が入力される。二次巻線T2はダイオードD1に接続し、二次巻線T2に発生する脈動電圧が出力平滑コンデンサC3で平滑される。
【0013】
フライバックコンバータ回路14は、さらに、制御IC50、ダイオードD1、D4、コンデンサC1、C4、C5、抵抗R3、フォトトランジスタPC11およびフォトダイオードPC12からなるフォトカプラ、抵抗R1、R2、および定電圧制御部52を備えている。制御IC50は、MOSFET、およびこのMOSFETをオン/オフ制御する制御回路部を内蔵している。制御IC50の制御回路部は、PFC機能を有する公知の力率改善回路を含む。電圧V1をフォトカプラを介して制御IC50の制御回路部にフィードバックして一定電圧に制御している。PFC動作を行うと、商用周波数のリプルが必ず発生してしまう。
【0014】
電流生成回路20は、出力平滑コンデンサC3と接続し、出力平滑コンデンサC3の電圧からバッテリ60を充電する充電電流Iを生成可能である。バッテリ60の電圧値を、以下「バッテリ電圧VBAT」とも称す。バッテリ電圧VBATと出力平滑コンデンサC3から伝わる脈動電圧V1の下限値VRBとの差を、以下「差V」とも称す。
【0015】
電流生成回路20は、トランジスタQ1と、抵抗R10、R11、R12、R13と、シャントレギュレータ201と、を含む。トランジスタQ1は、出力平滑コンデンサC3の電圧が印加される第1端子、バッテリ60に供給する電流を出力する第2端子、および第1端子と第2端子との導通を制御する制御端子を備える。本実施形態ではトランジスタQ1がバイポーラトランジスタであり、第1端子がコレクタであり、第2端子がエミッタであり、制御端子がベースである。抵抗R10、R11の直列回路の一端に電圧V1が供給され、抵抗R10、R11の直列回路の他端がトランジスタQ1のベースに接続される。抵抗R13は、トランジスタQ1のコレクタおよびエミッタに対して並列接続されている。抵抗R12には、シャントレギュレータ201のリファレンス電圧が常に印加されるので定電流動作となる。定電流となるようにトランジスタQ1のコレクタエミッタ間電圧VCEが変化して制御されている。トランジスタQ1、抵抗R13には電圧V1−(VBAT+リファレンス電圧)が常に印加される。シャントレギュレータ201のアノードはバッテリ60と抵抗R12の接続点に接続している。シャントレギュレータ201のリファレンス端子はトランジスタQ1のエミッタと抵抗R12の接続点に接続している。このリファレンス端子に、トランジスタQ1のエミッタ電流と抵抗R13に流れる電流に応じた電圧が入力される。シャントレギュレータ201のカソードは抵抗R10と抵抗R11の接続点に接続しており、このカソードの電圧に応じてトランジスタQ1のベース電流が変化する。
【0016】
脈動(リプル)が含まれた電圧V1を、便宜上、「脈動電圧V1」とも称する。後述する図5および図6には、脈動電圧V1の波形が記載されている。脈動電圧V1の下限値を以下「VRB」とも称し、脈動電圧V1の上限値を以下「VRT」とも称し、VRBおよびVRT図5および図6に示す。下記の式(1)に示すように、下限値VRBとバッテリ電圧VBATとの差を「V」と記載する。フライバックコンバータ回路14の出力電圧が一定に制御されることで、下限値VRBは一定値であるものとする。
RB−VBAT=V ・・・(1)
【0017】
シャントレギュレータ201の内部基準電圧Vrefは、例えば1.25Vである。トランジスタQ1のオンに必要な順方向電圧Vbeは、例えばVbe=0.6Vである。実施の形態においては、下記式(2)の関係が成立していれば、トランジスタQ1がオンとなることで、電流生成回路20が充電電流Iとして定電流を出力する。
≧Vref+Vbe ・・・(2)
