特許 6874773 電力変換装置及びその制御方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6874773

(24)【登録日】2021年4月26日

(45)【発行日】2021年5月19日

(54)【発明の名称】電力変換装置及びその制御方法

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20210510BHJP

【ＦＩ】

   H02M7/48 E

【請求項の数】5

【全頁数】18

(21)【出願番号】特願2018-553649(P2018-553649)

(86)(22)【出願日】2017年7月3日

(86)【国際出願番号】JP2017024312

(87)【国際公開番号】WO2018100782

(87)【国際公開日】20180607

【審査請求日】2020年2月21日

(31)【優先権主張番号】特願2016-232619(P2016-232619)

(32)【優先日】2016年11月30日

(33)【優先権主張国】JP

(73)【特許権者】

【識別番号】000002130

【氏名又は名称】住友電気工業株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110000280

【氏名又は名称】特許業務法人サンクレスト国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】清水 裕介

(72)【発明者】

【氏名】秋田 哲男

(72)【発明者】

【氏名】綾井 直樹

【審査官】 麻生 哲朗

(56)【参考文献】

【文献】 国際公開第２０１６／１３９９９０（ＷＯ，Ａ１）

【文献】 特開２００６−１２１８７５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１５−２１３４０２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１５−２２８７２８（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ７／４８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

直流電源と交流電路との間に設けられる電力変換装置であって、
前記直流電源とＤＣバスとの間に設けられ、直流リアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記ＤＣバスの２線間に設けられた中間コンデンサと、
前記ＤＣバスと前記交流電路との間に設けられたインバータと、
前記インバータの交流側に接続された交流リアクトルと、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング動作及び前記インバータのスイッチング動作を制御する制御部と、を備え、
前記制御部は、前記直流電源の電圧及び前記ＤＣ／ＤＣコンバータのインピーダンスに基づく直流側の電圧、並びに、前記スイッチング動作により得ようとする前記インバータの交流側の電圧目標値に基づいて、前記交流電路の周波数の半サイクル内で、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが高周波スイッチングを行う時期と、前記インバータが高周波スイッチングを行う時期とが交互に出現するよう制御するとともに、前記直流リアクトル及び前記交流リアクトルの各々のインダクタンスが電流値によって変化する直流重畳特性に基づき、現在の電流値に対応した各リアクトルの電圧降下を演算に取り入れて、前記インバータの交流側の電圧目標値及び前記ＤＣバスの電圧目標値を演算する、電力変換装置。

【請求項2】

前記制御部は、前記直流重畳特性を、多項式、段階的近似、直線近似、データテーブルの利用のいずれか１つ又はそれらの組み合わせにより演算する請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項3】

前記制御部は、前記直流リアクトル及び前記交流リアクトルの少なくとも一方に流す電流のフィードバック制御において、当該リアクトルの電流に対する比例ゲインが、相対的に、小電流値に対して高ゲイン、大電流値に対して低ゲインの関係となるように変化させる、請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。

【請求項4】

直流リアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータと、ＤＣバスと、前記ＤＣバスに接続された中間コンデンサと、インバータと、前記インバータの交流側に接続された交流リアクトルと、を含む電力変換装置の制御方法であって、直流電源の電圧及び前記ＤＣ／ＤＣコンバータのインピーダンスに基づく直流側の電圧、並びに、スイッチング動作により得ようとする前記インバータの交流側の電圧目標値に基づいて、交流の周波数の半サイクル内で、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが高周波スイッチングを行う時期と、前記インバータが高周波スイッチングを行う時期とが交互に出現するよう制御するとともに、
前記直流リアクトル及び前記交流リアクトルの各々のインダクタンスが電流値によって変化する直流重畳特性に基づき、現在の電流値に対応した各リアクトルの電圧降下を演算に取り入れて、前記インバータの交流側の電圧目標値及び前記ＤＣバスの電圧目標値を演算する、
電力変換装置の制御方法。

【請求項5】

直流電源と交流電路との間に設けられる電力変換装置であって、
前記直流電源とＤＣバスとの間に設けられ、直流リアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記ＤＣバスの２線間に設けられた中間コンデンサと、
前記ＤＣバスと前記交流電路との間に設けられたインバータと、
前記インバータの交流側に接続された交流リアクトルと、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング動作及び前記インバータのスイッチング動作を制御する制御部と、を備え、
前記制御部は、前記直流電源の電圧及び前記ＤＣ／ＤＣコンバータのインピーダンスに基づく直流側の電圧、並びに、前記スイッチング動作により得ようとする前記インバータの交流側の電圧目標値に基づいて、前記交流電路の周波数の半サイクル内で、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが高周波スイッチングを行う時期と、前記インバータが高周波スイッチングを行う時期とが交互に出現するよう制御するとともに、前記直流リアクトル及び前記交流リアクトルの各々が有する直流重畳特性を反映した変数としてのインダクタンスを各リアクトルの電流目標値又は電流検出値の関数として求め、求めた各インダクタンスを用いて、前記インバータの交流側の電圧目標値及び前記ＤＣバスの電圧目標値を演算する、電力変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電力変換装置及びその制御方法に関する。
本出願は、２０１６年１１月３０日出願の日本出願第２０１６−２３２６１９号に基づく優先権を主張し、前記日本出願に記載された全ての記載内容を援用するものである。

【背景技術】

【0002】

直流電源と交流電路との間に設けられる電力変換装置には一般に、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータが搭載されており、半導体のスイッチングにより、直流電力を交流電力に、又は、必要によりその逆方向にも、変換することができる。伝統的な電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータの双方が常時、高周波スイッチングを行っている。これに対して、常時スイッチングを行うことによる電力損失を低減して変換効率を向上させるべく、例えば直流から交流への変換時に、交流側の電圧の瞬時値と直流側の電圧とを互いに比較して、交流半サイクル内で、昇圧が必要な時はＤＣ／ＤＣコンバータのみが高周波スイッチングを行い、降圧が必要な時はインバータのみが高周波スイッチングを行うことにより、交互に高周波スイッチングを休止する期間を設ける。このような制御方式を最小スイッチング変換方式と称している。これにより、全体的なスイッチング回数を減少させた電力変換装置を提供することができる（例えば、特許文献１参照。）。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【特許文献1】特開２０１４−２４１７１４号公報

