特許 6969915 高周波電源装置及び送電装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6969915

(24)【登録日】2021年11月1日

(45)【発行日】2021年11月24日

(54)【発明の名称】高周波電源装置及び送電装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/493 20070101AFI20211111BHJP

   H02M 7/48 20070101ALI20211111BHJP

   H02J 50/12 20160101ALI20211111BHJP

   H02J 7/00 20060101ALI20211111BHJP

【ＦＩ】

   H02M7/493

   H02M7/48 M

   H02J50/12

   H02J7/00 301D

   H02J7/00 S

【請求項の数】5

【全頁数】14

(21)【出願番号】特願2017-131314(P2017-131314)

(22)【出願日】2017年7月4日

(65)【公開番号】特開2019-17151(P2019-17151A)

(43)【公開日】2019年1月31日

【審査請求日】2020年5月20日

(73)【特許権者】

【識別番号】000000262

【氏名又は名称】株式会社ダイヘン

(74)【代理人】

【識別番号】100079108

【弁理士】

【氏名又は名称】稲葉 良幸

(74)【代理人】

【識別番号】100109346

【弁理士】

【氏名又は名称】大貫 敏史

(74)【代理人】

【識別番号】100117189

【弁理士】

【氏名又は名称】江口 昭彦

(74)【代理人】

【識別番号】100134120

【弁理士】

【氏名又は名称】内藤 和彦

(74)【代理人】

【識別番号】100108213

【弁理士】

【氏名又は名称】阿部 豊隆

(72)【発明者】

【氏名】小谷 弘幸

(72)【発明者】

【氏名】森川 亮祐

【審査官】 白井 孝治

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１６−００４７４５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１７−０９３１７６（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１６−１１１７２８（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ７／４２〜 ７／９８

Ｈ０２Ｊ ７／００

Ｈ０２Ｊ５０／００〜５０／９０

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

第１高周波を出力する第１インバータ回路と、
前記第１高周波との位相差が略９０度である第２高周波を出力する第２インバータ回路と、
第１端子に供給される前記第１高周波及び第２端子に供給される前記第２高周波を合成した合成波を第３端子から出力する９０度ハイブリッド回路と、
を備え、
前記９０度ハイブリッド回路は、出力された前記合成波の反射波が前記第３端子に入力された場合に、前記反射波の電力を消費する電力消費回路を備え、
前記電力消費回路のインピーダンスは、前記第１インバータ回路及び前記第２インバータ回路への過負荷を抑制するように、前記第１インバータ回路及び前記第２インバータ回路の出力インピーダンスより大きい、
高周波電源装置。

【請求項2】

前記電力消費回路は、基準電位点に接続された抵抗素子を備え、
前記抵抗素子において、前記反射波の電力が消費される、
請求項１に記載の高周波電源装置。

【請求項3】

前記抵抗素子は、前記９０度ハイブリッド回路の第４端子と前記基準電位点との間に接続され、
前記９０度ハイブリッド回路は、
前記第１端子と前記第３端子との間に接続された第１インダクタと、
前記第２端子と前記第４端子との間に接続された第２インダクタと、
前記第１端子と前記第４端子との間に接続された第１コンデンサと、
前記第２端子と前記第３端子との間に接続された第２コンデンサと、
を備え、
前記第１インダクタ及び前記第２インダクタは磁界結合し、
前記第２高周波の位相は、前記第１高周波の位相に比べて略９０度遅れた、
請求項２に記載の高周波電源装置。

【請求項4】

請求項１から３のいずれか一項に記載の高周波電源装置と、
前記高周波電源装置の後段に設けられ、前記合成波を送電する送電ユニットと、
を備える、送電装置。

【請求項5】

前記高周波電源装置と前記送電ユニットとの間に設けられ、前記反射波の電力を検出する検出部をさらに備え、
前記高周波電源装置は、検出された前記電力が所定の閾値以上となった場合に、前記第１高周波及び前記第２高周波の出力を停止する、
請求項４に記載の送電装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、高周波電源装置及び送電装置に関する。

【背景技術】

【0002】

近年、送電装置から受電装置に非接触で電力を伝送する非接触電力伝送システムの開発が進められている。例えば、下記特許文献１には、Ｅ級型電源回路を用いて高周波電力を生成し、生成された高周波電力を送信アンテナから受電装置の受信アンテナに伝送するシステムが開示されている。このＥ級型電源回路では、電界効果トランジスタ等のパワー素子のオンとオフが高周波数で切り替えられることにより、直流電圧が交流電圧に変換されて高周波電力が生成される。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【特許文献1】国際公開第２０１５／０９７８１３号

