特許 6872383 音響スピーカーを作動させるために音響増幅器によって生成される電流を測定するための装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6872383

(24)【登録日】2021年4月21日

(45)【発行日】2021年5月19日

(54)【発明の名称】音響スピーカーを作動させるために音響増幅器によって生成される電流を測定するための装置

(51)【国際特許分類】

   G01R 19/00 20060101AFI20210510BHJP

【ＦＩ】

   G01R19/00 A

【請求項の数】5

【外国語出願】

【全頁数】8

(21)【出願番号】特願2017-24970(P2017-24970)

(22)【出願日】2017年2月14日

(65)【公開番号】特開2017-146306(P2017-146306A)

(43)【公開日】2017年8月24日

【審査請求日】2020年2月12日

(31)【優先権主張番号】1651213

(32)【優先日】2016年2月15日

(33)【優先権主張国】FR

(73)【特許権者】

【識別番号】517049367

【氏名又は名称】エル−アコースティックス

【氏名又は名称原語表記】Ｌ−ＡＣＯＵＳＴＩＣＳ

(74)【代理人】

【識別番号】110002860

【氏名又は名称】特許業務法人秀和特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】エム・クリスチャン・ヘイル

(72)【発明者】

【氏名】ピエール・ベス

【審査官】 田口 孝明

(56)【参考文献】

【文献】 米国特許出願公開第２０１５／０２１９６９０（ＵＳ，Ａ１）

【文献】 特開２０１４−０７８９３８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００５−１１７３６１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０４−２０３９７１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０８−１７２６９３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０８−１１６２４３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００４−０５３５２８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 米国特許出願公開第２０１５／０１８１３３５（ＵＳ，Ａ１）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

ＩＰＣ Ｇ０１Ｒ １９／００−１９／３２

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

音響スピーカーを作動させるために、音響増幅器によって生成される電流を測定するための装置であって、前記装置は前記電流の方向およびコモンモード電圧の極性にかかわらず動作し、前記装置は、
前記音響増幅器と前記音響スピーカーとの間に直列に位置決めされたシャント抵抗器（１）と、
入力が前記シャント抵抗器（１）の端子に接続され、前記シャント抵抗器の端子間の電圧差を比例的に信号電流に変換可能な電圧／電流変換器（３）と、
第１の電流ミラー（７）と、
を備え、
電流／電圧変換器（５）の出力電圧が前記信号電流に比例するように、前記第１の電流ミラー（７）の入力が前記電圧／電流変換器（３）の出力に接続され、出力が前記電流／電圧変換器（５）に接続されており、
前記装置は、
前記電圧／電流変換器（３）の入力に接続され、前記電圧／電流変換器（３）の出力が第２の電流ミラー（１１）を介して前記電流／電圧変換器（５）に接続され、前記音響増幅器によって生成される電流と前記コモンモード電圧の極性とにかかわらず、前記装置が飽和することなくリニアモードで動作するように、バイアス電流を生成可能な定バイアス電流発生器（９）、
をさらに備える装置。

【請求項2】

前記第１および第２の電流ミラーは、
入力信号接続部と接地との間に直列に位置決めされた第１の抵抗器（２１，３１）および第１のバイアス電圧発生器（２３，３３）と、
第１の演算増幅器（２５，３５）と、
を備え、
前記第１の演算増幅器（２５，３５）の非反転入力が前記第１の抵抗器の上流の前記入力信号接続部に接続され、反転入力が第２の抵抗器（２７，３７）によって前記第１の抵抗器と前記第１のバイアス電圧発生器との間に接続され、出力がＭＯＳＦＥＴトランジスタ（２９，３９）のゲートに接続されており、
前記ＭＯＳＦＥＴトランジスタ（２９，３９）のソースが前記第１の演算増幅器の前記
反転入力に接続され、ミラー電流を生成するドレインが出力パッドに接続されている、請求項１に記載の装置。

【請求項3】

前記定バイアス電流発生器（９）は、第２の演算増幅器（４３）の非反転入力と、第２の端子が接地された第３の電圧発生器（４５）であって負バイアス電圧を生成する第３の電圧発生器（４５）との間で基準電圧（Ｖｒｅｆ）を生成することが可能な第２の電圧発生器（４１）を備え、
前記第２の演算増幅器の反転入力が第１のｎ型ＭＯＳＦＥＴトランジスタ（４９）のソースに、および第３の抵抗器（４７）を介して前記第３の電圧発生器（４５）に接続されており、
前記第１のｎ型ＭＯＳＦＥＴトランジスタ（４９）のドレインが出力パッドに前記バイアス電流を供給する、請求項１または２に記載の装置。

