特許 6898511 ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6898511

(24)【登録日】2021年6月14日

(45)【発行日】2021年7月7日

(54)【発明の名称】ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20210628BHJP

【ＦＩ】

   H02M3/28 H

【請求項の数】8

【全頁数】15

(21)【出願番号】特願2020-504480(P2020-504480)

(86)(22)【出願日】2018年3月5日

(86)【国際出願番号】JP2018008246

(87)【国際公開番号】WO2019171414

(87)【国際公開日】20190912

【審査請求日】2020年8月11日

(73)【特許権者】

【識別番号】000002037

【氏名又は名称】新電元工業株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100086807

【弁理士】

【氏名又は名称】柿本 恭成

(74)【代理人】

【識別番号】100082876

【弁理士】

【氏名又は名称】平山 一幸

(74)【代理人】

【識別番号】100178906

【弁理士】

【氏名又は名称】近藤 充和

(72)【発明者】

【氏名】齋藤 裕介

(72)【発明者】

【氏名】杉戸 健

【審査官】 高野 誠治

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１７−０３８４５６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特表２０１７−５２６３３１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 国際公開第２０１１／００４４８６（ＷＯ，Ａ１）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ３／２８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

三相のＤＣ入力電圧が供給されると、複数のスイッチング駆動信号によりそれぞれオン／オフ動作する複数のスイッチング素子で、前記ＤＣ入力電圧をスイッチングして三相のＡＣ電圧に変換するＤＣ／ＡＣ変換回路と、
前記三相のＡＣ電圧に共振して三相の共振電圧を生成する共振回路と、
前記三相の共振電圧を所定の電圧に変換して三相の変換電圧を出力する三相の変圧器と、
前記三相の変換電圧を整流してＤＣ出力電流を負荷へ出力する三相の整流回路と、
を備えるＤＣ／ＤＣコンバータの主回路に対して、前記複数のスイッチング駆動信号を供給するＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置であって、
前記ＤＣ出力電流をカウントし、このカウント値を演算して演算結果を求め、
前記演算結果と基準値とを比較し、
前記演算結果が前記基準値よりも大きい時には、前記三相のＡＣ電圧における三相間の位相差を角度２π／３に設定し、周波数制御により、前記整流回路から所望の前記ＤＣ出力電流が出力されるように、前記複数のスイッチング駆動信号の周波数を変化させ、
前記演算結果が前記基準値よりも小さい時には、前記複数のスイッチング駆動信号の周波数を最大値に設定し、位相シフト制御により、前記整流回路から所望の前記ＤＣ出力電流が出力されるように、前記三相間の位相差を変化させる、
構成になっていることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。

【請求項2】

前記ＤＣ出力電流をカウントし、このカウント値を演算して前記演算結果を求めるカウント値演算部と、
前記演算結果と前記基準値とを比較し、前記演算結果が前記基準値よりも大きい時には第１比較結果を出力し、前記演算結果が前記基準値よりも小さい時には第２比較結果を出力する比較部と、
前記第１比較結果に基づき、前記三相のＡＣ電圧における前記三相間の位相差を前記角度２π／３に設定し、前記周波数制御により、前記整流回路から前記所望のＤＣ出力電流が出力されるように、前記複数のスイッチング駆動信号の前記周波数を変化させる周波数制御部と、
前記第２比較結果に基づき、前記複数のスイッチング駆動信号の前記周波数を前記最大値に設定し、前記位相シフト制御により、前記整流回路から前記所望のＤＣ出力電流が出力されるように、前記三相間の位相差を変化させる位相シフト制御部と、
を有することを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。

【請求項3】

前記カウント値演算部は、
計測された前記ＤＣ出力電流をデジタル信号の出力電流値に変換するアナログ／デジタル変換部と、
前記デジタル信号の出力電流値を演算して前記演算結果を求める演算部と、
を有することを特徴とする請求項２記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。

【請求項4】

請求項３記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置は、
周波数変調パルス及び／又は位相シフト制御パルスを駆動して前記複数のスイッチング駆動信号を生成するパルス駆動部を有し、
前記周波数制御部は、
前記三相間の位相差を前記角度２π／３に設定する位相差設定部と、
前記周波数制御により前記周波数を変調して、前記パルス駆動部に与える前記周波数変調パルスを生成する周波数変調パルス生成部と、
を有することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。

【請求項5】

前記位相シフト制御部は、
前記周波数を前記最大値に設定する周波数設定部と、
前記位相シフト制御により前記三相間の位相差を変化させて、前記パルス駆動部に与える前記位相シフト制御パルスを生成する位相シフト制御パルス生成部と、
を有することを特徴とする請求項４記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。

【請求項6】

前記ＤＣ／ＡＣ変換回路は、前記複数のスイッチング素子のブリッジ回路により構成され、
前記共振回路は、共振インダクタ、共振キャパシタ及び励磁インダクタを有する電流共振型回路により構成され、
前記整流回路は、複数の整流素子がブリッジ接続された整流部と、前記整流部の出力電圧を平滑する平滑部と、により構成されている、
ことを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。

【請求項7】

前記負荷は、電圧が変動する機器であることを特徴とする請求項１記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。

【請求項8】

前記機器は、バッテリーであることを特徴とする請求項７記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、例えば、電気自動車（Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅ；以下「ＥＶ」という。）に搭載された二次電池（バッテリー）を急速充電する車載充電装置であるＥＶ急速充電器等に使用され、ＤＣ（直流）電圧を所望のＤＣ電圧に変換してバッテリー等を急速充電するためのＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置に関するものである。

【背景技術】

【0002】

従来、例えば、バッテリーを充電するためのＤＣ／ＤＣコンバータとして、スイッチング損失等が少ない高効率のＬＬＣ回路等の電流共振型回路が、特許文献１，２等に記載されている。

