特許 6965192 降圧コンバータ

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6965192

(24)【登録日】2021年10月22日

(45)【発行日】2021年11月10日

(54)【発明の名称】降圧コンバータ

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20211028BHJP

【ＦＩ】

   H02M3/155 H

【請求項の数】2

【全頁数】7

(21)【出願番号】特願2018-47032(P2018-47032)

(22)【出願日】2018年3月14日

(65)【公開番号】特開2019-161905(P2019-161905A)

(43)【公開日】2019年9月19日

【審査請求日】2020年12月8日

(73)【特許権者】

【識別番号】000003115

【氏名又は名称】東洋電機製造株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100147485

【弁理士】

【氏名又は名称】杉村 憲司

(74)【代理人】

【識別番号】230118913

【弁護士】

【氏名又は名称】杉村 光嗣

(74)【代理人】

【識別番号】100161148

【弁理士】

【氏名又は名称】福尾 誠

(74)【代理人】

【識別番号】100163511

【弁理士】

【氏名又は名称】辻 啓太

(72)【発明者】

【氏名】高橋 圭介

(72)【発明者】

【氏名】山本 知信

【審査官】 麻生 哲朗

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１１−１５５７４８（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特許第５４６０８３５（ＪＰ，Ｂ１）

【文献】 特開２００６−２０３９８７（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ３／１５５

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

直流電源からの直流電圧を降圧して負荷に出力する降圧コンバータであって、
一端が直流電源の正極に接続された第１のスイッチング素子と、
アノードが前記直流電源の負極に接続され、カソードが前記スイッチング素子の他端に接続されたダイオードと、
一端が前記第１のスイッチング素子と前記ダイオードとの接続点に接続されたリアクトルと、
一端が前記リアクトルの他端に接続され、他端が前記ダイオードのアノードに接続され、前記負荷が並列に接続されたコンデンサと、
直列に接続された第２のスイッチング素子と抵抗とを有し、前記ダイオードに並列に接続された補償回路と、
前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を駆動する駆動回路とを備え、
前記駆動回路は、前記第１のスイッチング素子をオンからオフにする場合、前記第１のスイッチング素子がオフになるよりも前に、前記第２のスイッチング素子をオフからオンにすることを特徴とする降圧コンバータ。

【請求項2】

請求項１に記載の降圧コンバータにおいて、
前記駆動回路は、
前記第１のスイッチング素子を駆動する制御信号を前記第１のスイッチング素子に入力する制御回路と、
前記制御信号を反転して前記第２のスイッチング素子に入力する反転回路とを有し、
前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子はトランジスタであり、
前記第２のスイッチング素子のゲート容量が前記第１のスイッチング素子のゲート容量よりも小さいことを特徴とする降圧コンバータ。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、直流電源からの直流電圧を降圧して負荷に出力する降圧コンバータに関する。

【背景技術】

【0002】

図２は、直流電源からの直流電圧を降圧して負荷に出力する降圧コンバータの一般的な構成例を示す図である（例えば、非特許文献１参照）。

【0003】

図２に示す降圧コンバータ１０Ａは、直流電源１１と、スイッチング素子１２と、還流ダイオード１３と、平滑リアクトル１４と、平滑コンデンサ１５と、制御回路２１Ａとを備える。

【0004】

スイッチング素子１２は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）などのトランジスタである。スイッチング素子１２には、ダイオードが逆並列接続される。スイッチング素子１２は、一端が直流電源１１の正極に接続される。還流ダイオード１３は、アノードが直流電源１１の負極に接続され、カソードがスイッチング素子１２の他端に接続される。

【0005】

平滑リアクトル１４は、一端がスイッチング素子１２と還流コンデンサ１３との接続点に接続される。平滑コンデンサ１５は、一端が平滑リアクトル１４の他端に接続され、他端が還流ダイオード１３のアノードに接続される。平滑コンデンサ１５には負荷１６が並列に接続される。平滑リアクトル１４および平滑コンデンサ１５は、負荷１６への出力を平滑化する。