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

上述のような非接触電力伝送システムでは、受電装置が送電装置から受電した電力によって、バッテリ等を充電する場合がある。このような場合において、バッテリが満充電状態となると、これ以上バッテリに電力を供給する必要がなくなるため、バッテリへの電力の供給を停止すべく、例えばスイッチを用いて受電装置とバッテリとの間の電気的接続を遮断することがある。この時、送信アンテナ以降のインピーダンスが急激に大きく変動するため、電源回路の出力インピーダンスと送信アンテナ以降のインピーダンスが整合しなくなる。このように、インピーダンスの不整合が生じると、送信アンテナから送信されるべき高周波電力の大部分又は全部が反射され、反射波となって電源回路側に戻り得る。

【0005】

このように、反射波が電源回路側に戻る状況において、上記特許文献１に開示された電源回路を用いると、戻ってきた反射波が電源回路内部のパワー素子に流れ込み、当該パワー素子に定格電圧を超える電圧が印加されたり、定格電流を超える電流が流れてしまうといった問題がある。もっとも、充電の停止に伴って電源回路による高周波の生成を停止する構成も考えられる。しかし、充電の停止から高周波の生成の停止までにタイムラグが生じるため、その間に生成された高周波の反射波がやはり電源回路側に戻るおそれがある。

【0006】

そこで、本発明は、反射波が生じても高周波電源装置内部の素子にかかる過負荷を抑制することができる高周波電源装置及び送電装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0007】

本発明の一態様に係る高周波電源装置は、第１高周波を出力する第１インバータ回路と、第１高周波との位相差が略９０度である第２高周波を出力する第２インバータ回路と、第１端子に供給される第１高周波及び第２端子に供給される第２高周波を合成した合成波を第３端子から出力する９０度ハイブリッド回路と、を備え、９０度ハイブリッド回路は、出力された合成波の反射波が第３端子に入力された場合に、反射波の電力を消費する電力消費回路を備え、電力消費回路のインピーダンスは、第１インバータ回路及び第２インバータ回路の出力インピーダンスより大きい。

【0008】

この態様によれば、例えば高周波電源装置の出力端から受電装置側を見たインピーダンスが大きく変化し、インピーダンスの不整合により合成波の反射波が生じても、当該反射波は高周波電源装置に含まれる電力消費回路に出力され、当該電力消費回路において反射波の電力が消費される。従って、反射波が高周波電源装置に含まれるインバータ回路に戻ることが回避され、インバータ回路内部の素子にかかる過負荷を抑制することができる。

【0009】

上記態様において、電力消費回路は、基準電位点に接続された抵抗素子を備え、抵抗素子において、反射波の電力が消費されてもよい。

【0010】

この態様によれば、比較的簡易な構成により、反射波の電力を消費することができる。

【0011】

上記態様において、抵抗素子は、９０度ハイブリッド回路の第４端子と基準電位点との間に接続され、９０度ハイブリッド回路は、第１端子と第３端子との間に接続された第１インダクタと、第２端子と第４端子との間に接続された第２インダクタと、第１端子と第４端子との間に接続された第１コンデンサと、第２端子と第３端子との間に接続された第２コンデンサと、を備え、第１インダクタ及び第２インダクタは磁界結合し、第２高周波の位相は、第１高周波の位相に比べて略９０度遅れていてもよい。

【0012】

この態様によれば、２つのインバータ回路においてそれぞれ生成された高周波の合成と、合成された合成波の反射波の電力の消費を兼ね備えた９０度ハイブリッド回路を構成することができる。

【0013】

本発明の一態様に係る送電装置は、高周波電源装置と、高周波電源装置の後段に設けられ、合成波を送電する送電ユニットと、を備える。

【0014】

この態様によれば、高周波電源装置において生成された合成波を送電ユニットから送電することができる。

【0015】

上記態様において、送電装置は、高周波電源装置と送電ユニットとの間に設けられ、反射波の電力を検出する検出部をさらに備え、高周波電源装置は、検出された電力が所定の閾値以上となった場合に、第１高周波及び第２高周波の出力を停止してもよい。

【0016】

この態様によれば、例えば非接触電力伝送システムにおいて、充電対象が満充電状態となり、受電装置による充電対象への電流の供給を停止した場合に、送電装置において高周波電源装置側に戻ってくる反射波によって、充電状態を判断することができる。従って、例えば送電装置と受電装置との間で通信等を行うことなく、充電状態に応じて高周波電源装置による高周波の出力を制御することができる。

【発明の効果】

【0017】

本発明によれば、反射波が生じても高周波電源装置内部の素子にかかる過負荷を抑制することができる高周波電源装置及び送電装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0018】

