特許 6917274 同期整流型フォワードコンバータ

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6917274

(24)【登録日】2021年7月21日

(45)【発行日】2021年8月11日

(54)【発明の名称】同期整流型フォワードコンバータ

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20210729BHJP

【ＦＩ】

   H02M3/28 F

【請求項の数】4

【全頁数】13

(21)【出願番号】特願2017-209653(P2017-209653)

(22)【出願日】2017年10月30日

(65)【公開番号】特開2019-83626(P2019-83626A)

(43)【公開日】2019年5月30日

【審査請求日】2020年9月28日

(73)【特許権者】

【識別番号】000102692

【氏名又は名称】ＮＴＮ株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100095267

【弁理士】

【氏名又は名称】小島 高城郎

(74)【代理人】

【識別番号】100124176

【弁理士】

【氏名又は名称】河合 典子

(72)【発明者】

【氏名】羽田 正二

【審査官】 栗栖 正和

(56)【参考文献】

【文献】 特開平０８−２８９５３８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０４−１２７８６９（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平１１−１７８３３４（ＪＰ，Ａ）

【文献】 米国特許出願公開第２００９／０１６８４６４（ＵＳ，Ａ１）

【文献】 米国特許出願公開第２００２／０１４１２０９（ＵＳ，Ａ１）

【文献】 特開平０９−１８２４２２（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０００−１７５４４５（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ３／２８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

一次コイルおよび二次コイルを有するトランスと、前記一次コイルに直列接続された主スイッチング素子と、前記二次コイルに直列接続された整流スイッチング素子およびチョークコイルと、前記二次コイルおよび前記整流スイッチング素子に並列接続された転流スイッチング素子と、前記二次コイル、前記整流スイッチング素子および前記チョークコイルに並列接続された平滑コンデンサと、を備え、前記主スイッチング素子、前記整流スイッチング素子および前記転流スイッチング素子がＰＷＭ信号によりそれぞれオンオフ制御される同期整流型フォワードコンバータにおいて、
前記ＰＷＭ信号がそれぞれ入力され、その入力された時点から所定の同じ遅延時間の経過後に、入力された該ＰＷＭ信号にしたがって前記主スイッチング素子および前記整流スイッチング素子をそれぞれオンオフ制御する第１の遅延回路および第２の遅延回路と、
所定の参照電位、前記ＰＷＭ信号、及び、前記チョークコイルと前記転流スイッチング素子の接続点の電位であるチョークコイル電位を入力され、前記転流スイッチング素子をオンオフ制御する演算増幅回路と、を有し、
前記演算増幅回路は、
前記ＰＷＭ信号がオフでありかつ前記チョークコイル電位が前記参照電位以下に降下しようとするときに前記転流スイッチング素子をオフからオンにして前記チョークコイル電位を前記参照電位と同電位に保持するように動作すると共に、
前記ＰＷＭ信号がオンとなるかまたは前記チョークコイル電位が前記参照電位を超えたときに前記転流スイッチング素子をオンからオフにすることを特徴とする
同期整流型フォワードコンバータ。

【請求項2】

前記参照電位が、前記二次コイルに生じる逆起電圧と同極性でかつ逆起電圧よりも絶対値が小さい電圧であることを特徴とする請求項１に記載の同期整流型フォワードコンバータ。

【請求項3】

前記整流スイッチング素子がオフとなったときに前記二次コイルに発生する逆起電圧に対して順方向となるように、前記二次コイルの一端と前記平滑コンデンサの一端との間に接続された整流要素をさらに有することを特徴とする請求項１または２に記載の同期整流型フォワードコンバータ。

【請求項4】

前記ＰＷＭ信号がフォトカプラを介して前記第１の遅延回路に入力されることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の同期整流型フォワードコンバータ。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータの一つである同期整流型フォワードコンバータに関する。

【背景技術】

【0002】

同期整流型コンバータは、ＤＣ／ＤＣコンバータの効率を高めるために、非同期整流型コンバータにおけるスイッチであるダイオードを、ＦＥＴ等のトランジスタに置き換え、オンオフのタイミングを制御して非同期整流型コンバータと同様の動作を行わせるものである。

【0003】

図４は、同期整流型フォワードコンバータの基本的な回路構成と、その動作を説明するためのタイミングチャートの一例を概略的に示している。ここでの同期整流型フォワードコンバータは、トランスを用いて入力側と出力側を絶縁した絶縁型コンバータである。例えば、特許文献１、２等に記載されている。

