特許 6965779 モータ制御装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6965779

(24)【登録日】2021年10月25日

(45)【発行日】2021年11月10日

(54)【発明の名称】モータ制御装置

(51)【国際特許分類】

   H02P 25/22 20060101AFI20211028BHJP

   H02P 21/22 20160101ALI20211028BHJP

   H02P 27/06 20060101ALI20211028BHJP

【ＦＩ】

   H02P25/22

   H02P21/22

   H02P27/06

【請求項の数】8

【全頁数】17

(21)【出願番号】特願2018-23031(P2018-23031)

(22)【出願日】2018年2月13日

(65)【公開番号】特開2019-140814(P2019-140814A)

(43)【公開日】2019年8月22日

【審査請求日】2020年12月9日

(73)【特許権者】

【識別番号】000004260

【氏名又は名称】株式会社デンソー

(74)【代理人】

【識別番号】100093779

【弁理士】

【氏名又は名称】服部 雅紀

(72)【発明者】

【氏名】上松 初

(72)【発明者】

【氏名】塚本 康裕

【審査官】 島倉 理

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１６−２１３９５１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１３−２３００１９（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１２−１１１４７４（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｐ ２５／２２

Ｈ０２Ｐ ２１／２２

Ｈ０２Ｐ ２７／０６

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

複数の巻線組を有するモータ（８０）に、各巻線組に対応して設けられる複数のインバータ（６０ｕ、６０ｘ）から電力を供給させ前記モータの通電を制御するモータ制御装置であって、
対応する前記巻線組及び前記インバータを含む一群の構成の単位を系統と定義すると、
各系統の前記インバータへの出力電圧指令であるｄｑ軸上の電圧ベクトル（Ｖ^*ｄｕ、Ｖ^*ｑｕ、Ｖ^*ｄｘ、Ｖ^*ｑｘ）の電圧位相（Ｖ^*ψｕ、Ｖ^*ψｘ）及び電圧振幅（Ｖ^*ａｍｐｕ、Ｖ^*ａｍｐｘ）について、各系統の電圧位相基準値（Ｖ^*ψｕ０、Ｖ^*ψｘ０）に対する電圧ベクトルの位相変化量（Δψ）、及び、各系統の電圧振幅基準値（Ｖ^*ａｍｐｕ０、Ｖ^*ａｍｐｘ０）に対する電圧ベクトルの振幅補正量（ΔＶ）を演算し、前記電圧位相基準値に前記位相変化量を加算した電圧位相、及び、前記電圧振幅基準値に前記振幅補正量を加算した電圧振幅に基づき、前記インバータを駆動するものであり、
推定又は検出された前記モータの実トルク（τｒ）をトルク指令（τ^*）に対してフィードバック制御し、前記位相変化量を演算する位相変化量演算部（３６）と、
ｄｑ座標上で、少なくとも一つの系統の電圧ベクトルの位相変化に対する前記モータに流れる電流ベクトルの変化が非干渉化された座標軸を非干渉化座標軸（λ軸）として設定する非干渉化座標軸設定部（４１）と、
前記電流ベクトルの前記非干渉化座標軸方向成分である非干渉化電流（Ｉλ）を算出する非干渉化電流算出部（４２）と、
前記非干渉化電流算出部によって算出された非干渉化電流を、前記トルク指令に応じて設定される非干渉化電流指令値（Ｉλ^*）に対してフィードバック制御し、前記振幅補正量を演算する振幅補正量演算部（４６）と、
を備えるモータ制御装置。

【請求項2】

前記非干渉化座標軸設定部は、少なくとも一つの系統の電圧ベクトル、各系統の前記巻線組の自己インダクタンス、及び、複数系統の前記巻線組間の相互インダンクタンスに基づいて前記非干渉化座標軸を設定する請求項１に記載のモータ制御装置。

【請求項3】

前記非干渉化座標軸は、現在の各系統の電圧位相が微小変化した場合に前記電流ベクトルが変化する方向と直交する方向の座標軸である請求項１または２に記載のモータ制御装置。

【請求項4】

前記位相変化量演算部は、各系統の電圧位相を独立に制御可能であり、全ての系統の電圧位相を等しく変化させるように操作し、且つ、
前記非干渉化座標軸設定部は、全ての系統の電圧ベクトルを合成した合成電圧ベクトルの位相変化に対して前記非干渉化座標軸を設定する請求項１〜３のいずれか一項に記載のモータ制御装置。

【請求項5】

前記位相変化量演算部は、各系統の電圧位相を独立に制御可能であり、複数系統のうち選択された一つ以上の系統を操作系統とし、前記操作系統以外の一つ以上の系統を非操作系統とすると、前記非操作系統の電圧位相を固定しつつ、前記操作系統の電圧位相のみを変化させるように操作し、且つ、
前記非干渉化座標軸設定部は、前記操作系統の電圧ベクトルの位相変化に対して前記非干渉化座標軸を設定する請求項１〜３のいずれか一項に記載のモータ制御装置。

【請求項6】

前記位相変化量演算部は、前記操作系統の電圧ベクトルの前記位相変化量に対する、全ての系統の電圧ベクトルを合成した合成電圧ベクトルの前記位相変化量の比を補正ゲインとして、前記操作系統の電圧ベクトルの前記位相変化量を演算する請求項５に記載のモータ制御装置。

【請求項7】

前記位相変化量演算部は、各系統の電圧位相を独立に制御可能であり、
前記位相変化量演算部が全ての系統の電圧位相を等しく変化させるように操作し、且つ、前記非干渉化座標軸設定部が全ての系統の電圧ベクトルを合成した合成電圧ベクトルの位相変化に対して前記非干渉化座標軸を設定する全系統操作方式と、
複数系統のうち選択された一つ以上の系統を操作系統とし、前記操作系統以外の一つ以上の系統を非操作系統とすると、前記位相変化量演算部が前記非操作系統の電圧位相を固定しつつ、前記操作系統の電圧位相のみを変化させるように操作し、且つ、前記非干渉化座標軸設定が前記操作系統の電圧ベクトルの位相変化に対して前記非干渉化座標軸を設定する一部系統操作方式と、
を、前記モータの動作状態を反映するパラメータに応じて切り替える請求項１〜３のいずれか一項に記載のモータ制御装置。