【図1】本発明の一実施形態に係る高周波電源装置を含む非接触電力伝送システムの全体構成を示す図である。

【図2】本発明の一実施形態に係る高周波電源装置の概要を示す図である。

【図3】本発明の一実施形態に係る高周波電源装置の回路図である。

【図4】本発明の比較例に係る高周波電源装置の回路図である。

【図5A】図４に示される比較例における結合回路１００に含まれる抵抗素子Ｒ４において消費される電力のシミュレーション結果を示す図である。

【図5B】図４に示される比較例におけるスイッチング素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｂのドレイン電圧のシミュレーション結果を示す図である。

【図5C】図４に示される比較例におけるスイッチング素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｂのドレイン電流のシミュレーション結果を示す図である。

【図5D】図４に示される比較例におけるスイッチング素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｂのドレイン損失のシミュレーション結果を示す図である。

【図6A】図３に示される結合回路１５に含まれる抵抗素子Ｒ３において消費される電力のシミュレーション結果を示す図である。

【図6B】図３に示されるスイッチング素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｂのドレイン電圧のシミュレーション結果を示す図である。

【図6C】図３に示されるスイッチング素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｂのドレイン電流のシミュレーション結果を示す図である。

【図6D】図３に示されるスイッチング素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｂのドレイン損失のシミュレーション結果を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0019】

添付図面を参照して、本発明の実施形態について説明する。なお、各図において、同一の符号を付したものは、同一又は同様の構成を有する。

【0020】

図１は、本発明の一実施形態に係る高周波電源装置を含む非接触電力伝送システムの全体構成を示す図である。同図に示される非接触電力伝送システム１は、例えば、電力Ｅを送電する送電装置２と、電力Ｅを非接触で受電する受電装置３を備える。

【0021】

非接触電力伝送システム１は、例えば、送電装置２が工場内に設置され、受電装置３が工場内を自動走行する無人搬送車（ＡＧＶ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇｕｉｄｅｄ Ｖｅｈｉｃｌｅ）に搭載され、同じく無人搬送車に搭載された充電対象４に電流を供給するためのシステムとして用いられる。

【0022】

図１に示されるように、送電装置２は、例えば、高周波電源装置１０、検出部２０、制御部３０、インピーダンス整合回路４０及び送電ユニット５０を備える。また、受電装置３は、例えば、受電ユニット６０、整流平滑回路７０及びスイッチ回路８０を備える。

【0023】

高周波電源装置１０は、例えば、数ｋＨｚ〜数百ＭＨｚ程度の高周波を生成して出力する。当該高周波は、検出部２０及びインピーダンス整合回路４０を介して、送電ユニット５０に供給される。高周波電源装置１０が生成する高周波の周波数は特に限定されないが、例えば、６．７８ＭＨｚ、１３．５６ＭＨｚ、２７．１２ＭＨｚ等のＩＳＭバンドの周波数帯であってもよい。これらの周波数帯を用いることにより、８５ｋＨｚ等の周波数帯を用いる場合に比べて、コイルやコンデンサ等の素子サイズを小さくすることができる。従って、例えば充電式の電動工具等の小型装置にも非接触電力伝送システム１を適用することができる。なお、高周波電源装置１０の構成の詳細については後述する。

【0024】

検出部２０は、高周波電源装置１０とインピーダンス整合回路４０との間に設けられる。検出部２０は、高周波電源装置１０から送電ユニット５０側に伝播される高周波（以下、「進行波」とも呼ぶ。）の電力と、当該進行波が送電ユニット５０において反射し、高周波電源装置１０側に戻ってくる反射波の電力を検出する。

【0025】

制御部３０は、検出部２０において検出された進行波及び反射波の電力に応じて、高周波電源装置１０の出力を制御する。制御の詳細については後述する。

【0026】

インピーダンス整合回路４０は、充電対象４の充電中に、インピーダンス整合回路４０の出力インピーダンスと送電ユニット５０の入力端から受電装置３側を見たインピーダンスを整合する（インピーダンス共役整合）。これにより、充電対象４の充電中に、インピーダンスの不整合による送電装置２における反射波の発生が抑制される。なお、インピーダンス整合回路４０は、例えばコンデンサ及びインダクタを組み合わせたＬ型の回路であってもよい。

【0027】

送電ユニット５０は、例えば、送電用コイルと、送電用コイルに直列接続された共振コンデンサを含む直列共振回路により構成される。送電ユニット５０は、送電用コイルにおいて磁界を発生させる。

【0028】

受電ユニット６０は、例えば送電用コイルと磁界結合された受電用コイルと、受電用コイルに直列接続された共振コンデンサを含む直列共振回路により構成される。受電ユニット６０は、例えば、磁界共鳴方式によって送電ユニット５０から送電された電力Ｅを非接触に受電する。なお、送電ユニット５０と受電ユニット６０は、直列共振回路の代わりに並列共振回路が用いられてもよい。また、送電ユニット５０と受電ユニット６０は、磁界結合の代わりに電界結合により電力が伝送されてもよい。

