特許 6973316 電力変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6973316

(24)【登録日】2021年11月8日

(45)【発行日】2021年11月24日

(54)【発明の名称】電力変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20211111BHJP

【ＦＩ】

   H02M3/155 E

【請求項の数】4

【全頁数】13

(21)【出願番号】特願2018-136175(P2018-136175)

(22)【出願日】2018年7月19日

(65)【公開番号】特開2020-14349(P2020-14349A)

(43)【公開日】2020年1月23日

【審査請求日】2020年12月14日

(73)【特許権者】

【識別番号】000002945

【氏名又は名称】オムロン株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100101454

【弁理士】

【氏名又は名称】山田 卓二

(74)【代理人】

【識別番号】100091524

【弁理士】

【氏名又は名称】和田 充夫

(74)【代理人】

【識別番号】100172236

【弁理士】

【氏名又は名称】岩木 宣憲

(72)【発明者】

【氏名】野坂 紀元

(72)【発明者】

【氏名】西川 武男

(72)【発明者】

【氏名】岡田 亘

(72)【発明者】

【氏名】岩井 聡

(72)【発明者】

【氏名】石井 隆章

(72)【発明者】

【氏名】衞藤 郡

【審査官】 麻生 哲朗

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１２−９４２９１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平１−１０９８１１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 中国実用新案第２０２８７２６４３（ＣＮ，Ｕ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ３／１５５

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

直流電圧を所定のスイッチング周波数（ｆ_ＳＷ）でスイッチングすることで交流電圧を発生する少なくとも１つのスイッチング回路と、
前記スイッチング回路からの交流電圧を低域通過ろ波することで直流電圧に変換して負荷に出力するフィルタ回路とを備えた電力変換装置において、
前記フィルタ回路は、
前記スイッチング回路からの交流電圧のうち第１の周波数成分のノイズをバイパスする第１のバイパスコンデンサと、
前記スイッチング回路からの交流電圧のうち、前記第１の周波数成分よりも低い第２の周波数成分のノイズをバイパスする第２のバイパスコンデンサと、
前記第１のバイパスコンデンサと前記第２のバイパスコンデンサとの間に挿入された少なくとも１つのインダクタとを備え、
前記インダクタのインダクタンス（Ｌ）は、前記フィルタ回路による共振周波数（ｆ_ｒ）が前記インダクタの挿入により前記スイッチング周波数（ｆ_ＳＷ）の複数倍未満になるように設定されたことを特徴とする電力変換装置。

【請求項2】

前記第１のバイパスコンデンサのキャパシタンスをＣ_１とし、
前記第２のバイパスコンデンサのキャパシタンスをＣ_２とし、
前記スイッチング周波数（ｆ_ＳＷ）と前記共振周波数（ｆ_ｒ）とは、複数Ｎとして次式のように設定される

【数1】

ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項3】

前記インダクタは、配線インダクタと、実装インダクタと、実装コイルとのうちの少なくとも１つを含むことを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。

【請求項4】

前記インダクタは、コモンモードチョークコイル（ＣＭＣ）の漏れインダクタ、又は、コモンモードチョークコイル（ＣＭＣ）を構成する少なくとも２つのインダクタを含むことを特徴とする請求項１〜３のうちのいずれか１つに記載の電力変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、例えばＤＣ／ＤＣ変換装置などの電力変換装置に関する。

【背景技術】

【0002】

スイッチング素子をオン／オフ制御することで電力変換を行う電力変換装置では、一般的に、２０ｋＨｚ以上とされているスイッチング周波数においてスイッチング制御を行うために、スイッチング素子のオン／オフに起因した高い周波数のスイッチングノイズが発生する。これにより、電子機器の誤動作又は機能停止などの障害が発生するという問題があった。

【0003】

例えば、特許文献１に開示された従来例１に係る電力変換装置１０１の構成を図９に示す。図９において、電力変換装置１０１は、電源フィルタ回路１１０と、電圧変換回路１２０とを備えて構成される。ここで、電源フィルタ回路１１０は、コンデンサ１１１ａからなる第１のフィルタ回路１１１と、コンデンサ１１２ａと抵抗１１２ｂの直列回路からなる第２のフィルタ回路１１２とが並列に接続されて構成される。また、電圧変換回路１２０は、スイッチング素子１２１ａ，１２１ｂからなるスイッチング回路１２１と、コイル１２２ａとコンデンサ１２２ｂからなるローパスフィルタ１２２とを備えて構成される。

