特許 6984399 電力変換器制御装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6984399

(24)【登録日】2021年11月29日

(45)【発行日】2021年12月22日

(54)【発明の名称】電力変換器制御装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20211213BHJP

【ＦＩ】

   H02M7/48 M

   H02M7/48 E

【請求項の数】4

【全頁数】15

(21)【出願番号】特願2017-247919(P2017-247919)

(22)【出願日】2017年12月25日

(65)【公開番号】特開2019-115194(P2019-115194A)

(43)【公開日】2019年7月11日

【審査請求日】2020年11月13日

(73)【特許権者】

【識別番号】000004260

【氏名又は名称】株式会社デンソー

(74)【代理人】

【識別番号】100093779

【弁理士】

【氏名又は名称】服部 雅紀

(72)【発明者】

【氏名】寺 貴広

(72)【発明者】

【氏名】瀧 浩志

(72)【発明者】

【氏名】徳舛 彰

【審査官】 遠藤 尊志

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１７−０１７８１７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１４−０６８４６５（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ７／４２−７／９８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

直流電力を３相交流電力に変換し、抵抗及びインダクタンスを有する負荷であるモータ（８０）に供給する電力変換器（６０）の動作を制御する電力変換器制御装置であって、
ｄｑ軸電流指令値（ｉｑ^＊、ｉｂ）に基づいてｄｑ軸電圧指令値（Ｖｑ^＊、Ｖｄ^＊）を演算し、さらに前記ｄｑ軸電圧指令値を３相変換した基本電圧指令値（Ｖｕ_ｂ^＊、Ｖｖ_ｂ^＊）を演算する基本電圧指令値演算部（２０１、２０２、２０４、２０５）と、
前記ｄｑ軸電流指令値が３相変換された３相電流指令値（ｉｕ^＊、ｉｖ^＊）と、３相電流値（ｉｕ、ｉｖ）との偏差である３相電流偏差（Δｉｕ、Δｉｖ）、及び、前記モータの機器定数である抵抗もしくはインダクタンスに基づいて、補償電圧指令値（Ｖｕ_{ｏｆｆｓｅｔ}^＊、Ｖｖ_{ｏｆｆｓｅｔ}^＊）を演算する補償電圧指令値演算部（４０１、４０３）と、
前記基本電圧指令値と前記補償電圧指令値とを加算した電圧指令値（Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊）に基づいて、前記電力変換器に指令するゲート信号を生成するゲート信号生成部（５６）と、
を備える電力変換器制御装置。

【請求項2】

前記補償電圧指令値演算部（４０３）は、
さらに前記３相電流値に基づいて前記補償電圧指令値を演算する請求項１に記載の電力変換器制御装置。

【請求項3】

前記基本電圧指令値演算部（２０２、２０４、２０５）は、
前記３相電流値からｄｑ変換されたｄｑ軸電流値（ｉｑ、ｉｄ）の直流成分を抽出する直流成分抽出部（３４、３３０）を有し、
前記ｄｑ軸電流指令値と、前記直流成分抽出部により直流成分を除いた前記ｄｑ軸電流値との偏差であるｄｑ軸電流偏差（Δｉｑ、Δｉｄ）に基づくフィードバック制御により、前記基本電圧指令値を演算する請求項１または２に記載の電力変換器制御装置。

【請求項4】

前記基本電圧指令値演算部（２０５）の前記直流成分抽出部（３３０）は、前記モータの回転数に応じて、前記ｄｑ軸電流値の所定周波数以上の高周波成分を除去するローパスフィルタ処理と、前記ｄｑ軸電流値の所定電気角範囲又は所定時間における移動平均を算出する移動平均処理とを切り替える請求項５に記載の電力変換器制御装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電力変換器制御装置に関する。