【発明の概要】

【0004】

本発明の一表現に係る電力変換装置は、直流電源と交流電路との間に設けられる電力変換装置であって、前記直流電源とＤＣバスとの間に設けられ、直流リアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣバスの２線間に設けられた中間コンデンサと、前記ＤＣバスと前記交流電路との間に設けられたインバータと、前記インバータの交流側に接続された交流リアクトルと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング動作及び前記インバータのスイッチング動作を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記直流電源の電圧及び前記ＤＣ／ＤＣコンバータのインピーダンスに基づく直流側の電圧、並びに、前記スイッチング動作により得ようとする前記インバータの交流側の電圧目標値に基づいて、前記交流電路の周波数の半サイクル内で、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが高周波スイッチングを行う時期と、前記インバータが高周波スイッチングを行う時期とが交互に出現するよう制御するとともに、前記直流リアクトル及び前記交流リアクトルの各々のインダクタンスが電流値によって変化する直流重畳特性に基づき、現在の電流値に対応した各リアクトルの電圧降下を演算に取り入れて、前記インバータの交流側の電圧目標値及び前記ＤＣバスの電圧目標値を演算する、電力変換装置である。

【0005】

また、本発明の一表現に係る電力変換装置の制御方法は、直流リアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータと、中間コンデンサと、インバータと、前記インバータの交流側に接続された交流リアクトルと、を含む電力変換装置の制御方法であって、直流電源の電圧及び前記ＤＣ／ＤＣコンバータのインピーダンスに基づく直流側の電圧、並びに、スイッチング動作により得ようとする前記インバータの交流側の電圧目標値に基づいて、前記交流電路の周波数の半サイクル内で、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが高周波スイッチングを行う時期と、前記インバータが高周波スイッチングを行う時期とが交互に出現するよう制御するとともに、前記直流リアクトル及び前記交流リアクトルの各々のインダクタンスが電流値によって変化する直流重畳特性に基づき、現在の電流値に対応した各リアクトルの電圧降下を演算に取り入れて、前記インバータの交流側の電圧目標値及び前記ＤＣバスの電圧目標値を演算する、電力変換装置の制御方法である。

【図面の簡単な説明】

【0006】

【図1】電力変換装置の回路構成の一例を示す回路図である。

【図2】最小スイッチング変換方式における、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータの動作の特徴を簡略に示す波形図であり、特に、直流入力から交流出力までの振幅の関係が見やすいように表示した図である。

【図3】最小スイッチング変換方式における、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータの動作の特徴を簡略に示す波形図であり、特に、制御のタイミングが見やすいように表示した図である。

【図4】電力変換装置が直流から交流への電力変換を行っている場合に、制御部によって実行される、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータの制御処理を示すフローチャートである。

【図5】交流リアクトルの直流重畳特性の一例を示すグラフである。

【図6】直流リアクトルの直流重畳特性の一例を示すグラフである。

【図7】比例ゲインを直流リアクトルに流れる電流に応じて変化させる際の変化特性の一例を示すグラフである。

【図8】比較のために、歪低減の対策をしない状態の系統電圧（上）と、電力変換装置から商用電力系統へ流れる交流電流（下）の、一例としての波形図である。

【図9】直流重畳特性についての対策のみを施した場合（比例ゲインは一定）の系統電圧（上）と、電力変換装置から商用電力系統へ流れる交流電流（下）の、一例としての波形図である。

【発明を実施するための形態】

【0007】

［本開示が解決しようとする課題］
前述のような、スイッチング回数を減少させた電力変換装置によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータの双方が常時、高周波スイッチングを行っている電力変換装置に比べて電力損失が減少し、変換効率が上昇する。一方、系統連系規定では、総合電流歪率及び、電流歪を４０次までの次数に展開した場合の各次の電流歪率を、それぞれ所定値以下に抑えること、とされている。従って、系統連系規定を満たすべく、交流出力電流の歪を低減することが求められる。

【0008】

かかる課題に鑑み、本開示は、ＤＣ／ＤＣコンバータとインバータとが交流半サイクル内で交互に高周波スイッチングをして交流波形を作る電力変換装置において、交流出力電流の歪を低減することを目的とする。

【0009】

［本開示の効果］
本開示によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータとインバータとが交流半サイクル内で交互に高周波スイッチングをして交流波形を作る電力変換装置において、交流出力電流の歪を低減することができる。

【0010】

［実施形態の要旨］
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。

【0011】

（１）これは、直流電源と交流電路との間に設けられる電力変換装置であって、前記直流電源とＤＣバスとの間に設けられ、直流リアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣバスの２線間に設けられた中間コンデンサと、前記ＤＣバスと前記交流電路との間に設けられたインバータと、前記インバータの交流側に接続された交流リアクトルと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング動作及び前記インバータのスイッチング動作を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記直流電源の電圧及び前記ＤＣ／ＤＣコンバータのインピーダンスに基づく直流側の電圧、並びに、前記スイッチング動作により得ようとする前記インバータの交流側の電圧目標値に基づいて、前記交流電路の周波数の半サイクル内で、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが高周波スイッチングを行う時期と、前記インバータが高周波スイッチングを行う時期とが交互に出現するよう制御するとともに、前記直流リアクトル及び前記交流リアクトルの各々のインダクタンスが電流値によって変化する直流重畳特性に基づき、現在の電流値に対応した各リアクトルの電圧降下を演算に取り入れて、前記インバータの交流側の電圧目標値及び前記ＤＣバスの電圧目標値を演算する、電力変換装置である。

【0012】

このような電力変換装置では、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータのうち、いずれか必要な方だけを高速（例えば２０ｋＨｚ）でスイッチング動作させ、その間、他方の高周波スイッチングを休止させることで、スイッチングに伴う電力損失を低減することができる。このような変換方式では、生成する交流波形のゼロクロスからピーク値までの間に、高周波スイッチングの主体がインバータからＤＣ／ＤＣコンバータへ、又はその逆に、交代するため、そこで出力電流の歪が生じやすい。しかしながら、交流リアクトル及び直流リアクトルの各インダクタンスを変数扱いして特性に合わせた正確な演算を行うことにより、極めて精度の高い変換動作を行い、交流出力電流の歪率を低減することができる。