【0004】

従来技術に係る電力変換装置において、寄生インダクタンスの影響により、出力に高周波リンギングノイズ（１００ＭＨｚ〜数１００ＭＨｚ）が周波数帯域で発生することが知られている。図９の従来例１に係る電力変換装置では、高周波ノイズを低減するために、大容量のバルクコンデンサ１１１ａからなる第１のフィルタ回路１１１と、ノイズ対策用の小容量コンデンサ１１２ａを有する第２のフィルタ回路１１２とを付加することで、駆動パルス信号の安定化を図りつつ、高周波ノイズを低減している。

【0005】

また、特許文献２に開示された従来例２に係る電力変換装置では、スイッチング回路の後段に設けられた高周波用バイパスコンデンサと低周波用バイパスコンデンサとの間を比較的小さいインダクタンスで接続し、これにより、スイッチングノイズの比較的小さい高周波領域で動作させることを特徴としている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0006】

【特許文献1】特開２０１４−１０３８４２号公報

【特許文献2】特許第６２０７７５１号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0007】

しかしながら、従来例２では、高周波用バイパスコンデンサと低周波用バイパスコンデンサとの間に必然的に配線による寄生インダクタンス（以下、配線インダクタンスという）が存在する。このため、これらＬＣ回路により共振現象が発生する。

【0008】

図１０は本発明の課題を説明するための共振周波数ｆｒと配線インダクタンスとの関係を示すグラフである。図１０に示すように、共振周波数ｆｒがスイッチング周波数ｆ_ＳＷからその上限ｆｒｍａｘに向かって変化するにつれて、配線インダクタンスが低下する。しかし、当該共振周波数ｆｒとスイッチング周波数ｆ_ＳＷとが一致した場合に、スイッチングノイズが共振現象によりさらに増幅されるという問題点があった。

【0009】

また、今後、次世代パワーデバイスにより高周波化が進み、高周波領域でのノイズレベルがさらに増加することが予測される。

【0010】

本発明の目的は以上の問題点を解決し、従来技術に比較して、電力変換装置におけるスイッチングノイズを確実に低減することができる電力変換装置を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0011】

本発明の一態様に係る電力変換装置は、
直流電圧を所定のスイッチング周波数（ｆ_ＳＷ）でスイッチングすることで交流電圧を発生する少なくとも１つのスイッチング回路と、
前記スイッチング回路からの交流電圧を低域通過ろ波することで直流電圧に変換して負荷に出力するフィルタ回路とを備えた電力変換装置において、
前記フィルタ回路は、
前記スイッチング回路からの交流電圧のうち第１の周波数成分のノイズをバイパスする第１のバイパスコンデンサと、
前記スイッチング回路からの交流電圧のうち、前記第１の周波数成分よりも低い第２の周波数成分のノイズをバイパスする第２のバイパスコンデンサと、
前記第１のバイパスコンデンサと前記第２のバイパスコンデンサとの間に挿入された少なくとも１つのインダクタとを備え、
前記インダクタのインダクタンス（Ｌ）は、前記フィルタ回路による共振周波数（ｆ_ｒ）が前記インダクタの挿入により前記スイッチング周波数（ｆ_ＳＷ）の複数倍未満になるように設定されたことを特徴とする。

【発明の効果】

【0012】

従って、本発明に係る電力変換装置によれば、回路構成の複雑化を回避し、従来技術に比較して電力変換装置におけるスイッチングノイズを確実に低減しかつ高い効率で動作させることができる。

【図面の簡単な説明】

【0013】

【図1A】実施形態１に係る電力変換装置の構成例を示す回路図である。

【図1B】実施形態１の変形例に係る電力変換装置の構成例を示す回路図である。

【図2】実施形態２に係る昇圧機能を有する非同期型電力変換装置の構成例を示す回路図である。

【図3】実施形態３に係る昇圧機能を有する同期型電力変換装置の構成例を示す回路図である。

【図4】実施形態４に係る昇圧機能を有する同期型電力変換装置の構成例を示す回路図である。

【図5】実施形態５に係る昇圧機能を有する同期型電力変換装置の構成例を示す回路図である。

【図6】図３の電力変換装置のシミュレーション結果であって、効率Ｅｆ及び実効電流のリップルＩｅの周波数特性を示すグラフである。

【図7】図３の電力変換装置のシミュレーション結果であって、共振周波数ｆ_ｒがスイッチング周波数ｆ_ＳＷの２倍（１４０ｋＨｚ）に一致しないときの各動作信号波形を示すタイミングチャートである。