【請求項8】

前記モータの動作状態を反映するパラメータは、前記インバータに入力される直流電圧に対する出力電圧の比に基づく変調率、又は、前記巻線組に流れる電流である請求項７に記載のモータ制御装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、複数の巻線組を有するモータの通電を制御するモータ制御装置に関する。

【背景技術】

【0002】

従来、電源の直流電力をインバータで交流電力に変換してモータに供給するモータ制御装置において、変調率に応じてフィードバック制御を切り替える技術が知られている。低変調率で実行される電流フィードバック制御で出力可能な変調率は、正弦波状の電圧を出力する場合は１．０であり、高調波成分を重畳させて変調を行う場合は、最大約１．１５である。電流フィードバック制御で出力可能な変調率上限に達したとき、電圧位相を制御することにより弱め界磁電流としてｄ軸電流を負方向に増大させるトルクフィードバック制御が用いられる。また、物理的に出力可能な変調率の上限は１．２７であるため、電流フィードバック制御からトルクフィードバック制御に制御を切り替えた後でも出力電圧振幅を増加させることができ、このために電圧振幅制御が行われる。

【0003】

トルクフィードバック制御では、電圧位相と電圧振幅とを各々フィードバック制御するため、ＰＩ制御を安定して行うには相互のフィードバック制御系で出力が影響しないように非干渉化することが望ましい。そこで特許文献１に開示された回転機の制御装置では、位相制御と振幅制御との非干渉化のために、電圧位相変化による電流ベクトルが変化する方向と直交する非干渉化座標軸（λ軸）の概念を導入している。そして、非干渉化座標軸方向の成分である非干渉化電流に基づいて電圧振幅補正量を設定する。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特許第６０１５７１２号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

ところで、冗長性や電流−トルク効率向上のため、独立した複数系統の巻線組を有するモータが開発されており、モータ制御装置は、複数系統の巻線組にそれぞれ対応する複数系統のインバータに出力電圧を指令する。このようなモータでは、各巻線組に電圧を供給したとき、各系統の巻線組間の干渉により電流が影響を受ける。したがって、特許文献１の従来技術による自系統のみの非干渉化では不十分である。

【0006】

本発明は上述の課題に鑑みて創作されたものであり、その目的は、位相制御と振幅制御との干渉を抑制する複数系統のモータ制御装置を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0007】

本発明によるモータ制御装置は、複数の巻線組を有するモータ（８０）に、各巻線組に対応して設けられる複数のインバータ（６０ｕ、６０ｘ）から電力を供給させモータの通電を制御する。以下、対応する巻線組及びインバータを含む一群の構成の単位を「系統」と定義する。

【0008】

このモータ制御装置は、各系統のインバータへの出力電圧指令であるｄｑ軸上の電圧ベクトル（Ｖ^*ｄｕ、Ｖ^*ｑｕ、Ｖ^*ｄｘ、Ｖ^*ｑｘ）の電圧位相（Ｖ^*ψｕ、Ｖ^*ψｘ）及び電圧振幅（Ｖ^*ａｍｐｕ、Ｖ^*ａｍｐｘ）について、各系統の電圧位相基準値（Ｖ^*ψｕ０、Ｖ^*ψｘ０）に対する電圧ベクトルの位相変化量（Δψ）、及び、各系統の電圧振幅基準値（Ｖ^*ａｍｐｕ０、Ｖ^*ａｍｐｘ０）に対する電圧ベクトルの振幅補正量（ΔＶ）を演算する。そして、このモータ制御装置は、電圧位相基準値に位相変化量を加算した電圧位相、及び、電圧振幅基準値に振幅補正量を加算した電圧振幅に基づき、インバータを駆動するものである。

【0009】

このモータ制御装置は、位相変化量演算部（３６）と、非干渉化座標軸設定部（４１）と、非干渉化電流算出部（４２）と、振幅補正量演算部（４６）と、を備える。位相変化量演算部は、推定又は検出されたモータの実トルク（τｒ）をトルク指令（τ^*）に対してフィードバック制御し、位相変化量を演算する。

【0010】

非干渉化座標軸設定部は、ｄｑ座標上で、少なくとも一つの系統の電圧ベクトルの位相変化に対するモータに流れる電流ベクトルの変化が非干渉化された座標軸を非干渉化座標軸（λ軸）として設定する。非干渉化電流算出部は、電流ベクトルの非干渉化座標軸方向成分である非干渉化電流（Ｉλ）を算出する。振幅補正量演算部は、非干渉化電流算出部によって算出された非干渉化電流を、トルク指令に応じて設定される非干渉化電流指令値（Ｉλ^*）に対してフィードバック制御し、振幅補正量を演算する。

【0011】

これにより、本発明では、複数系統のモータ制御装置において、位相制御と振幅制御との干渉を抑制することができる。好ましくは、非干渉化座標軸設定部は、少なくとも一つの系統の電圧ベクトル、各系統の巻線組の自己インダクタンス、及び、複数系統の巻線組間の相互インダンクタンスに基づいて非干渉化座標軸を設定する。特に相互インダクタンスの情報を用いることにより、巻線組間の磁気結合による相互作用を考慮して非干渉化座標軸を設定することができる。典型的に、干渉化座標軸は、現在の各系統の電圧位相が微小変化した場合に電流ベクトルが変化する方向と直交する方向の座標軸である。

【0012】

また好ましくは、位相変化量演算部は、各系統の電圧位相を独立に制御可能である。電圧ベクトルの位相操作方式としては、例えば次の２通りの方式が用いられる。これら２通りの操作方式は、変調率や電流等のモータの動作状態を反映するパラメータに応じて切り替えるように構成されてもよい。