【0013】

（２）また、（１）の電力変換装置において、前記制御部は、前記直流重畳特性を、多項式、段階的近似、直線近似、データテーブルの利用のいずれか１つ又はそれらの組み合わせにより演算することもできる。
この場合、大きな演算負荷を要さず、また、多くのメモリーを消費することなく、簡単に直流重畳特性を近似することができる。なお、データテーブルは比較的メモリーを消費するが、演算の手間が省ける。

【0014】

（３）また、（１）又は（２）の電力変換装置において、前記制御部は、前記直流リアクトル及び前記交流リアクトルの少なくとも一方に流す電流のフィードバック制御において、当該リアクトルの電流に対する比例ゲインが、相対的に、小電流値に対して高ゲイン、大電流値に対して低ゲインの関係となるように変化させるようにしてもよい。
この場合、小電流値では相対的に高ゲインでフィードバック制御の追従性を高めることができる。また、大電流値では相対的に低ゲインでフィードバック制御の安定性を確保し、発振を防止することができる。直流リアクトルに流れる電流が小電流値となるのは、交流電流がゼロクロス近傍のときであり、また、大電流値となるのは、交流電流がピーク値近傍のときである。すなわち、このように比例ゲインを変化させることにより、交流電流のゼロクロス近傍からピーク値近傍まで、波形の歪を抑制することができる。交流リアクトルの電流に対する比例ゲインを同様に変化させる場合は、直流電源の電圧が交流電圧のピーク値に近い場合に、特に、歪抑制の効果が現れる。

【0015】

（４）一方、制御方法の観点からは、直流リアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータと、ＤＣバスと、前記ＤＣバスに接続された中間コンデンサと、インバータと、前記インバータの交流側に接続された交流リアクトルと、を含む電力変換装置の制御方法であって、直流電源の電圧及び前記ＤＣ／ＤＣコンバータのインピーダンスに基づく直流側の電圧、並びに、スイッチング動作により得ようとする前記インバータの交流側の電圧目標値に基づいて、交流の周波数の半サイクル内で、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが高周波スイッチングを行う時期と、前記インバータが高周波スイッチングを行う時期とが交互に出現するよう制御するとともに、前記直流リアクトル及び前記交流リアクトルの各々のインダクタンスが電流値によって変化する直流重畳特性に基づき、現在の電流値に対応した各リアクトルの電圧降下を演算に取り入れて、前記インバータの交流側の電圧目標値及び前記ＤＣバスの電圧目標値を演算する、電力変換装置の制御方法である。

【0016】

このような電力変換装置の制御方法では、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータのうち、いずれか必要な方だけを高速（例えば２０ｋＨｚ）でスイッチング動作させ、その間、他方の高周波スイッチングを休止させることで、スイッチングに伴う電力損失を低減することができる。このような変換方式では、生成する交流波形のゼロクロスからピーク値までの間に、高周波スイッチングの主体がインバータからＤＣ／ＤＣコンバータへ、又はその逆に、交代するため、そこで出力電流の歪が生じやすい。しかしながら、交流リアクトル及び直流リアクトルの各インダクタンスを変数扱いして特性に合わせた正確な演算を行うことにより、極めて精度の高い変換動作を行い、交流出力電流の歪率を低減することができる。

【0017】

（５）また、電力変換装置は以下のように表現することもできる。
すなわち、直流電源と交流電路との間に設けられる電力変換装置であって、前記直流電源とＤＣバスとの間に設けられ、直流リアクトルを含むＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣバスの２線間に設けられた中間コンデンサと、前記ＤＣバスと前記交流電路との間に設けられたインバータと、前記インバータの交流側に接続された交流リアクトルと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング動作及び前記インバータのスイッチング動作を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記直流電源の電圧及び前記ＤＣ／ＤＣコンバータのインピーダンスに基づく直流側の電圧、並びに、前記スイッチング動作により得ようとする前記インバータの交流側の電圧目標値に基づいて、前記交流電路の周波数の半サイクル内で、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが高周波スイッチングを行う時期と、前記インバータが高周波スイッチングを行う時期とが交互に出現するよう制御するとともに、前記直流リアクトル及び前記交流リアクトルの各々が有する直流重畳特性を反映した変数としてのインダクタンスを各リアクトルの電流目標値又は電流検出値の関数として求め、求めた各インダクタンスを用いて、前記インバータの交流側の電圧目標値及び前記ＤＣバスの電圧目標値を演算する、電力変換装置である。

【0018】

このような電力変換装置では、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータのうち、いずれか必要な方だけを高速（例えば２０ｋＨｚ）でスイッチング動作させ、その間、他方の高周波スイッチングを休止させることで、スイッチングに伴う電力損失を低減することができる。このような変換方式では、生成する交流波形のゼロクロスからピーク値までの間に、高周波スイッチングの主体がインバータからＤＣ／ＤＣコンバータへ、又はその逆に、交代するため、そこで出力電流の歪が生じやすい。しかしながら、交流リアクトル及び直流リアクトルの各インダクタンスを変数扱いして各リアクトルの電流目標値又は電流検出値の関数として求め、求めた各インダクタンスを用いて、インバータの交流側の電圧目標値及びＤＣバスの電圧目標値を演算することにより、極めて精度の高い変換動作を行い、交流出力電流の歪率を低減することができる。

【0019】

［実施形態の詳細］
以下、本発明の一実施形態に係る電力変換装置及びその制御方法について、図面を参照して説明する。

【0020】

《電力変換装置の回路構成例》
図１は、電力変換装置の回路構成の一例を示す回路図である。図において、電力変換装置１は、直流電源２と交流電路３との間に設けられ、直流電源２の「直流電圧」が交流電路３の「交流電圧」のピーク値（波高値）より低い状態で、直流から交流へ、又は必要によりその逆に、電力変換を行うことができる。なお、「直流電圧」は、正確には、直流電源の直流電圧に直流リアクトルによる電圧降下を考慮した電圧値である。また、「交流電圧」は、正確には、インバータの交流電圧目標値である（詳細後述）。交流電路３には、電力変換装置１が設置されている需要家の負荷４Ｌ、及び、商用電力系統４Ｐが接続されている。