【0004】

トランスＴは、極性の向きが同じ一次コイルＮｐおよび二次コイルＮｓを有する（巻き始端を黒丸で示す）。一次コイルＮｐに印加される直流入力電圧＋Ｖinは主スイッチング素子Ｑ１によりスイッチングされる。二次コイルＮｓに対し整流スイッチング素子Ｑ２およびチョークコイルＬが直列接続されている。さらに、二次コイルＮｓおよび整流スイッチング素子Ｑ２に対し転流スイッチング素子Ｑ３が並列接続されている。二次コイルＮｓ、整流スイッチング素子Ｑ２およびチョークコイルＬに対し平滑コンデンサＣが並列接続されている。平滑コンデンサＣの両端が直流出力電圧の出力端ｐ、ｎである。主スイッチング素子Ｑ１および整流スイッチング素子Ｑ２をオンオフ制御するＰＷＭ（pulse width modulation）信号と、転流スイッチング素子Ｑをオンオフ制御するそれとは、相反関係にあり、前者がオンのとき後者はオフであり、またその逆となる。

【0005】

ＰＷＭ信号の生成には、ＰＷＭＩＣが広く用いられている。ＰＷＭＩＣは、通常、一定の周波数のパルス波形における所定のデューティ比を決定してＰＷＭ信号を生成し、出力する。この例では、転流スイッチング素子Ｑ３のオンオフのタイミングを調整するために制御部（Cont.）が設けられている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0006】

【特許文献1】特開平１１−１７８３３４号公報

【特許文献2】特開２０１３−９０４３２号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0007】

図４を参照して一般的な同期整流型フォワードコンバータの問題点について説明する。
図４（ａ）はＰＷＭ信号、（ｂ）は主スイッチング素子Ｑ１および整流スイッチング素子Ｑ２のゲートソース間電圧（すなわちＱ２のオンオフ）、（ｃ）はチョークコイルＬと転流スイッチング素子Ｑ３の接続点の電位（以下「チョークコイル電位」と称する）Ｖ_Ｌ、（ｄ）は転流スイッチング素子Ｑ３のゲートソース間電圧（すなわちＱ３のオンオフ）のそれぞれの波形を示している。時間軸に沿ってモードＩ〜IIIについて説明する。

【0008】

モードＩ：ＰＷＭ信号のオン期間には、主スイッチング素子Ｑ１および整流スイッチング素子Ｑ２が導通（オン）する。一次コイルＮｐに電流が流れることにより、二次コイルＮｓに生じた正の起電圧により、整流スイッチング素子Ｑ２およびチョークコイルＬに電流が流れ、出力端ｐ、ｎから負荷に供給される。チョークコイルＬには磁気エネルギーが蓄積される。転流スイッチング素子Ｑ３は遮断（オフ）されている。

【0009】

モードII：ＰＷＭ信号がオフになると、主スイッチング素子Ｑ１および整流スイッチング素子Ｑ２が遮断（オフ）され、チョークコイル電圧Ｖ_Ｌには負の逆起電圧が生じる。このとき転流スイッチング素子Ｑ３はまだオフのままである。モードIIの期間は、整流スイッチング素子Ｑ２と転流スイッチング素子Ｑ３を同時にオンとしないために設けられるいわゆるデッドタイムである。制御部は、例えばチョークコイル電位Ｖ_Ｌをモニタリングし、所定のデッドタイムの経過後に転流スイッチング素子Ｑ３をオンとする。図示の例とは異なるが、転流スイッチング素子Ｑ３がオフした後、所定のデッドタイムの経過後に整流スイッチング素子Ｑ２をオンさせる制御を行う場合もある。このようなデッドタイム制御は非常に複雑であり、通常、演算処理のためにプロセッサ等が用いられる。

【0010】

モードIII：オンになった転流スイッチング素子Ｑ３を通ってチョークコイルＬに電流が流れ、出力端ｐ、ｎから負荷に供給される。これによりチョークコイルＬに蓄積された磁気エネルギーが放出される。電流が零になると逆起電圧は零に戻る。そしてＰＷＭ信号の次のオンを迎える。これが繰り返される。図示の例では、制御部が、チョークコイルＬ電位Ｖ_Ｌ（または電流）をモニタリングし、これが零となったときに転流スイッチング素子Ｑ３をオフにする制御を行っている。しかしながら、電位Ｖ_Ｌは、通常、零付近で変動するため、転流スイッチング素子Ｑ３がオンオフを繰り返すチャタリングが発生しやすい（図４（ｄ）参照）。また、チョークコイル電位Ｖ_Ｌを何ら制御しないままにすると、発振し易いという問題もある。

【0011】

以上の問題点から、本発明は、同期整流型フォワードコンバータにおいて、複雑な制御を必要とせずに、各スイッチング素子の安全かつ確実な同期制御を可能とすると共に、より高い効率と安定性を実現することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0012】