【0013】

［全系統操作方式］位相変化量演算部は、全ての系統の電圧位相を等しく変化させるように操作する。且つ、非干渉化座標軸設定部は、全ての系統の電圧ベクトルを合成した合成電圧ベクトルの位相変化に対して非干渉化座標軸を設定する。

【0014】

［一部系統操作方式］複数系統のうち選択された一つ以上の系統を「操作系統」とし、操作系統以外の一つ以上の系統を「非操作系統」とすると、位相変化量演算部は、非操作系統の電圧位相を固定しつつ、操作系統の電圧位相のみを変化させるように操作する。且つ、非干渉化座標軸設定部は、操作系統の電圧ベクトルの位相変化に対して非干渉化座標軸を設定する。

【図面の簡単な説明】

【0015】

【図1】各実施形態のモータ制御装置が適用されるシステムの全体構成図。

【図2】二組の巻線組を有するモータの構成を示す模式図。

【図3】モータ制御装置全体の制御ブロック図。

【図4】第１実施形態による電圧振幅位相制御部のブロック図。

【図5】第１実施形態による両系統操作方式の電圧ベクトル図。

【図6】第２実施形態による電圧振幅位相制御部のブロック図。

【図7】第２実施形態による片系統操作方式の電圧ベクトル図。

【図8】第３実施形態による電圧振幅位相制御部のブロック図。

【図9】第３実施形態による片系統操作方式の電圧ベクトル図。

【図10】第４実施形態による両系統操作方式と片系統操作方式との切替を示す図。

【発明を実施するための形態】

【0016】

以下、モータ制御装置の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。複数の実施形態において、実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。また、第１〜第４実施形態を包括して「本実施形態」という。本実施形態のモータ制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車の主機モータ等として用いられ、複数の巻線組を有するモ―タの通電を制御する装置である。このモータ制御装置は、各巻線組に対応して設けられる複数のインバータからモータに電力を供給させる。以下、対応する巻線組及びインバータを含む一群の構成の単位を「系統」と定義する。

【0017】

最初にモータ制御システムの全体構成について、図１〜図３を参照して説明する。図１に示すように、本実施形態のモータ制御システム６００は、二つのインバータ６０ｕ、６０ｘから、二組の三相巻線組を有するモータ８０に電力を供給する。図２に示すように、モータ８０は、互いに独立した、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相からなる三相巻線組８０ｕと、Ｘ相、Ｙ相、Ｚ相からなる三相巻線組８０ｘとが組み合わされて構成された永久磁石式同期型三相交流モータである。二系統の冗長構成とすることで、仮に片方の系統が故障した場合でも他方の系統で駆動を続けることができ、信頼性が向上する。また、電流−トルク効率の向上が図られる。

【0018】

以下、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の三相巻線組８０ｕに電力供給する系統を「Ｕ系統」といい、Ｘ相、Ｙ相、Ｚ相の三相巻線組８０ｘに電力供給する系統を「Ｘ系統」という。Ｕ系統の構成に係る符号には末尾に「ｕ」を付し、Ｘ系統の構成に係る符号には末尾に「ｘ」を付す。また、各系統の電流、電圧等の物理量の記号についても、末尾又は途中に「ｕ」又は「ｘ」を付して区別する。「ｕ」又は「ｘ」が付されない符号又は記号は、基本的に両系統に共通の構成や物理量を表す。

【0019】

Ｕ系統の巻線組８０ｕとＸ系統の巻線組８０ｘとは通電により協調してモータ８０のトルクを発生する。巻線組８０ｕ、８０ｘの構成は、Ｙ結線のみ、Δ結線のみ、Ｙ結線とΔ結線との混合のいずれでもよく、各系統の巻線組８０ｕ、８０ｘの機械的な位置関係は問わない。各系統の巻線組８０ｕ、８０ｘの電気的仕様は、基本的に同等であることを想定する。

【0020】

図１の構成例では、各系統のインバータ６０ｕ、６０ｘは共通のバッテリ１０に対して並列に接続され、それぞれ、バッテリ１０から直流電圧Ｖｄｃの直流電力が入力される。インバータ６０ｕ、６０ｘの入力部には、直流電圧Ｖｄｃを平滑化するコンデンサ１５が設けられる。直流電圧Ｖｄｃは、例えば図示しない電圧センサにより検出される。なお、他の構成例では、二つの独立した電源から各インバータ６０ｕ、６０ｘに個別に直流電力が入力されてもよい。また、バッテリ１０とインバータ６０ｕ、６０ｘとの間に昇圧コンバータが設けられてもよい。

【0021】

各系統のインバータ６０ｕ、６０ｘは、それぞれ上下アームの６つのスイッチング素子がブリッジ接続されている。スイッチング素子は、例えばＩＧＢＴで構成され、低電位側から高電位側へ向かう電流を許容する還流ダイオードが並列に接続されている。インバータ６０ｕ、６０ｘは、モータ制御装置５００から出力されるスイッチングパルス（図中「ＳＷパルス」）信号に従ってスイッチング素子が動作することでバッテリ１０の直流電力を三相交流電力に変換し、モータ８０に供給する。

【0022】

各系統の電流センサ７０ｕ、７０ｘは、は、各巻線組８０ｕ、８０ｘの二相又は三相に流れる相電流を検出する。図１の構成例では、Ｕ系統のＶ相、Ｗ相電流Ｉｖｒ、Ｉｗｒ、及びＸ系統のＹ相、Ｚ相電流Ｉｙｒ、Ｉｚｒが検出される。電流記号末尾の「ｒ」は実電流を意味する。なお、二相の電流を検出する構成では、他の一相の電流はキルヒホッフの法則により算出される。

【0023】

回転角センサ８５は、レゾルバ等の回転角センサであり、モータ８０の電気角θを検出する。電気角θは時間微分され、電気角速度ωとしても用いられる。図１の構成例では、電気角θは二系統に共通の値としているが、系統毎に電気角θｕ、θｘが検出されてもよい。また、二系統の巻線組８０ｕ、８０ｘが例えば３０ｄｅｇの位相差を有している場合、Ｕ系統の電気角θに対し、Ｘ系統の電気角を（θ＋３０）ｄｅｇのように処理してもよい。