【図8】図３の電力変換装置のシミュレーション結果であって、共振周波数ｆ_ｒがスイッチング周波数ｆ_ＳＷの２倍（１４０ｋＨｚ）に一致したときの各動作信号波形を示すタイミングチャートである。

【図9】従来例１に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。

【図10】本発明の課題を説明するための共振周波数ｆｒと配線インダクタンスとの関係を示すグラフである。

【図11】従来例１に係る電力変換装置の課題を示すスイッチングノイズの周波数特性を示すグラフである。

【図12】本実施形態に係る、課題を解決する手段により得られる作用効果を示すスイッチングノイズの周波数特性を示すグラフである。

【発明を実施するための形態】

【0014】

以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。

【0015】

実施形態１．
図１Ａは実施形態１に係る電力変換装置の構成例を示す回路図である。図１Ａにおいて、実施形態１に係る電力変換装置は、直流電圧源１１と、負荷１５との間に挿入される。当該電力変換装置は、スイッチング回路１０と、フィルタ回路３０とを備えて構成される。スイッチング回路１０は、直流電圧源１１からの直流電圧を所定のスイッチング周波数（ｆ_ＳＷ）でスイッチングすることで交流電圧を発生してフィルタ回路３０に出力する。次いで、フィルタ回路３０は、スイッチング回路からの交流電圧を低域通過ろ波することで直流電圧に変換して負荷１５に出力する。

【0016】

スイッチング回路１０は、直流電圧をスイッチングするスイッチング素子と、スイッチング素子を所定のデューティ比でオン／オフ制御で駆動するための駆動信号を発生する制御回路２０とを備えて構成される。

【0017】

フィルタ回路３０は、バイパスコンデンサ１２，１３と、インダクタ１４Ａ，１４Ｂとを備えて構成される。スイッチング回路１０からの交流電圧はバイパスコンデンサ１２の両端に印加され、バイパスコンデンサ１２の一端はインダクタ１４Ａを介してバイパスコンデンサ１３の一端に接続され、バイパスコンデンサ１２の他端はインダクタ１４Ｂを介してバイパスコンデンサ１３の他端に接続される。ここで、バイパスコンデンサ１２は、スイッチング回路１０からの交流電圧のうち第１の周波数成分（比較的高い周波数成分）のスイッチングノイズをバイパスする。バイパスコンデンサ１３は、スイッチング回路１０からの交流電圧のうち、前記第１の周波数成分よりも低い第２の周波数成分（比較的低い周波数成分）のノイズをバイパスする。インダクタ１４Ａ，１４Ｂの合成インダクタンス（Ｌ）は、フィルタ回路３０による共振周波数ｆ_ｒがインダクタ１４Ａ，１４Ｂの挿入によりスイッチング周波数ｆ_ＳＷの複数倍未満になるように設定される。

【0018】

すなわち、本実施形態では、バイパスコンデンサ１２のキャパシタンスをＣ_１とし、バイパスコンデンサ１３のキャパシタンスをＣ_２としたとき、スイッチング周波数ｆ_ＳＷと共振周波数（ｆ_ｒ）とは次式のように設定される。

【0019】

【数1】

【0020】

ここで、Ｎは２以上の整数又は自然数であり、すなわち、複数である。本実施形態において、２つのインダクタ１４Ａ，１４Ｂのうちの１つのインダクタを削除してもよい。また、インダクタ１４Ａ，１４Ｂは、配線インダクタと、実装インダクタと、実装コイルとのうちの少なくとも１つであってもよい。

【0021】

以上のように構成された電力変換装置において、バイパスコンデンサ１２，１３は、電力変換装置が動作するときに、直流電圧源１１の直流電圧が変動することを回避することを目的として、スイッチング回路１０負荷１５との間の電源ラインと、グラウンドラインとの間に接続される。ここで、バイパスコンデンサ１２はスイッチング回路１０から発生する高周波スイッチングノイズ成分を還流させる役割を有し、バイパスコンデンサ１３は低周波スイッチングノイズ成分を還流させる役割を有する。インダクタ１４Ａ，１４Ｂは、バイパスコンデンサ１２，１３間の共振周波数を低減させる役割を有する。なお、バイパスコンデンサ１２，１３はそれぞれ容量を満足するために、複数のコンデンサを並列、または直列接続したものでもよい。