上記の目的を達成するべく、本発明は、以下の構成を提供する。
・ 本発明の態様は、一次コイルおよび二次コイルを有するトランスと、前記一次コイルに直列接続された主スイッチング素子と、前記二次コイルに直列接続された整流スイッチング素子およびチョークコイルと、前記二次コイルおよび前記整流スイッチング素子に並列接続された転流スイッチング素子と、前記二次コイル、前記整流スイッチング素子および前記チョークコイルに並列接続された平滑コンデンサと、を備え、前記主スイッチング素子、前記整流スイッチング素子および前記転流スイッチング素子がＰＷＭ信号によりそれぞれオンオフ制御される同期整流型フォワードコンバータにおいて、
前記ＰＷＭ信号がそれぞれ入力され、その入力された時点から所定の同じ遅延時間の経過後に、入力された該ＰＷＭ信号にしたがって前記主スイッチング素子および前記整流スイッチング素子をそれぞれオンオフ制御する第１の遅延回路および第２の遅延回路と、
所定の参照電位、前記ＰＷＭ信号、及び、前記チョークコイルと前記転流スイッチング素子の接続点の電位であるチョークコイル電位を入力され、前記転流スイッチング素子をオンオフ制御する演算増幅回路と、を有し、
前記演算増幅回路は、
前記ＰＷＭ信号がオフでありかつ前記チョークコイル電位が前記参照電位以下に降下しようとするときに前記転流スイッチング素子をオフからオンにして前記チョークコイル電位を前記参照電位と同電位に保持するように動作すると共に、
前記ＰＷＭ信号がオンとなるかまたは前記チョークコイル電位が前記参照電位を超えたときに前記転流スイッチング素子をオンからオフにすることを特徴とする。
・ 上記態様において、前記参照電位が、前記二次コイルに生じる逆起電圧と同極性でかつ逆起電圧よりも絶対値が小さい電圧であることが、好適である。
・ 上記態様において、前記整流スイッチング素子がオフとなったときに前記二次コイルに発生する逆起電圧に対して順方向となるように、前記二次コイルの一端と前記平滑コンデンサの一端との間に接続された整流要素をさらに有することが、好適である。
・ 上記態様において、前記ＰＷＭ信号がフォトカプラを介して前記第１の遅延回路に入力されることが、好適である。

【発明の効果】

【0013】

本発明の同期整流型フォワードコンバータでは、複雑な制御を必要とせずに、各スイッチング素子の安全かつ確実な同期制御が行われる。加えて、より高い効率と安定性が実現される。

【図面の簡単な説明】

【0014】

【図1】図１は、本発明の同期整流型フォワードコンバータの実施形態の回路構成例を概略的に示した図である。

【図2】図２は、図１に示した回路の重負荷時のタイミングチャートの一例を示した図である。

【図3】図３は、図１に示した回路の軽負荷時のタイミングチャートの一例を示した図である。

【図4】同期整流型フォワードコンバータの基本的な回路構成とタイミングチャートの一例を示した図である。

【発明を実施するための形態】

【0015】

（１）回路構成
図１は、本発明の同期整流型フォワードコンバータの実施形態の回路構成例を概略的に示した図である。上述した図４の同期整流型フォワードコンバータの基本形態と同一の構成要素には同一符号を付している。本明細書において、ある電位がＯＰアンプの入力端に「入力される」とは、ダイオードまたは抵抗を介して入力される場合を含む。

【0016】

トランスＴは、極性の向きが同じ一次コイルＮｐおよび二次コイルＮｓを有する。コイルの巻き始端は黒丸で示している。一次コイルＮｐに対し、主スイッチング素子Ｑ１が直列接続されている。本例では、主スイッチング素子Ｑ１はｎチャネルＦＥＴであり、ドレインが一次コイルＮｐに、ソースが一次側の接地端に接続されている。主スイッチング素子Ｑ１は、そのゲートに印加される電圧によりオンオフ制御される。これにより、一次コイルＮｐに印加される直流入力電圧＋Ｖinがスイッチングされる。

【0017】

トランスＴの二次コイルＮｓに対し、整流スイッチング素子Ｑ２およびチョークコイルＬが直列接続されている。本例では、整流スイッチング素子Ｑ２はｎチャネルＦＥＴであり、ドレインが二次コイルＮｓに、ソースが二次側の接地端である出力端ｎに接続されている。整流スイッチング素子Ｑ２は、非同期整流型フォワードコンバータの整流ダイオードの役割を担う。整流スイッチング素子Ｑ２は、そのゲートに印加される電圧によりオンオフ制御される。チョークコイルＬは、その一端が二次コイルＮｓに、他端が出力端ｐに接続されている。

