特許 6979281 誘導モータの速度推定方法およびそれを用いた電力変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6979281

(24)【登録日】2021年11月17日

(45)【発行日】2021年12月8日

(54)【発明の名称】誘導モータの速度推定方法およびそれを用いた電力変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02P 21/24 20160101AFI20211125BHJP

   H02M 7/48 20070101ALI20211125BHJP

【ＦＩ】

   H02P21/24

   H02M7/48 E

【請求項の数】11

【全頁数】21

(21)【出願番号】特願2017-83412(P2017-83412)

(22)【出願日】2017年4月20日

(65)【公開番号】特開2018-182989(P2018-182989A)

(43)【公開日】2018年11月15日

【審査請求日】2020年3月5日

(73)【特許権者】

【識別番号】502129933

【氏名又は名称】株式会社日立産機システム

(74)【代理人】

【識別番号】110001689

【氏名又は名称】青稜特許業務法人

(72)【発明者】

【氏名】戸張 和明

(72)【発明者】

【氏名】岩路 善尚

(72)【発明者】

【氏名】金子 悟

(72)【発明者】

【氏名】大橋 敬典

(72)【発明者】

【氏名】中村 敦彦

(72)【発明者】

【氏名】小沼 雄作

(72)【発明者】

【氏名】杉本 卓也

【審査官】 佐藤 彰洋

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００５−０５７９６３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開平０４−３０４１８３（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｐ ２１／００−２１／３６

Ｈ０２Ｍ ７／４８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

誘導モータを速度センサレスベクトル制御により駆動する電力変換装置であって、
指令値あるいは検出値を、一次電流の方向とそれより９０度遅れた方向を回転座標系とした制御軸に変換する座標変換部と、
該座標変換部で変換された指令値あるいは検出値に基づいて前記誘導モータの速度推定値を演算する速度推定演算部を有し、
該速度推定値に基づいて出力周波数値を制御し、
前記座標変換部は、前記誘導モータのｑ軸の電流指令値あるいは電流検出値をｄ軸の電流指令値あるいは電流検出値で除算し該除算した値の逆正接信号を９０度から減算した減算値の正弦信号および余弦信号と、前記ｄ軸およびｑ軸の電流指令値あるいは電流検出値および電圧指令値を用いて、一次電流の方向とするｔ軸と該ｔ軸より９０度遅れた方向のｍ軸の電流指令値あるいは電流検出値および電圧指令値を演算し、
前記速度推定演算部は、前記誘導モータの漏れインダクタンス値とｄ軸電流を乗算した値と相互インダクタンスを二次インダクタンスで除算してｄ軸二次磁束を乗算した値を加算し、該加算した値に出力周波数値あるいは速度指令値を乗算した値の絶対値が、一次抵抗値とｑ軸電流を乗算した値の絶対値よりも小さくなる低速域では、前記ｍ軸の電圧指令値と、前記ｍ軸およびｔ軸の電流指令値と電流検出値と、正弦信号と、前記誘導モータの回路定数と、出力周波数値および、すべり周波数指令値を用いて、前記誘導モータの速度推定値を演算することを特徴とする電力変換装置。

【請求項2】

誘導モータを速度センサレスベクトル制御により駆動する電力変換装置であって、
指令値あるいは検出値を、一次電流の方向とそれより９０度遅れた方向を回転座標系とした制御軸に変換する座標変換部と、
該座標変換部で変換された指令値あるいは検出値に基づいて前記誘導モータの速度推定値を演算する速度推定演算部を有し、
該速度推定値に基づいて出力周波数値を制御し、
前記座標変換部は、前記誘導モータのｑ軸の電流指令値あるいは電流検出値をｄ軸の電流指令値あるいは電流検出値で除算し該除算した値の逆正接信号を９０度から減算した減算値の正弦信号および余弦信号と、前記ｄ軸およびｑ軸の電流指令値あるいは電流検出値および電圧指令値を用いて、一次電流の方向とするｔ軸と該ｔ軸より９０度遅れた方向のｍ軸の電流指令値あるいは電流検出値および電圧指令値を演算し、
前記速度推定演算部は、前記誘導モータの漏れインダクタンス値とｄ軸電流を乗算した値と相互インダクタンスを二次インダクタンスで除算してｄ軸二次磁束を乗算した値を加算し、該加算した値に出力周波数値あるいは速度指令値を乗算した値の絶対値が、一次抵抗値とｑ軸電流を乗算した値の絶対値よりも大きくなる中高速域では、前記ｔ軸の電圧指令値と、前記ｍ軸およびｔ軸の電流指令値と電流検出値と、余弦信号と、前記誘導モータの回路定数と、出力周波数値および、すべり周波数指令値を用いて、前記誘導モータの速度推定値を演算することを特徴とする電力変換装置。

【請求項3】

誘導モータを速度センサレスベクトル制御により駆動する電力変換装置であって、
指令値あるいは検出値を、一次電流の方向とそれより９０度遅れた方向を回転座標系とした制御軸に変換する座標変換部と、
該座標変換部で変換された指令値あるいは検出値に基づいて前記誘導モータの速度推定値を演算する速度推定演算部を有し、
該速度推定値に基づいて出力周波数値を制御し、
前記座標変換部は、前記誘導モータのｑ軸の電流指令値あるいは電流検出値をｄ軸の電流指令値あるいは電流検出値で除算し該除算した値の逆正接信号を９０度から減算した減算値の正弦信号および余弦信号と、前記ｄ軸およびｑ軸の電流指令値あるいは電流検出値および電圧指令値を用いて、一次電流の方向とするｔ軸と該ｔ軸より９０度遅れた方向のｍ軸の電流指令値あるいは電流検出値および電圧指令値を演算し、
前記速度推定演算部は、前記誘導モータの漏れインダクタンス値とｄ軸電流を乗算した値と相互インダクタンスを二次インダクタンスで除算してｄ軸二次磁束を乗算した値を加算し、該加算した値に出力周波数値あるいは速度指令値を乗算した値の絶対値１が、一次抵抗値とｑ軸電流を乗算した値の絶対値２よりも小さくなる低速域と、前記絶対値１が前記絶対値２よりも大きくなる中高速域とで、前記誘導モータの速度推定値を切替えることを特徴とする電力変換装置。