【0003】

ＤＣ／ＤＣコンバータとしての電流共振型回路は、例えば、共振インダクタ、共振コンデンサ、及び変圧器の励磁インダクタンスとスイッチング素子とで構成されており、構成部品の各パラメータにより出力範囲をきめることができる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特開２０１２−２４９３７５号公報

【特許文献2】特開２０１３−２４３１１４号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

図６は、ＥＶ急速充電器の出力特性例を示す図である。

【0006】

図６において、横軸はＤＣ出力電流Ｉｏ、縦軸はＤＣ出力電圧Ｖｏである。点Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆで囲まれた斜線の領域は、ＥＶ急速充電器の出力可能電力範囲Ｐａｒである。ＥＶ急速充電器では、車種によるバッテリー電圧の違いにより、広範囲な出力特性が要求される。

【0007】

例えば、図６の点Ａは、出力電流Ｉｏが３０Ａ及び出力電圧Ｖｏが５００Ｖ、点Ｂは、出力電流Ｉｏが３３．３Ａ及び出力電圧Ｖｏが４５０Ｖ、点Ｃは、出力電流Ｉｏが３８Ａ、出力電圧Ｖｏが３９５Ｖ及び出力電力Ｐｏが１５０１．０Ｗの臨界点である。更に、点Ｄは、出力電流Ｉｏが３８Ａ及び出力電圧Ｖｏが１５０Ｖ、点Ｅは、出力電流Ｉｏが１Ａ及び出力電圧Ｖｏが１５０Ｖ、点Ｆは、出力電流Ｉｏが１Ａ及び出力電圧Ｖｏが５００Ｖである。これらの点Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆで囲まれた斜線の領域は、ＥＶ急速充電器の出力可能電力範囲Ｐａｒであり、電流制御ＣＣが必要となる。

【0008】

ＬＬＣ回路等の電流共振型回路では、周波数制御により、スイッチング素子のスイッチング周波数ｆを上げることによって出力電圧Ｖｏを下げ、スイッチング周波数ｆを下げることによって出力電圧Ｖｏを上げている。そのため、広範囲な出力特性が要求されるＥＶ急速充電器に、従来の電流共振型回路を適用した場合、出力電圧Ｖｏが２００Ｖから１５０Ｖ付近の低電圧にてバッテリーを充電しようとすると、スイッチング周波数ｆが、許容される最大周波数を超えるので、バッテリーの充電が困難になる。又、広範囲な出力特性を実現するためには、出力電力に寄与しない無効電流を、常に励磁インダクタンスに流すようなパラメータに設定する必要がある。しかし、無効電流は、流れるルート（例えば、共振キャパシタ→スイッチング素子→変圧器１次巻線→共振インダクタ→共振キャパシタの電流経路）の導通損を発生させるため、低損失化ができなくなる。

【0009】

このように、従来の電流共振型回路では、広範囲の出力可能電力範囲Ｐａｒを低損失にてカバーできるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を実現することが困難であった。

【課題を解決するための手段】

【0010】

本発明は、三相のＤＣ入力電圧が供給されると、複数のスイッチング駆動信号によりそれぞれオン／オフ動作する複数のスイッチング素子で、前記ＤＣ入力電圧をスイッチングして三相のＡＣ（交流）電圧に変換するＤＣ／ＡＣ変換回路と、前記三相のＡＣ電圧に共振して三相の共振電圧を生成する共振回路と、前記三相の共振電圧を所定の電圧に変換して三相の変換電圧を出力する三相の変圧器と、前記三相の変換電圧を整流してＤＣ出力電流を負荷へ出力する三相の整流回路と、を備えるＤＣ／ＤＣコンバータの主回路に対して、前記複数のスイッチング駆動信号を供給するＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置である。

【0011】

前記制御装置は、前記ＤＣ出力電流をカウントし、このカウント値を演算して演算結果を求め、前記演算結果と基準値とを比較し、前記演算結果が前記基準値よりも大きい時には、前記三相のＡＣ電圧における三相間の位相差を角度２π／３に設定し、周波数制御により、前記整流回路から所望の前記ＤＣ出力電流が出力されるように、前記複数のスイッチング駆動信号の周波数を変化させ、前記演算結果が前記基準値よりも小さい時には、前記複数のスイッチング駆動信号の周波数を最大値に設定し、位相シフト制御により、前記整流回路から所望の前記ＤＣ出力電流が出力されるように、前記三相間の位相差を変化させる、構成になっている。

【0012】

前記制御装置は、例えば、前記ＤＣ出力電流をカウントし、このカウント値を演算して前記演算結果を求めるカウント値演算部と、前記演算結果と前記基準値とを比較し、前記演算結果が前記基準値よりも大きい時には第１比較結果を出力し、前記演算結果が前記基準値よりも小さい時には第２比較結果を出力する比較部と、前記第１比較結果に基づき、前記三相のＡＣ電圧における前記三相間の位相差を前記角度２π／３に設定し、前記周波数制御により、前記整流回路から前記所望のＤＣ出力電流が出力されるように、前記複数のスイッチング駆動信号の前記周波数を変化させる周波数制御部と、前記第２比較結果に基づき、前記複数のスイッチング駆動信号の前記周波数を前記最大値に設定し、前記位相シフト制御により、前記整流回路から前記所望のＤＣ出力電流が出力されるように、前記三相間の位相差を変化させる位相シフト制御部と、を有している。

【発明の効果】

【0013】

本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置によれば、周波数制御によってＤＣ出力電流を負荷へ供給し、制御困難な基準値よりも小さい電力供給領域になると、位相シフト制御に切り替えて、ＤＣ出力電流を負荷へ供給する構成になっている。そのため、無効電流を抑制した低損失のＤＣ／ＤＣコンバータを実現できる。