【0018】

さらに、直列接続された二次コイルＮｓおよび整流スイッチング素子Ｑ２に対し、転流スイッチング素子Ｑ３が並列接続されている。本例では、転流スイッチング素子Ｑ３はｎチャネルＦＥＴであり、ドレインがチョークコイルＬの一端に、ソースが二次側の接地端である出力端ｎに接続されている。さらに転流スイッチング素子Ｑ３に対し、そのボディダイオードと同じ向きにダイオードＤ６が並列接続されている。ダイオードＤ６は必須ではないが、ＦＥＴのボディダイオードを電流が流れると損失が大きくなるため、ダイオードＤ６を接続することが好ましい。ダイオードＤ６は、応答が速くかつ電圧降下の小さい、例えばショットキーバリアダイオードが好適である。転流スイッチング素子Ｑ３は、非同期整流型フォワードコンバータの転流ダイオードの役割を担う。転流スイッチング素子Ｑ３は、そのゲートに印加される電圧によりオンオフ制御される。

【0019】

さらに、直列接続された二次コイルＮｓ、整流スイッチング素子Ｑ２およびチョークコイルＬに対し、平滑コンデンサＣが並列接続されている。平滑コンデンサＣの両端が直流出力電圧の出力端ｐ、ｎである。

【0020】

さらに、二次コイルＮｓと正の出力端ｐの間にダイオードＤ７が接続されている。ダイオードＤ７は、アノードが二次コイルＮｓの巻き終端に、カソードが出力端ｐに接続されている。

【0021】

次に、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３をそれぞれオンオフ制御する回路について説明する。上述した通り、同期整流型フォワードコンバータにおいては、主スイッチング素子Ｑ１および整流スイッチング素子Ｑ２を制御するＰＷＭ信号と、転流スイッチング素子Ｑ３を制御するそれとは、基本的に相反関係である。加えて、双方が同時にオンする状態を確実に回避する必要がある。

【0022】

本発明による図１の回路では、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３をそれぞれオンオフ制御する電圧は、図示のＰＷＭＩＣのｏｕｔ端子から出力される１つのＰＷＭ信号を用いてそれぞれ生成される。ＰＷＭＩＣは、通常、一定の周波数のパルス波形における所定のデューティ比を決定してＰＷＭ信号を生成し、出力する。ＰＷＭＩＣにおけるデューティ比の決定方法については、本発明の範囲外であるのでここでは言及しない。

【0023】

先ず、主スイッチング素子Ｑ１および整流スイッチング素子Ｑ２のオンオフ制御のための回路構成について説明する。ＰＷＭＩＣのｏｕｔ端子から出力されるＰＷＭ信号（例えば、Ｈ：＋１５Ｖ、Ｌ：０Ｖのパルス信号）は、実質的にコンパレータとして機能するＯＰアンプＡ１とＯＰアンプＡ２を介して、主スイッチング素子Ｑ１と整流スイッチング素子Ｑ２の各ゲートにそれぞれ印加される。ＯＰアンプＡ１とＯＰアンプＡ２は、同じ所定の応答速度を有している。

【0024】

ＯＰアンプＡ１とＯＰアンプＡ２に入力される信号は、所定の応答速度に相当する遅延時間の経過後に出力端に出力される。したがって、ＯＰアンプＡ１とＯＰアンプＡ２は、ＰＷＭ信号を所定の時間だけ遅延させて主スイッチング素子Ｑ１と整流スイッチング素子Ｑ２のゲートに印加するための、第１の遅延回路と第２の遅延回路を構成している。

【0025】

主スイッチング素子Ｑ１については、ＰＷＭ信号が抵抗Ｒ１を介してＯＰアンプＡ１の非反転入力端に印加される。ＯＰアンプＡ１の反転入力端は接地端に接続されている。ダイオードＤ１は電圧制限用である。非反転入力端に印加されたＰＷＭ信号は、ＯＰアンプＡ１の応答速度に起因する所定の遅延時間だけ遅れて、ＯＰアンプＡ１の出力端に出力され、主スイッチング素子Ｑ１のゲートに印加される。ＯＰアンプＡ２についても同様である。この結果、主スイッチング素子Ｑ１と整流スイッチング素子Ｑ２は、同時にオンオフすることとなる。

【0026】

図示の例では、ＰＷＭ信号が直接ＯＰアンプＡ１に入力され、ＯＰアンプＡ１とＯＰアンプＡ２の反転入力端同士が接続されているが、フォトカプラ等を用いて一次側を二次側から絶縁することが、好適である。