【請求項4】

前記電圧／電流変換器は第３の演算増幅器（１３）を備え、
前記第３の演算増幅器（１３）の反転入力が第４の抵抗器（１５）を介して前記シャント抵抗器（１）の入力に接続され、前記第３の演算増幅器（１３）の非反転入力が前記シャント抵抗器の出力に直接接続され、前記第３の演算増幅器（１３）の出力が第２のｎ型ＭＯＳＦＥＴトランジスタ（１７）のゲートに接続され、
前記第２のｎ型ＭＯＳＦＥＴトランジスタ（１７）のソースが前記第３の演算増幅器の前記反転入力に接続され、前記第２のｎ型ＭＯＳＦＥＴトランジスタ（１７）のドレインが前記信号電流を供給する、請求項１、２、または３に記載の装置。

【請求項5】

前記第３の演算増幅器（１３）の非反転入力が、コモンモード電圧源（ＶＣＭ）および前記定バイアス電流発生器（９）に接続されている、請求項４に記載の装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、音響スピーカーを作動させるために、音響増幅器によって生成される電流を測定するための装置に関する。

【背景技術】

【0002】

従来技術
電気音響学の分野、特に、スピーカーを使用して電気信号を音響波に変換して音を生成する分野では、これらのスピーカーによって消費される電流、すなわち、スピーカーに電力を供給する電気信号の瞬間電流について正確な知識を有していることが重要である。

【0003】

具体的には、あらゆるエネルギー変換に関しては、この電気音響変換によって熱が発生するため、発生した熱が所定の閾値を超えない範囲に収まっているかどうかを確認する必要がある。広い空間を音で満たすことを目的とした専門的なスピーカーはかなりの量のエネルギーを使用するため、このパラメータは特に重要である。消費電力は、電気信号のＲＭＳ振幅/電流の二乗に比例する。したがって、消費される電流の量を知ることによって消費電力の算出が可能になり、その結果、放出される熱の量の計算が可能になる。

【0004】

ラウドスピーカーの検出、および周波数の関数としてのスピーカーのインピーダンスに関する正確な知識など、電流についての正確な知識は他の分野でも応用できる。

【0005】

この電気信号の電流を測定するために、従来の技術では、入力側に抵抗器（電流を測定するシャント）を備えた特別な差動増幅器を用いて、電流を電位差に変換する。

【0006】

しかしながら、この種類の電流検出増幅器は本質的に測定シャントに存在するコモンモード電圧の影響を受けやすいため、電気音響学で必要とされるレベルの精度を得るためには、精度の高い高価な差動増幅器の使用が不可欠である。

【0007】

したがって、この問題を克服する電流測定装置が切望されている。特に、測定が測定される電気信号に及ぼす影響を制御してコストを削減し、測定の感度および精度の向上を図る装置が必要とされている。

【発明の概要】

【課題を解決するための手段】

【0008】

発明の記載
先に述べた１つ以上の問題を克服するために、音響スピーカーを作動させるために音響増幅器によって生成される電流を測定するための装置は、
音響増幅器と音響スピーカーとの間に直列に位置決めされたシャント抵抗器と、
入力がシャント抵抗器の端子に接続され、シャントの端子間の電圧差を比例的に信号電流に変換可能な電圧／電流変換器と、
第１の電流ミラーと、
を備え、
電流／電圧変換器の出力電圧が信号電流に比例するように、第１の電流ミラーの入力が電圧／電流変換器の出力に接続され、出力が電流／電圧変換器に接続されている。

【0009】

本装置は、電圧／電流変換器の入力のうちのある入力に接続され、出力が第２の電流ミラーを介して電流／電圧変換器に接続され、音響増幅器によって生成される電流にかかわらず、装置が飽和することなくリニアモードで動作するように、バイアス電流を生成可能な定バイアス電流発生器をさらに備える。

【0010】

単独で、または組み合わせて使用可能な特有の特徴または実施の形態は、次のとおりである。

【0011】

第１および第２の電流ミラーは、
入力信号接合部と接地との間に直列に設けられた第１の抵抗器および第１のバイアス電圧発生器と、
演算増幅器と、
を備え、
演算増幅器の非反転入力が第１の抵抗器の上流の入力信号に接続され、反転入力が第２の抵抗器によって第１の抵抗器と第１のバイアス電圧発生器との間に接続され、出力がＭＯＳＦＥＴトランジスタのゲートに接続されており、
ＭＯＳＦＥＴトランジスタのソースが演算増幅器の反転入力に接続され、ミラー電流を生成するドレインが出力パッドに接続されている。