【0029】

受電ユニット６０において受電された電力Ｅは、整流平滑回路７０によって整流及び平滑化され、スイッチ回路８０を介して充電対象４に供給される。なお、受電ユニット６０と整流平滑回路７０との間に、受電ユニット６０の出力電圧と出力電流の位相を同相とする回路が設けられていてもよい。これにより、受電ユニット６０の出力電圧と出力電流の位相が同相でない場合に、受電ユニット６０の出力電流に含まれる無効電流分を減少させ、伝送効率を向上させることができる。

【0030】

充電対象４は、受電装置３から電力が供給され、当該電力が蓄電される。充電対象４は、例えばバッテリやコンデンサ等であり、無人搬送車の動力源となる。ここで、充電対象４が充電中であるか満充電状態であるかを判断するため、充電対象４は、例えば、受電装置３側の図示しない検出部によって電圧等が検出される。

【0031】

スイッチ回路８０は、充電対象４が充電中から満充電状態に変わった場合に、受電ユニット６０と充電対象４との間の電気的接続を遮断することにより、充電対象４への電流の供給を停止する。

【0032】

ここで、スイッチ回路８０のオン及びオフを切り替えると、送電装置２における送電ユニット５０の入力端から受電装置３側を見たインピーダンスが大きく変化する。これにより、送電装置２では、送電ユニット５０において全反射又は全反射に近い状態となり、進行波の大部分又は全部が反射波となって高周波電源装置１０側に戻ることとなる。この時、検出部２０において検出される反射波の電力が急激に増大する。

【0033】

制御部３０は、当該検出される反射波の電力が所定の条件を満たした場合、例えば、所定の期間、所定の閾値以上となった場合は、受電装置３が充電対象４への電流の供給を停止していると判断し、高周波電源装置１０の高周波出力を停止する。このように、送電装置２は、検出部２０及び制御部３０を備えることにより、例えば送電装置２と受電装置３との間における通信等を行わずに、充電状態に応じて送電を制御することができる。

【0034】

次に、図２及び図３を参照しつつ、高周波電源装置１０の構成について詳細に説明する。

【0035】

図２は、本発明の一実施形態に係る高周波電源装置の概要を示す図であり、図３は、本発明の一実施形態に係る高周波電源装置の回路図である。

【0036】

図２に示されるように、高周波電源装置１０は、例えば、信号発生器１１、バッファ回路１２、２つのインバータ回路１３，１４及び結合回路１５を備える。

【0037】

信号発生器１１は、インバータ回路１３，１４が備える各スイッチング素子のオン及びオフを切り替えるための制御信号Ｓ１〜Ｓ４を生成して出力する。制御信号Ｓ１〜Ｓ４は、高周波電源装置１０が生成する高周波の周波数でハイレベルとローレベルとを繰り返すパルス信号である。制御信号Ｓ１と制御信号Ｓ２、及び制御信号Ｓ３と制御信号Ｓ４は、それぞれ位相が略１８０度異なっており、制御信号Ｓ１と制御信号Ｓ３、及び制御信号Ｓ２と制御信号Ｓ４は、それぞれ位相が略９０度異なっている。ここで、「略９０度」とは、９０度であるか、又は９０度から若干ずれた位相を含む意である。制御信号Ｓ１〜Ｓ４は、バッファ回路１２により増幅されて各インバータ回路１３，１４に供給される。

【0038】

インバータ回路１３（第１インバータ回路）は、制御信号Ｓ１，Ｓ２に基づいて高周波Ｖａ（第１高周波）を生成して出力する。インバータ回路１４（第２インバータ回路）は、制御信号Ｓ３，Ｓ４に基づいて高周波Ｖｂ（第２高周波）を生成して出力する。ここで、高周波Ｖａと高周波Ｖｂの電圧振幅は略等しく、位相差は略９０度である。本実施形態においては、高周波Ｖａの位相に比べて高周波Ｖｂの位相が９０度遅れるように、高周波Ｖａ，Ｖｂが生成される。

【0039】

次に、インバータ回路１３，１４の回路構成について、インバータ回路１３を例として説明する。なお、インバータ回路１４についてはインバータ回路１３と同様の符号を付して説明を省略する。インバータ回路１３，１４の回路構成は特に限定されないが、以下ではいわゆるφ級プッシュプルインバータ回路を例として説明する。