【0022】

以上説明したように、本実施形態に係る電力変換装置によれば、回路構成の複雑化を回避し、従来技術に比較して電力変換装置におけるスイッチングノイズを確実に低減しかつ高い効率で動作させることができる。ここで、挿入するコンデンサとして比較的小さいリップルの部品を選択することができ、また、インダクタを挿入することで過電流を抑制でき、スイッチング素子の放熱体を従来技術に比較して小さくできる。

【0023】

なお、実施形態１の変形例は、実施形態２〜５にも適用できる。

【0024】

実施形態１の変形例．
図１Ｂは実施形態１の変形例に係る電力変換装置の構成例を示す回路図である。図１Ｂの電力変換装置は、図１Ａの電力変換装置に比較して、以下の点が異なる。
（１）１個のスイッチング回路１０に代えて、複数Ｍ個のスイッチング回路１０−１〜１０−Ｍを備える。各スイッチング回路１０−１〜１０−Ｍはそれぞれ、スイッチング素子を駆動する駆動信号を発生する制御回路２０−１〜２０−Ｍをそれぞれ別々に備えてもよいし、１つの制御回路で複数のスイッチング回路１０−１〜１０−Ｍの各スイッチング素子を駆動してもよい。

【0025】

以上のように構成された実施形態１の変形例に係る電力変換装置は、実施形態１に係る電力変換装置と同様の作用効果を有する。

【0026】

実施形態２．
図２は実施形態２に係る昇圧機能を有する非同期型電力変換装置の構成例を示す回路図である。実施形態２に係る電力変換装置は、図１の電力変換装置に比較して、スイッチング回路１０の回路構成を詳細に示すものであり、相違点のみを以下に説明する。

【0027】

図２において、スイッチング回路１０は、昇圧用リアクトル１６と、例えばＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等で構成されるスイッチング素子Ｑ１と、ダイオードＤ１と、制御回路２０とを備えて構成される。直流電圧源１１からの直流電圧はリアクトル１６を介してスイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソースの両端に印加され、スイッチング素子Ｑ１のドレインはダイオードＤ１を介してバイパスコンデンサ１２の一端に接続される。制御回路２０は、スイッチング素子Ｑ１を所定のデューティ比でオン／オフ制御で駆動するための駆動信号Ｓ１を発生してスイッチング素子Ｑ１のゲートに印加する。

【0028】

以上のように構成された実施形態２に係る電力変換装置は、非同期型昇圧機能を有することを除き、実施形態１に係る電力変換装置と同様の作用効果を有する。

【0029】

実施形態３．
図３は実施形態３に係る昇圧機能を有する同期型電力変換装置の構成例を示す回路図である。実施形態３に係る電力変換装置は、図２の電力変換装置に比較して、以下の相違点を有する。
（１）スイッチング回路１０に代えて、スイッチング回路１０Ａを備える。
（２）スイッチング回路１０Ａは、昇圧用リアクトル１６と、例えばＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等で構成されるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、制御回路２０Ａとを備えて構成される。

【0030】

図３において、直流電圧源１１からの直流電圧はリアクトル１６を介してスイッチング素子Ｑ１のドレイン・ソースの両端に印加され、スイッチング素子Ｑ１のドレインはスイッチング素子Ｑ２のソース及びドレインを介してバイパスコンデンサ１２の一端に接続される。制御回路２０Ａは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を所定のデューティ比でかつ互いに異なる期間で同期してオン／オフ制御で駆動するための駆動信号Ｓ１，Ｓ２を発生してスイッチング素子Ｑ１のゲートに印加する。

【0031】

以上のように構成された実施形態３に係る電力変換装置は、同期型昇圧機能を有することを除いて、実施形態２に係る電力変換装置と同様の作用効果を有する。

【0032】

実施形態４．
図４は実施形態４に係る昇圧機能を有する同期型電力変換装置の構成例を示す回路図である。実施形態４に係る電力変換装置は、図３の電力変換装置に比較して、以下の相違点を有する。
（１）インダクタ１４Ａに代えて、コモンモードチョークコイル（ＣＭＣ）１７の第１のインダクタＬ１を備える。
（２）インダクタ１４Ｂに代えて、コモンモードチョークコイル（ＣＭＣ）１７の第２のインダクタＬ２を備える。