【0006】

制御回路２１Ａは、ゲート抵抗２３を介してスイッチング素子１２の制御端（ゲート）に接続される。制御回路２１Ａは、平滑リアクトル１４を流れる電流の電流値ｉ_Ｌまたは平滑コンデンサ１５の両端の電圧の電圧値Ｖ_ｃを制御対象として、スイッチング素子１２のオン・オフを制御する制御信号をゲート抵抗２３を介してスイッチング素子１２の制御端に入力する。具体的には、制御回路２１Ａは電流値ｉ_Ｌまたは電圧値Ｖ_ｃが目標値に追従するように、スイッチング素子１２のオン時間を制御する。制御回路２１Ａおよびゲート抵抗２３は、スイッチング素子１２を駆動する駆動回路２０Ａを構成する。

【先行技術文献】

【非特許文献】

【0007】

【非特許文献1】「半導体電力変換装置」、電気学会半導体電力変換方式調査専門委員会

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0008】

図２に示す降圧コンバータ１０Ａのスイッチング素子１２として、オン抵抗が小さく、高速スイッチングが可能なシリコンカーバイド（ＳｉＣ）を用いたスイッチング素子を用いることで、高効率かつ小型化が実現可能である。

【0009】

スイッチング素子１２として、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを使用する場合、ＳｉＣの特性上、スイッチング素子がオフからオンに切り替わるターンオン時間およびスイッチング素子がオンからオフに切り替わるターンオフ時間が早くなる。還流ダイオード１３として、シリコン（Ｓｉ）を用いたショットキーバリアダイオード（Ｓｉ−ＳＢＤ）を用いた場合、スイッチング素子のターンオン時間が早く、還流ダイオード１３の逆回復時間（還流ダイオード１３がオンから完全なオフになるまでの時間）が遅いため、短絡電流が流れる可能性がある。そこで、スイッチング素子１２として、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを使用する場合、還流ダイオード１３としては、逆回復時間が早いという特性を有するＳｉＣ−ＳＢＤが使用される。

【0010】

ところで、ＳｉＣを用いたスイッチング素子の特性上、ドレイン電流（またはコレクタ電流）が小さい（軽負荷）時に、ターンオフ時間が極端に遅くなることがある。ターンオフ時間が遅くなることで、スイッチング素子のスイッチング損失が増大する。スイッチング損失の増大は、スイッチング素子の発熱による破壊、あるいは、スイッチング素子を冷却するための冷却装置を設けることによる大型化を招く。

【0011】

上記のような問題点に鑑みてなされた本発明の目的は、スイッチング損失の増大の抑制を図ることができる降圧コンバータを提供することである。

【課題を解決するための手段】

【0012】

上記課題を解決するため、本発明に係る降圧コンバータは、直流電源からの直流電圧を降圧して負荷に出力する降圧コンバータであって、一端が直流電源の正極に接続された第１のスイッチング素子と、アノードが前記直流電源の負極に接続され、カソードが前記スイッチング素子の他端に接続されたダイオードと、一端が前記第１のスイッチング素子と前記ダイオードとの接続点に接続されたリアクトルと、一端が前記リアクトルの他端に接続され、他端が前記ダイオードのアノードに接続され、前記負荷が並列に接続されたコンデンサと、直列に接続された第２のスイッチング素子と抵抗とを有し、前記ダイオードに並列に接続された補償回路と、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を駆動する駆動回路とを備え、前記駆動回路は、前記第１のスイッチング素子をオンからオフにする場合、前記第１のスイッチング素子がオフになるよりも前に、前記第２のスイッチング素子をオフからオンにする。

【0013】

また、本発明に係る降圧コンバータにおいて、前記駆動回路は、前記第１のスイッチング素子を駆動する制御信号を前記第１のスイッチング素子に入力する制御回路と、前記制御信号を反転して前記第２のスイッチング素子に入力する反転回路とを有し、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子はトランジスタであり、前記第２のスイッチング素子のゲート容量が前記第１のスイッチング素子のゲート容量よりも小さいことが好ましい。