【0027】

次に、転流スイッチング素子Ｑ３のオンオフ制御のための回路構成について説明する。ｏｕｔ端子から出力されるＰＷＭ信号は、抵抗Ｒ３およびダイオードＤ３を介してＯＰアンプＡ３の反転入力端に印加される。ＯＰアンプＡ３は、上述したＯＰアンプＡ１、Ａ２に比べて応答速度の速い高速アンプである。ＯＰアンプＡ３の非反転入力端には、一定の参照電位Ｖrefが印加される。

【0028】

参照電位Ｖrefは、二次コイルＮｓの巻き始端に生じる逆起電圧と同極性であって、逆起電圧よりも絶対値が小さい電位とする。好ましくは、接地端電位すなわち零電位に近い電位とする。図１の回路では、例えば、零電位より若干低い負電位（例えば−１０ｍＶ）に設定する。

【0029】

ＯＰアンプＡ３は正電源＋Ｖｃｃ（例えば＋１５Ｖ）と負電源−Ｖｃｃ（例えば−１５Ｖ）により駆動される。ＯＰアンプＡ３の出力端は、２つのトランジスタからなるプッシュプルエミッタフォロワ回路を介して転流スイッチング素子Ｑ３のゲートに接続されている。プッシュプルエミッタフォロワ回路は電流供給のために設けられている。

【0030】

さらに、転流スイッチング素子Ｑ３のドレインとチョークコイルＬの接続点（二次コイルＮｓの巻き始端でもある）が、抵抗Ｒ４を介してＯＰアンプＡ３の反転入力端に接続されることによって、ＯＰアンプＡ３が演算増幅回路として動作する際の帰還路を形成している。

【0031】

反転入力端と接地端の間に逆並列接続されたダイオードＤ４とダイオードＤ５は、反転入力端の入力電圧制限用に設けられている。

【0032】

ＯＰアンプＡ３の反転入力端には、抵抗Ｒ３及びダイオードＤ３を介してＰＷＭ信号のオン（Ｈ）またはオフ（Ｌ）の電位が印加されると共に、抵抗Ｒ４を介してチョークコイル電位Ｖ_Ｌが印加される。これら２つの反転入力端への入力電位と、非反転入力端の参照電位Ｖrefとの関係によって、出力端に正電位（Ｈ）または負電位（Ｌ）が出力される。この関係を、概略的に表１に示す。

【0033】

【表1】

【0034】

表１のモードIIIのときにのみ、ＯＰアンプＡ３の出力端に正電位（Ｈ）が出力され、転流スイッチング素子Ｑ３のゲートソース間に印加され、転流スイッチング素子Ｑ３はオン状態となる。

【0035】

モードIIIの条件は、ＰＷＭ信号がオフ（Ｌ）であり、かつ、チョークコイル電位Ｖ_Ｌが参照電位Ｖrefより低い（または参照電位Ｖrefより低い電位に降下しようとする）ことである。但し、後述するように、モードIIIにおいて、転流スイッチング素子Ｑ３が一旦オン状態となると、ＯＰアンプＡ３の増幅動作によってチョークコイルＶ_Ｌ電位は参照電位Ｖrefと同電位となるように保持される。

【0036】

一方、モードＩ、II及びIVでは、転流スイッチング素子Ｑ３はオフ状態となる。これらのモードの条件は、ＰＷＭ信号がオン（Ｈ）であるか、または、チョークコイル電位Ｖ_Ｌが参照電位Ｖrefより高いかの少なくとも一方を満たすときである。

【0037】

（２）回路動作
以下、図１の同期整流型フォワードコンバータの回路動作を、重負荷時と軽負荷時の各々の場合について説明する。重負荷時と軽負荷時は相対的なものであるが、ここでは一応、出力電流が連続モードであるか、不連続モードであるかで区別する。

【0038】

＜重負荷時の動作＞
図２は、図１に示した回路において負荷（図示せず）が重い時のタイミングチャートの一例を示した図である。これは、負荷が多くの電流を必要とするときである。ＰＷＭ信号のデューティ比は比較的大きく、すなわちオン期間が長い。図２（ｂ）および（ｄ）に記載のＶgsは、ＦＥＴのゲートソース間電圧を意味する（図３においても同じ）。

【0039】

図２のタイミングチャートには、表１に示したモードＩ、II、III、IVにほぼ対応する期間をそれぞれ示している。以下、モードの順序にしたがって説明する。

【0040】

・モードＩ
モードＩの始点は、ＰＷＭ信号のオン期間の始点ではなく、そこから所定の遅延時間だけ遅れた時点とする（図２（ａ））。所定の遅延時間は、ＯＰアンプＡ１、Ａ２の応答遅れにより決まる。主スイッチング素子Ｑ１および整流スイッチング素子Ｑ２は、ＯＰアンプＡ１、Ａ２の応答遅れによってＰＷＭ信号よりも所定の遅延時間だけ遅れてオンになる（図２（ｂ））。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオン時が、モードＩの始点である。