【0021】

電力変換装置１は、主回路構成要素として、直流側コンデンサ５、ＤＣ／ＤＣコンバータ６、中間コンデンサ９、インバータ１０、及び、フィルタ回路１１を備えている。ＤＣ／ＤＣコンバータ６は、直流リアクトル７と、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１と、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２とを備え、直流チョッパ回路を構成している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２としては例えば、ＭＯＳＦＥＴを使用することができる。ＭＯＳＦＥＴのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はそれぞれ、ダイオード（ボディダイオード）ｄ１，ｄ２を有している。各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、制御部１４により制御される。

【0022】

ＤＣ／ＤＣコンバータ６の高圧側は、ＤＣバス８に接続されている。ＤＣバス８の２線間に接続されている中間コンデンサ９は、小容量（１００μＦ以下、例えば数十μＦ）であり、高周波（例えば２０ｋＨｚ）でスイッチングされた電圧に対しては平滑作用を発揮するが、商用周波数の２倍程度の周波数（１００Ｈｚ又は１２０Ｈｚ）で変化する電圧に対しては平滑作用を発揮しない。

【0023】

ＤＣバス８に接続されたインバータ１０は、フルブリッジ回路を構成するスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６を備えている。これらスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６は、例えば、ＭＯＳＦＥＴである。ＭＯＳＦＥＴの場合は、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６がそれぞれ、ダイオード（ボディダイオード）ｄ３〜ｄ６を有している。各スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６は、制御部１４により制御される。

【0024】

インバータ１０と交流電路３との間には、フィルタ回路１１が設けられている。フィルタ回路１１は、交流リアクトル１２と、交流リアクトル１２より負荷４Ｌ側（図の右側）に設けられた交流側コンデンサ１３とを備えている。フィルタ回路１１は、インバータ１０で発生する高周波ノイズが交流電路３側へ漏れ出ないように、通過を阻止している。

【0025】

計測用の回路要素としては、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の低圧側（図の左側）に、電圧センサ１５及び電流センサ１６が設けられている。電圧センサ１５は直流電源２と並列接続され、直流電源２の両端電圧を検出する。検出された電圧の情報は、制御部１４に提供される。電流センサ１６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６に流れる電流を検出する。検出された電流の情報は、制御部１４に提供される。中間コンデンサ９には電圧センサ１７が並列接続されている。電圧センサ１７は、中間コンデンサ９の両端電圧すなわち、ＤＣバス８の電圧を検出する。検出された電圧の情報は、制御部１４に提供される。

【0026】

一方、交流側には、交流リアクトル１２に流れる電流を検出する電流センサ１８が設けられている。電流センサ１８によって検出された電流の情報は、制御部１４に提供される。また、交流側コンデンサ１３と並列に、電圧センサ１９が設けられている。電圧センサ１９によって検出された電圧の情報は、制御部１４に提供される。

【0027】

制御部１４は例えば、コンピュータを含み、ソフトウェア（コンピュータプログラム）をコンピュータが実行することで、必要な制御機能を実現する。ソフトウェアは、制御部１４の記憶装置（図示せず。）に格納される。

【0028】

《電圧波形で見た最小スイッチング変換方式の概要》
次に、上記の電力変換装置１において実行される最小スイッチング変換方式の動作について、その概要を説明する。
図２及び図３は、最小スイッチング変換方式における、ＤＣ／ＤＣコンバータ６及びインバータ１０の動作の特徴を簡略に示す波形図である。両図は同じ内容を示しているが、図２は特に、直流入力から交流出力までの振幅の関係が見やすいように表示し、図３は特に、制御のタイミングが見やすいように表示している。図２の上段及び図３の左欄はそれぞれ、比較のために、最小スイッチング変換方式ではない伝統的なスイッチング制御を表す波形図である。また、図２の下段及び図３の右欄はそれぞれ、最小スイッチング変換方式の動作を示す波形図である。

【0029】

まず、図２の上段（又は図３の左欄）において、伝統的なスイッチング制御では、入力される直流電圧に対する、ＤＣ／ＤＣコンバータの一対のスイッチング素子及び直流リアクトルの相互接続点での出力は、直流電圧よりも高い値の等間隔のパルス列状である。この出力は中間コンデンサによって平滑化され、ＤＣバスの電圧として現れる。これに対してインバータは、ＰＷＭ制御されたスイッチングを半周期で極性反転しながら行う。この結果、最終的な平滑化を経て、正弦波の交流電圧が得られる。

【0030】

次に、図２の下段（又は図３の右欄）の最小スイッチング変換方式では、交流電圧の瞬時値の絶対値（以下、単に交流電圧の絶対値という。）と、入力である直流電圧との比較結果に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ６とインバータ１０とが動作する。具体的には、交流電圧の絶対値が直流電圧より小さいとき（又は以下のとき）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６は停止し（図中の「ＳＴ」）、交流電圧の絶対値が直流電圧以上のとき（又は、より大きいとき）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６が昇圧動作を行う（図中の「ＯＰ」）。ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力は中間コンデンサ９により平滑化され、ＤＣバス８に、図示の電圧として現れる。ここで、前述のように、中間コンデンサ９が小容量であることにより、交流電圧の絶対値のピーク及びその前後となる一部の波形が平滑化されずにそのまま残る。

【0031】

これに対してインバータ１０は、交流電圧の絶対値と、直流電圧との比較結果に応じて、交流電圧の絶対値が直流電圧より小さいとき（又は以下のとき）は、高周波スイッチングを行い（図中の「ＯＰ」）、交流電圧の絶対値が直流電圧以上のとき（又は、より大きいとき）は、高周波スイッチングを停止する（図中の「ＳＴ」）。高周波スイッチングを停止しているときのインバータ１０は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６がオン、Ｑ４，Ｑ５がオフの状態（非反転）と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６がオフ、Ｑ４，Ｑ５がオンの状態（反転）のいずれかを選択することにより、必要な極性反転のみを行う。インバータ１０の出力は交流リアクトル１２及び交流側コンデンサ１３により平滑化され、所望の交流出力が得られる。