【発明の効果】

【0014】

本発明に係る降圧コンバータによれば、スイッチング損失の増大の抑制を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【0015】

【図1】本発明の一実施形態に係る降圧コンバータの構成例を示す図である。

【図2】従来の降圧コンバータの構成例を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0016】

以下、本発明を実施するための形態について、図面を参照しながら説明する。

【0017】

図１は、本発明の一実施形態に係る降圧コンバータ１０の構成例を示す図である。本実施形態に係る降圧コンバータ１０は、直流電源１１からの直流電圧を降圧して負荷１６に出力する。なお、図１において、図２と同様の構成については同じ符号を付し、説明を省略する。

【0018】

図１に示す降圧コンバータ１０は、図２に示す降圧コンバータ１０Ａと比較して、補償回路１７を追加した点と、駆動回路２０Ａを駆動回路２０に変更した点とが異なる。

【0019】

補償回路１７は、直列に接続されたスイッチング素子１８と抵抗１９とを有し、還流ダイオード１３に並列に接続される。スイッチング素子１２およびスイッチング素子１８は、例えば、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴなどのＳｉＣを用いたトランジスタにより構成することができる。

【0020】

駆動回路２０は、スイッチング素子１２およびスイッチング素子１８を駆動する。駆動回路２０は、駆動回路２０Ａと比較して、反転回路２２およびゲート抵抗２４を追加した点と、制御回路２１Ａを制御回路２１に変更した点とが異なる。

【0021】

制御回路２１は、平滑リアクトル１４を流れる電流の電流値ｉ_Ｌまたは平滑コンデンサ１５の両端の電圧の電圧値Ｖ_ｃを制御対象として、スイッチング素子１２のオン・オフを制御する制御信号を生成し、ゲート抵抗２３を介してスイッチング素子１２の制御端に入力する。また、制御回路２１は、生成した制御信号を反転回路２２に出力する。

【0022】

反転回路２２は、制御回路２１から出力された制御信号を反転し、ゲート抵抗２４を介してスイッチング素子１８の制御端に入力する。

【0023】

スイッチング素子１８には、スイッチング素子１２の制御信号を反転した信号が入力される。そのため、スイッチング素子１２がオンからオフになる場合には、スイッチング素子１８は、オフからオンになる。また、スイッチング素子１２がオフからオンになる場合には、スイッチング素子１８は、オンからオフになる。

【0024】

ここで、駆動回路２０は、スイッチング素子１２をオンからオフにする場合、スイッチング素子１２がオフになるよりも前に、スイッチング素子１８をオフからオンにする。

【0025】

すなわち、本実施形態に係る降圧コンバータ１０は、一端が直流電源１１の正極に接続されたスイッチング素子１２（第１のスイッチング素子）と、アノードが直流電源１１の負極に接続され、カソードがスイッチング素子１２の他端に接続された還流ダイオード１３（ダイオード）と、一端がスイッチング素子１２と還流ダイオード１３との接続点に接続された平滑リアクトル１４（リアクトル）と、一端が平滑リアクトル１４の他端に接続され、他端が還流ダイオード１３のアノードに接続され、負荷１６が並列に接続された平滑コンデンサ１５（コンデンサ）と、直列に接続されたスイッチング素子１８（第２のスイッチング素子）と抵抗１９とを有し、還流ダイオード１３に並列に接続された補償回路１７と、スイッチング素子１２およびスイッチング素子１８を駆動する駆動回路２０とを備える。駆動回路２０は、スイッチング素子１２をオンからオフにする場合、スイッチング素子１２がオフになるよりも前に、スイッチング素子１８をオフからオンにする。