【背景技術】

【0002】

従来、電力変換器から負荷に通電される３相交流電流中に含まれる直流成分を低減する技術が知られている。例えば特許文献１には、インバータ装置において「三相交流電圧がアンバランスになると、負荷に直流電流が流れ、変圧器又はモータが偏磁をきたす。この場合、三相交流に直流分が重畳した波形となる。」と記載されている。そこで、特許文献１の図４に示された実施形態では、各相電流を積分器に入力し、積分器の出力に直流成分が含まれていれば、その直流成分を除去するように各相電圧指令にバイアスをかけて補正する。

【0003】

また、特許文献２の図１、図２に開示された多相回転機の制御装置は、各相の電流に固定子の仮想抵抗に相当するゲインＫを乗じて各相の電圧指令に負帰還し、制御的に見かけ上の固定子抵抗を増加させることにより直流電流成分を低減させる。さらに特許文献２の図３、図４に開示された多相回転の制御装置は、ローパスフィルタ等の直流分検出手段を用いて直流電流分を検出し、直流分検出手段が出力する直流電流分のみに仮想抵抗ゲインＫを乗じる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特開平９−１１７１５４号公報

【特許文献2】特開２００３−８８１９２号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

特許文献１の従来技術において、直流成分の発生要因は、電力変換器又は制御部のアンバランスによる。特許文献１の従来技術では、直流成分を抽出するために、積分器を用いて電気角１周期分の電流を積分するため、過渡時の応答性が低下するという問題がある。

【0006】

特許文献２の従来技術において、直流成分の発生要因は、スイッチング素子のオン抵抗のばらつきやインバータ直流中間電圧の変動にある。特許文献２の従来技術では仮想抵抗を用いているため負荷への印加電圧が下がり、電圧利用率が低下する。また、特許文献２の図４の構成では、直流成分を抽出するために、フィルタを設けて電気角１周期分の電流を処理するため、過渡時の応答性が低下するという問題がある。

【0007】

さらに、電力変換器の出力が変化した過渡応答時に回路のインダクタンスに初期電流が流れていると直流オフセット電流が発生し、３相電流のアンバランスが生じる。しかし、特許文献１、２のいずれにも直流オフセット電流について言及されていない。

【0008】

本発明はこのような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、過渡応答時に直流オフセット電流により発生する３相電流アンバランスを高応答に抑制可能な電力変換器制御装置を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0009】

本発明は、直流電力を３相交流電力に変換し、抵抗及びインダクタンスを有する負荷であるモータ（８０）に供給する電力変換器（６０）の動作を制御する電力変換器制御装置である。この電力変換器制御装置は、基本電圧指令値演算部（２０）と、補償電圧指令値演算部（４０）と、ゲート信号生成部（５６）と、を備える。

【0010】

基本電圧指令値演算部は、ｄｑ軸電流指令値（ｉｑ^＊、ｉｄ^＊）に基づいてｄｑ軸電圧指令値（Ｖｑ^＊、Ｖｄ^＊）を演算し、さらにｄｑ軸電圧指令値を３相変換した基本電圧指令値（Ｖｕ_ｂ^＊、Ｖｖ_ｂ^＊）を演算する。補償電圧指令値演算部は、ｄｑ軸電流指令値が３相変換された３相電流指令値（ｉｕ^＊、ｉｖ^＊）と、３相電流値（ｉｕ、ｉｖ）との偏差である３相電流偏差（Δｉｕ、Δｉｖ）、及び、モータの機器定数である抵抗もしくはインダクタンスに基づいて、補償電圧指令値（Ｖｕ_{ｏｆｆｓｅｔ}^＊、Ｖｖ_{ｏｆｆｓｅｔ}^＊）を演算する。ゲート信号生成部は、基本電圧指令値と補償電圧指令値とを加算した電圧指令値（Ｖｕ^＊、Ｖｖ^＊）に基づいて、電力変換器に指令するゲート信号を生成する。