【請求項4】

請求項１から３の何れか１項に記載の電力変換装置であって、
前記座標変換部で変換された指令値あるいは検出値に基づいてベクトル制御の演算を行うベクトル制御演算部を有することを特徴とする電力変換装置。

【請求項5】

請求項１から３の何れか１項に記載の電力変換装置であって、
前記ｔ軸の電流指令値あるいは電流検出値は、ｄ軸の電流指令値あるいは電流検出値を２乗した値とｑ軸の電流指令値あるいは電流検出値を２乗した値の加算値の平方根であり、ｍ軸の電流指令値あるいは電流検出値は零であることを特徴とする電力変換装置。

【請求項6】

請求項３に記載の電力変換装置であって、
前記低速域と前記中高速域を切替えるレベル値は、内部メモリに設定されている前記誘導モータの回路定数や定格周波数および定格電流の値を用いて、自動的に設定することを特徴とする電力変換装置。

【請求項7】

請求項３に記載の電力変換装置であって、
前記低速域と前記中高速域の切替え閾値は、デジタル・オペレータやパーソナル・コンピュータあるいはタブレット、スマートフォン機器を接続して設定、変更できることを特徴とする電力変換装置。

【請求項8】

誘導モータの速度センサレスベクトル制御における速度推定方法であって、
一次電流の方向とそれより９０度遅れた方向を回転座標系の制御軸として、該制御軸上で前記誘導モータの速度推定値を演算し、
前記制御軸に指令値あるいは検出値を変換する座標変換処理として、前記誘導モータのｑ軸の電流指令値あるいは電流検出値をｄ軸の電流指令値あるいは電流検出値で除算し該除算した値の逆正接信号を９０度から減算した減算値の正弦信号および余弦信号と、前記ｄ軸およびｑ軸の電流指令値あるいは電流検出値および電圧指令値を用いて、一次電流の方向とするｔ軸と該ｔ軸より９０度遅れた方向のｍ軸の電流指令値あるいは電流検出値および電圧指令値を演算し、
前記誘導モータの漏れインダクタンス値とｄ軸電流を乗算した値と相互インダクタンスを二次インダクタンスで除算してｄ軸二次磁束を乗算した値を加算し、該加算した値に出力周波数値あるいは速度指令値を乗算した値の絶対値が、一次抵抗値とｑ軸電流を乗算した値の絶対値よりも小さくなる低速域では、前記速度推定値を、前記ｍ軸の電圧指令値と、前記ｍ軸およびｔ軸の電流指令値と電流検出値と、正弦信号と、前記誘導モータの回路定数と、出力周波数値および、すべり周波数指令値を用いて演算することを特徴とする速度推定方法。

【請求項9】

誘導モータの速度センサレスベクトル制御における速度推定方法であって、
一次電流の方向とそれより９０度遅れた方向を回転座標系の制御軸として、該制御軸上で前記誘導モータの速度推定値を演算し、
前記制御軸に指令値あるいは検出値を変換する座標変換処理として、前記誘導モータのｑ軸の電流指令値あるいは電流検出値をｄ軸の電流指令値あるいは電流検出値で除算し該除算した値の逆正接信号を９０度から減算した減算値の正弦信号および余弦信号と、前記ｄ軸およびｑ軸の電流指令値あるいは電流検出値および電圧指令値を用いて、一次電流の方向とするｔ軸と該ｔ軸より９０度遅れた方向のｍ軸の電流指令値あるいは電流検出値および電圧指令値を演算し、
前記誘導モータの漏れインダクタンス値とｄ軸電流を乗算した値と相互インダクタンスを二次インダクタンスで除算してｄ軸二次磁束を乗算した値を加算し、該加算した値に出力周波数値あるいは速度指令値を乗算した値の絶対値が、一次抵抗値とｑ軸電流を乗算した値の絶対値よりも大きくなる中高速域では、前記速度推定値を、前記ｔ軸の電圧指令値と、前記ｍ軸およびｔ軸の電流指令値と電流検出値と、余弦信号と、前記誘導モータの回路定数と、出力周波数値および、すべり周波数指令値を用いて演算することを特徴とする速度推定方法。

【請求項10】

誘導モータの速度センサレスベクトル制御における速度推定方法であって、
一次電流の方向とそれより９０度遅れた方向を回転座標系の制御軸として、該制御軸上で前記誘導モータの速度推定値を演算し、
前記制御軸に指令値あるいは検出値を変換する座標変換処理として、前記誘導モータのｑ軸の電流指令値あるいは電流検出値をｄ軸の電流指令値あるいは電流検出値で除算し該除算した値の逆正接信号を９０度から減算した減算値の正弦信号および余弦信号と、前記ｄ軸およびｑ軸の電流指令値あるいは電流検出値および電圧指令値を用いて、一次電流の方向とするｔ軸と該ｔ軸より９０度遅れた方向のｍ軸の電流指令値あるいは電流検出値および電圧指令値を演算し、
前記誘導モータの漏れインダクタンス値とｄ軸電流を乗算した値と相互インダクタンスを二次インダクタンスで除算してｄ軸二次磁束を乗算した値を加算し、該加算した値に出力周波数値あるいは速度指令値を乗算した値の絶対値１が、一次抵抗値とｑ軸電流を乗算した値の絶対値２よりも小さくなる低速域と、前記絶対値１が前記絶対値２よりも大きくなる中高速域とで、前記速度推定値を切替えることを特徴とする速度推定方法。

【請求項11】

請求項８から１０の何れか１項に記載の速度推定方法であって、
前記ｔ軸の電流指令値あるいは電流検出値は、ｄ軸の電流指令値あるいは電流検出値を２乗した値とｑ軸の電流指令値あるいは電流検出値を２乗した値の加算値の平方根であり、ｍ軸の電流指令値あるいは電流検出値は零であることを特徴とする速度推定方法。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、速度センサを用いない誘導モータの速度センサレスベクトル制御に係り、誘導モータの速度推定方法およびそれを用いた電力変換装置に関する。