【0012】

バイアス電流発生器は、
演算増幅器の非反転入力と、第２の端子が接地された第３の負バイアス電圧発生器との間で基準電圧（Ｖｒｅｆ）を発生させることが可能な第２の電圧発生器を備え、
演算増幅器の反転入力がｎ型ＭＯＳＦＥＴトランジスタのソースに、および抵抗器を介して第３電圧発生器に接続されており、
ｎ型ＭＯＳＦＥＴトランジスタのドレインが出力パッドにバイアス電流を供給する。

【0013】

電圧／電流変換器は演算増幅器を備え、
演算増幅器の反転入力が第２の抵抗器を介してシャント抵抗器の入力に接続され、非反転入力がシャント抵抗器の出力に直接接続され、出力がｎ型ＭＯＳＦＥＴトランジスタのゲートに接続され、
ｎ型ＭＯＳＦＥＴトランジスタのソースが演算増幅器の反転入力に接続され、ドレインが信号電流を供給する。

【0014】

本発明は、添付の図面を参照して、あくまで一例として挙げられている以下の説明によって、より理解されるであろう。

【図面の簡単な説明】

【0015】

【図1】本発明の一実施の形態に係る測定装置の一般的な回路図である。

【図2】図１の測定装置の信号電流ミラーの詳細図である。

【図3】図１の測定装置のバイアス電流ミラーの詳細図である。

【図4】図１の測定装置のバイアス電流源の詳細図である。

【発明を実施するための形態】

【0016】

実施の形態
まず、音響スピーカーを作動させるために音響増幅器によって生成される電流が、電流/電圧および数Ｈｚから約２０ｋＨｚの範囲の周波数の双方の観点から、可変ＡＣ電流の特性を有していることについて説明しておく。

【0017】

図１を参照すると、音響スピーカーを作動させるために音響増幅器によって生成される電流を測定するための装置は、音響増幅器と音響スピーカーとの間に直列に位置決めされたシャント抵抗器１を備える。シャント抵抗器の抵抗値ｒは、電気信号との干渉を最小限に抑えるために、約２ｍΩと大変低い。

【0018】

第１の電圧／電流変換は、入力がシャント抵抗器の端子に接続された電圧／電流変換器３によって行なわれる。電圧／電流変換器は、シャント抵抗器１の端子間の電圧差を信号電流に比例的に変換することができる。

【0019】

電圧／電流変換器３の出力は、信号電流ミラーとも呼ばれる第１の電流ミラー７を介して電流／電圧変換器５に接続されている。したがって、電流／電圧変換器５の出力電圧は信号電流に比例する。

【0020】

さらに、電流の方向およびコモンモード電圧極性にかかわらず、飽和することなくリニアモードで回路を動作させ続けるために、装置は定バイアス電流発生器９も備えている。以後、バイアス電流はＩｂｉａｓと呼ばれる。

【0021】

定バイアス電流発生器９は電圧／電流変換器３の入力に接続され、その出力は、第２の電流ミラー１１を介して電流／電圧変換器５に接続されている。

【0022】

したがって、音響増幅器によって生成される電流にかかわらず、装置が飽和することなくリニアモードで動作するように、バイアス電流発生器９はバイアス電流を生成することができる。

【0023】

各部の実施の形態について以下で詳細に説明し、その後、各部の動作について説明する。

【0024】

電圧／電流変換器３は演算増幅器１３を備え、その反転入力が抵抗値Ｒ１を有する第２の抵抗器１５を介してシャント抵抗器１の入力に接続され、非反転入力がシャント抵抗器１の出力に直接接続され、出力がｎ型ＭＯＳＦＥＴトランジスタ１７のゲートに接続されている。

【0025】

ｎ型ＭＯＳＦＥＴトランジスタ１７のソースが演算増幅器の反転入力に接続され、ドレインが信号電流を供給する。

【0026】

信号電流ミラーと呼ばれる第１の電流ミラー７は、図２に示すように、
入力信号接続部と接地との間に直列に設けられた第１の抵抗器２１および第１の正バイアス電圧発生器２３と、
演算増幅器２５と、
を備え、
演算増幅器２５の非反転入力が第１の抵抗器２１の上流の入力信号に接続され、反転入力が第２の抵抗器２７によって第１の抵抗器２１と第１のバイアス電圧発生器２３との間に接続され、出力がｐ型ＭＯＳＦＥＴトランジスタ２９のゲートに接続され、
ｐ型ＭＯＳＦＥＴトランジスタ２９のソースが演算増幅器の反転入力に接続され、信号ミラー電流を生成するドレインが出力パッドに接続されている。