【0024】

モータ制御装置５００は、上位の車両制御ＥＣＵ等からトルク指令τ^*が指令される。また、モータ制御装置５００は、直流電圧Ｖｄｃ、電気角θ、及び両系統の実電流Ｉｖｒ、Ｉｗｒ、Ｉｙｒ、Ｉｚｒを取得し、これらの情報に基づくフィードバック制御により、各系統のスイッチングパルス信号を生成し、インバータ６０ｕ、６０ｘに出力する。

【0025】

次に図３を参照し、モータ制御装置５００の詳細な制御構成を説明する。図３では物理量の入出力が煩雑となるため、一部の物理量について入出力の図示を省略する。例えば、三相−ｄｑ変換部２９ｕ、２９ｘに入力される電気角θ、変調器５５ｕ、５５ｘに入力される電気角θ、直流電圧Ｖｄｃ、制御モード選択部５１に入力される各パラメータ等が省略されている。また、図３では、各系統の電圧出力部として、変調器５５ｕ、５５ｘ及びインバータ６０ｕ、６０ｘをまとめて図示する。

【0026】

変調器５５ｕ、５５ｘは、変調率やモータの回転数−トルク特性に応じて変調方式を切り替えつつ、電圧指令、直流電圧Ｖｄｃ、電気角θ等に基づいてスイッチングパルス信号を生成し、インバータ６０ｕ、６０ｘに出力する。一般に変調率Ｍは、直流電圧Ｖｄｃに対する出力電圧の比（すなわち電圧利用率）に基づき、式（１）で定義される。式（１）では、出力電圧を電圧指令ベクトルの振幅Ｖ^*ａｍｐで表す。
Ｍ＝（２／√１．５）×（Ｖ^*ａｍｐ／Ｖｄｃ） ・・・（１）

【0027】

モータ制御装置５００は、Ｕ系統及びＸ系統の各系統において、電流制御部２０ｕ、２０ｘと、電圧振幅位相制御部３０ｕ、３０ｘとを備える。電流制御部２０ｕ、２０ｘは、変調率Ｍが相対的に低い（例えば１．１５未満の）領域で、ｄｑ直交座標での電流ベクトル制御による電流フィードバック制御により、インバータ６０ｕ、６０ｘへの出力電圧指令を生成する。出力電圧波形が正弦波の場合の変調率は最大１．０であり、正弦波に高調波成分を重畳させることにより最大１．１５までの変調率を実現可能である。電流フィードバック制御は、非干渉制御、ＰＩＤ制御、オブザーバを含むものであってもよい。

【0028】

電圧振幅位相制御部３０ｕ、３０ｘは、変調率Ｍが相対的に高い（例えば１．１５〜１．２７の）領域で、トルクフィードバック制御により電圧ベクトルの位相、又は振幅及び位相の両方を制御してインバータ６０ｕ、６０ｘへの出力電圧指令を生成する。物理的に出力可能な上限である変調率１．２７のときには、電気１周期に１パルスを出力する矩形波制御が用いられる。

【0029】

また、モータ制御装置５００は、各系統の制御モードについて、電流フィードバック制御又はトルクフィードバック制御を選択する制御モード選択部５１を備える。制御モード選択部５１には、Ｕ系統のｄｑ軸電圧指令Ｖ^*ｄｕ、Ｖ^*ｑｕ及び実電流Ｉｄｕｒ、Ｉｑｕｒ、Ｘ系統のｄｑ軸電圧指令Ｖ^*ｄｘ、Ｖ^*ｑｘ及び実電流Ｉｄｘｒ、Ｉｑｘｒ、並びに直流電圧Ｖｄｃが入力される。制御モード選択部５１は、これらのパラメータに基づいて、電流フィードバック制御又はトルクフィードバック制御を選択し、モード信号Ｍｏｄｅ＿ｕ、Ｍｏｄｅ＿ｘを電圧指令選択部５２ｕ、５２ｘ及び電圧位相基準値演算部３７に出力する。

【0030】

各系統の電圧指令選択部５２ｕ、５２ｘは、制御モード選択部５１から出力されるモード信号Ｍｏｄｅ＿ｕ、Ｍｏｄｅ＿ｘに従って電圧指令を選択する。つまり、電圧指令選択部５２ｕ、５２ｘは、電流フィードバック制御ではｄｑ軸電圧指令Ｖ^*ｄｕ、Ｖ^*ｑｕ、Ｖ^*ｄｘ、Ｖ^*ｑｘを選択し、トルクフィードバック制御では電圧振幅指令Ｖ^*ａｍｐｕ、Ｖ^*ａｍｐｘ及び電圧位相指令Ｖ^*ψｕ、Ｖ^*ψｘを選択する。

【0031】

続いて、電流制御部２０ｕ、２０ｘ及び電圧振幅位相制御部３０ｕ、３０ｘの構成について順に説明する。なお、図３では図示の都合上、各制御部の範囲を各系統の電圧指令選択部５２ｕ、５２ｘの手前までの範囲で示しているが、変調器５５ｕ、５５ｘの一部が各制御部に含まれると解釈してもよい。例えば電流制御部２０ｕ、２０ｘは、変調器５５内の搬送波生成部やＰＷＭ変調部を含むと考えてよく、電圧振幅位相制御部３０ｕ、３０ｘは、変調器５５内の矩形波生成部やパルスパターン生成部を含むと考えてよい。要するに、各制御部の範囲は周知技術に基づいて柔軟に解釈すればよい。

【0032】

電流制御部２０ｕ、２０ｘについて、Ｕ系統及びＸ系統の構成は実質的に同一であるため、ここでの説明は「ｕ」、「ｘ」を省略し、両系統について共通に記載する。電流制御部２０は、電流指令演算部２１、電流偏差算出部２２ｄ、２２ｑ、電流制御器２３ｄ、２３ｑを含む。