【背景技術】

【0002】

速度センサを設けずに誘導モータの速度を推定し、その速度推定値に基づいて誘導モータの速度を制御する、いわゆる速度センサレスベクトル制御がある。本技術分野における背景技術として、特開平６−１０５５８０号公報（特許文献１）がある。特許文献１には、外乱オブザーバを設けて、ｑ軸の逆起電力値を推定し、磁束係数で除算することで下記式（１）に従い、速度推定値ω_ｒ^＾を算出している。

【0003】

【数1】

ここで、Ｒ_１：一次抵抗値、Ｒ_２´：一次側に換算した二次抵抗値、Ｌ_σ：漏れインダクタンス値、Ｍ：相互インダクタンス値、Ｌ_２：二次インダクタンス値、Ｔ_ｏｂｓ：外乱オブザーバに設定する速度推定遅れ時定数、である。

【0004】

この方式において、誘導モータ内の巻線温度に伴い一次抵抗値Ｒ_１が変化すると、式（１）に用いる設定値Ｒ_１^＊と一次抵抗値Ｒ_１に誤差がある場合、速度推定値に推定誤差が生じることで、安定な速度制御が行えず、出力電圧が低くなる低速域において、トルク不足が発生する問題があった。

【0005】

そこで、一次抵抗値の変化に低感度な制御法として、特開２００５−０５７９６３号公報（特許文献２）記載のように、誘導モータの回路定数において、一次抵抗値以外を真値と仮定して、新しく一次抵抗値の設定誤差に起因する一次電流推定誤差ベクトル方向であるγ軸とγ軸より９０度進んだδ軸を定義し、この制御軸上で回転速度を推定することでトルク不足を抑制する技術の記載がある。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0006】

【特許文献1】特開平６−１０５５８０号公報

【特許文献2】特開２００５−０５７９６３号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0007】

特許文献２に記載の方法は、特許文献２の請求項４の＜４＞に記載があるように、一次抵抗値以外を真値とすることにより数式を導出しており、同請求項４の＜５＞に記載のように、一次抵抗値の設定誤差のみを考慮した電流推定誤差ｅ^e iR_sのベクトル方向を数式から演算しており、一次抵抗値以外の誤差があると、速度センサレスベクトル制御の特性は、やはり劣化してしまう問題がある。
本発明の目的は、誘導モータ内の巻線温度に起因するトルク不足を防止し、高精度な速度制御特性を実現できる速度推定方法およびそれを用いた電力変換装置を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0008】

本発明は、上記背景技術及び課題に鑑み、その一例を挙げるならば、誘導モータを速度センサレスベクトル制御により駆動する電力変換装置であって、指令値あるいは検出値を、一次電流の方向とそれより９０度遅れた方向を回転座標系とした制御軸に変換する座標変換部と、座標変換部で変換された指令値あるいは検出値に基づいて誘導モータの速度推定値を演算する速度推定演算部を有し、速度推定値に基づいて出力周波数値を制御する。

【発明の効果】

【0009】

本発明によれば、誘導モータ内の巻線温度に起因するトルク不足を防止し、高精度な速度制御特性を実現できる速度推定方法およびそれを用いた電力変換装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

【0010】

【図1】実施例１における電力変換装置の構成図である。

【図2】従来技術を用いた場合の負荷運転特性である。

【図3】従来技術におけるｄ−ｑ軸のベクトル図である。

【図4】実施例１におけるｍ−ｔ軸のベクトル図である。

【図5】実施例１における負荷運転特性である。

【図6】実施例１を採用した場合の検証方法を説明する構成図である。

【図7】実施例３における速度推定演算部の構成図である。

【図8】実施例４における電力変換装置の構成図である。

【図9】実施例５における電力変換装置の構成図である。

【図10】実施例６における誘導モータ駆動システムの構成図である。

【発明を実施するための形態】

【0011】

以下、図面を用いて本実施例を詳細に説明する。

【実施例1】

【0012】

図１は、本実施例における電力変換装置の構成図である。図１において、電力変換装置により駆動される誘導モータ１は、磁束軸成分（ｄ軸）の電流により発生する磁束と、磁束軸に直行するトルク軸成分（ｑ軸）の電流によりトルクを発生する。電力変換器２は、３相交流の電圧指令値Ｖ_ｕ^＊、Ｖ_ｖ^＊、Ｖ_ｗ^＊に比例した電圧値を出力し、誘導モータ１の出力電圧と出力周波数を可変する。直流電源２ａは、電力変換器２に直流電圧を供給する。電流検出器３は、誘導モータ１の３相の交流電流Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖ、Ｉ_ｗの検出値Ｉ_ｕｃ、Ｉ_ｖｃ、Ｉ_ｗｃを出力する。電流検出器３は、誘導モータ１の３相の内の２相、例えば、Ｕ相とＷ相の相電流を検出し、交流条件（Ｉ_ｕ＋Ｉ_ｖ＋Ｉ_ｗ＝０）から、Ｖ相の線電流をＩ_ｖ＝−（Ｉ_ｕ＋Ｉ_ｗ）として求めてもよい。座標変換部４は、３相の交流電流Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖ、Ｉ_ｗの検出値Ｉ_ｕｃ、Ｉ_ｖｃ、Ｉ_ｗｃと位相推定値θ_ｄｃからｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉ_ｄｃ、Ｉ_ｑｃを出力する。

【0013】

速度推定演算部５は、ｍ軸およびｔ軸の電流指令値Ｉ_ｍ^＊， Ｉ_ｔ^＊と電流検出値Ｉ_ｍｃ， Ｉ_ｔｃと電圧指令値Ｖ_ｍｃ^＊＊， Ｖ_ｔｃ^＊＊、出力周波数値ω_１^＊および誘導モータ１の回路定数（Ｒ_１、Ｒ_２´、Ｍ、Ｌ_２、φ_２ｄ^＊）に基づいて、誘導モータ１の速度推定値ω_ｒ^＾を出力する。