【図面の簡単な説明】

【0014】

【図1】図１は本発明の実施例１におけるＤＣ／ＤＣコンバータの全体を示す概略の回路図である。

【図2】図２は図１のＤＣ／ＤＣコンバータにおける制御装置を示す構成図である。

【図3】図３は本発明の実施例１におけるＥＶ急速充電器の出力特性を示す図である。

【図4】図４は図２の制御装置の動作を示すフローチャートである。

【図5】図５は図１中のスイッチング素子（例えば、電界効果トランジスタ、これを以下「ＦＥＴ」という。）におけるオン／オフ動作のタイミングチャートである。

【図6】図６は従来のＥＶ急速充電器の出力特性を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0015】

本発明を実施するための形態は、以下の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、明らかになるであろう。但し、図面はもっぱら解説のためのものであって、本発明の範囲を限定するものではない。

【実施例1】

【0016】

（実施例１の構成）

【0017】

図１は、本発明の実施例１におけるＤＣ／ＤＣコンバータの全体を示す概略の回路図である。

【0018】

ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、三相（例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のＤＣ入力電圧Ｖｉｕ，Ｖｉｖ，Ｖｉｗをスイッチングして所定のＤＣ出力電圧Ｖｏ及びＤＣ出力電流Ｉｏに変換する電力変換の主回路２と、この主回路２のスイッチング動作を制御する制御装置５０と、により構成されている。

【0019】

主回路２は、三相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗを備えている。三相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗは、三相のＤＣ入力電圧Ｖｉｕ，Ｖｉｖ，Ｖｉｗをそれぞれスイッチングして三相のＡＣ電圧に変換する回路であり、各相が同一の回路で構成されている。

【0020】

Ｕ相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｕは、複数のスイッチング駆動信号Ｓ１１Ｕ，Ｓ１２Ｕ，Ｓ１３Ｕ，Ｓ１４Ｕによりそれぞれオン／オフ動作する複数のスイッチング素子（例えば、ＦＥＴ）１１Ｕ，１２Ｕ，１３Ｕ，１４Ｕを有し、これらのＦＥＴ１１Ｕ，１２Ｕ，１３Ｕ，１４Ｕがブリッジ接続されている。各ＦＥＴ１１Ｕ，１２Ｕ，１３Ｕ，１４Ｕのソース・ドレイン間には、ボディダイオードである寄生ダイオード１５がそれぞれ逆並列に接続されている。

【0021】

同様に、Ｖ相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｖは、複数のスイッチング駆動信号Ｓ１１Ｖ，Ｓ１２Ｖ，Ｓ１３Ｖ，Ｓ１４Ｖによりそれぞれオン／オフ動作する複数のスイッチング素子（例えば、ＦＥＴ）１１Ｖ，１２Ｖ，１３Ｖ，１４Ｖを有し、これらのＦＥＴ１１Ｖ，１２Ｖ，１３Ｖ，１４Ｖがブリッジ接続されている。各ＦＥＴ１１Ｖ，１２Ｖ，１３Ｖ，１４Ｖのソース・ドレイン間には、寄生ダイオード１５がそれぞれ逆並列に接続されている。

【0022】

更に、Ｗ相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｗは、複数のスイッチング駆動信号Ｓ１１Ｗ，Ｓ１２Ｗ，Ｓ１３Ｗ，Ｓ１４Ｗによりそれぞれオン／オフ動作する複数のスイッチング素子（例えば、ＦＥＴ）１１Ｗ，１２Ｗ，１３Ｗ，１４Ｗを有し、これらのＦＥＴ１１Ｗ，１２Ｗ，１３Ｗ，１４Ｗがブリッジ接続されている。各ＦＥＴ１１Ｗ，１２Ｗ，１３Ｗ，１４Ｗのソース・ドレイン間には、寄生ダイオード１５がそれぞれ逆並列に接続されている。

【0023】

三相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗの出力側には、三相の共振回路２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗが接続されている。三相の共振回路２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗは、三相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗから出力される三相のＡＣ電圧に共振して三相の共振電圧を生成する回路であり、各相が同一の回路で構成されている。

【0024】

Ｕ相の共振回路２０Ｕは、共振コンデンサ２１Ｕ、共振インダクタ２２Ｕ、及び励磁インダクタ２３Ｕを有する電流共振型回路により構成されている。共振コンデンサ２１Ｕ、共振インダクタ２２Ｕ、及び励磁インダクタ２３Ｕは、ＦＥＴ１１Ｕ及びＦＥＴ１２Ｕ間の接続点と、ＦＥＴ１３Ｕ及びＦＥＴ１４Ｕ間の接続点と、の間に直列に接続されている。

【0025】

同様に、Ｖ相の共振回路２０Ｖは、共振コンデンサ２１Ｖ、共振インダクタ２２Ｖ、及び励磁インダクタ２３Ｖを有する電流共振型回路により構成されている。共振コンデンサ２１Ｖ、共振インダクタ２２Ｖ、及び励磁インダクタ２３Ｖは、ＦＥＴ１１Ｖ及びＦＥＴ１２Ｖ間の接続点と、ＦＥＴ１３Ｖ及びＦＥＴ１４Ｖ間の接続点と、の間に直列に接続されている。

【0026】

更に、Ｗ相の共振回路２０Ｗは、共振コンデンサ２１Ｗ、共振インダクタ２２Ｗ、及び励磁インダクタ２３Ｗを有する電流共振型回路により構成されている。共振コンデンサ２１Ｗ、共振インダクタ２２Ｗ、及び励磁インダクタ２３Ｗは、ＦＥＴ１１Ｗ及びＦＥＴ１２Ｗ間の接続点と、ＦＥＴ１３Ｗ及びＦＥＴ１４Ｗ間の接続点と、の間に直列に接続されている。

【0027】

三相の共振回路２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗの出力側には、三相の変圧器３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗが接続されている。三相の変圧器３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗは、三相の共振回路２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗから出力される三相の共振電圧を所定の電圧に変換して三相の変換電圧を出力するものであり、各相が同一の構成である。