【0032】

ここで、図３の右欄に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ６とインバータ１０とは、交互に高周波スイッチングの動作をしており、ＤＣ／ＤＣコンバータ６が昇圧の動作をしているときは、インバータ１０は高周波スイッチングを停止し、ＤＣバス８の電圧に対して必要な極性反転のみを行っている。逆に、インバータ１０が高周波スイッチングするときは、ＤＣ／ＤＣコンバータ６は停止して、直流側コンデンサ５の両端電圧が、直流リアクトル７及びダイオードｄ１を介してＤＣバス８に現れる。

【0033】

以上のようにして、ＤＣ／ＤＣコンバータ６とインバータ１０とによる最小スイッチング変換方式の動作が行われる。このような電力変換装置１は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の高周波スイッチングに休止期間が生じることによって、全体的な高周波スイッチング回数を減らすことができる。これにより、電力変換の効率を、大幅に改善することができる。

【0034】

《最小スイッチング変換方式の詳細》
図４は、電力変換装置１が直流から交流への電力変換を行っている場合に、制御部１４によって実行される、ＤＣ／ＤＣコンバータ６及びインバータ１０の制御処理を示すフローチャートである。

【0035】

まず、エンドレスな処理ループのステップＳ９から見ると、制御部１４は、現状の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉を演算する。なお、この記号〈 〉は平均値を意味するものとして用いる（以下同様。）。入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉は、下記式（１）に基づいて求められる。
〈Ｐｉｎ〉＝〈Ｉｉｎ×Ｖｇ〉 ・・・（１）
ここで、Ｉｉｎは、電流センサ１６によって検出されるＤＣ／ＤＣコンバータ電流検出値である。また、Ｖｇは、電圧センサ１５によって検出される直流入力電圧検出値である。

【0036】

次に、制御部１４は、前回演算時の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉と比較して、直流入力電流目標値Ｉｇ＊を設定する（ステップＳ１）。
なお、式（１）以外の以下に示す制御に関する各式においては、電流検出値Ｉｉｎ、及び直流入力電圧検出値Ｖｇは、平均化されていない瞬時値が用いられる。

【0037】

続いて制御部１４は、下記式（２）に基づいて、電力変換装置１としての出力電流目標値の平均値〈Ｉａ＊〉を演算する。
〈Ｉａ＊〉＝η〈Ｉｇ＊×Ｖｇ〉／〈Ｖａ〉 ・・・（２）
ここで、ηは電力変換装置１の変換効率を表す定数である。Ｖａは、電圧センサ１９によって検出される、系統電圧検出値である。

【0038】

さらに、制御部１４は、下記式（３）に基づいて、出力電流目標値Ｉａ＊を、系統電圧検出値Ｖａと同位相の正弦波として求める（ステップＳ２）。すなわち制御部１４は、電力変換装置１が出力する交流電力の電流Ｉａ（出力電流）が系統電圧（系統電圧検出値Ｖａ）と同位相となるようにインバータ１０を制御する。
Ｉａ＊＝（√２）×〈Ｉａ＊〉×ｓｉｎωｔ ・・・（３）
このようにして、制御部１４は、入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉及び系統電圧検出値Ｖａに基づいて出力電流目標値Ｉａ＊を求める。

【0039】

次に、制御部１４は、下記式（４）により、インバータ１０を制御するための電流目標値であるインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊（インバータ１０の交流側での電流目標値）を演算する（ステップＳ３）。
Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊ ＋ ｓ ＣａＶａ ・・・（４）
ここで、Ｃａは、交流側コンデンサ１３の静電容量、ｓはラプラス演算子である（以下同様。）。式（４）中の右辺第２項は、フィルタ回路１１の交流側コンデンサ１３に流れる電流を考慮して加算した値である。

【0040】

制御部１４は、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊と、電流センサ１８によって検出される実際のインバータ電流検出値Ｉｉｎｖとに基づいて、インバータ１０をフィードバック制御する（ステップＳ４）。

【0041】

一方、制御部１４は、下記式（５）に基づいて、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊（インバータ１０の交流側での電圧目標値）を演算する（ステップＳ５）。
Ｖｉｎｖ＊＝Ｖａ＋Ｚ_ａｃＩｉｎｖ＊ ・・・（５）
ここで、Ｚ_ａｃは、交流リアクトル１２のインピーダンスであり、式（５）の右辺第２項は、交流リアクトル１２の両端での電圧降下を考慮して加算した値である。
上記式（５）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｖｉｎｖ＊＝
Ｖａ ＋ Ｒ_ａｃＩｉｎｖ＊ ＋ Ｌ_ａｃ× （ｄ Ｉｉｎｖ＊／ｄｔ）
・・・（５ａ）
となる。ここで、Ｒ_ａｃは交流リアクトル１２の抵抗、Ｌ_ａｃは交流リアクトル１２のインダクタンスで、（Ｚ_ａｃ＝Ｒ_ａｃ＋ｓＬ_ａｃ）である。

【0042】

ここで、交流リアクトル１２の抵抗Ｒ_ａｃ及びインダクタンスＬ_ａｃは、演算上、共に定数と考えることもできる。しかしながら、インダクタンスＬ_ａｃは厳密には定数ではなく、流れる電流によって変化する直流重畳特性を有している。そのため、定数として扱うと、そのことが最終的に交流電流の波形の歪につながるのではないかという着眼に至った。もちろん、非常に高価な交流リアクトルを採用すれば、電流が変化しても実質的に定数として扱えるインダクタンスを得ることは可能であるが、そうすると、電力変換装置の製品コストが高価になるという問題がある。従って、現実的には、なるべく安価な交流リアクトルを採用せざるを得ない。このことは、直流リアクトル７についても同様の事情である。

【0043】

図５は、交流リアクトルの直流重畳特性の一例を示すグラフである。横軸は電流［Ａ］、縦軸はインダクタンス［μＨ］である。図示のように、電流の増大と共にインダクタンスが垂下する特性がある。例えば、電流０のときは、８００［μＨ］以上であるインダクタンスが、２０［Ａ］では、２００［μＨ］まで下がっている。そこで、例えば出力電流目標値Ｉａ＊を用いて、Ｉａ＊＝ｘ［Ａ］とすると、ｘの関数であるインダクタンスＬ_ａｃ（ｘ）は、以下の近似式で表すことができる。
Ｌ_ａｃ（ｘ）＝−０．０１２３６ｘ^３＋１．４０６ｘ^２−５５．５４ｘ＋８４９．４