【0014】

すべり周波数演算部６は、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値Ｉ_ｄ^＊、Ｉ_ｑ^＊と誘導モータ１の回路定数から計算した二次時定数Ｔ_２に基づいて、誘導モータ１のすべり周波数指令値ω_ｓ^＊を出力する。加算部７は、速度推定値ω_ｒ^＾とすべり周波数指令値ω_ｓ^＊の加算値である出力周波数値ω_１^＊を出力する。

【0015】

位相推定演算部８は、出力周波数値ω_１^＊を積分演算して位相推定値θ_ｄｃを出力する。

【0016】

ｄ軸電流指令設定部９は、正極性であるｄ軸の電流指令値Ｉ_ｄ^＊を出力する。定トルク領域では、ｄ軸の電流指令値Ｉ_ｄ^＊は一定値に設定あるいは制御される。定出力領域では、Ｉ_ｄ^＊はトルクと回転数に対し可変に設定あるいは制御される。

【0017】

速度制御演算部１０は、速度指令値ω_ｒ^＊と速度推定値ω_ｒ^＾＾の偏差（ω_ｒ^＊−ω_ｒ^＾＾）からｑ軸の電流指令値Ｉ_ｑ^＊を出力する。

【0018】

ベクトル制御演算部１１は、誘導モータ１の回路定数（Ｒ_１、Ｌ_σ、Ｍ、Ｌ_２）と電流指令値Ｉ_ｄ^＊、Ｉ_ｑ^＊、および、出力周波数値ω_１^＊に基づいて、ｄ軸およびｑ軸の電圧基準値Ｖ_ｄｃ^＊、Ｖ_ｑｃ^＊を出力する。

【0019】

ｄ軸電流制御演算部１２は、ｄ軸の電流指令値Ｉ_ｄ^＊と電流検出値Ｉ_ｄｃとの偏差（Ｉ_ｄ^＊−Ｉ_ｄｃ）からｄ軸の電圧補正値△Ｖ_ｄ^＊を出力する。

【0020】

ｑ軸電流制御演算部１３は、ｑ軸の電流指令値Ｉ_ｑ^＊と電流検出値Ｉ_ｑｃとの偏差（Ｉ_ｑ^＊−Ｉ_ｑｃ）からｑ軸の電圧補正値△Ｖ_ｑ^＊を出力する。

【0021】

加算部１４は、ｄ軸の電圧基準値Ｖ_ｄｃ^＊とｄ軸の電圧補正値△Ｖ_ｄ^＊との加算値である電圧指令値Ｖ_ｄｃ^＊＊を出力する。加算部１５は、ｑ軸の電圧基準値Ｖ_ｑｃ^＊とｑ軸の電圧補正値△Ｖ_ｑ^＊との加算値である電圧指令値Ｖ_ｑｃ^＊＊を出力する。

【0022】

座標変換部１６は、電圧指令値Ｖ_ｄｃ^＊＊、Ｖ_ｑｃ^＊＊と位相推定値θ_ｄｃから３相交流の電圧指令値Ｖ_ｕ^＊、Ｖ_ｖ^＊、Ｖ_ｗ^＊を出力する。

【0023】

一次電流の位相演算部１７は、電流指令値Ｉ_ｄ^＊、Ｉ_ｑ^＊から、ｄ軸からｍ軸までの位相角θ_φｃを出力する。

【0024】

座標変換部１８は、電圧指令値Ｖ_ｄｃ^＊＊、Ｖ_ｑｃ^＊＊と位相角θ_φｃからｍ−ｔ軸上の電圧指令値Ｖ_ｍｃ^＊＊、Ｖ_ｔｃ^＊＊を出力する。

【0025】

座標変換部１９は、ｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉ_ｄｃ、Ｉ_ｑｃからｍ−ｔ軸上の電流検出値Ｉ_ｍｃ、Ｉ_ｔｃを出力する。

【0026】

座標変換部２０は、ｄ軸の電流指令値Ｉ_ｄ^＊とｑ軸の電流指令値Ｉ_ｑ^＊からｍ−ｔ軸上の電流指令値Ｉ_ｍ^＊、Ｉ_ｔ^＊を出力する。

【0027】

まず、最初に、本実施例の特徴である一次電流の位相演算部１７と座標変換部１８〜２０を用いない場合の速度センサレス制御方式の基本動作について説明する。

【0028】

ｄ軸電流指令設定部９では、誘導モータ１内でｄ軸の二次磁束値φ_２ｄを発生させるために必要な電流指令値Ｉ_ｄ^＊を出力する。また、速度制御演算部１０において、速度指令値ω_ｒ^＊に速度推定値ω_ｒ^＾＾が一致するように、式（２）に従いｑ軸の電流指令値Ｉ_ｑ^＊を演算する。

【0029】

【数2】

ここで、Ｋｐ_ＡＳＲ：速度制御の比例ゲイン、Ｋｉ_ＡＳＲ：速度制御の積分ゲイン。

【0030】

ベクトル制御演算部１１では、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値Ｉ_ｄ^＊、Ｉ_ｑ^＊と誘導モータ１の回路定数（Ｒ_１、Ｌ_σ、Ｍ、Ｌ_２）とｄ軸の二次磁束指令値φ_２ｄ^＊および出力周波数値ω₁^＊を用いて、式（３）に従い、電圧基準値Ｖ_ｄｃ^＊、Ｖ_ｑｃ^＊を演算する。

【0031】

【数3】

ここで、Ｔ_ＡＣＲ：電流制御遅れ相当の時定数。

【0032】

ｄ軸電流制御演算部１２には、ｄ軸の電流指令値Ｉ_ｄ^＊と電流検出値Ｉ_ｄｃが入力され、ｑ軸電流制御演算部１３には、ｑ軸の電流指令値Ｉ_ｑ^＊と電流検出値Ｉ_ｑｃが入力される。ここでは、式（４）に従い、電流指令値Ｉ_ｄ^＊、Ｉ_ｑ^＊に、各成分の電流検出値Ｉ_ｄｃ、Ｉ_ｑｃが追従するようにＰＩ（比例＋積分）制御を行い、ｄ軸およびｑ軸の電圧補正値△Ｖ_ｄ^＊、△Ｖ_ｑ^＊を出力する。