【0040】

図３に示されるように、インバータ回路１３は、例えば、スイッチング素子Ｑ１ａ，Ｑ２ａ、インダクタＬ１ａ〜Ｌ６ａ、コンデンサＣ１ａ〜Ｃ１０ａ、抵抗素子Ｒ１ａ，Ｒ２ａ及びトランスＴ１ａを備える。インバータ回路１３は、図３に示される上段の構成（スイッチング素子Ｑ１ａ、インダクタＬ１ａ〜Ｌ３ａ、コンデンサＣ１ａ〜Ｃ５ａ及び抵抗素子Ｒ１ａ）で生成される交流電圧と、下段の構成（スイッチング素子Ｑ２ａ、インダクタＬ４ａ〜Ｌ６ａ、コンデンサＣ６ａ〜Ｃ１０ａ及び抵抗素子Ｒ２ａ）で生成される交流電圧をトランスＴ１ａにおいて合成し、高周波Ｖａを生成する。以下では、上段の構成について説明し、下段の構成については、上段の構成と同様であるため詳細な説明を省略する。

【0041】

コンデンサＣ１ａは、一端に外部電源から直流電圧が供給され、他端が接地される。コンデンサＣ１ａは、交流成分を接地に流し、直流電圧を平滑化する。

【0042】

インダクタＬ１ａは、一端に直流電圧が供給され、他端がスイッチング素子Ｑ１ａのドレインに接続される。インダクタＬ１ａとコンデンサＣ１ａは、交流成分が外部電源側に戻ることを抑制する。

【0043】

スイッチング素子Ｑ１ａは、制御信号Ｓ１に応じてオンとオフとを切り替える。本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１ａは、例えばＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である。なお、スイッチング素子Ｑ１ａはＭＯＳＦＥＴに限られず、バイポーラトランジスタ、絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ：Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などの他のトランジスタであってもよい。

【0044】

具体的には、スイッチング素子Ｑ１ａは、ドレインがインダクタＬ１ａの他端に接続され、ゲートに抵抗素子Ｒ１ａを介して制御信号Ｓ１が供給され、ソースが接地される。スイッチング素子Ｑ１ａは、制御信号Ｓ１がローレベルの場合にオフになり、制御信号Ｓ１がハイレベルの場合にオンになる。ここで、下段のスイッチング素子Ｑ２ａは、スイッチング素子Ｑ１ａのオン及びオフと交互になるように、制御信号Ｓ２に応じてオン及びオフを切り替える。

【0045】

コンデンサＣ２ａは、一端がスイッチング素子Ｑ１ａのドレインに接続され、他端が接地される。スイッチング素子Ｑ１ａがオンからオフに切り替わるときにコンデンサＣ２ａに電流が流れることにより、スイッチング素子Ｑ１ａのドレイン・ソース間電圧の急激な上昇が抑制される。

【0046】

インダクタＬ２ａとコンデンサＣ３ａは直列接続され、直列共振回路ＬＣ１ａを構成する。直列共振回路ＬＣ１ａは、スイッチング素子Ｑ１ａのドレインとトランスＴ１ａの一次側コイルとの間に直列接続される。直列共振回路ＬＣ１ａの共振周波数が高周波Ｖａの周波数と一致するようにインダクタＬ２ａのインダクタンス値及びコンデンサＣ３ａの容量値が決定されることにより、所望の高周波Ｖａを得ることができる。

【0047】

インダクタＬ３ａとコンデンサＣ４ａは直列接続され、直列共振回路ＬＣ２ａを構成する。直列共振回路ＬＣ２ａは、スイッチング素子Ｑ１ａのドレインと接地との間に直列接続される。直列共振回路ＬＣ２ａの共振周波数が高周波Ｖａの高調波（例えば、２倍波）の周波数と一致するようにインダクタＬ３ａのインダクタンス値及びコンデンサＣ４ａの容量値が決定されることにより、高調波が直列共振回路ＬＣ２ａを介して終端される。

【0048】

コンデンサＣ５ａは、インピーダンス整合回路を構成する。コンデンサＣ５ａは、一端がコンデンサＣ３ａとトランスＴ１ａの一次側コイルとの接続点に接続され、他端が接地される。

【0049】

トランスＴ１ａは、一次側コイルにスイッチング素子Ｑ１ａ，Ｑ２ａの出力電圧が交互に供給され、二次側コイルから高周波Ｖａを出力する。

【0050】

上述の構成により、インバータ回路１３は高周波Ｖａを生成して出力する。また、インバータ回路１４に供給される制御信号Ｓ３，Ｓ４は、それぞれ制御信号Ｓ１，Ｓ２に比べて位相が略９０度遅れている。従って、インバータ回路１４は、高周波Ｖａに比べて位相が略９０度遅れた高周波Ｖｂを生成して出力する。

【0051】

結合回路１５は、各インバータ回路１３，１４から供給される高周波Ｖａ，Ｖｂを合成して合成波Ｖｏｕｔを出力する。この合成波Ｖｏｕｔは、上記の進行波に相当するものである。結合回路１５は、いわゆる９０度ハイブリッド回路により構成される。具体的には、結合回路１５は、例えば、端子Ｐ１（第１端子），Ｐ２（第２端子），Ｐ３（第３端子），Ｐ４（第４端子）、インダクタＬ７，Ｌ８、コンデンサＣ１１，Ｃ１２及び抵抗素子Ｒ３を備える。