【0028】

Ｕ相の変圧器３０Ｕは、１次巻線３１Ｕ及び２次巻線３２Ｕを有している。１次巻線３１Ｕの巻き初め側（図１中の黒丸点箇所）は、共振インダクタ２０Ｕに接続され、その１次巻線３１Ｕの巻き終わり側が、ＦＥＴ１３Ｕ，１４Ｕ間の接続点に接続されている。同様に、Ｖ相の変圧器３０Ｖは、１次巻線３１Ｖ及び２次巻線３２Ｖを有し、その１次巻線３１Ｖの巻き初め側が、共振インダクタ２０Ｖに接続され、その１次巻線３１Ｖの巻き終わり側が、ＦＥＴ１３Ｖ，１４Ｖ間の接続点に接続されている。更に、Ｗ相の変圧器３０Ｗは、１次巻線３１Ｗ及び２次巻線３２Ｗを有し、その１次巻線３１Ｗの巻き初め側が、共振インダクタ２０Ｗに接続され、その１次巻線３１Ｗの巻き終わり側が、ＦＥＴ１３Ｗ，１４Ｗ間の接続点に接続されている。

【0029】

三相の２次巻線３２Ｕ，３２Ｖ，３２Ｗには、三相の整流回路４０が接続されている。三相の整流回路４０は、三相の変圧器３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗにより変換された三相の変換電圧を整流してＤＣ出力電圧Ｖｏ及びＤＣ出力電流Ｉｏを負荷４８へ出力する回路である。三相の整流回路４０は、複数（例えば、６個）の整流素子（例えば、ダイオード４１，４２，４３，４４，４５，４６）がブリッジ接続された整流部と、この整流部の出力電圧及び出力電流を平滑する平滑部（例えば、平滑用コンデンサ４７）と、により構成されている。

【0030】

制御装置５０は、主回路２のスイッチング動作を制御するために、複数（例えば、１２個）のスイッチング駆動信号Ｓ１１Ｕ，Ｓ１２Ｕ，Ｓ１３Ｕ，Ｓ１４Ｕ，Ｓ１１Ｖ，Ｓ１２Ｖ，Ｓ１３Ｖ，Ｓ１４Ｖ，Ｓ１１Ｗ，Ｓ１２Ｗ，Ｓ１３Ｗ，Ｓ１４Ｗをその主回路２中のＦＥＴ１１Ｕ，１２Ｕ，１３Ｕ，１４Ｕ，１１Ｖ，１２Ｖ，１３Ｖ，１４Ｖ，１１Ｗ，１２Ｗ，１３Ｗ，１４Ｗのゲートへ供給する装置である。

【0031】

図２は、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１における制御装置５０を示す構成図である。

【0032】

制御装置５０は、カウント値演算部５１、比較部５２、周波数制御部５３、位相シフト制御部５４、及びパルス駆動部５５を有している。カウント値演算部５１、比較部５２、周波数制御部５３、及び位相シフト制御部５４は、プログラム制御可能な中央処理装置（ＣＰＵ）を有するプロセッサ、又は、個別回路により構成されている。パルス駆動部５５は、個別回路により構成されている。

【0033】

カウント値演算部５１は、図示しない電流計測器により計測されたＤＣ出力電流Ｉｏをカウントし、このカウント値を演算して演算結果ＣＶを求めるものである。カウント値演算部５１は、計測されたＤＣ出力電流Ｉｏをデジタル信号の出力電流値ＩＯに変換するアナログ／デジタル変換部（以下「Ａ／Ｄ変換部」という。）５１ａと、その出力電流値ＩＯを演算して演算結果ＣＶを求める演算部５１ｂと、を有し、この演算部５１ｂの出力側に、比較部５２が接続されている。比較部５２は、演算結果ＣＶと基準値ＲＶとを比較し、演算結果ＣＶが基準値ＲＶよりも大きい時（ＣＶ≧ＲＶ）には第１比較結果ＣＲ１を周波数制御部５３へ出力し、演算結果ＣＶが基準値ＲＶよりも小さい時（ＣＶ＜ＲＶ）には第２比較結果ＣＲ２を位相シフト制御部５４へ出力するものである。

【0034】

周波数制御部５３は、第１比較結果ＣＲ１に基づき、ＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗにより変換された三相のＡＣ電圧におけるＵ，Ｖ，Ｗ相間の位相差φを角度２π／３（＝１２０°）に設定し、周波数制御により、整流回路４０から所望のＤＣ出力電流Ｉｏが出力されるように、複数のスイッチング駆動信号Ｓ１１Ｕ，Ｓ１２Ｕ，Ｓ１３Ｕ，Ｓ１４Ｕ，Ｓ１１Ｖ，Ｓ１２Ｖ，Ｓ１３Ｖ，Ｓ１４Ｖ，Ｓ１１Ｗ，Ｓ１２Ｗ，Ｓ１３Ｗ，Ｓ１４Ｗのスイッチング周波数ｆを変化させるものである。周波数制御部５３は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相間の位相差φを角度２π／３（＝１２０°）に設定する位相差設定部５３ａと、この出力側に接続された周波数変調（以下「ＰＦＭ」という。）パルス生成部５３ｂと、を有している。ＰＦＭパルス生成部５３ｂは、周波数制御により、複数のスイッチング駆動信号Ｓ１１Ｕ，Ｓ１２Ｕ，Ｓ１３Ｕ，Ｓ１４Ｕ，Ｓ１１Ｖ，Ｓ１２Ｖ，Ｓ１３Ｖ，Ｓ１４Ｖ，Ｓ１１Ｗ，Ｓ１２Ｗ，Ｓ１３Ｗ，Ｓ１４Ｗのスイッチング周波数ｆを変調して、ＰＦＭパルスＰ１を生成するものであり、この出力側に、パルス駆動部５５が接続されている。