【0044】

なお、このような近似式は普遍的なものではなく、交流リアクトルの個体により異なる。従って、予め直流重畳特性をグラフ化して、例えば表計算ソフトの機能を利用して、近似式を容易に得ることができる。
この近似式を用いることにより、上記式（５ａ）は、以下の式に置き換わる。
Ｖｉｎｖ＊＝Ｖａ ＋ Ｒ_ａｃＩｉｎｖ＊＋
Ｌ_ａｃ（ｘ）×１０^−６× （ｄ Ｉｉｎｖ＊／ｄｔ）
・・・（５ｂ）

【0045】

上記式（５ｂ）の採用により、交流リアクトルの直流重畳特性を演算に取り入れて、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊を設定することができる。
なお、近似式を用いることにより、制御部１４は、大きな演算負荷を要さず、また、多くのメモリーを消費することなく、簡単に直流重畳特性を近似することができる。

【0046】

また、このように、制御部１４は、電力変換装置１が出力する交流電力の電流位相が系統電圧検出値Ｖａと同位相となるようにインバータ１０を制御するための電流目標値であるインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊に基づいて、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊を設定する。

【0047】

次に、制御部１４は、下記式（６）に示すように、直流電源側の電圧としての電圧Ｖｇ又は好ましくは下記の直流電圧Ｖｇｆと、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値とを比較して、大きい方をＤＣ／ＤＣコンバータ電圧目標値Ｖｏ＊に決定する（図４のステップＳ６）。
直流電圧Ｖｇｆとは、ＶｇにＤＣ／ＤＣコンバータ６のインピーダンスＺ_ｄｃによる電圧降下を考慮した電圧であり、ＤＣ／ＤＣコンバータ電流検出値をＩｉｎとして、Ｖｇｆ＝Ｖｇ−Ｚ_ｄｃＩｉｎである。従って、
Ｖｏ＊＝Ｍａｘ（Ｖｇ−Ｚ_ｄｃＩｉｎ，｜Ｖｉｎｖ＊｜） ・・・（６）
とすることができる。
上記式（６）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｖｏ＊＝
Ｍａｘ（Ｖｇ−（Ｒ_ｄｃＩｉｎ＋Ｌ_ｄｃ（ｄ Ｉｉｎ／ｄｔ），｜Ｖｉｎｖ＊｜）
・・・（６ａ）
である。ただし、Ｒ_ｄｃは直流リアクトルの抵抗、Ｌ_ｄｃは直流リアクトルのインダクタンスで、（Ｚ＝Ｒ_ｄｃ＋ｓＬ_ｄｃ）である。

【0048】

ここで、直流リアクトルは直流重畳特性を有しているので、インダクタンスＬ_ｄｃは、定数ではない。
図６は、直流リアクトルの直流重畳特性の一例を示すグラフである。横軸は電流［Ａ］、縦軸はインダクタンス［μＨ］である。図示のように、電流の増大と共にインダクタンスが垂下する特性がある。例えば、電流０のときは、８００［μＨ］以上であるインダクタンスが、１６［Ａ］では、約５００［μＨ］まで下がっている。そこで、例えばＤＣ／ＤＣコンバータ電流検出値Ｉｉｎ（又は電流目標値Ｉｉｎ＊）を用いて、Ｉｉｎ＝ｘ［Ａ］とすると、ｘの関数であるインダクタンスＬ_ｄｃ（ｘ）は、以下の近似式で表すことができる。
Ｌ_ｄｃ（ｘ）＝０．０７２８４ｘ^３−２．４７８ｘ^２−１．７５７ｘ＋８６１．３

【0049】

なお、このような近似式は普遍的なものではなく、直流リアクトルの個体により異なる。従って、予め直流重畳特性をグラフ化して、例えば表計算ソフトの機能を利用して、近似式を容易に得ることができる。
この近似式を用いることにより、上記式（６ａ）は、以下の式に置き換わる。
Ｖｏ＊＝Ｍａｘ（Ｖｇ−（Ｒ_ｄｃＩｉｎ＋Ｌ_ｄｃ（ｘ）×１０^−６×（ｄ Ｉｉｎ／ｄｔ），｜Ｖｉｎｖ＊｜） ・・・（６ｂ）

【0050】

上記式（６ｂ）の採用により、直流リアクトルの直流重畳特性を演算に取り入れて、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の電圧目標値Ｖｏ＊を設定することができる。
なお、近似式を用いることにより、制御部１４は、大きな演算負荷を要さず、また、多くのメモリーを消費することなく、簡単に直流重畳特性を近似することができる。

【0051】

さらに、制御部１４は、下記式（７）に基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ電流目標値Ｉｉｎ＊を演算する（ステップＳ７）。
Ｉｉｎ＊＝｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） ＋（ｓ Ｃ Ｖｏ＊）×Ｖｏ＊｝
／（Ｖｇ−Ｚ_ｄｃＩｉｎ） ・・・（７）
ここで、Ｃは、中間コンデンサ９の静電容量である。

【0052】

式（７）中、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊と、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊との積に加算されている第２項は、中間コンデンサ９を通過する無効電力を考慮した値である。すなわち、インバータ１０の電力目標値に加えて、無効電力を考慮することにより、より正確にＩｉｎ＊の値を求めることができる。なお、さらに、予め電力変換装置１の電力損失を測定しておけば、式（７）の上記第２項プラス第３項として、電力損失も考慮することができる。

【0053】

なお、中間コンデンサ９の静電容量Ｃ及び電力損失が、（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）に比べて十分小さい場合、下記式（８）が成立する。
Ｉｉｎ＊＝（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）／Ｖｇ ・・・（８）
この式（８）によって求まるＩｉｎ＊を、式（６ｂ）、（７）の右辺に含まれるＩｉｎとして用いることができる。