【0026】

スイッチング素子１２がオンからオフになるよりも前に、スイッチング素子１８をオフからオンにすることで、一時的に、スイッチング素子１２およびスイッチング素子１８がオンになる。この状態では、スイッチング素子１２のドレインに接続される負荷が抵抗１９の分だけ増加し、スイッチング素子１２を流れるドレイン電流が増加する。スイッチング素子１２を流れるドレイン電流が増加することで、スイッチング素子１２のターンオフ時間が早くなり、スイッチング損失の増大の抑制を図ることができる。その結果、スイッチング素子１２の発熱による破壊を防ぎ、また、スイッチング素子１２を冷却するための冷却装置による大型化を抑制することができる。

【0027】

なお、抵抗１９の抵抗値は、スイッチング素子１２のターンオフ時間が標準的な時間となる負荷量に応じて決定される。また、本実施形態においては、スイッチング素子１８を制御するための構成として、制御回路２１から出力された制御信号を反転回路２２で反転し、ゲート抵抗２４を介してスイッチング素子１８に入力するという簡易な構成を追加するだけなので、大型化、部品点数の増大を抑制することができる。

【0028】

抵抗１９に電流が流れるのは、スイッチング素子１２およびスイッチング素子１８がオンになる短時間だけであるため、抵抗１９としては抵抗値の小さな抵抗を用いることができる。そのため、抵抗１９による大型化を招くことはない。また、スイッチング素子１２がオフである間は、還流ダイオード１３およびスイッチング素子１８がオンになる。この場合、抵抗１９の抵抗値と比べて、還流ダイオード１３の抵抗値は非常に小さいため、補償回路１７には電流が殆ど流れない。そのため、補償回路１７における電力消費も問題とならない。

【0029】

上述したように、駆動回路２０は、スイッチング素子１２をオンからオフにする場合、スイッチング素子１２がオフになるよりも前に、スイッチング素子１８をオフからオンにする。スイッチング素子１８には瞬時的には高い定格電流が必要となるが、定常的に流れる電流は非常に小さいので、スイッチング素子１８は、スイッチング素子１２と比べて、小型でよい。したがって、スイッチング素子１８のゲート容量は、スイッチング素子１２のゲート容量よりも小さくてよい。そのため、スイッチング素子１２がオフになるよりも前に、スイッチング素子１８をオフからオンにすることができる。また、ゲート抵抗２４の抵抗値を小さくすることによっても、スイッチング素子１８を速やかにオフからオンにすることができる。

【0030】

このように本実施形態においては、降圧コンバータ１０の駆動回路２０は、スイッチング素子１２をオンからオフにする場合、スイッチング素子１２がオフになるよりも前に、抵抗１９と直列に接続されたスイッチング素子１８をオフからオンにする。

【0031】

スイッチング素子１２がオンからオフになるよりも前に、スイッチング素子１８をオンすることで、一時的に、スイッチング素子１２およびスイッチング素子１８がオンになる。こうすることで、抵抗１９の分だけスイッチング素子１２に接続される負荷が増加して、スイッチング素子１２を流れるドレイン電流が増加する。そのため、スイッチング素子１２のターンオフ時間が早くなり、スイッチング損失の増大の抑制を図ることができる。その結果、スイッチング素子１２の発熱による破壊を防ぎ、また、スイッチング素子１２を冷却するための冷却装置による大型化を抑制することができる。

【0032】

上述の実施形態は代表的な例として説明したが、本発明の趣旨および範囲内で、多くの変更および置換が可能であることは当業者に明らかである。したがって、本発明は、上述の実施形態によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形および変更が可能である。例えば、実施形態の構成図に記載の複数の構成ブロックを１つに組み合わせたり、あるいは１つの構成ブロックを分割したりすることが可能である。

【符号の説明】

【0033】

１０ 降圧コンバータ
１１ 直流電源
１２ スイッチング素子（第１のスイッチング素子）
１３ 還流ダイオード
１４ 平滑リアクトル（リアクトル）
１５ 平滑コンデンサ（コンデンサ）
１６ 負荷
１７ 補償回路
１８ スイッチング素子（第２のスイッチング素子）
１９ 抵抗
２０ 駆動回路
２１ 制御回路
２２ 反転回路
２３，２４ ゲート抵抗

【図1】

【図2】