【0033】

ここで、コモンモードチョークコイル（ＣＭＣ）１７は特にコモンモードノイズを除去するために設けられる。なお、コモンモードチョークコイル（ＣＭＣ）１７に代えて、２つのインダクタＬ１，Ｌ２であってもよい。また、２つのインダクタＬ１，Ｌ２は、コモンモードチョークコイル（ＣＭＣ）の漏れインダクタンスを含んでもよい。

【0034】

以上のように構成された実施形態４に係る電力変換装置は、同期型昇圧機能を有することを除いて、実施形態２に係る電力変換装置と同様の作用効果を有する。

【0035】

実施形態５．
図５は実施形態５に係る昇圧機能を有する同期型電力変換装置の構成例を示す回路図である。実施形態５に係る電力変換装置は、図４の電力変換装置に比較して、以下の相違点を有する。
（１）直流電圧源１１と並列に接続されたバイパスコンデンサ１８をさらに備える。
（２）バイパスコンデンサ１３の他端は、所定のしきい値電流以上の電流が流れたときに切断されるヒューズ１９を介して負荷１５の接地側に接続される。
（３）バイパスコンデンサ１８の接地側他端は、コモンモードチョークコイル（ＣＭＣ）１７の第２のインダクタＬ２を介して、バイパスコンデンサ１３とヒューズ１９の接続点に接続される。

【0036】

以上のように構成された電力変換装置において、ヒューズ１９を追加することで、バイパスコンデンサ１３，１８の過電流を抑制することができる。コモンモードチョークコイル（ＣＭＣ）１７を設けることで、当該コモンモードチョークコイル（ＣＭＣ）１７に係るインダクタＬ１，Ｌ２と、各バイパスコンデンサ１２，１３との組み合わせで構成される共振回路の共振周波数を低減させることができる。本実施形態のその他の作用効果は、実施形態４と同様である。

【実施例】

【0037】

図６は図３の電力変換装置のシミュレーション結果であって、効率Ｅｆ及び実効電流のリップルＩｅの周波数特性を示すグラフである。本発明者らは、図３の実施形態３に係る電力変換装置の回路構成を用いて、回路シミュレータ（ソフト名：Ｓｉｍｅｔｒｉｘ）を用いて共振抑制の効果を確認するためのシミュレーションを行った。以下の表１にそのシミュレーション条件を示す。

【0038】

［表１］
――――――――――――――――――――――――――――――
項目 数値
――――――――――――――――――――――――――――――
直流電圧源１１の電圧 １００Ｖ
スイッチング周波数ｆ_ＳＷ ７０ｋＨｚ
バイパスコンデンサ１２ ２．２μＦ
バイパスコンデンサ１３ １３１μＦ
インダクタ１４Ａ，１４Ｂ ０．２１〜２８．８μＨ（可変）
負荷１５ ６８．２Ω
――――――――――――――――――――――――――――――

【0039】

インダクタ１４Ａ，１４Ｂの合成インダクタンス値を変更することで、共振周波数ｆ_ｒを変更した。共振周波数ｆ_ｒをスイッチング周波数ｆ_ＳＷの複数倍未満にすることで、リップルＩｅの低減、及び効率Ｅｆの向上の確認を行った。図７から明らかなように、ｆ_ｒ＝ｆ_ＳＷのときは、効率Ｅｆが低下し、実効電流のリップルＩｅが増大していることがわかり、ｆ_ｒ＜ｆ_ＳＷにすることで、ｆ_ｒ＝ｆ_ＳＷのときに比較して、効率Ｅｆが向上し、実効電流のリップルＩｅが低下していることがわかる。