【0054】

以上のようにして、ＤＣ／ＤＣコンバータ６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ電流目標値Ｉｉｎ＊と、ＤＣ／ＤＣコンバータ電流検出値Ｉｉｎとによって、フィードバック制御される（ステップＳ８）。
上記ステップＳ８の後、制御部１４は、前述の式（１）に基づいて、現状の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉を求める（ステップＳ９）。

【0055】

制御部１４は、上述したように、インバータ１０及びＤＣ／ＤＣコンバータ６を電流目標値によってフィードバック制御する。
ステップＳ４のフィードバック制御は、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊と、インバータ電流検出値Ｉｉｎｖに基づいて行われる。
ステップＳ８のフィードバック制御は、ＤＣ／ＤＣコンバータ電流目標値Ｉｉｎ＊と、ＤＣ／ＤＣコンバータ電流検出値Ｉｉｎとに基づいて行われる。ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ電流目標値Ｉｉｎ＊は、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊に基づいている（式（７）、式（８））。
従って、どちらのフィードバック制御も、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊に基づいている。

【0056】

ここで、フィードバック制御におけるフィードバックゲインについて考える。リアクトル電流のフィードバック制御には比例制御がよく用いられ、制御の追従性には比例ゲインの大小が関係する。例えば、比例ゲインが大きい方が制御の追従性が良いが、電流が発振しやすい。逆に、比例ゲインは小さい方が定常状態に落ち着きやすい。但し、追従性は良くない。フィードバック制御の比例ゲインの理想値は一般に、
インダクタンス値［Ｈ］×制御周波数［Ｈｚ］
で与えられる。

【0057】

しかし、実際の制御系では入力信号を与えてからそれに応じた出力信号が現れるまでに一定の時間が経過する「むだ時間」があり、それによる制御遅れがある。そのため、実際の制御系では、比例ゲインは理想値より小さい値となる。リアクトルには直流重畳特性があるため、比例ゲインの理想値はリアクトル電流の大きい場合にはリアクトル電流の小さい場合に比べ小さい値となる。そのため実際の制御系では制御周期ごとにリアクトル電流目標値に応じて、リアクトル電流のフィードバック制御の比例ゲインを変化させることで、最適な制御を行うことができ、電流歪等の電力品質や、制御安定性の向上が見込める。

【0058】

図７は、比例ゲインを直流リアクトル７に流れる電流に応じて変化させる際の変化特性の一例を示すグラフである。横軸は直流リアクトル７に流れる電流［Ａ］、縦軸が比例ゲイン［Ｖ／Ａ］である。この例では、電流０［Ａ］で比例ゲインが５［Ｖ／Ａ］、また、電流７．５［Ａ］で比例ゲインが３［Ｖ／Ａ］になる。

【0059】

このような比例ゲインの特性を適用することにより、小電流値では相対的に高ゲインでフィードバック制御の追従性を高めることができる。また、大電流値では相対的に低ゲインでフィードバック制御の安定性を確保し、発振を防止することができる。直流リアクトル７に流れる電流が小電流値となるのは、交流電流がゼロクロス近傍のときであり、また、大電流値となるのは、交流電流がピーク値近傍のときである。すなわち、このように比例ゲインを変化させることにより、交流電流のゼロクロス近傍からピーク値近傍まで、波形の歪を抑制することができる。
なお、交流リアクトル１２に流れる電流のフィードバック制御においても比例ゲインを、流れる電流によって同様に変化させることが好ましい。この場合、直流電源２の電圧が交流電圧のピーク値に近い場合、特に、歪抑制の効果が現れる。

【0060】

《検証》
次に、上述の、（ａ）直流重畳特性を考慮してインダクタンスを変数として制御に取り入れること、具体的には、上記の式（５ａ）に代えて式（５ｂ）を、式（６ａ）に代えて式（６ｂ）を、それぞれ用いること、及び、（ｂ）直流リアクトルの電流に応じて比例ゲインを変化させること、により、それぞれ、どのような効果が得られるかを調べた。
なお、以下の検証においては、交流リアクトル１２の電流制御の比例ゲインは常に一定としている。

【0061】

まず、図８は、比較のために、（ａ）（ｂ）いずれの対策もしない状態の系統電圧（上）と、電力変換装置１から商用電力系統４Ｐへ流れる交流電流（下）の、一例としての波形図である。具体的には、直流側は１００Ｖ、系統側は２０２Ｖ、６０Ｈｚである。直流重畳特性を考慮せずに、直流リアクトル７の電流制御の比例ゲインを５［Ｖ／Ａ］で一定とし、逆潮流方向に１．５ｋＷの系統連系をした。インダクタンス値は各リアクトルに５Ａの電流が流れた時の値を採用した（すなわち交流リアクトル１２：６２５μＨ、直流リアクトル７：８００μＨ）。図示のように、交流電流には、インバータ１０からＤＣ／ＤＣコンバータ６にスイッチングの主体が変わる瞬間の波形の大きな歪が見られる。この場合の、系統電流の総合電流歪率は７．０２％、力率は０．９８だった。

【0062】

図９は、（ａ）の対策のみを施した場合（比例ゲインは一定）の系統電圧（上）と、電力変換装置１から商用電力系統４Ｐへ流れる交流電流（下）の、一例としての波形図である。具体的には、直流側は１００Ｖ、系統側は２０２Ｖ、６０Ｈｚである。また、直流重畳特性を考慮すべく、インダクタンス値は、直流リアクトル７及び交流リアクトル１２それぞれの直流重畳特性の近似式にリアクトル電流目標値としてのＩｉｎ＊及びＩａ＊を制御周期（２０ｋＨｚ）ごとに代入して求めた値を用いた。また、直流リアクトル電流制御の比例ゲインは５Ｖ／Ａで一定とし、逆潮流方向に１．５ｋＷの系統連系をした。この場合の、系統電流の総合電流歪率は５．２３％、力率は０．９８であった。図８の場合と比べて、総合電流歪率は大幅に改善されている。

【0063】

上記の検証結果も含めて、対策（ａ）、（ｂ）の有・無での４パターンについての検証結果は、以下の通りである。
［対策（ａ）有り、（ｂ）有りの場合］
総合電流歪率：３．８８％、力率：０．９８
総合電流歪率の数値に大きく影響していると思われる次数ごとの歪率：
３次：２．４１％、２９次：０．６９％、３１次：０．２２％