【0035】

位相シフト制御部５４は、第２比較結果ＣＲ２に基づき、複数のスイッチング駆動信号Ｓ１１Ｕ，Ｓ１２Ｕ，Ｓ１３Ｕ，Ｓ１４Ｕ，Ｓ１１Ｖ，Ｓ１２Ｖ，Ｓ１３Ｖ，Ｓ１４Ｖ，Ｓ１１Ｗ，Ｓ１２Ｗ，Ｓ１３Ｗ，Ｓ１４Ｗのスイッチング周波数ｆの値を、最大値の最大スイッチング周波数ｆｍａｘに固定（即ち、設定）し、位相シフト制御により、整流回路４０から所望のＤＣ出力電流Ｉｏが出力されるように、Ｕ，Ｖ，Ｗ相間の位相差φを変化させるものである。位相シフト制御部５４は、スイッチング駆動信号Ｓ１１Ｕ，Ｓ１２Ｕ，Ｓ１３Ｕ，Ｓ１４Ｕ，Ｓ１１Ｖ，Ｓ１２Ｖ，Ｓ１３Ｖ，Ｓ１４Ｖ，Ｓ１１Ｗ，Ｓ１２Ｗ，Ｓ１３Ｗ，Ｓ１４Ｗのスイッチング周波数ｆを最大周波数ｆｍａｘに設定する周波数設定部５４ａと、この出力側に接続された位相シフト制御パルス生成部５４ｂと、を有している。位相シフト制御パルス生成部５４ｂは、位相シフト制御により、Ｕ，Ｖ，Ｗ相間の位相差φを変化させて位相シフト制御パルスＰ２を生成するものであり、この出力側に、パルス駆動部５５が接続されている。

【0036】

パルス駆動部５５は、ＰＦＭパルスＰ１又は位相シフト制御パルスＰ２を駆動してスイッチング駆動信号Ｓ１１Ｕ，Ｓ１２Ｕ，Ｓ１３Ｕ，Ｓ１４Ｕ，Ｓ１１Ｖ，Ｓ１２Ｖ，Ｓ１３Ｖ，Ｓ１４Ｖ，Ｓ１１Ｗ，Ｓ１２Ｗ，Ｓ１３Ｗ，Ｓ１４Ｗを生成するものであり、トランジスタ等の個別回路により構成されている。

【0037】

（電圧が変動しない負荷への電力供給の動作）

【0038】

図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１において、負荷４８として、電圧が変動しない機器を用いた場合の動作を説明する。

【0039】

例えば、定電圧のＤＣ出力電圧Ｖｏを負荷４８へ供給する場合、制御装置５０内の周波数制御部５３は、各Ｕ，Ｖ，Ｗ相間の位相差φを１２０°に設定し、周波数制御により、ＰＦＭパルスＰ１を生成し、このＰＦＭパルスＰ１をパルス駆動部５５へ出力する。周波数制御では、定電圧出力を行うために、ＤＣ出力電圧Ｖｏが目標電圧Ｖｔｈよりも低くなれば、その誤差電圧ΔＶ（＝Ｖｔｈ−Ｖｏ）が零になるように、フィードバック制御により、スイッチング周波数ｆを下げてＤＣ出力電圧Ｖｏを高くし、ＤＣ出力電圧Ｖｏが目標電圧Ｖｔｈよりも高くなれば、その誤差電圧ΔＶ（＝Ｖｔｈ−Ｖｏ）が零になるように、フィードバック制御により、スイッチング周波数ｆを上げてＤＣ出力電圧Ｖｏを低くする、ような周波数変調を行ってＰＦＭパルスＰ１を生成する。パルス駆動部５５は、ＰＦＭパルスＰ１を駆動してスイッチング駆動信号Ｓ１１Ｕ，Ｓ１２Ｕ，Ｓ１３Ｕ，Ｓ１４Ｕ，Ｓ１１Ｖ，Ｓ１２Ｖ，Ｓ１３Ｖ，Ｓ１４Ｖ，Ｓ１１Ｗ，Ｓ１２Ｗ，Ｓ１３Ｗ，Ｓ１４Ｗを生成し、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗ内のＦＥＴ１１Ｕ，１２Ｕ，１３Ｕ，１４Ｕ，１１Ｖ，１２Ｖ，１３Ｖ，１４Ｖ，１１Ｗ，１２Ｗ，１３Ｗ，１４Ｗの各ゲートへ与える。

【0040】

Ｕ相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｕでは、スイッチング駆動信号Ｓ１１Ｕ，Ｓ１２Ｕ，Ｓ１３Ｕ，Ｓ１４Ｕにより、ＦＥＴ１１Ｕ，１４ＵとＦＥＴ１２Ｕ，１３Ｕとが所定のデッドタイムをおいて交互にオン／オフ動作する。Ｖ相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｖでは、スイッチング駆動信号Ｓ１１Ｖ，Ｓ１２Ｖ，Ｓ１３Ｖ，Ｓ１４Ｖにより、ＦＥＴ１１Ｖ，１４ＶとＦＥＴ１２Ｖ，１４Ｖとが、Ｕ相から１２０°遅れて、所定のデッドタイムをおいて交互にオン／オフ動作する。更に、Ｗ相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｗでは、スイッチング駆動信号Ｓ１１Ｗ，Ｓ１２Ｗ，Ｓ１３Ｗ，Ｓ１４Ｗにより、ＦＥＴ１１Ｗ，１４ＷとＦＥＴ１２Ｗ，１３Ｗとが、Ｖ相から１２０°遅れて、所定のデッドタイムをおいて交互にオン／オフ動作する。