【0041】

主スイッチング素子Ｑ１がオンになると一次コイルＮｐに電流が流れ、二次コイルＮｓに起電圧（例えば、＋３０Ｖ）が発生し、チョークコイル電位Ｖ_Ｌが正電位となる（図２（ｃ））。二次コイルＮｓの起電圧は、入力直流電圧ＶinとトランスＴの巻数比により決まる。

【0042】

これにより、整流スイッチング素子Ｑ２およびチョークコイルＬを通って出力端ｐへ電流Ｉ_Ｌが流れる（図２（ｆ））。電流Ｉ_Ｌは、負荷へ供給される。電流Ｉ_Ｌは、二次コイルＮｓに起電圧が発生している間、リニアに増加していく。チョークコイルＬに電流Ｉ_Ｌが流れることにより、チョークコイルＬに磁気エネルギーが蓄積される。また、トランスＴにも磁気エネルギーが蓄積される。

【0043】

モードＩでは、転流スイッチング素子Ｑ３はオフである（図２（ｄ））。また、ダイオードＤ６およびボディダイオードも逆バイアスであるので、この経路に電流は流れない。さらに、ダイオードＤ７も逆バイアスとなるので電流は流れない（図２（ｇ））。

【0044】

・モードII
モードIIの始点は、ＰＷＭ信号がオンからオフとなる時点である（図２（ａ））。主スイッチング素子Ｑ１および整流スイッチング素子Ｑ２のオフ時は、ＯＰアンプＡ１、Ａ２の応答遅れによってＰＷＭ信号のオフ時よりも遅れる。スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオフ時を、モードIIの終点とする（図２（ｂ））。

【0045】

モードIIでは、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２はまだオン状態であるので、二次コイルＮｓの巻き始端およびチョークコイル電位Ｖ_Ｌは正電位を保持している（図２（ｃ））。

【0046】

モードIIでは、転流スイッチング素子Ｑ３はまだオフ状態である（図２（ｄ））。ＰＷＭ信号はオフとなっても、まだチョークコイル電位Ｖ_Ｌが正電位だからである。

【0047】

・モードIII
モードIIIの始点は、主スイッチング素子Ｑ１および整流スイッチング素子Ｑ２のオフ時である（図２（ｂ））。これにより一次コイルＮｐの電流が遮断され、一次コイルＮｐ、二次コイルＮｓ、チョークコイルＬに逆起電圧が発生する。これによりチョークコイル電位Ｖ_Ｌは、正電位から負電位となる（図２（ｃ））。そして、ＯＰアンプＡ３の反転入力端の電位が、非反転入力端の参照電位Ｖref（図２（ｅ）、例えば−１０ｍＶ）よりも降下したとき、ＯＰアンプＡ３の出力端が正電位となり、転流スイッチング素子Ｑ３がオンとなる（図２（ｄ））。

【0048】

モードIIIの始点における、主スイッチング素子Ｑ１および整流スイッチング素子Ｑ２のオフから、転流スイッチング素子Ｑ３のオンまでの過程において、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とスイッチング素子Ｑ３とが、同時にオンとなることはない。主スイッチング素子Ｑ１および整流スイッチング素子Ｑ２のオフ後、チョークコイル電位Ｖ_Ｌが負電位まで降下してから、転流スイッチング素子Ｑ３がオンとなるからである。

【0049】

これにより、電流Ｉ_Ｌは、転流スイッチング素子Ｑ３およびチョークコイルＬを通って出力端ｐへ流れ（図２（ｆ））、チョークコイルＬに蓄積されていた磁気エネルギーが放出される。電流Ｉ_Ｌは、チョークコイルＬの磁気エネルギーの放出と共に、リニアに減少していく。

【0050】

また、二次コイルＮｓに逆起電圧が生じることにより、ダイオードＤ７が順バイアスとなり、電流Ｉ_Ｄが出力端ｐへ流れる（図２（ｇ））。これにより、トランスＴに蓄積されていた磁気エネルギーを二次側に電力として取り出すことができる。電流Ｉ_Ｄは、磁気エネルギーが放出されるにつれて、リニアに減少する。

【0051】

一般的なフォワードコンバータでは、オン期間にトランスＴに蓄積された磁気エネルギーをリセットするためのリセット回路や、オフ時に一次コイルＮｓに生じる逆起電圧対策のためのスナバ回路を、一次側に設ける必要がある。本回路では、トランスＴに蓄積された磁気エネルギーをダイオードＤ７を介して二次側に出力できるので、一次側のリセット回路やスナバ回路を簡素化することができる。