【0027】

第２の電流ミラー１１の構造は、図３に示すように、第１の電流ミラー７の構造に類似している。具体的には、第２の電流ミラー１１は、
入力信号接続部と接地との間に直列に設けられた第１の抵抗器３１および第１の負バイアス電圧発生器３３と、
演算増幅器３５と、
を備え、
演算増幅器３５の非反転入力が第１の抵抗器３１の上流の入力信号に接続され、反転入力が第２の抵抗器３７によって第１の抵抗器３１と第１のバイアス電圧発生器３３との間に接続され、出力がｎ型ＭＯＳＦＥＴトランジスタ３９のゲートに接続され、
ｎ型ＭＯＳＦＥＴトランジスタ３９のソースが演算増幅器の反転入力に接続され、信号ミラー電流を生成するドレインが出力パッドに接続されている。

【0028】

したがって、２つの電流ミラーの２つの相違点は、ＭＯＳＦＥＴトランジスタの種類および電圧発生器のバイアスの符号に関連している。

【0029】

最後に、図４に示すように、バイアス電流発生器９は、
演算増幅器４３の非反転入力と、第２の端子が接地された第３の負バイアス電圧発生器４５との間で基準電圧（Ｖｒｅｆ）を生成可能な第２の電圧発生器４１を備え、
演算増幅器の反転入力がｎ型ＭＯＳＦＥＴトランジスタ４９のソースに、および抵抗器４７を介して第３の電圧発生器４５に接続され、
ｎ型ＭＯＳＦＥＴトランジスタ４９のドレインが出力パッドにバイアス電流を供給する。

【0030】

電流／電圧変換器５は、図１に示すように、入力側で演算増幅器５３の反転入力と直列に接続された抵抗器５１を備える。演算増幅器５３の非反転入力は接地されている。演算増幅器５３の出力は、抵抗器５５を介して反転入力に戻る。

【0031】

したがって、動作中は、信号電流と定バイアス電流は足し合わされて、第１の電流ミラー７において形成される「信号経路」を流れる。

【0032】

バイアス電流は、バイアス電流発生器９と第２の電流ミラー１１とを備える「バイアス経路」によって伝えられる。

【0033】

さらに、電流／電圧変換器５の入力側では、「信号経路」と「バイアス経路」との電流は足し合わされるが、バイアス電流はこれら２つの経路で反対方向に流れるため、電流／電圧変換器の入力側で相殺される。

【0034】

なお、従来の構成要素のみを用いた測定回路については、すでに説明されている。
一般に、演算増幅器は低ノイズ演算増幅器であって、比較的低レベルのゲインで動作する。

【0035】

なお、バイアス電流を電流／電圧変換器の入力側で相殺する動作によって、ＭＯＳＦＥＴトランジスタから寄生電流を取り除くこともできる。

【0036】

さらに、制御された電流源を使用すると、その性質上、電圧の方向に基づく差動アセンブリと比較して、コモンモード電圧の影響が制限される。

【0037】

したがって、音響工学の分野に特に適した、低コストの測定装置についてこれまで説明を行なってきた。

【0038】

アセンブリは、ゼロ周波数電流（ＤＣ電流）を測定することもできる。アセンブリはコモンモード電圧に対して非常に高い耐性を有しているため、弱い励磁信号が存在する場合でも、良好な信号ノイズ比でスピーカーを検出することができる。アセンブリの通過帯域は主に演算増幅器の性能によって制限されるため、高周波数でも使用することができる。この特徴によって、可聴周波数領域において、高周波数範囲での信号の減衰が小さくなり、信号の位相シフトが小さくなる。アセンブリによって、電流を素早く保護することが可能になる。アセンブリは高い信頼性を有しているため、これを使用して電流でスピーカーを制御することができる（相互コンダクタンス増幅器が形成される）。

【0039】

本発明は、図面および上記の記載において詳細に図示および記載されているが、これらはあくまで例示であり、本発明は、これらに限定されないと考えるべきである。異なるさまざまな実施の形態が可能である。

【0040】

請求項において、「備える」という用語は他の要素を除外せず、単数は複数を除外しない。

【符号の説明】

【0041】

１ シャント抵抗器、３ 電圧／電流変換器、５ 電流／電圧変換器、７ 第１の電流ミラー、９ バイアス電流発生器。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】