【0033】

電流指令演算部２１は、トルク指令τ^*に基づいて、ｄ軸電流指令Ｉ^*ｄ及びｑ軸電流指令Ｉ^*ｑを演算する。電流偏差算出部２２ｄ、２２ｑは、ｄｑ軸電流指令Ｉ^*ｄ、Ｉ^*ｑと、三相−ｄｑ変換部２９からフィードバックされた実ｄｑ軸電流Ｉｄｒ、Ｉｑｒとの電流偏差を算出する。電流制御器２３ｄ、２３ｑは、電流偏差を０に近づけるように、ＰＩ制御によりｄｑ軸電圧指令Ｖ^*ｄ、Ｖ^*ｑを演算する。ｄｑ軸電圧指令Ｖ^*ｄ、Ｖ^*ｑは、各系統の電圧指令選択部５２ｕ、５２ｘに出力される。

【0034】

電圧振幅位相制御部３０は、Ｕ系統の制御部３０ｕとＸ系統の制御部３０ｘとが混在して図示されており、大きく、電圧位相の制御部と、電圧振幅の制御部とに分かれる。電圧位相の制御部には、合成電流算出器３１ｄ、３１ｑ、トルク推定部３２、トルク偏差算出部３４、位相制御器３６、電圧位相基準値演算部３７、位相加算器３８が含まれる。

【0035】

先に、電圧位相基準値演算部３７は、両系統のモード信号Ｍｏｄｅ＿ｕ、Ｍｏｄｅ＿ｘの入力により、制御モードが電流フィードバック制御からトルクフィードバック制御に切り替わったタイミングを認識する。そして、電圧位相基準値演算部３７は、各系統のｄｑ軸電圧指令Ｖ^*ｄｕ、Ｖ^*ｑｕ、Ｖ^*ｄｘ、Ｖ^*ｑｘに基づき、トルクフィードバック制御への切替タイミングにおける電圧位相を基準値Ｖ^*ψｕ０、Ｖ^*ψｘ０として設定する。電圧位相基準値Ｖ^*ψｕ０、Ｖ^*ψｘ０は、電流フィードバック制御からトルクフィードバック制御への切替毎に更新される。

【0036】

合成電流算出器３１ｄ、３１ｑは、両系統の実ｄｑ軸電流Ｉｄｕｒ、Ｉｑｕｒ、Ｉｄｘｒ、Ｉｑｘｒを軸毎に加算し合成電流を算出する。トルク推定部３２は、合成電流、逆起電圧定数φ、ｄｑ軸自己インダクタンスＬｄ、Ｌｑ、モータ８０の極対数ｐに基づき、式（２）を用いて実トルクτｒの推定値を算出し、トルク指令τ^*にフィードバックする。なお、式（２）の算出に代えてマップが用いられてもよい。また、トルクセンサが設けられる構成では、トルク推定部３２を設けず、トルクセンサにより検出されたセンサ値が実トルクτｒとしてフィードバックされてもよい。
τｒ＝ｐ×｛Ｉｑ×φ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）×Ｉｄ×Ｉｑ｝ ・・・（２）

【0037】

トルク偏差算出部３４は、トルク指令τ^*と実トルクτｒとのトルク偏差を算出する。位相制御器３６は、トルク偏差を０に近づけるように、ＰＩ演算により位相基準値Ｖ^*ψｕ０、Ｖ^*ψｘ０からの位相変化量Δψｕ、Δψｘを演算する。位相加算器３８は、各系統の位相基準値Ｖ^*ψｕ０、Ｖ^*ψｘ０に位相変化量Δψｕ、Δψｘを加算し、加算後の電圧位相Ｖ^*ψｕ、Ｖ^*ψｘを各系統の電圧指令選択部５２ｕ、５２ｘに出力する。

【0038】

電圧振幅の制御部には、電圧振幅基準値演算部４７、振幅補正量演算部４６、振幅加算器４８等が含まれる。電圧振幅基準値演算部４７は、トルク指令τ^*、電気角速度ω、各系統の電流Ｉｕ、Ｉｘ、電圧Ｖｕ、Ｖｘに基づいて電圧振幅を演算する。また、電圧振幅基準値演算部４７は、電圧位相基準値演算部３７と同様に両系統のモード信号Ｍｏｄｅ＿ｕ、Ｍｏｄｅ＿ｘが入力され、トルクフィードバック制御への切替タイミングにおける電圧振幅基準値Ｖ^*ａｍｐｕ０、Ｖ^*ａｍｐｘ０を設定する。

【0039】

振幅補正量演算部４６は、トルクフィードバック制御により決定される振幅補正量ΔＶｕ、ΔＶｘを演算する。例えばＰＩ制御では、Ｕ系統の振幅補正量ΔＶｕは積分項ΔＶｕ＿ｉと比例項ΔＶｕ＿ｐとの和として算出される。なお、Ｕ系統及びＸ系統の振幅補正量ΔＶｕ、ΔＶｘは同じ値に設定されてもよい。振幅加算器４８は、各系統の電圧振幅基準値Ｖ^*ａｍｐｕ０、Ｖ^*ａｍｐｘ０に振幅補正量ΔＶｕ、ΔＶｘを加算し、加算後の電圧振幅Ｖ^*ａｍｐｕ、Ｖ^*ａｍｐｘを各系統の電圧指令選択部５２ｕ、５２ｘに出力する。

【0040】

ところで、特許文献１（特許第６０１５７１２号公報）の従来技術では、一系統の巻線組を有するモータの制御装置において、位相制御と振幅制御との非干渉化のために非干渉化座標軸（λ軸）の概念を導入し、非干渉化座標軸方向の成分である非干渉電流に基づいて電圧振幅補正量を設定する。ここで、一系統のモータ制御装置において、電圧位相ψが微小量Δψだけ変化した条件における電圧方程式は、式（３）で表される。