【0033】

【数4】

【0034】

ここで、Ｋ_{ｐｄＡＣＲ}：ｄ軸の電流制御の比例ゲイン、Ｋ_{ｉｄＡＣＲ}：ｄ軸の電流制御の積分ゲイン、Ｋ_{ｐｑＡＣＲ}：ｑ軸の電流制御の比例ゲイン、Ｋ_{ｉｑＡＣＲ}：ｑ軸の電流制御の積分ゲイン、である。

【0035】

さらに、加算部１４、１５において、式（５）に従い、

【0036】

【数5】

電圧指令値Ｖ_ｄｃ^＊＊、Ｖ_ｑｃ^＊＊を演算して、電力変換器２の出力電圧を制御する。

【0037】

速度推定演算部５では、式（１）により誘導モータ１の速度を推定する。

【0038】

また、すべり周波数演算部６では、式（６）に従い、誘導モータ１のすべり周波数指令値ω_ｓ^＊を演算する。

【0039】

【数6】

ここで、Ｔ_２：二次時定数値。

【0040】

さらに加算部７では、速度推定値ω_ｒ^＾とすべり周波数指令値ω_ｓ^＊を用いて、式（７）に従い、

【0041】

【数7】

出力周波数値ω_１^＊を演算する。

【0042】

位相推定演算部８では、式（８）に従い、誘導モータ１の磁束軸の位相θ_ｄを演算する。

【0043】

【数8】

【0044】

磁束軸の位相θ_ｄの推定値である位相推定値θ_ｄｃを制御の基準に、センサレス制御による演算を実行する。以上が基本動作である。

【0045】

ここからは、本実施例の特徴である一次電流の位相演算部１７および座標変換部１８〜２０を用いた場合の制御特性について述べる。

【0046】

図２に、速度推定演算に従来技術である特許文献１を用いた場合の負荷運転特性を示す。ここでは、式（１）および式（３）に用いる一次抵抗値の設定Ｒ_１^＊をＲ_１の０．５倍に設定し、誘導モータ１を低速域の１Ｈｚで運転しており、同図におけるＡ点からＣ点までランプ状のトルクτ_Ｌを２００％まで与えている。誘導モータ１の実速度値ω_ｒは速度推定値ω_ｒ^＾よりも低下し、図２に示すＢ点以降において誘導モータ１は停止しているが、速度推定値ω_ｒ^＾は定常的に１Ｈｚであり、推定誤差△ω_ｒが発生していることがわかる。これは式（１）の分子項に含まれる（Ｒ_１^＊＋Ｒ_２’^＊）Ｉ_ｑｃの電圧成分によるものであり、低速運転ではトルク不足が発生する問題があった。

【0047】

本実施例の特徴である一次電流の位相演算部１７と座標変換部１８〜２０を用いれば、このトルク不足を改善することができる。以下、これについて説明する。

【0048】

図３は、従来の制御軸であるｄ−ｑ軸上のベクトル図である。磁束の方向をｄ軸、ｄ軸より９０度（π／２）進んだ方向をｑ軸としている。ここで、ｄ軸電流Ｉ_ｄとｑ軸電流Ｉ_ｑおよび一次電流Ｉ_１は式（９）の関係にある。

【0049】

【数9】

【0050】

また、式（１０）に、

【0051】

【数10】

Ｉ_ｄとＩ_１の位相角の関係を示す。

【0052】

図４は、本実施例で導入する制御軸であるｍ−ｔ軸のベクトル図である。一次電流の方向をｔ軸、このｔ軸より９０度遅れた方向をｍ軸としている。ここで、ｍ軸電流Ｉ_ｍとｔ軸電流Ｉ_ｔおよび一次電流Ｉ_１は式（１１）の関係にある。

【0053】

【数11】

【0054】

図１における一次電流の位相演算部１７では、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値Ｉ_ｄ^＊、Ｉ_ｑ^＊が入力され、式（１２）に従い、

【0055】

【数12】

【0056】

座標変換部１８〜２０の演算式に用いられる位相角であるθ_φｃを出力する。

【0057】

座標変換１８では、ｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖ_ｄｃ^＊＊、Ｖ_ｑｃ^＊＊と、位相角θ_φｃが入力され、式（１３）に従い、

【0058】

【数13】

ｍ軸およびｔ軸の電圧指令値Ｖ_ｍｃ^＊＊、Ｖ_ｔｃ^＊＊を出力する。

【0059】

座標変換１９では、ｄ軸およびｑ軸の電流検出値Ｉ_ｄｃ、Ｉ_ｑｃと、位相角θ_φｃが入力され、式（１４）に従い、

【0060】

【数14】

ｍ軸およびｔ軸の電流検出値Ｉ_ｍｃ、Ｉ_ｔｃを出力する。

【0061】

座標変換２０では、ｄ軸およびｑ軸の電流指令値Ｉ_ｄ^＊、Ｉ_ｑ^＊と、位相角θ_φｃが入力され、式（１５）に従い、

【0062】

【数15】

ｍ軸およびｔ軸の電流指令値Ｉ_ｍ^＊、Ｉ_ｔ^＊を出力する。

【0063】

速度推定演算部５では、式（１６）に従い、ｍ軸の逆起電力値を推定し、磁束係数で除算することにより、ω_ｒ^＾＾を出力する。

【0064】

【数16】

【0065】

低速域では式（１６）の分子項に含まれる電圧成分である（Ｒ_１^＊＋Ｒ_２’^＊）Ｉ_ｍｃは、Ｉ_ｍｃ＝０より、Ｒ_１^＊の設定に誤差があっても、常に０Ｖとなるので、速度推定値ω_ｒ^＾＾の推定精度は向上する。

【0066】

図５に、本実施例における負荷運転特性を示す（図２に用いた条件を設定している）。図２と図５に開示した負荷特性を比較すれば、誘導モータ１の速度推定値ω_ｒ^＾＾の精度が顕著に向上しており、その効果は明白である。つまり、低速域において、一次抵抗値に低感度となり、安定で高精度な速度制御を実現することができる。