【0052】

さらに、モードIIIにおいて転流スイッチング素子Ｑ３がオンとなると、ＯＰアンプＡ３の出力端→チョークコイルＬの一端（Ｑ３のドレイン）→抵抗Ｒ４→ＯＰアンプＡ３の反転入力端、という帰還路が形成される。これにより、ＯＰアンプＡ３は、実質的にボルテージフォロワの演算増幅回路として機能する。したがって、転流スイッチング素子Ｑ３がオンの間、チョークコイル電位Ｖ_Ｌは、ＯＰアンプＡ３の非反転入力端の参照電位Ｖrefと同電位に保持される（図２（ｃ））。

【0053】

この演算増幅回路の機能によって、チョークコイル電位Ｖ_Ｌが安定化する。このような演算増幅回路が無い、従来の同期整流型フォワードコンバータの場合、チョークコイル電位Ｖ_Ｌが接地端電位（０Ｖ）の近傍において揺らいで不安定となったり、発振しやすくなったりすることがある。

【0054】

・モードIV
モードIVの始点は、ＰＷＭ信号がオフからオンになる時点である（図２（ａ））。主スイッチング素子Ｑ１および整流スイッチング素子Ｑ２は、ＯＰアンプＡ１、Ａ２の応答遅れによって、モードIVではまだオフ状態である（図２（ｂ））。

【0055】

一方、ＯＰアンプＡ３の反転入力端は、ＰＷＭ信号がオンとなるため、正電位（ダイオードＤ４による上限電圧、例えば＋０．６Ｖ）となり、ＯＰアンプＡ３の出力端の電位が反転し、転流スイッチング素子Ｑ３はオフとなる（図２（ｄ））。

【0056】

転流スイッチング素子Ｑ３がオフとなっても、チョークコイルＬに磁気エネルギーが残っている場合、電流Ｉ_ＬがダイオードＤ６を通って流れ続ける（図２（ｆ））。このとき、チョークコイル電位Ｖ_Ｌは、ダイオードＤ６の電圧降下による電位（例えば−０．６Ｖ）となる（図２（ｃ））。

【0057】

モードIVでは、電流Ｉ_ＬがダイオードＤ６を通るので、転流スイッチング素子Ｑ３がオンのときに比べて電力損失が大きいが、モードIVの期間は短く、電流Ｉ_Ｌも減少しているので、さほど大きな問題とはならない。電流Ｉ_Ｌは、次のモードＩの始点において主スイッチング素子Ｑ１および整流スイッチング素子Ｑ２がオンになると、再び増加し始める。電流Ｉ_Ｌは連続モードであり、零となることはない。

【0058】

電流Ｉ_Ｄは、モードIVにおいてまだ流れていた場合も、次のモードＩの始点において、ダイオードＤ７が逆バイアスとなるので零になる（図２（ｇ））。

【0059】

モードIVでは、ＰＷＭ信号がオフからオンとなっても、ＯＰアンプＡ１、Ａ２の応答遅れによって、主スイッチング素子Ｑ１及び整流スイッチング素子Ｑ２は、オフのままである。したがって、ＰＷＭ信号がオフからオンになるときも、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とスイッチング素子Ｑ３とが、同時にオンとなることはない。

【0060】

＜軽負荷時の動作＞
図３は、図１に示した回路において負荷（図示せず）が軽い時のタイミングチャートの一例を示した図である。これは、負荷があまり電流を必要としないときである。ＰＷＭ信号のデューティ比が比較的小さく、すなわちオン期間が短い。

【0061】

図３のタイミングチャートには、図２と同様に、表１に示したモードＩ、II、III、IVにほぼ対応する期間をそれぞれ示している。軽負荷時には、モードIIIとモードIVの間に、別のモードが現れる。これをモードIIIａと称する。以下、軽負荷時の動作について、主として重負荷時の動作とは異なる部分を説明する。

【0062】

・モードＩ
軽負荷時のモードＩの動作は、重負荷時の動作と同じである。但し、軽負荷時では、二次側に流れる電流Ｉ_Ｌが不連続モードである。したがって、モードＩにおける電流Ｉ_Ｌは、零からリニアに増加する（図３（ｆ））。

【0063】

・モードII
軽負荷時のモードIIの動作は、重負荷時の動作と同じである。

【0064】

・モードIII
モードIIIの動作は、電流Ｉ_Ｌが不連続モードの場合、重負荷時の動作と異なる。モードIIIの始点における動作は、重負荷時と同じであり、主スイッチング素子Ｑ１および整流スイッチング素子Ｑ２のオフ時に始まる（図３（ｂ））。これにより一次コイルＮｐの電流が遮断され、一次コイルＮｐ、二次コイルＮｓ、チョークコイルＬに逆起電圧が発生する。したがってチョークコイル電位Ｖ_Ｌは、正電位から負電位となる（図３（ｃ））。そして、ＯＰアンプＡ３の反転入力端の電位が、非反転入力端の参照電位Ｖref（例えば、−１０ｍＶ、図３（ｅ））よりも降下したとき、ＯＰアンプＡ３の出力端が正電位となり、転流スイッチング素子Ｑ３がオンとなる（図３（ｄ））。