【0052】

インダクタＬ７（第１インダクタ）は、端子Ｐ１と端子Ｐ３との間に接続され、インダクタＬ８（第２インダクタ）は、端子Ｐ２と端子Ｐ４との間に接続され、コンデンサＣ１１（第１コンデンサ）は、端子Ｐ１と端子Ｐ４との間に接続され、コンデンサＣ１２（第２コンデンサ）は、端子Ｐ２と端子Ｐ３との間に接続される。インダクタＬ７，Ｌ８及びコンデンサＣ１１，Ｃ１２の素子値は、例えば、合成波Ｖｏｕｔの周波数においてインダクタＬ７，Ｌ８のインピーダンスがｊ５０Ωとなり、コンデンサＣ１１，Ｃ１２のインピーダンスが−ｊ１００Ωとなるような値である。また、インダクタＬ７とインダクタＬ８は磁界結合されている。なお、図３に示される９０度ハイブリッド回路の構成は一例であり、特にこれに限定されない。例えば、９０度ハイブリッド回路は、インダクタ及びコンデンサの組み合わせによる集中定数回路方式の代わりに、ストリップライン等による分布定数回路方式により構成されていてもよい。

【0053】

抵抗素子Ｒ３は、一端が端子Ｐ４に接続され、他端が基準電位点に接続される。当該基準電位は、例えば接地電位であってもよく、あるいは送電装置２に含まれる回路における基準電位であってもよい。抵抗素子Ｒ３のインピーダンスは、インバータ回路１３，１４の出力インピーダンス（例えば数Ω程度）に比べて十分大きな値であり、例えば５０Ωの終端抵抗である。抵抗素子Ｒ３は、結合回路１５から出力される合成波Ｖｏｕｔの反射波Ｖｒｅｆの電力を消費する電力消費回路の一例である。抵抗素子Ｒ３は、上記の合成波Ｖｏｕｔの合成に用いられるものではなく、反射波の電力を消費するために設けられている。

【0054】

結合回路１５の作用について説明する。まず、合成波Ｖｏｕｔを生成する場合は、端子Ｐ１に高周波Ｖａが入力され、端子Ｐ２に高周波Ｖａより位相が略９０度遅れた高周波Ｖｂが入力される。そして、インダクタＬ７，Ｌ８の電圧は高周波Ｖａと電圧振幅は変わらず位相が９０度進み、コンデンサＣ１１の電圧は高周波Ｖａと電圧振幅及び位相が変わらず、コンデンサＣ１２の電圧は高周波Ｖｂと電圧振幅は変わらず位相が９０度遅れることとなる。これにより、端子Ｐ３では高周波Ｖａと高周波Ｖｂが合成され、電圧振幅が高周波Ｖａの約１．４１倍であり、位相が高周波Ｖａに比べて略４５度遅れた合成波Ｖｏｕｔが出力される。一方、端子Ｐ４では電圧はほぼゼロとなり、合成波が出力されない。

【0055】

次に、端子Ｐ３から出力された合成波Ｖｏｕｔが、反射波Ｖｒｅｆとして端子Ｐ３に戻ってくる場合を考える。インバータ回路１３，１４は、高出力を得るために、出力インピーダンス（抵抗成分）が当該インバータ回路１３，１４の先に接続される負荷（例えば、５０Ω）より十分小さくなるように設計される。従って、端子Ｐ３に反射波Ｖｒｅｆが入力されても、反射波Ｖｒｅｆの大部分は端子Ｐ４に出力され、端子Ｐ４に接続された抵抗素子Ｒ３において消費される。すなわち、反射波Ｖｒｅｆのうち、端子Ｐ１，Ｐ２に接続されたインバータ回路１３，１４に出力される電力は、抵抗素子Ｒ３に出力される電力よりも小さくなる。このように、結合回路１５は、２つのインバータ回路１３，１４においてそれぞれ生成された高周波Ｖａ，Ｖｂの合成と、合成された合成波Ｖｏｕｔの反射波Ｖｒｅｆの電力の消費の機能を兼ね備える。

【0056】

図１に戻り、非接触電力伝送システム１では、上述の通り、充電対象４が充電中から満充電状態に変わった場合は、受電装置３のスイッチ回路８０を切り替えるため、インピーダンス整合回路４０の出力インピーダンスと送電ユニット５０の入力端から受電装置３側を見たインピーダンスに不整合が生じる。これにより、送電ユニット５０において反射される反射波が急激に増大するため、当該反射波の電力を検出部２０が検出し、高周波電源装置１０の高周波出力を停止する。しかし、上述の構成によると、受電装置３のスイッチ回路８０を切り替えてから、送電装置２の高周波電源装置１０が高周波出力を停止するまでの間にタイムラグが生じ得る。従って、当該タイムラグの間は、反射波が高周波電源装置１０に戻ることとなる。