【0067】

また、前述した低速域とは、一次周波数ω_１^＊の絶対値が、誘導モータ１の定格周波数の１０％程度以下とすればよい。あるいは、一次抵抗値に関係する降下電圧と、逆起電力に関係する降下電圧を比較して、式（１７）

【0068】

【数17】

が成立する場合を低速域としてもよい。

【0069】

ここで、図６を用いて、本実施例を採用した場合の検証方法について説明する。

【0070】

一次電流軸のｍ─ｔ軸上で制御演算を行えば、ｍ軸の電圧指令値は式（１８）となる。

【0071】

【数18】

【0072】

同式において、ｍ軸の電流Ｉ_ｍ＝０となるので、ｍ軸の電圧指令値は式（１９）となる。

【0073】

【数19】

【0074】

電力変換装置２１と誘導モータ１を接続する電線の長さを変更すると、一次抵抗値Ｒ_１の値は変化する。本実施例の方式では、一次抵抗値Ｒ_１に低感度であるため、ｍ軸の電圧値Ｖ_ｍは一定値となる。

【0075】

したがって、図６に示すように、誘導モータ１を駆動する電力変換装置２１に、電圧検出器２２と電流検出器２３を取り付け、誘導モータ１のシャフトにエンコーダ２４を取り付ける。Ｖ_ｍ電圧成分の計算部２５には、電圧検出器２２の出力である三相の電圧値（Ｖ_ｕ１，Ｖ_ｖ１，Ｖ_ｗ１）と電流検出器２３の出力である三相の電流値（Ｉ_ｕ１，Ｉ_ｖ１，Ｉ_ｗ１）、およびエンコーダの出力である位置θ_ｄ１が入力さる。入力された情報から、Ｖ_ｍ電圧成分を計算し、前述した電線の長さを変更しても、Ｖ_ｍ電圧成分の計算部２５の出力値に変化がなければ、本実施例を採用していることになる。

【0076】

以上のように、本実施例は、誘導モータを速度センサレスベクトル制御により駆動する電力変換装置であって、指令値あるいは検出値を、一次電流の方向とそれより９０度遅れた方向を回転座標系とした制御軸に変換する座標変換部と、座標変換部で変換された指令値あるいは検出値に基づいて誘導モータの速度推定値を演算する速度推定演算部を有し、速度推定値に基づいて出力周波数値を制御する。すなわち、一次電流の方向をｔ軸、それより９０度遅れた方向をｍ軸として、ｍ−ｔ軸の回転座標系上の電圧指令値と電流検出値、および誘導モータの回路定数を用いて、速度推定値を演算する。

【0077】

これにより、低速域は一次抵抗値に低感度化して、トルク不足なしに高精度な速度制御特性を実現できる誘導モータの速度推定方法およびそれを用いた電力変換装置を提供できる。

【実施例2】

【0078】

実施例１は、低速域において速度推定値の精度が向上する方式であったが、本実施例では、中高速域において速度推定値の精度を向上させる方式について説明する。

【0079】

本実施例における電力変換装置の構成図は、図１において、速度推定演算部５以外は同構成であるので、その図面および説明は省略する。

【0080】

本実施例における速度推定演算部５‘は、式（２０）により

【0081】

【数20】

t軸の逆起電力値を推定し、磁束係数で除算することによりω_r^{^^^}を出力する。

【0082】

中高速域では式（２０）の分子項に含まれる電圧成分であるω₁^*Ｌ_σ^＊Ｉ_ｍ^＊は、Ｉ_ｍ^＊＝０より、Ｌ_σ^＊の設定に誤差があっても、０Ｖとなるので、速度推定値ω_ｒ^＾＾の推定精度は向上する。つまり、中高速域において、漏れインダクタンス値に低感度となり、高精度な速度制御を実現することができる。

【0083】

前述した中高速域とは、一次周波数ω_１^＊の絶対値が定格回転数の１０％程度以上とすればよい。あるいは、一次抵抗値に関係する降下電圧と、逆起電力に関係する降下電圧を比較して、式（２１）が成立する場合を中高速域としてもよい。

【0084】

【数21】

【実施例3】

【0085】

実施例１は、低速域において速度推定値の精度が向上する方式であったが、本実施例では、低速域と中高速域において速度推定値を切替える方式について説明する。

【0086】

本実施例における電力変換装置の構成図は、図１において、速度推定演算部５以外は同構成であるので、その図面および説明は省略する。

【0087】

図７に、本実施例における速度推定演算部５’’の構成を示す。速度推定演算部５’’ａは式（１６）の演算部であり速度推定値ω_ｒ^＾＾を出力し、５’’ｂは式（２０）の演算部であり速度推定値ω_ｒ^＾＾＾を出力する。５’’ｃは速度推定値の切替え部であり、低速域では速度推定値ω_ｒ^＾＾を、中高速域では速度推定値ω_ｒ^＾＾＾を選択し、どちらか一方を、ω_ｒ^＾＾＾＾として出力する。

【0088】

また、前述した低速域と中高速域とは、一次周波数ω_１^＊の絶対値が定格回転数の１０％程度以下の場合は低速域、１０％程度以上の場合は中高速域とすればよい。あるいは、一次抵抗値に関係する降下電圧と、逆起電力に関係する降下電圧を比較して、式（１７）が成立する場合を低速域、式（２１）が成立する場合を中高速域としてもよい。

【0089】

本実施例のように、低速域と高速域において、速度推定値を切替えることにより、全速度域で高精度な速度制御を実現することができる。

【実施例4】

【0090】

実施例１では、速度推定演算部のみｍ−ｔ軸上で演算したが、本実施例ではｄ軸およびｑ軸の電流制御演算部もｍ−ｔ軸上で演算する方式について説明する。

【0091】

図８は、本実施例における電力変換装置の構成図である。図８において、１〜４、６〜１０、１７、１９、２０は、図１と同一であるのでその説明は省略する。

【0092】

図８において、ｍ軸電流制御演算部１２’は、ｍ軸の電流指令値Ｉ_ｍ^＊と電流検出値Ｉ_ｍｃとの偏差（Ｉ_ｍ^＊−Ｉ_ｍｃ）からｍ軸の電圧指令値Ｖ_ｍｃ^＊＊＊を出力する。ｔ軸電流制御演算部１３’は、ｔ軸の電流指令値Ｉ_ｔ^＊と電流検出値Ｉ_ｔｃとの偏差（Ｉ_ｔ^＊−Ｉ_ｔｃ）からｔ軸の電圧指令値Ｖ_ｔｃ^＊＊＊を出力する。