【0064】

［対策（ａ）無し、（ｂ）有りの場合］
総合電流歪率：４．７５％、力率：０．９８
総合電流歪率の数値に大きく影響していると思われる次数ごとの歪率：
３次：３．６０％、２９次：０．９０％、３１次：０．１０％

【0065】

［対策（ａ）有り、（ｂ）無しの場合］（図９）
総合電流歪率：５．２３％、力率：０．９８
総合電流歪率の数値に大きく影響していると思われる次数ごとの歪率：
３次：３．０９％、２９次：１．８４％、３１次：２．３５％

【0066】

［対策（ａ）無し、（ｂ）無しの場合］（図８）
総合電流歪率：７．０２％、力率：０．９８
総合電流歪率の数値に大きく影響していると思われる次数ごとの歪率：
３次：４．９７％、２９次：２．２０％、３１次：２．８６％

【0067】

以上のように、直流重畳特性を制御に反映することは、交流電流の歪率の改善に寄与することが検証された。また、直流リアクトルの電流制御における比例ゲインを変化させることで、さらに、交流電流の歪率が改善されることが検証された。
また、歪となる電流の次数に関して、直流重畳特性を制御に反映することは、３次の電流における歪の改善に特に効果があり、比例ゲインを変化させることは、２９次、３１次の電流における歪の改善に効果があった。
なお、上記検証では、交流リアクトル１２の電流制御の比例ゲインは常に一定としたが、前述のように、交流リアクトル１２の電流制御においても比例ゲインを、流れる電流によって同様に変化させることが好ましい。

【0068】

《まとめ》
以上詳述した本実施形態の電力変換装置１は、直流リアクトル７を含むＤＣ／ＤＣコンバータ６と、小容量の中間コンデンサ９と、インバータ１０と、交流リアクトル１２と、ＤＣ／ＤＣコンバータ６のスイッチング動作及びインバータ１０のスイッチング動作を制御する制御部１４とを備えている。制御部１４は、直流電源２の電圧及びＤＣ／ＤＣコンバータ６のインピーダンスに基づく直流側の電圧、並びに、スイッチング動作により得ようとするインバータ１０の交流側の電圧目標値に基づいて、交流電路３の周波数の半サイクル内で、ＤＣ／ＤＣコンバータ６が高周波スイッチングを行う時期と、インバータ１０が高周波スイッチングを行う時期とが交互に出現するよう制御するとともに、直流リアクトル７及び交流リアクトル１２の各々のインダクタンスが電流値によって変化する直流重畳特性に基づき、現在の電流値に対応した各リアクトルの電圧降下を演算に取り入れて、インバータ１０の交流側の電圧目標値及びＤＣバス８の電圧目標値を演算する。

【0069】

このような電力変換装置１では、ＤＣ／ＤＣコンバータ６及びインバータ１０のうち、いずれか必要な方だけを高速（例えば２０ｋＨｚ）でスイッチング動作させ、その間、他方の高周波スイッチングを休止させることで、スイッチングに伴う電力損失を低減することができる。このような最小スイッチング変換方式では、生成する交流波形のゼロクロスからピーク値までの間に、高周波スイッチングの主体がインバータ１０からＤＣ／ＤＣコンバータ６へ、又はその逆に、交代するため、そこで出力電流の歪が生じやすい。しかしながら、交流リアクトル１２及び直流リアクトル７の各インダクタンスを変数扱いして特性に合わせた正確な演算を行うことにより、極めて精度の高い変換動作を行い、交流出力電流の歪率を低減することができる。

【0070】

なお、直流重畳特性を、多項式の近似式で演算することで、制御部１４は、大きな演算負荷を要さず、また、多くのメモリーを消費することなく、簡単に直流重畳特性を近似することができる。

【0071】

さらに、比例ゲインに変化をつけて、例えば、直流リアクトル７に流す電流のフィードバック制御において、直流リアクトル７の電流に対する比例ゲインが、相対的に、小電流値に対して高ゲイン、大電流値に対して低ゲインの関係となるように変化させることができる。この場合、小電流値では相対的に高ゲインでフィードバック制御の追従性を高めることができる。また、大電流値では相対的に低ゲインでフィードバック制御の安定性を確保し、発振を防止することができる。直流リアクトル７に流れる電流が小電流値となるのは、交流電流がゼロクロス近傍のときであり、また、大電流値となるのは、交流電流がピーク値近傍のときである。すなわち、このように比例ゲインを変化させることにより、交流電流のゼロクロス近傍からピーク値近傍まで、波形の歪を抑制することができる。交流リアクトル１２の電流に対する比例ゲインを同様に変化させる場合は、直流電源２の電圧が交流電圧のピーク値に近い場合に、特に、歪抑制の効果が現れる。

【0072】

《その他》
なお、上記のような多項式を用いるのは一例である。リアクトル固有の直流重畳特性に合わせて、多項式の他、段階的近似、直線近似、データテーブルの利用のいずれか１つ又はそれらの組み合わせにより演算することも可能である。近似は、大きな演算負荷を要さず、また、多くのメモリーを消費することなく、簡単に直流重畳特性を近似することができる利点がある。データテーブルは比較的メモリーを消費するが、演算の手間が省ける利点がある。
また、上記電力変換装置１の動作は直流から交流への変換について説明したが、直流電源２が蓄電池である場合は、交流から直流への変換を行うことができる。その場合、電力の流れが逆になるが、同様な制御を適用することができる。

【0073】

《補記》
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。

【符号の説明】

【0074】

１ 電力変換装置
２ 直流電源
３ 交流電路
４Ｌ 負荷
４Ｐ 商用電力系統
５ 直流側コンデンサ
６ ＤＣ／ＤＣコンバータ
７ 直流リアクトル
８ ＤＣバス
９ 中間コンデンサ
１０ インバータ
１１ フィルタ回路
１２ 交流リアクトル
１３ 交流側コンデンサ
１４ 制御部
１５ 電圧センサ
１６ 電流センサ
１７ 電圧センサ
１８ 電流センサ
１９ 電圧センサ
ｄ１〜ｄ６ ダイオード
Ｑ１〜Ｑ６ スイッチング素子

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】