【0057】

ここで、仮に高周波電源装置１０が結合回路１５を備えず、高周波電源装置１０に戻った反射波が直接インバータ回路１３，１４に入力されるとすると、インバータ回路１３，１４内部のスイッチング素子Ｑ１ａ〜Ｑ２ｂに定格電圧を超える電圧が印加されたり、定格電流を超える電流が流れることにより、スイッチング素子が破損するおそれがある。あるいは、スイッチング素子Ｑ１ａ〜Ｑ２ｂの動作領域がソフトスイッチング領域からハードスイッチング領域に移行し、当該スイッチング素子における電力損失が増大するおそれがある。具体的には、当該電力損失には、スイッチング素子のオン抵抗による損失や、オン及びオフの切り替え時に生じるスイッチング損失が含まれる。

【0058】

この点、本実施形態では、上述の通り、高周波電源装置１０に反射波Ｖｒｅｆが戻っても、反射波Ｖｒｅｆは結合回路１５において端子Ｐ３から端子Ｐ４を経由して抵抗素子Ｒ３に出力される。これにより、抵抗素子Ｒ３において反射波Ｖｒｅｆの電力が消費される。従って、反射波Ｖｒｅｆがインバータ回路１３，１４内部にまで戻ることが抑制される。

【0059】

このように、高周波電源装置１０は、送電装置２における送電ユニット５０の入力端から受電装置３側を見たインピーダンスが大きく変化し、インピーダンスの不整合により進行波の一部又は全部が反射しても、結合回路１５において反射波の電力が消費される。従って、高周波電源装置１０内部のスイッチング素子への過負荷を抑制することができる。

【0060】

また、反射波によるスイッチング素子にかかる過負荷を回避するため、例えばインバータ回路の数を増やす（例えば１０個以上）ことにより、各スイッチング素子にかかる電圧や電流を分散させる方法も考えられる。しかし、当該方法によると、回路面積の増大や部品点数の増加を招き得る。この点、本発明においては、回路面積の増大及び部品点数の増加を抑制しつつ、スイッチング素子にかかる過負荷を抑制することができる。従って、高周波電源装置１０の小型化を図ることができる。

【0061】

なお、結合回路１５において、端子Ｐ４と基準電位点との間に接続される電力消費回路は抵抗素子Ｒ３に限られず、電力が消費される負荷であればよい。負荷として抵抗素子を用いることにより、比較的簡易な構成により反射波の電力を消費することができる。

【0062】

次に、図３〜図６Ｄを参照しつつ、比較例及び本発明に係る高周波電源装置を用いたシミュレーション結果について説明する。図４は、本発明の比較例に係る高周波電源装置の回路図である。図４に示されるように、本発明の比較例に係る高周波電源装置は、図３に示される高周波電源回路に比べて、結合回路１５の代わりに結合回路１００を備える。なお、２つのインバータ回路の構成については、図３に示されるインバータ回路１３，１４と同様であるため、同様の符号を用いて説明を省略する。

【0063】

比較例では、２つのインバータ回路１３，１４が、それぞれ同相の高周波Ｖｃ，Ｖｄを出力する。高周波Ｖｃと高周波Ｖｄは、結合回路１００において結合されて合成波Ｖｏｕｔ´として出力される。具体的には、結合回路１００は、２つのインダクタＬ９，Ｌ１０及び抵抗素子Ｒ４を備える。インダクタＬ９とインダクタＬ１０は直列接続され、磁界結合している。インダクタＬ９の一端に高周波Ｖｃが入力され、インダクタＬ１０の一端に高周波Ｖｄが入力される。抵抗素子Ｒ４は、直列接続されたインダクタＬ９，Ｌ１０と並列接続される。そして、インダクタＬ９とインダクタＬ１０との接続点から合成波Ｖｏｕｔ´が出力される。

【0064】

図５Ａは、図４に示される比較例における結合回路１００に含まれる抵抗素子Ｒ４において消費される電力のシミュレーション結果を示す図である。図５Ｂ〜図５Ｄは、それぞれ、図４に示される比較例におけるスイッチング素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｂのドレイン電圧、ドレイン電流、又はドレイン損失のシミュレーション結果を示す図である。また、図６Ａは、図３に示される結合回路１５に含まれる抵抗素子Ｒ３において消費される電力のシミュレーション結果を示す図である。図６Ｂ〜図６Ｄは、それぞれ、図３に示されるスイッチング素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｂのドレイン電圧、ドレイン電流、又はドレイン損失のシミュレーション結果を示す図である。