ただし、下記の式(3)に示すとおり、VrefとVbeの合計は1.85Vである。
ref+Vbe=1.25(V)+0.6(V)=1.85(V) ・・・(3)
【0018】
一方、下記式(4)の関係が成立すると、トランジスタQ1のコレクタ電流が絞られることで充電電流Iが絞られる。
<1.85(V) ・・・(4)
RBは脈動電圧V1の下限値VRBであるから、脈動電圧V1はその脈動に応じて周期的にVRBより高くなり、脈動電圧V1の上限値VRTと下限値VRBとの間を往復する。電圧V1の脈動に応じて電圧V1とバッテリ電圧VBATとの差が1.85Vを上回ることで、トランジスタQ1がオンされ、少量の電流を流すことができる。

【0019】
以上説明したように、本実施の形態では、フライバックコンバータ回路14の原理上必ず発生してしまう出力電圧(つまり電圧V1)の脈動を利用する。電圧V1の脈動の下限値VRBとバッテリ電圧VBATとの差Vが1.85V以上の場合には、大きい充電電流Iでバッテリ60が充電される。差Vが1.85V未満の場合には、小さい充電電流Iでバッテリ60が充電される。
【0020】
図3は、充電回路13におけるバッテリ電圧VBATと充電電流の関係を示すグラフである。図4は、充電回路13におけるバッテリ電圧VBATと消費電力の関係を示すグラフである。図5および図6は、充電回路13の動作を示す図である。一例として、電圧V1を10V程度とし、充電電流Iの最大値を123mAとし、6セルのバッテリ60を充電するものとする。
【0021】
図3に示すように、バッテリ電圧VBATが5Vから約7.5Vまでの範囲では、充電電流Iは123mAを維持し、電流生成回路20は定電流回路として働いている。このときの様子を図5に示している。バッテリ電圧VBATが5Vのときには差Vが約4.3Vである。差Vが1.85Vより十分に大きく確保されているので、トランジスタQ1をオンして123mAの充電電流Iを流せる。電圧V1の脈動の下限値VRBとバッテリ電圧VBATとの差Vが1.85V程度あるので、充電電流Iは123mAを維持し、消費電力も2.3Wと変化がない。なお、図3に示すように、バッテリ電圧VBATが高くなるほど、差Vは比例的に小さくなっていく。
【0022】
図3に示すように、バッテリ電圧VBATが約7.5Vに達すると、充電電流Iはバッテリ電圧VBATが高いほど低くなるようにほぼ比例的に減少する。具体的には、バッテリ電圧VBATが8V程度に上昇すると差Vが1.85V未満となり、トランジスタQ1がオンするためのベース−エミッタ電圧Vbeの大きさ0.6Vを維持できないので、充電電流Iが減少する。この様子を図6に示している。バッテリ電圧VBATが8Vまで上昇することで差Vが1.85V未満となっている。
【0023】
図4に示すように、消費電力は、おおよそ満充電状態であるバッテリ電圧VBATが9V程度であるときに1.9Wとなる。本実施形態によれば、バッテリ電圧VBATにかかわらず充電電流Iを123mAに維持し続けた場合と比較して、消費電力が約17%低減される。
【0024】
以上説明したように、本実施の形態にかかる充電回路13によれば、電圧V1の脈動(リップル)を出力平滑コンデンサC3の後段に積極的に伝え、この脈動を活用してバッテリ60が満充電に近づいたときに充電電流Iを絞りつつ流すことができる。出力平滑コンデンサC3は電圧V1の脈動を抑制しない小容量の電解コンデンサでよいので、小型かつ省実装面積で済む。これにより、充電時の電力消費量を抑制できるとともに、出力平滑コンデンサC3が小型で済むという利点もある。
【0025】