【0041】

【数1】

【0042】

特許文献１の従来技術では、この電圧方程式を元に、電圧位相ψが微小量Δψ変化したときの電流変化を算出し、電流変化方向と直交する軸を非干渉化座標軸と定義している。これに対し、独立した複数系統の巻線組を有するモータの通電を制御する場合、巻線組間の相互インダクタンスによる干渉を考慮する必要がある。二系統の相互インダクタンスを考慮すると、電圧位相ψｕ、ψｘが微小量Δψだけ変化した条件における電圧方程式は、式（４）で表される。そして、式（４）を電流変化ΔＩｄｕ、ΔＩｑｕ、ΔＩｄｘ、ΔＩｑｘについて解くと、式（５）が得られる。ここで、Ｕ系統及びＸ系統の巻線組間の相互インダクタンスをＭｄｕｘ、Ｍｑｕｘと表す。

【0043】

【数2】

【0044】

【数3】

【0045】

式（５）から電圧位相ψが変化したときの各系統電流への影響が求められる。電圧位相ψの変化により影響を受ける電流方向と直交する方向の電流成分が、電圧位相の影響を与えない非干渉化電流となる。そこで本実施形態では、この非干渉化電流を電圧振幅制御の入力として用い、複数系統のモータ制御装置における位相制御と振幅制御との非干渉化を実施することを目的とする。続いて、この目的を達成するための電圧位相振幅制御部３０の具体的な構成について、実施形態毎に説明する。各実施形態の電圧位相振幅制御部の符号として、「３０」に続く３桁目に実施形態の番号を付す。

【0046】

（第１実施形態）
第１実施形態について、図４、図５を参照して説明する。第１実施形態では、合成電圧ベクトルを変化させるために、各系統の電圧ベクトルを同じ位相だけ変化させる。この操作方式を「両系統操作方式」という。図４には、図３に示すモータ制御装置５００の全体構成のうち、トルクフィードバック制御での電圧位相制御及び電圧振幅制御に係る電圧位相振幅制御部３０１の構成を詳しく示す。図３と重複する部分については適宜説明を省略する。

【0047】

合成電流算出器３１は、図３で軸毎に３１ｄ、３１ｑとして記載した部分をまとめて示したものであり、両系統の実ｄｑ軸電流Ｉｄｕｒ、Ｉｑｕｒ、Ｉｄｘｒ、Ｉｑｘｒの合成電流を算出する。トルク推定部３２は、上述の通り、数式やマップにより実トルクτｒの推定値を算出する。ＬＰＦ４３は、トルク推定部３２が出力した実トルクτｒをフィルタ処理する。

【0048】

位相制御器３６は、トルク偏差算出部３４により算出されたトルク指令τ^*と実トルクτｒとの偏差をフィードバック制御し、位相変化量Δψを演算する。ここで、第１実施形態では、位相変化量Δψは、Ｕ系統及びＸ系統について共通である。すなわち、「Δψ＝Δψｕ＝Δψｘ」の関係にある。各系統の位相加算器３８ｕ、３８ｘは、各系統の位相基準値Ｖ^*ψｕ０、Ｖ^*ψｘ０に位相変化量Δψｕ、Δψｘを加算する。

【0049】

非干渉化座標軸設定部４１は、ｄｑ座標上で非干渉化座標軸を設定する。以下、特許文献１の用語に倣い、非干渉化座標軸を「λ軸」といい、非干渉化座標軸設定部４１をλ軸設定部４１という。λ軸は、少なくとも一つの系統の電圧ベクトルの位相変化に対する、モータ８０に流れる電流ベクトルの変化が非干渉化された座標軸である。本実施形態では、λ軸は、「現在の各系統の電圧位相ψが微小変化した場合に電流ベクトルが変化する方向と直交する方向の座標軸」として設定される。すなわち、電流ベクトルの変化方向をαとすると、λ軸の角度は、「λ＝α−（π／２）［ｒａｄ］」で表される。このようなλ軸の考え方は特許文献１に記載の通りであるため詳細は省略する。

【0050】

具体的にλ軸設定部４１は、少なくとも一つの系統の電圧ベクトル、各系統の巻線組の自己インダクタンスＬｄ、Ｌｑ及び、両系統の巻線組間の相互インダンクタンスＭｄ、Ｍｑ、及び、位相変化量演算部３５が演算した位相変化量Δψに基づいてλ軸を設定する。なお、式（３）の相互インダクタンスの記号Ｍｄｕｘ、Ｍｑｕｘに対し、以下ではＭｄ、Ｍｑと記す。第１実施形態では、電圧ベクトルの情報として、各系統の座標変換部３９ｕ、３９ｘで電圧振幅及び位相から座標変換されたｄｑ軸電圧指令Ｖ^*ｄｕ、Ｖ^*ｑｕ、Ｖ^*ｄｘ、Ｖ^*ｑｘが用いられる。そして、λ軸設定部４１は、Ｕ系統及びＸ系統の電圧ベクトルを合成した合成電圧ベクトルの位相変化に対してλ軸を設定する。

【0051】

また、一系統の構成を前提とした特許文献１の従来技術に対し、複数系統の構成である本実施形態では、特に相互インダクタンスＭｄ、Ｍｑの情報を用いる点が異なる。これにより、λ軸設定部４１は、巻線組間の磁気結合による相互作用を考慮してλ軸を設定することができる。より詳しくは、第１実施形態では、Ｕ系統及びＸ系統の合成電流ベクトルの変化は、式（６）で表される。また、電流ベクトルの変化方向αは式（７）で表され、方向αと直交するλ軸は式（８）で表される。なお、式（６）以降では、二系統の巻線組８０ｕ、８０ｘが電気角３０ｄｅｇの位相差を有する場合を想定して式展開する。