【0065】

モードIIIの始点における、主スイッチング素子Ｑ１および整流スイッチング素子Ｑ２のオフから、転流スイッチング素子Ｑ３のオンまでの過程において、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とスイッチング素子Ｑ３とが、同時にオンとなることはない。

【0066】

これにより、電流Ｉ_Ｌは、転流スイッチング素子Ｑ３およびチョークコイルＬを通って出力端ｐへ流れ（図３（ｆ））、チョークコイルＬに蓄積されていた磁気エネルギーが放出される。軽負荷時にはチョークコイルＬに蓄積される磁気エネルギーは小さい。不連続モードの電流Ｉ_Ｌは、チョークコイルＬの磁気エネルギーの放出と共にリニアに減少していき、やがて零になる（図３（ｆ））。

【0067】

軽負荷時には、電流Ｉ_Ｌが零になった時点でモードIIIが終了し、モードIIIａに移行する。電流Ｉ_Ｌが零になると、チョークコイル電位Ｖ_Ｌが正電位に上昇する（図３（ｃ））。これは、出力端ｐの電位（例えば＋１２Ｖ）に相当する。この正のチョークコイル電位Ｖ_Ｌが、抵抗Ｒ４を介してＯＰアンプＡ３の反転入力端に印加されると、ＯＰアンプＡ３の出力端の電位が正電位から負電位に反転する。この結果、転流スイッチング素子Ｑ３はオフとなる（図３（ｄ））。

【0068】

なお、モードIIIでは、二次コイルＮｓに逆起電圧が生じることにより、重負荷時と同じくダイオードＤ７が順バイアスとなり、電流Ｉ_Ｄが出力端ｐへ流れる（図３（ｇ））。電流Ｉ_Ｄは、トランスＴの磁気エネルギーが放出されるにつれてリニアに減少し、磁気エネルギーがなくなると零になる。

【0069】

・モードIIIａ
モードIIIａでは、ＰＷＭ信号はオフ期間が続いており（図３（ａ））、主スイッチング素子Ｑ１および整流スイッチング素子Ｑ２はオフであり（図３（ｂ））、チョークコイル電位Ｖ_Ｌは出力端電位であり（図３（ｃ））、転流スイッチング素子Ｑ３はオフであり（図３（ｄ））、電流Ｉ_Ｌは零である（図３（ｆ））。

【0070】

・モードIV
軽負荷時のモードIVは、重負荷時にはないモードIIIａに続くモードであるので、重負荷時のモードIVとは動作が異なる。

【0071】

モードIVの始点は、重負荷時と同じくＰＷＭ信号がオフからオンになる時点である（図３（ａ））。主スイッチング素子Ｑ１および整流スイッチング素子Ｑ２は、ＯＰアンプＡ１、Ａ２の応答遅れによって、モードIVではまだオフ状態である（図３（ｂ））。

【0072】

したがって、モードIVでは、トランスＴの一次側および二次側のいずれにおいてもモードIIIａと同じ状態が持続する。転流スイッチング素子Ｑ３もオフ状態のままである。

【0073】

モードIVは、次のモードＩの始点まで持続する。モードＩの始点は、上述した通り、所定の遅延時間後に主スイッチング素子Ｑ１および整流スイッチング素子Ｑ２がオンした時点である。

【0074】

軽負荷時には、転流スイッチング素子Ｑ３は、ＰＷＭ信号のオフ期間中に電流Ｉ_Ｌが零となった時点で既にオフとなっている。したがって、転流スイッチング素子Ｑ３は、次のＰＷＭ信号のオン時よりさらに遅れてオンになる主スイッチング素子Ｑ１及び整流スイッチング素子Ｑ２と、同時にオンとなることはない。

【0075】

以上説明した本発明の同期整流型フォワードコンバータの動作を実現する回路構成は、図１に示したものに限定されず、多様な回路構成が可能である。

【符号の説明】

【0076】

ｐ 正の出力端
ｎ 負の出力端（二次側接地端）
Ｔ トランス
Ｎｐ 一次コイル
Ｎｓ 二次コイル
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３ スイッチング素子（ＦＥＴ）
Ｄ１〜Ｄ７ 整流要素（ダイオード）
Ｃ コンデンサ（平滑コンデンサ）

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】