【0065】

図５Ａ〜図６Ｄに示される円グラフは、インバータ回路１３，１４に供給される直流入力電圧を固定とし、結合回路の出力端子（図３における結合回路１５の端子Ｐ３、又は図４における結合回路１００のインダクタＬ９とインダクタＬ１０の接続点）の先に負荷が接続されているものとし、当該負荷のインピーダンス値を変化させたときの挙動を示している。当該負荷のインピーダンスは示されていないが、図５Ａ〜図６Ｄに示される円を反射係数円としてみた場合に、外枠の円周上（すなわち、合成波が全反射するときの負荷インピーダンス）にある。円の中心は５０Ωであり、位相の数値は当該負荷の反射係数の位相角を示す。例えば、各位相角における負荷インピーダンスは、０度では∞Ωとなり、９０度ではｊ５０Ωとなり、−１８０度では０Ωとなり、−９０度では−ｊ５０Ωとなる。また、図３に示される計４つのスイッチング素子のうち、スイッチング素子Ｑ１ａとスイッチング素子Ｑ２ａ、及びスイッチング素子Ｑ１ｂとスイッチング素子Ｑ２ｂのシミュレーション結果は類似するため、スイッチング素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｂの結果のみを示し、スイッチング素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｂの結果を省略する。また、図５Ｂ、図５Ｃ、図６Ｂ及び図６Ｃに示されるドレイン電圧及びドレイン電流は、いずれもピーク時の値である。

【0066】

図５Ａに示されるように、比較例においては、反射波Ｖｒｅｆ´が結合回路１００に戻る場合、当該反射波Ｖｒｅｆ´は結合回路１００に含まれる抵抗素子Ｒ４において電力が消費されず、インバータ回路１３，１４側に戻ってしまう。従って、図５Ｂ〜図５Ｄに示されるように、スイッチング素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｂのドレイン電圧、ドレイン電流及びドレイン損失のいずれも、特に位相角が０度付近において定格容量を超えていることが分かる。すなわち、反射波の電力が消費されずにインバータ回路に戻ると、インバータ回路内部のスイッチング素子に定格容量を超える負荷がかかり、スイッチング素子が破損し得ることを表している。

【0067】

一方、本実施形態においては、図６Ａに示されるように、反射波Ｖｒｅｆが結合回路１５に戻る場合、当該反射波Ｖｒｅｆは抵抗素子Ｒ３に供給され、抵抗素子Ｒ３において電力が消費されていることが分かる。具体的には、位相角が０度、９０度、−１８０度、−９０度の場合における抵抗素子Ｒ３の消費電力は、それぞれ、約２０Ｗ、約６００Ｗ、約２０Ｗ、約６００Ｗとなる。これにより、図６Ｂ〜図６Ｄに示されるように、スイッチング素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｂのドレイン電圧、ドレイン電流及びドレイン損失のいずれも、定格容量を超えていないことが分かる。すなわち、インバータ回路１３，１４が生成する高周波の位相差を９０度とし、結合回路１５に抵抗素子Ｒ３を備えた９０度ハイブリッド回路を用いることにより、たとえ全反射状態であったとしても、反射波Ｖｒｅｆがインバータ回路１３，１４内部のスイッチング素子に与える影響を抑制することができる。

【0068】

以上説明した実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。実施形態が備える各要素並びにその配置、材料、条件、形状及びサイズ等は、例示したものに限定されるわけではなく適宜変更することができる。また、異なる実施形態で示した構成同士を部分的に置換し又は組み合わせることが可能である。

【0069】

例えば、上記の実施形態においては、インバータ回路１３，１４としてφ級プッシュプルインバータ回路を例として説明したが、インバータ回路の構成は特に限られず、例えばφ級のシングルインバータ回路、Ｅ級インバータ、又はハーフブリッジ回路やフルブリッジ回路構成のＤ級インバータ回路等であってもよい。また、インバータ回路の数はこれに限られず、３つ以上であってもよい。

【符号の説明】

【0070】

１…非接触電力伝送システム、２…送電装置、３…受電装置、４…充電対象、１０…高周波電源装置、２０…検出部、３０…制御部、４０…インピーダンス整合回路、５０…送電ユニット、６０…受電ユニット、７０…整流平滑回路、８０…スイッチ回路、１１…信号発生器、１２…バッファ回路、１３，１４…インバータ回路、１５，１００…結合回路、Ｌ１〜Ｌ１０…インダクタ、Ｃ１〜Ｃ１２…コンデンサ、Ｔ１…トランス、ＬＣ１〜ＬＣ４…直列共振回路、Ｒ１〜Ｒ４…抵抗素子

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5A】

【図5B】

【図5C】

【図5D】

【図6A】

【図6B】

【図6C】

【図6D】