【0052】

【数4】

【0053】

【数5】

【0054】

【数6】

【0055】

λ軸上の電流は、電圧位相ψの変化に寄与しない非干渉化電流Ｉλとして扱うことができる。非干渉化電流算出部４２は、各系統の実ｄｑ軸電流Ｉｄｕｒ、Ｉｑｕｒ、Ｉｄｘｒ、Ｉｑｘｒの合成電流が入力され、この合成電流ベクトルのλ軸方向成分である非干渉化電流Ｉλを算出する。言い換えれば、非干渉化電流算出部４２において、ｄｑ座標上の合成電流が非干渉化電流Ｉλに座標変換される。ＬＰＦ４３は、非干渉化電流算出部４２が出力した非干渉化電流Ｉλをフィルタ処理する。

【0056】

非干渉化電流偏差算出部４４は、トルク指令τ^*に応じて設定される非干渉電流指令値Ｉλ^*と、非干渉化電流算出部４２が算出した非干渉化電流Ｉλとの偏差を算出する。振幅補正量演算部４６は、その偏差を０にするように、非干渉化電流Ｉλを非干渉電流指令値Ｉλ^*に対してフィードバック制御し、振幅補正量ΔＶを演算する。ここで、第１実施形態では、振幅補正量ΔＶは、Ｕ系統及びＸ系統について共通である。すなわち、「ΔＶ＝ΔＶｕ＝ΔＶｘ」の関係にある。各系統の振幅加算器４８ｕ、４８ｘは、各系統の電圧振幅基準値Ｖ^*ａｍｐｕ０、Ｖ^*ａｍｐｘ０に振幅補正量ΔＶｕ、ΔＶｘを加算する。

【0057】

図５に示すように、Ｕ系統の電圧ベクトルは、細い一点鎖線で示す基準電圧ベクトルＶ^*ｕ０から位相変化量Δψだけ回転し、太い一点鎖線で示す電圧ベクトルＶ^*ｕに至る。同様に、Ｘ系統の電圧ベクトルは、細い二点鎖線で示す基準電圧ベクトルＶ^*ｘ０から位相変化量Δψだけ回転し、太い二点鎖線で示す電圧ベクトルＶ^*ｘに至る。したがって、合成電圧ベクトルは、細い実線で示す基準合成電圧ベクトルＶ^*ｕｘ０から、各系統の位相変化量に等しい位相変化量Δψだけ回転し、太い実線で示す合成電圧ベクトルＶ^*ｕｘに至る。

【0058】

このように、第１実施形態の両系統操作方式では、各系統の電圧ベクトルをバランス良く同じ位相だけ変化させて合成電圧ベクトルの位相を変化させるため、系統電圧間の偏角を小さくでき力率を向上させることができる。また、合成電圧ベクトルの振幅は、非干渉化電流Ｉλのフィードバック制御に基づいて演算される振幅補正量ΔＶによって補正されるため、複数系統のモータ制御装置において、位相制御と振幅制御との干渉を抑制することができる。

【0059】

（第２実施形態）
第２実施形態について、図６、図７を参照して説明する。第２実施形態では、合成電圧ベクトルを変化させるために、一方の系統の電圧位相は操作せず、他方の系統の電圧位相のみを操作する。この操作方式を「片系統操作方式」という。また、電圧位相を操作する系統を「操作系統」、電圧位相を操作しない系統を「非操作系統」とする。図６、図７の例では、Ｕ系統を操作系統とし、Ｘ系統を非操作系統として説明する。

【0060】

図６に示すように、第２実施形態の電圧位相振幅制御部３０２では、Ｕ系統のみのｄｑ軸電圧指令Ｖ^*ｄｕ、Ｖ^*ｑｕがλ軸設定部４１に入力される。位相変化量演算部３６が演算した位相変化量Δψｕ、及び振幅補正量演算部４６が演算した振幅補正量ΔＶｕは、それぞれ、Ｕ系統の電圧位相基準値Ｖ^*ψｕ０及び電圧振幅基準値Ｖ^*ａｍｐｕ０のみに加算される。Ｘ系統では、電圧位相基準値Ｖ^*ψｘ０及び電圧振幅基準値Ｖ^*ａｍｐｘ０がそのまま変調器５５ｘに入力される。

【0061】

位相変化量演算部３６は、各系統の電圧位相を独立に制御可能であり、非操作系統であるＸ系統の電圧位相を固定しつつ、操作系統であるＵ系統の電圧位相のみを変化させるように操作する。λ軸設定部４１は、Ｕ系統の電圧ベクトルの位相変化に対してλ軸を設定する。

【0062】

図７に示すように、Ｕ系統の電圧ベクトルは、図５と同様に、細い一点鎖線で示す基準電圧ベクトルＶ^*ｕ０から位相変化量Δψｕだけ回転し、太い一点鎖線で示す電圧ベクトルＶ^*ｕに至る。一方、Ｘ系統の電圧ベクトルは固定される。すなわち、二点鎖線で示す基準電圧ベクトルＶ^*ｘ０と電圧ベクトルＶ^*ｘとは同一のベクトルとなる。その結果、合成電圧ベクトルＶ^*ｕｘの位相変化量Δψｕｘは、Ｕ系統の位相変化量Δψｕよりも小さな値となる。

【0063】

Ｘ系統の電圧位相を固定した片系統操作方式での電流ベクトル変化の式を式（９）に示す。また、Ｕ系統及びＸ系統のλ軸の式を式（１０．１）、（１０．２）に示す。Ｘ系統の電圧位相を固定することで、式（９）において四角枠で囲ったＶｄ、Ｖｑ項が０として扱われる。

【0064】

【数7】

【0065】

【数8】

【0066】

式（９）では、Ｘ系統のＶｄ、Ｖｑ項が無いため、座標変換式を予めマップ化しておくことが容易となる。このように、片系統操作方式の第２実施形態では、演算負荷を低減しつつ、高精度な非干渉化軸の算出が可能となる。