【0041】

Ｕ相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｕにおいて、ＦＥＴ１１Ｕ，１４Ｕがオン状態、ＦＥＴ１２Ｕ，１３Ｕがオフ状態になると、Ｕ相のＤＣ入力電圧Ｖｉｕにより、ＦＥＴ１１Ｕ→共振コンデンサ２１Ｕ→共振インダクタ２２Ｕ→励磁インダクタ２３Ｕ及び変圧器３０Ｕの１次巻線３１Ｕ→ＦＥＴ１４Ｕ→ＤＣ入力電圧Ｖｉｕ、の経路で電源電流が流れる。所定のデッドタイムをおいて、ＦＥＴ１２Ｕ，１３Ｕがオン状態、ＦＥＴ１１Ｕ，１４Ｕがオフ状態なると、ＤＣ入力電圧Ｖｉｕにより、ＦＥＴ１３Ｕ→励磁インダクタ２３Ｕ及び変圧器３０Ｕの１次巻線３１Ｕ→共振インダクタ２２Ｕ→共振コンデンサ２１Ｕ→ＦＥＴ１２Ｕ→ＤＣ入力電圧Ｖｉｕ、の経路で電源電流が流れる。これにより、ＤＣ入力電圧ＶｉｕがＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｕのスイッチング動作によってＡＣ電圧に変換される。

【0042】

変換されたＡＣ電圧により、共振回路２０Ｕが共振して共振電圧が生成され、変圧器３０Ｕの１次巻線３１Ｕに印加される。すると、変圧器３０の２次巻線３２Ｕに所定の変換電圧が誘起される。誘起された変換電圧は、整流回路４０内の複数のダイオード４１−４６によって整流された後、平滑用コンデンサ４７によって平滑され、ＤＣ出力電圧Ｖｏが負荷４８へ供給される。

【0043】

同様に、Ｕ相から１２０°遅れてＶ相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｖがスイッチング動作を行い、Ｖ相のＤＣ入力電圧ＶｉｖがＡＣ電圧に変換される。変換されたＡＣ電圧により、共振回路２０Ｖが共振して共振電圧が生成される。生成された共振電圧は、変圧器３０Ｖによって所定の電圧に変換され、整流回路４０内の複数のダイオード４１−４６によって整流された後、平滑用コンデンサ４７によって平滑され、ＤＣ出力電圧Ｖｏが負荷４８へ供給される。

【0044】

更に、Ｖ相から１２０°遅れてＷ相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｗがスイッチング動作を行い、Ｗ相のＤＣ入力電圧ＶｉｗがＡＣ電圧に変換される。変換されたＡＣ電圧により、共振回路２０Ｗが共振して共振電圧が生成される。生成された共振電圧は、変圧器３０Ｗによって所定の電圧に変換され、整流回路４０内の複数のダイオード４１−４６によって整流された後、平滑用コンデンサ４７によって平滑され、ＤＣ出力電圧Ｖｏが負荷４８へ供給される。

【0045】

（電圧が変動する負荷への電力供給の動作）

【0046】

図１の負荷４８として、電圧が変動する機器（例えば、バッテリー）を急速充電するために、ＤＣ／ＤＣコンバータ１をＥＶ急速充電器として使用する場合の動作を説明する。

【0047】

図３は、本発明の実施例１におけるＥＶ急速充電器の出力特性を示す図であり、従来の図６中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。

【0048】

図３において、横軸はＤＣ出力電流Ｉｏ、縦軸はＤＣ出力電圧Ｖｏである。この図３では、図６において、基準値ＲＶとなるＬＬＣ制御限界の境界線ＢＬが付加されており、その他の箇所は図６と同一である。本実施例１のＤＣ／ＤＣコンバータ１では、出力可能電力範囲Ｐａｒにおいて、基準値ＲＶとなる境界線ＢＬを超える領域では、周波数制御ＣＦが行われ、その基準値ＲＶとなる境界線ＢＬ以下の領域では、位相シフト制御ＣΦが行われる。

【0049】

図４は、図２の制御装置５０の動作を示すフローチャートである。

【0050】

図５は、図１中のＦＥＴ１１Ｕ，１２Ｕ，１３Ｕ，１４Ｕ，１１Ｖ，１２Ｖ，１３Ｖ，１４Ｖ，１１Ｗ，１２Ｗ，１３Ｗ，１４Ｗにおけるオン／オフ動作のタイミングチャートである。

【0051】

図４のフローチャートにおいて、以下のステップＳＴ１，ＳＴ２，ＳＴ３，ＳＴ４，ＳＴ５，ＳＴ６，ＳＴ７により、負荷４８であるバッテリーの急速充電が行われる。

【0052】

先ず、図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１における制御装置５０の動作が開始すると、ステップＳＴ１へ進む。ステップＳＴ１において、図示しない電流計測器によってＤＣ出力電流Ｉｏが計測され、カウント値演算部５１内のＡ／Ｄ変換部５１ａによってデジタル信号の出力電流値ＩＯに変換される。変換された出力電流値ＩＯは、カウント値演算部５１内の演算部５１ｂによってカウントされ、そのカウント値が演算されて演算結果ＣＶが求められ、ステップＳＴ２へ進む。

【0053】

ステップＳＴ２において、比較部５２は、カウント値の演算結果ＣＶを図３中の境界線ＢＬである基準値ＲＶと比較し、演算結果ＣＶが基準値ＲＶよりも大きい場合（ＣＶ≧ＲＶ）には、第１比較結果ＣＲ１を周波数制御部５３へ出力してステップＳＴ３へ進み、演算結果ＣＶが基準値ＲＶよりも小さい場合（ＣＶ＜ＲＶ）には、第２比較結果ＣＲ２を位相シフト制御部５４へ出力してステップＳＴ５へ進む。

【0054】

ステップＳＴ３において、周波数制御部５３内の位相差設定部５３ａは、Ｕ相に対してＶ相の位相差φを１２０°、更に、Ｕ相に対してＷ相の位相差φを２４０°、にそれぞれ設定する、つまり、各Ｕ，Ｖ，Ｗ相間の位相差φを１２０°に設定し、ステップＳＴ４へ進む。