【0093】

ここでは、式（２２）に従い、電流指令値Ｉ_ｍ^＊、Ｉ_ｔ^＊に、各成分の電流検出値Ｉ_ｍｃ、Ｉ_ｔｃが追従するようにＰＩ（比例＋積分）制御を行い、ｍ軸およびｔ軸の電圧指令値Ｖ_ｍｃ^＊＊＊、Ｖ_ｔｃ^＊＊＊を出力する。

【0094】

【数22】

ここで、Ｋ_{ｐｍＡＣＲ}：ｍ軸の電流制御の比例ゲイン、Ｋ_{ｉｍＡＣＲ}：ｍ軸の電流制御の積分ゲイン、Ｋ_{ｐｔＡＣＲ}：ｔ軸の電流制御の比例ゲイン、Ｋ_{ｉｔＡＣＲ}：ｔ軸の電流制御の積分ゲイン、である。

【0095】

座標変換部１６’は、電圧指令値Ｖ_ｍｃ^＊＊＊、Ｖ_ｔｃ^＊＊＊と位相推定値θ_ｄｃから３相交流の電圧指令値Ｖ_ｕ^＊、Ｖ_ｖ^＊、Ｖ_ｗ^＊を出力する。

【0096】

本実施例のように、ｍ−ｔ軸上で電流制御を演算してもよく、一次抵抗値に低感度で高応答な電流制御特性を実現することができる。

【実施例5】

【0097】

実施例１から４では、速度推定演算部５、５’、５’’において、低速域と中高速域を判定するレベル値を１つ設定していたが、本実施例では、判定するレベル値を２つ設定する場合について説明する。

【0098】

図９は、本実施例における電力変換器の構成図である。図９おいて、速度推定演算部５および２６以外は図１と同構成であるので、その説明は省略する。

【0099】

２６は、低速域と中高速域を判定するレベル値であり、２つの（ω^＊_１、ω^＊_２）を設定する。

【0100】

例えば、ω^＊_１には定格周波数の５％を、ω^＊_２には定格周波数の１０％を設定する。そして、速度推定演算部５’’’では、最初に、判定するレベル値を１番目のω^＊_１に設定して実運転を行い、その結果、トルク不足や過電流トリップに陥った場合は、次の演算タイミングで、判定するレベル値を第２番目のω^＊_２に変更する。このように構成にすることで、判定するレベル値を最適に設定することができる。

【0101】

また、本実施例では２つの設定であるが、数個用意しても良い。このようにすれば、判定するレベル値を複数個設けることにより、一次抵抗値が大きくその変動の影響が大きな誘導モータにおいても、高精度な速度制御を実現することができる。

【実施例6】

【0102】

本実施例は、誘導モータ駆動システムに、実施例５を適用した例について説明する。

【0103】

図１０は、本実施例における誘導モータ駆動システムの構成図である。図１０において、構成要素の１、４、５’’’、６〜２０、２６からなる２７ａは、図９のものと同一である。

【0104】

図１０において、誘導モータ１は、電力変換装置２７により駆動される。また、電力変換装置２７には、構成要素の１、４、５’’’、６〜２０、２６が２７ａとしてソフトウェアとして実装され、さらに、デジタル・オペレータ２７ｂが、ハードウェアとして実装されている。

【0105】

低速域と中高速域を判定するレベル値２６は、電力変換装置２７のデジタル・オペレータ２７ｂ、パーソナル・コンピュータ２８、タブレット２９、スマートフォン３０などの上位装置により、設定できるようにしても良い。また、電力変換器を含む電力変換装置内に搭載されているマイクロ・コンピュータの内部メモリなどに設定されている誘導モータの回路定数や定格周波数および定格電流の値を用いて、自動的に設定しても良い。

【0106】

本実施例を誘導モータ駆動システムに適用すれば、全速度域で高精度な速度制御特性を実現することができる。

【0107】

なお、本実施例では、実施例５を適用した例について説明したが、実施例１から４を適用しても良い。

【0108】

また、ここまでの実施例１から３においては、電流指令値Ｉ_ｄ^＊、Ｉ_ｑ^＊と電流検出値Ｉ_ｄｃ、Ｉ_ｑｃから、電圧補正値△Ｖ_ｄ^＊、△Ｖ_ｑ^＊を作成し、この電圧補正値とベクトル制御の電圧基準値を加算する式（３）に従い演算しているが、電流指令値Ｉ_ｄ^＊、Ｉ_ｑ^＊に電流検出値Ｉ_ｄｃ、Ｉ_ｑｃから、ベクトル制御演算に使用する式（２３）に示す中間的な電流指令値Ｉ_ｄ^＊＊、Ｉ_ｑ^＊＊を作成し、

【0109】

【数23】

【0110】

この電流指令値と出力周波数値ω_１^＊、および誘導モータ１の回路定数を用いて、式（２４）に従い、電圧指令値Ｖ_ｄｃ^＊＊＊、Ｖ_ｑｃ^＊＊＊を演算するベクトル制御方式としても良い。

【0111】

【数24】

【0112】

ここに、Ｋ_{ｐｄＡＣＲ１}：ｄ軸の電流制御の比例ゲイン、Ｋ_{ｉｄＡＣＲ１}：ｄ軸の電流制御の積分ゲイン、Ｋ_{ｐｑＡＣＲ１}：ｑ軸の電流制御の比例ゲイン、Ｋ_{ｉｑＡＣＲ１}：ｑ軸の電流制御の積分ゲイン、Ｔ_ｄ：ｄ軸の電気時定数（Ｌ_ｄ／Ｒ）、Ｔ_ｑ：ｑ軸の電気時定数（Ｌ_ｑ／Ｒ）、である。