また、電流生成回路20は、差Vが予め定めた1.85V以上である場合には最大の充電電流Iを出力するので、速やかに充電を行うことが出来る。特に本実施の形態では、電流生成回路20は、差Vが1.85V以上である場合には定電流回路として働き、充電電流Iとして定電流を生成する。一方、電流生成回路20は、差Vが1.85Vを下回った場合には充電電流Iを低減する。特に本実施の形態では、電流生成回路20は、差Vが1.85Vを下回った場合には、バッテリ60の電圧が高くなるほど充電電流の大きさを低減するので、さらに効果的に消費電力を抑制できる。
【0026】
なお、本実施の形態では、Vref+Vbe=1.85Vが、本発明にかかる「予め定めた所定値」に相当している。この1.85Vという数値は本実施の形態にかかる回路構成においてVref=1.25VかつVbe=0.6Vという条件のもとでの数値であり、本発明がこれに限定されるものではない。また、「予め定めた所定値」をVref+Vbeとしているが、実際に設計する際には、他にコレクタエミッタ間電圧のマージンが必要となるため、0.1V以上高くして設定することが好ましい。
【0027】
電圧V1の脈動の下限値VRBは、バッテリ60の充電量が「予め定めた満充電未満の所定充電量」以上となったときに差Vが1.85Vを下回るように設定する。例えば、この所定充電量は、バッテリ60の満充電の50%以上かつ100%未満の範囲内のいずれかの量に定めても良く、具体的には、50%、51%、52%、・・・60%、・・・65%、・・・70%、・・・75%、・・・80%、・・・85%、あるいは90%に定めても良い。例えば図3においては、満充電時のバッテリ電圧VBATを9Vとした場合にはバッテリ電圧VBATが7.5Vのときに差Vが1.85Vを下回る。この場合には、バッテリ電圧VBATが9Vのときを充電量100%とすると、単純計算ではバッテリ電圧VBATが7.5Vのときの充電量は約73%である。つまり、約73%の充電量で差Vが1.85Vを下回り、充電電流Iを絞り始めるという動作が実現している。なおここで述べたバッテリ60の充電量の算出方式は便宜上例示したものであり本発明を限定するものではない。バッテリ電圧VBATとバッテリ60の充電量との間の相関があるので、充電量が何十%のときに充電電流Iを絞り始めるかを任意に定めればよい。ただし、本実施の形態は、バッテリ60の満充電近くでの無駄な充電電流Iを減らして消費電力を抑制することを念頭においている。よって、満充電近くのある程度高いバッテリ電圧VBATで充電電流Iを絞り始めることが好ましい。
【0028】
下限値VRBの調整は、フライバックコンバータ回路14の出力電圧の設定と、出力平滑コンデンサC3の容量値とで行うことができる。フライバックコンバータ回路14の出力電圧を大きくすれば下限値VRBも高くなる。出力平滑コンデンサC3の容量が大きいほど、出力電圧V1がより平滑されるので下限値VRBは高くなる。なお、本実施の形態ではNPNトランジスタおよびシャントレギュレータで構成した定電流回路を、電流生成回路20に用いている。しかしながら、本発明はこれに限られるものではなく、PNPトランジスタおよび他の定電圧素子を用いて構成した定電流回路を電流生成回路20に用いてもよい。
【符号の説明】
【0029】
1 商用交流電源、2 点検スイッチ、3 照明装置、6 常用点灯装置、8 ランプ、10 非常灯点灯装置、12 全波整流回路、13 充電回路、14 フライバックコンバータ回路、16 制御電源回路、18 制御回路、20 電流生成回路、22 電圧変換回路、24 リレー、50 制御IC、52 定電圧制御部、60 バッテリ、201 シャントレギュレータ、C1 コンデンサ、C3 出力平滑コンデンサ、D1、D4 ダイオード、I 充電電流、PC11 フォトトランジスタ、PC12 フォトダイオード、Q1 トランジスタ、R1、R10、R11、R12、R13、R2、R3 抵抗、T1 一次巻線、T2 二次巻線、T3 補助巻線、TR トランス
図1
図2
図3
図4
図5
図6