【0055】

ステップＳＴ４において、周波数制御部５３内のＰＦＭパルス生成部５３ｂは、周波数制御ＣＦによってＰＦＭパルスＰ１を生成し、このＰＦＭパルスＰ１をパルス駆動部５５へ出力する。周波数制御ＣＦでは、例えば、定電流出力を行うために、ＤＣ出力電流Ｉｏが目標電流Ｉｔｈよりも小さくなれば、その誤差電流ΔＩ（＝Ｉｔｈ−Ｉｏ）が零になるように、フィードバック制御により、スイッチング周波数ｆを上げてＤＣ出力電流Ｉｏを大きくし、ＤＣ出力電流Ｉｏが目標電流Ｉｔｈよりも大きくなれば、その誤差電流ΔＩ（＝Ｉｔｈ−Ｉｏ）が零になるように、フィードバック制御により、スイッチング周波数ｆを下げてＤＣ出力電流Ｉｏを小さくする、ような周波数変調を行ってＰＦＭパルスＰ１を生成する。

【0056】

パルス駆動部５５は、ＰＦＭパルスＰ１を駆動してスイッチング駆動信号Ｓ１１Ｕ，Ｓ１２Ｕ，Ｓ１３Ｕ，Ｓ１４Ｕ，Ｓ１１Ｖ，Ｓ１２Ｖ，Ｓ１３Ｖ，Ｓ１４Ｖ，Ｓ１１Ｗ，Ｓ１２Ｗ，Ｓ１３Ｗ，Ｓ１４Ｗを生成し、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗ内のＦＥＴ１１Ｕ，１２Ｕ，１３Ｕ，１４Ｕ，１１Ｖ，１２Ｖ，１３Ｖ，１４Ｖ，１１Ｗ，１２Ｗ，１３Ｗ，１４Ｗの各ゲートへ与える。すると、図５に示すタイミングにて、Ｕ相のＦＥＴ１１Ｕ，１４ＵとＦＥＴ１２Ｕ，１３Ｕとが所定のデッドタイムをおいて交互にオン／オフ動作する。Ｖ相のＦＥＴ１１Ｖ，１４ＶとＦＥＴ１２Ｖ，１４Ｖとは、Ｕ相から１２０°遅れて、所定のデッドタイムをおいて交互にオン／オフ動作する。更に、Ｗ相のＦＥＴ１１Ｗ，１４ＷとＦＥＴ１２Ｗ，１３Ｗとは、Ｖ相から１２０°遅れて、所定のデッドタイムをおいて交互にオン／オフ動作する。

【0057】

これにより、Ｕ相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｕがスイッチング動作を行い、Ｕ相のＤＣ入力電圧ＶｉｕがＡＣ電圧に変換される。変換されたＡＣ電圧により、共振回路２０Ｕが共振して共振電圧が生成される。生成された共振電圧は、変圧器３０Ｕによって所定の電圧に変換され、整流回路４０によって整流及び平滑されてＤＣ出力電流Ｉｏが生成される。

【0058】

同様に、Ｕ相から１２０°遅れてＶ相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｖがスイッチング動作を行い、Ｖ相のＤＣ入力電圧ＶｉｖがＡＣ電圧に変換される。変換されたＡＣ電圧により、共振回路２０Ｖが共振して共振電圧が生成される。生成された共振電圧は、変圧器３０Ｖによって所定の電圧に変換され、整流回路４０によって整流及び平滑されてＤＣ出力電流Ｉｏが生成される。更に、Ｖ相から１２０°遅れてＷ相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｗがスイッチング動作を行い、Ｗ相のＤＣ入力電圧ＶｉｗがＡＣ電圧に変換される。変換されたＡＣ電圧により、共振回路２０Ｗが共振して共振電圧が生成される。生成された共振電圧は、変圧器３０Ｗによって所定の電圧に変換され、整流回路４０によって整流及び平滑されてＤＣ出力電流Ｉｏが生成される。このようにして生成されたＤＣ出力電流Ｉｏにより、負荷４８であるバッテリーが急速充電されていき、ステップＳＴ７へ進む。

【0059】

ステップＳＴ７において、制御装置５０内の図示しない充電終了判定部は、バッテリー充電終了の要求があったか否かの判定を行い、バッテリー充電終了の要求が有る時には（Ｙｅｓ）、動作を終了し、バッテリー充電終了の要求が無い時には（Ｎｏ）、ステップＳＴ１に戻って上記のステップＳＴ１−ＳＴ７を繰り返す。

【0060】

ステップＳＴ２において、演算結果ＣＶが基準値ＲＶよりも小さい場合（ＣＶ＜ＲＶ）には、第２比較結果ＣＲ２が位相シフト制御部５４へ出力されてステップＳＴ５へ進む。ステップＳＴ５において、位相シフト制御部５４内の周波数設定部５４ａは、スイッチング周波数ｆを最大周波数ｆｍａｘの値に設定し、ステップＳＴ６へ進む。

【0061】

ステップＳＴ６において、位相シフト制御部５４内の位相シフト制御パルス生成部５４ｂは、図５中の矢印で示すように、位相シフト制御ＣΦにより、各Ｕ，Ｖ，Ｗ相間の位相差φを変化（即ち、シフト）させるような、位相シフト制御パルスＰ２を生成し、この位相シフト制御パルスＰ２をパルス駆動部５５へ出力する。ステップＳＴ３では、各Ｕ，Ｖ，Ｗ相間の位相差φが１２０°に設定されているが、ステップＳＴ６では、その位相差φを変化させている。