【0113】

また、電流指令値Ｉ_ｄ^＊、Ｉ_ｑ^＊に電流検出値Ｉ_ｄｃ、Ｉ_ｑｃから、ベクトル制御演算に使用するｄ軸の比例演算成分の電圧補正値△Ｖ_ｄ＿ｐ^＊、ｄ軸の積分演算成分の電圧補正値△Ｖ_ｄ＿ｉ^＊、ｑ軸の比例演算成分の電圧補正値△Ｖ_ｑ＿ｐ^＊、ｑ軸の積分演算成分の電圧補正値△Ｖ_ｑ＿ｉ^＊ を式（２５）により演算し、

【0114】

【数25】

【0115】

これらの電圧補正値と出力周波数値ω_１^＊、および誘導モータ１の回路定数を用いて、式（２６）に従い、

【0116】

【数26】

電圧指令値Ｖ_ｄｃ^＊＊＊＊、Ｖ_ｑｃ^＊＊＊＊を演算するベクトル制御方式としても良い。

【0117】

また、ここまでの実施例１から６において、速度推定演算部において、速度推定値を演算していたが、ｑ軸電流制御で、電流制御と速度推定を併用する方式でも良い。すなわち、式（２７）に示すように速度推定値ω_ｒ^{＾＾＾＾＾}を演算する。

【0118】

【数27】

ここで、Ｋ_{ｐｑＡＣＲ２}：電流制御の比例ゲイン、Ｋ_{ｉｑＡＣＲ２}：電流制御の積分ゲイン、である。

【0119】

また、実施例４においては、ｍ−ｔ軸の電流制御演算部の出力を、式（２２）に従い、Ｖ_ｍｃ^＊＊＊、Ｖ_ｔｃ^＊＊＊として出力しているが、電流指令値Ｉ_ｍ^＊、Ｉ_ｍ^＊と電流検出値Ｉ_ｍｃ、Ｉ_ｍｃから、式（２８）に従い、電圧補正値△Ｖ_ｍ^＊、△Ｖ_t^＊を作成し、この電圧補正値とベクトル制御の電圧基準値を加算して、式（２９）に従い、

【0120】

【数28】

【0121】

【数29】

演算するベクトル制御方式にしても良い。

【0122】

また、実施例４において、速度推定演算部５’’において、速度推定値を演算していたが、ｔ軸電流制御で、電流制御と速度推定を併用する方式でも良い。すなわち、式（３０）に従い速度推定値ω_ｒ^{＾＾＾＾＾＾}を演算する。

【0123】

【数30】

ここで、Ｋ_{ｐｔＡＣＲ２}：電流制御の比例ゲイン、Ｋ_{ｉｔＡＣＲ２}：電流制御の積分ゲイン、である。

【0124】

また、実施例１から６において、速度推定値を、低速域は、ｍ−ｔ軸上で、中高速域は、従来のｄ−ｑ軸上で演算してもよい。

【0125】

なお、実施例１から６において、電力変換器２を構成するスイッチング素子としては、Ｓｉ（シリコン）半導体素子であっても、ＳｉＣ（シリコンカーバイト）やＧａＮ（ガリュームナイトライド）などのワイドバンドギャップ半導体素子であってもよい。

【0126】

以上実施例について説明したが、本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加、削除、置換をすることも可能である。

【符号の説明】

【0127】

１：誘導モータ、２：電力変換器、２ａ：直流電源、３：電流検出器、４：座標変換部、５：速度推定演算部、６：すべり周波数演算部、７：加算部、８：位相推定演算部、９：ｄ軸電流指令設定部、１０：速度制御演算部、１１：ベクトル制御演算部、１２：ｄ軸電流制御演算部、１３：ｑ軸電流制御演算部、１４、１５：加算部、１６：座標変換部、１７：一次電流の位相演算部、１８、１９、１０：座標変換部、２１：電力変換装置、２２：電圧検出器、２３：電流検出器、２４：エンコーダ、２５：Ｖ_ｍ電圧成分の計算部、２６：レベル値、２７：電力変換装置、２７ａ：ソフト処理、２７b：デジタル・オペレータ、Ｉ_ｄ^＊：ｄ軸電流指令値、Ｉ_ｑ^＊：ｑ軸電流指令値、Ｉ_ｄｃ：ｄ軸電流検出値、Ｉ_ｑ^＊：ｑ軸電流検出値、Ｉ_ｍ^＊：ｍ軸電流指令値、Ｉ_ｔ^＊：ｔ軸電流指令値、Ｉ_ｍｃ：ｍ軸電流検出値、Ｉ_ｔｃ：ｔ軸電流検出値、ω_ｒ^＊：速度指令値、ω_ｒ：誘導モータ１の速度、ω_ｒ^＾、ω_ｒ^＾＾、ω_ｒ^＾＾＾、ω_ｒ^＾＾＾＾、ω_ｒ^{＾＾＾＾＾}、ω_ｒ^{＾＾＾＾＾＾}：速度推定値、ω_ｓ^＊：すべり周波数指令値、ω_１^＊：誘導モータ１の出力周波数値または速度指令値、θ_ｄｃ：位相推定値、θ_φ、θ_φｃ：位相角、Ｖ_ｄｃ^＊：ｄ軸の電圧指令の基準値、Ｖ_ｑｃ^＊：ｑ軸の電圧指令の基準値、Ｖ_ｄｃ^＊＊、Ｖ_ｄｃ^＊＊＊、Ｖ_ｄｃ^＊＊＊＊、Ｖ_ｄｃ^{＊＊＊＊＊}：ｄ軸の電圧指令値、Ｖ_ｑｃ^＊＊、Ｖ_ｑｃ^＊＊＊、Ｖ_ｑｃ^＊＊＊＊、Ｖ_ｑｃ^{＊＊＊＊＊}：ｑ軸の電圧指令値、Ｖ_ｍｃ^＊＊、Ｖ_ｍｃ^＊＊＊、Ｖ_ｍｃ^＊＊＊＊：ｍ軸の電圧指令値、Ｖ_ｔｃ^＊＊、Ｖ_ｔｃ^＊＊＊、Ｖ_ｔｃ^＊＊＊＊：ｔ軸の電圧指令値

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】