【0040】

図７は図３の電力変換装置のシミュレーション結果であって、共振周波数ｆ_ｒがスイッチング周波数ｆ_ＳＷの２倍（１４０ｋＨｚ）に一致しないときの各動作信号波形を示すタイミングチャートである。また、図８は図３の電力変換装置のシミュレーション結果であって、共振周波数ｆｒがスイッチング周波数ｆ_ＳＷの２倍（１４０ｋＨｚ）に一致したときの各動作信号波形を示すタイミングチャートである。図８から明らかなように、共振周波数ｆｒがスイッチング周波数ｆ_ＳＷの２倍（１４０ｋＨｚ）に一致したとき、リップル電流及びリップル電圧が増大していることが分かる。これに対して、共振周波数ｆｒがスイッチング周波数ｆ_ＳＷの２倍（１４０ｋＨｚ）に一致しないとき、リップル電流及びリップル電圧が減少していることが分かる。

【0041】

従来例１との比較．
図１１は従来例１に係る電力変換装置の課題を示すスイッチングノイズの周波数特性を示すグラフであり、図１２は本実施形態に係る、課題を解決する手段により得られる作用効果を示すスイッチングノイズの周波数特性を示すグラフである。

【0042】

図１１の従来例１に係る電力変換装置では、パワースイッチング素子に、複数のＩＧＢＴを使用しており、スイッチング周波数は２０ｋＨｚであって比較的低周波である。従来例１では、２つのバイパスコンデンサ間を比較的低インダクタで接続し、当該低インダクタンスのインダクタによりノイズレベルの小さい高周波領域で動作させている。

【0043】

しかしながら、従来例１に係る電力変換装置において、スイッチング回路のスイッチング素子として、次世代パワー半導体スイッチング素子（ＳｉＣ又はＧａＮ）を用いて高周波することで、電力変換装置の小型化及び高効率化を実現できる。しかし、高周波化に伴い、スイッチング周波数をバイパスコンデンサ間の共振周波数と一致する可能性があり、リップルの増加、効率の悪化、寿命の低減につながる。

【0044】

特に、スイッチング回路１０Ａ，１０Bにおいて、スイッチング回路１０内のスイッチング素子が誤動作した場合、バイパスコンデンサ１２，１３から過電流が流れる可能性がある。本実施形態では、従来技術に比較して共振周波数が低く従来技術に比較して大容量のバイパスコンデンサ１３の前段において、従来技術に比較して大きなインダクタンスを有するインダクタ１４Ａ，１４Ｂを配置しているため、過電流抑制の効果が得られる。これに対して、従来例では、インダクタのインダクタンスは本実施形態に比較して小さいため過電流抑制効果は小さい。

【0045】

これに対して、実施形態１〜４によれば、図１２に示すように、インダクタのインダクタンスの増加により共振周波数ｆｒをスイッチング周波数ｆ_ＳＷの複数倍未満にすることで、スイッチングノイズが発生しないスイッチング周波数ｆ_ＳＷで駆動させることができる。これに対して、従来例２では、インダクタンスの減少により共振周波数ｆｒをスイッチング周波数ｆ_ＳＷの複数倍より大きくすることで、ノイズレベルの小さいスイッチング周波数ｆ_ＳＷで駆動している。今後、次世代パワーデバイスを用いてスイッチング素子を構成することにより電力変換装置の高周波化が進み、高周波領域においてノイズレベルが増大するが、本実施形態の構成を用いることで、将来的に、ノイズレベルの小さい低周波領域へ移行することでこれらの課題を解決できる。

【産業上の利用可能性】

【0046】

以上詳述したように、本発明に係る電力変換装置によれば、回路構成の複雑化を回避し、従来技術に比較して電力変換装置におけるスイッチングノイズを確実に低減しかつ高い効率で動作させることができる。ここで、挿入するコンデンサとして比較的小さいリップルの部品を選択することができ、また、インダクタを挿入することで過電流を抑制でき、スイッチング素子の放熱体を従来技術に比較して小さくできる。

【符号の説明】

【0047】

１０，１０−１〜１０−Ｍ，１０Ａ スイッチング回路
１１ 直流電圧源
１２，１３ バイパスコンデンサ
１４Ａ，１４Ｂ インダクタ
１５ 負荷
１６ インダクタ
１７ コモンモードチョークコイル（ＣＭＣ）
１８ バイパスコンデンサ
１９ ヒューズ
２０，２０−１〜２０−Ｍ，２０Ａ 制御回路
３０，３０Ａ，３０Ｂ フィルタ回路
Ｄ１ ダイオード
Ｌ１，Ｌ２ インダクタ
Ｑ１〜Ｑ４ スイッチング素子

【図1A】

【図1B】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】