【0062】

位相シフト制御ＣΦでは、例えば、低電圧の大電流出力を行うために、ＤＣ出力電流Ｉｏが目標電流Ｉｔｈよりも小さくなれば、その誤差電流ΔＩ（＝Ｉｔｈ−Ｉｏ）が零になるように、フィードバック制御により、各Ｕ，Ｖ，Ｗ相間の位相差φを１２０°よりも小さくしてＤＣ出力電流Ｉｏを大きくし、ＤＣ出力電流Ｉｏが目標電流Ｉｔｈよりも大きくなれば、その誤差電流ΔＩ（＝Ｉｔｈ−Ｉｏ）が零になるように、フィードバック制御により、各Ｕ，Ｖ，Ｗ相間の位相差φを大きくしてＤＣ出力電流Ｉｏを小さくする、ような位相シフトを行って位相シフト制御パルスＰ２を生成する。

【0063】

パルス駆動部５５は、位相シフト制御パルスＰ２を駆動してスイッチング駆動信号Ｓ１１Ｕ，Ｓ１２Ｕ，Ｓ１３Ｕ，Ｓ１４Ｕ，Ｓ１１Ｖ，Ｓ１２Ｖ，Ｓ１３Ｖ，Ｓ１４Ｖ，Ｓ１１Ｗ，Ｓ１２Ｗ，Ｓ１３Ｗ，Ｓ１４Ｗを生成し、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗ内のＦＥＴ１１Ｕ，１２Ｕ，１３Ｕ，１４Ｕ，１１Ｖ，１２Ｖ，１３Ｖ，１４Ｖ，１１Ｗ，１２Ｗ，１３Ｗ，１４Ｗの各ゲートへ与える。すると、図５の矢印で示すタイミングにて、Ｕ相のＦＥＴ１１Ｕ，１４ＵとＦＥＴ１２Ｕ，１３Ｕとが所定のデッドタイムをおいて交互にオン／オフ動作する。Ｖ相のＦＥＴ１１Ｖ，１４ＶとＦＥＴ１２Ｖ，１４Ｖとは、Ｕ相から変化後の位相差φ（＜１２０°）遅れて、所定のデッドタイムをおいて交互にオン／オフ動作する。更に、Ｗ相のＦＥＴ１１Ｗ，１４ＷとＦＥＴ１２Ｗ，１３Ｗとは、Ｖ相から変化後の位相差φ（＜１２０°）遅れて、所定のデッドタイムをおいて交互にオン／オフ動作する。

【0064】

これにより、各相のＤＣ入力電圧Ｖｉｕ，Ｖｉｖ，ＶｉｗがＡＣ電圧に変換される。変換された各相のＡＣ電圧により、共振回路２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗが共振して共振電圧が生成される。生成された各相の共振電圧は、変圧器３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗによって所定の電圧に変換され、整流回路４０によって整流及び平滑されてＤＣ出力電流Ｉｏが生成される。生成されたＤＣ出力電流Ｉｏにより、バッテリーが急速充電されていき、ステップＳＴ７へ進む。

【0065】

ステップＳＴ７において、制御装置５０内の図示しない充電終了判定部は、バッテリー充電終了の要求があったか否かの判定を行い、バッテリー充電終了の要求が有る時には（Ｙｅｓ）、動作を終了し、バッテリー充電終了の要求が無い時には（Ｎｏ）、ステップＳＴ１に戻って上記のステップＳＴ１，ＳＴ２，ＳＴ５，ＳＴ６，ＳＴ７を繰り返す。

【0066】

（実施例１の効果）

【0067】

本実施例１におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１の制御装置５０によれば、例えば、負荷４８であるバッテリーを急速充電する場合、周波数制御によってＤＣ出力電流Ｉｏをバッテリーへ供給し、基準値ＲＶとなる制御困難な境界線ＢＬ以下の電力供給領域になると、位相シフト制御ＣΦに切り替えて、ＤＣ出力電流Ｉｏをバッテリーへ供給する構成になっている。そのため、無効電流を抑制した低損失のＤＣ／ＤＣコンバータ１を実現できる。

【0068】

（変形例）

【0069】

本発明は、上記実施例１に限定されず、種々の利用形態や変形が可能である。この利用形態や変形例としては、例えば、次の（ａ）、（ｂ）のようなものがある。

【0070】

（ａ） 図１のＤＣ／ＤＣコンバータ１における主回路２は、他の回路構成に変更しても良い。例えば、各ＦＥＴ１１Ｕ，１２Ｕ，１３Ｕ，１４Ｕ，１１Ｖ，１２Ｖ，１３Ｖ，１４Ｖ，１１Ｗ，１２Ｗ，１３Ｗ，１４Ｗは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）等の他のスイッチング素子に置き換えても良い。共振回路２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗは、他の回路構成に変更しても良い。例えば、共振インダクタ２１Ｕ，２１Ｖ，２１Ｗに代えて、変圧器３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗの漏れインピーダンスを利用しても良い。又、整流回路４０を構成している複数のダイオード４１−４６は、スイッチ素子等の他の整流素子に置き換えても良い。

【0071】

（ｂ） ３相のＤＣ／ＡＣ変換回路１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗは、これに代えて、６個のスイッチング素子を有するフルブリッジ型の１つのＤＣ／ＡＣ変換回路に置き換えても良い。

【符号の説明】

【0072】

１ ＤＣ／ＤＣコンバータ
２ 主回路
１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗ ＤＣ／ＡＣ変換回路
２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗ 共振回路
３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗ 変圧器
４０ 整流回路
４８ 負荷
５０ 制御装置
５１ カウント値演算部
５１ａ Ａ／Ｄ変換部
５１ｂ 演算部
５２ 比較部
５３ 周波数制御部
５３ａ 位相差設定部
５３ｂ ＰＦＭパルス生成部
５４ 位相シフト制御部
５４ａ 周波数設定部
５４ｂ 位相シフト制御パルス生成部
５５ パルス駆動部

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】