【0067】

（第３実施形態）
第３実施形態について、図８、図９を参照して説明する。モータの出力トルクは各系統の合成電流により決定されるため、トルクフィードバックする際に制御したいのは合成電圧の位相である。ところが、Ｘ系統の電圧位相を固定してＵ系統の電圧位相のみを操作する片系統操作方式では、操作系統の電圧位相変化量Δψｕと合成電圧の位相変化量Δψｕｘとの線形性が保たれず、ＰＩ制御のゲイン設定が動作点により変化する。そこで第３実施形態では、片系統操作方式において制御応答を正規化するために、入力を線形化することで安定化を図る。

【0068】

図８に示す第３実施形態の電圧位相振幅制御部３０３は、第２実施形態（図６）の電圧位相振幅制御部３０２に対し、トルク偏差算出部３４と位相変化量演算部３６との間に補正ゲイン乗算器３５を備える。補正ゲイン乗算器３５は、「操作系統であるＵ系統の電圧位相変化量に対する合成電圧の位相変化量の比（Δψｕｘ／Δψｕ）」を補正ゲインとしてトルク偏差（τ^*−τｒ）に乗算する。位相変化量演算部３６は、補正ゲインが乗算されたトルク偏差を入力としてＵ系統の補正後位相変化量Δψｕ＿ｃｏｍｐを演算する。

【0069】

図９に示すように、Ｕ系統の電圧ベクトルは、細い一点鎖線で示す基準電圧ベクトルＶ^*ｕ０から、元々の位相変化量Δψｕに補正ゲインが乗算された位相変化量Δψｕ＿ｃｏｍｐだけ回転する。そのため、太い一点鎖線で示す電圧ベクトルを超えて、さらに太い破線で示す電圧ベクトルＶ^*ｕに至る。その結果、合成電圧ベクトルＶ^*ｕｘの位相変化量Δψｕｘは、Ｕ系統の位相変化量Δψｕに対し増幅され、両系統操作方式の第１実施形態（図５）における位相変化量と同等となる。したがって、片系統操作方式での電圧位相制御を安定化させることができる。

【0070】

（第４実施形態）
第１実施形態の両系統操作方式は、演算負荷が高いが、系統電圧間の偏角を小さくでき力率を向上させることができる。一方、第２実施形態の片系統操作方式は、演算負荷は小さいが、系統電圧間の偏角が増大し力率が低下する。そこで、第４実施形態では、二つの操作方式を適切に組み合わせることで、高速領域での損失低減を図り、電流フィードバック制御とトルクフィードバック制御との切替安定性を両立させる。

【0071】

好適な操作方式の選択として、高速領域では、効率の良い両系統操作方式により電圧位相を制御する方が良い。また、フィードバック制御の切替付近では、非干渉電流の演算を高精度に算出可能な片系統操作方式により制御する方が良い。操作方式の切替は、例えば変調率、又は、モータ８０に流れる合成電流もしくは系統毎の電流により判定することができる。

【0072】

操作方式の切替にヒステリシスによる不感帯を設ける例を図１０に示す。ここでは、変調率をパラメータとする場合を例として説明する。電流フィードバック制御での動作中に変調率が増加し上昇側切替閾値Ｔｈ１＿ｕｐを上回ると、電流フィードバック制御からトルクフィードバック制御の片系統操作方式に切り替えられる。さらに、変調率が上昇側切替閾値Ｔｈ２＿ｕｐを上回ると、片系統操作方式から両系統操作方式に切り替えられる。

【0073】

一方、トルクフィードバック制御の両系統操作方式での動作中に変調率が減少し下降側切替閾値Ｔｈ２＿ｄｎを下回ると、両系統操作方式から片系統操作方式に切り替えられ、さらに、変調率が下降側切替閾値Ｔｈ１＿ｄｎを下回ると、電流フィードバック制御に切り替えられる。ここで、上昇側切替閾値Ｔｈ１＿ｕｐは下降側切替閾値Ｔｈ１＿ｄｎより大きく設定されており、上昇側切替閾値Ｔｈ２＿ｕｐは下降側切替閾値Ｔｈ２＿ｄｎより大きく設定されいる。したがって、操作方式切替のヒステリシスが構成されている。

【0074】

これにより、変調率が切替閾値付近で変動して操作方式が頻繁に切り替わることによるチャタリングが防止される。その他、再切替期間期間を設定し、操作方式を一度切り替えた後、再切替期間期間が経過するまで再度の切替を禁止する構成としてもよい。この構成でも、チャタリングを防止することができる。

【0075】

（その他の実施形態）
（ａ）本発明は、上記実施形態で例示した二系統の構成に限らず、三系統以上のモータ制御装置に適用されてもよい。その場合、二系統での説明における「両系統」を「全ての系統」に、「一系統」を「少なくとも一つの系統」に読み替えて解釈すればよい。また、操作方式については、「両系統操作方式」を「全系統操作方式」に、「片系統操作方式」を「一部系統操作方式」に読み替えて解釈すればよい。一部系統操作方式では、複数系統のうち一つ以上の系統が操作系統として選択され、操作系統以外の一つ以上の系統が非操作系統となる。基本的には、Ｎ系統のうち一系統のみの操作で上記の式（９）と同様の簡略化が可能である。

【0076】

（ｂ）非干渉化座標軸（λ軸）は、各系統の電圧位相が微小変化した場合に電流ベクトルが変化する方向と厳密に「直交」する方向に限らず、特許文献１の段落［０１５１］の知見に基づき、直交方向からややずれた方向に設定されてもよい。その他、非干渉化座標軸（λ軸）の設定に関する特許文献１の知見は、基本的に本発明にも適用可能である。

【0077】

（ｃ）本発明のモータ制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車の主機モータに限らず、トルクフィードバックにより電圧位相及び電圧振幅を制御するあらゆるモータに適用可能である。また、モータの相の数は、三相に限らず何相でもよい。

【0078】

以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

【符号の説明】

【0079】

３６ ・・・位相変化量演算部、
４１ ・・・λ軸設定部（非干渉化座標軸設定部）、
４２ ・・・非干渉化電流算出部、
４６ ・・・振幅補正量演算部、
５００・・・モータ制御装置、
６０ｕ、６０ｘ・・・インバータ、
８０ ・・・モータ。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】