【0011】

本発明では、基本電圧指令値に補償電圧指令値を加算することにより、電力変換器の過渡応答時に、直流オフセット電流により発生する３相電流のアンバランスを抑制することができる。このとき補償電圧指令値演算部は、３相電流偏差に基づいて、直流オフセット成分を瞬時に直接制御することができる。したがって、電気角１周期分の電流を処理する必要がある特許文献１、２の従来技術に対し、直流成分を低減する応答性を向上させることができる。

【0012】

例えば補償電圧指令値演算部は、３相電流偏差を入力とするＰＤ制御の比例ゲインに抵抗値を用い、微分ゲインにインダクタンス値を用いて補償電圧指令値を演算する。これにより、最も速く指令値に追従するための電圧指令値を演算することができる。

【0013】

また好ましくは、補償電圧指令値演算部は、さらに３相電流値に基づいて補償電圧指令値を演算する。具体的には、補償電圧指令値演算部は、３相電流偏差が同じならば、３相電流値が大きいほど補償電圧指令値を大きくする。つまり、負荷が低く３相電流値が小さいときは、電流アンバランスの影響が小さいため、制御安定性を重視して補償電圧指令値が小さく設定される。一方、負荷が高く３相電流値が大きいときは、電流アンバランスを抑制するため、高応答性を重視して補償電圧指令値が大きく設定される。

【図面の簡単な説明】

【0014】

【図1】各実施形態によるインバータ制御装置が適用されるモータ駆動システムの全体構成図。

【図2】トルク指令変動時に発生する３相電流アンバランスを説明する図。

【図3】３相インバータの単相分を抽出した回路モデル図。

【図4】比較例のインバータ制御装置での過渡応答時（インバータ出力変化時）の電流波形図。

【図5】交流（ＡＣ）成分と直流（ＤＣ）成分とに分離した回路モデル図。

【図6】デッドビート制御を適用したときの過渡応答時の電流波形図。

【図7】第１実施形態によるインバータ制御装置の制御ブロック図。

【図8】第２実施形態によるインバータ制御装置の制御ブロック図。

【図9】第３実施形態によるインバータ制御装置の制御ブロック図。

【図10】（ａ）、（ｂ）３相電流と補償電圧演算器のゲインとの関係を示す図、（ｃ）３相電流、及び３相電流偏差と補償電圧指令値との関係を示す図。

【図11】第４実施形態によるインバータ制御装置の制御ブロック図。

【図12】第５実施形態による基本電圧指令値演算部の制御ブロック図。

【図13】モータ回転数による直流成分抽出構成の切り替えを示す図。

【図14】比較例のインバータ制御装置の制御ブロック図。

【発明を実施するための形態】

【0015】

以下、電力変換器制御装置の複数の実施形態を図面に基づいて説明する。複数の実施形態及び比較例において、実質的に同一の構成には、同一の符号を付して説明を省略する。本実施形態の電力変換器制御装置は、直流電力を３相交流電力に変換し、抵抗及びインダクタンスを有する負荷に供給する電力変換器の動作を制御する。本実施形態では、モータが負荷に相当し、インバータが「電力変換器」に相当する。また、インバータ制御装置が「電力変換器制御装置」に相当する。

【0016】

まず図１を参照し、モータ駆動システム９０の全体構成について説明する。インバータ６０は、上下アームの６つのスイッチング素子６１−６６がブリッジ接続されている。詳しくは、スイッチング素子６１、６２、６３は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子６４、６５、６６は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の下アームのスイッチング素子である。スイッチング素子６１−６６は、例えばＩＧＢＴで構成され、低電位側から高電位側へ向かう電流を許容する還流ダイオードが並列に接続されている。

【0017】

平滑コンデンサ１５は、インバータ６０の入力部に設けられ、バッテリ１０の電圧を平滑化する。なお、バッテリ１０とインバータ６０との間に昇圧コンバータが設けられてもよい。インバータ６０は、インバータ制御装置５０から指令されるゲート信号ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬに従ってスイッチング素子６１−６６が動作することで、バッテリ１０の直流電力を３相交流電力に変換する。そして、インバータ６０は、３相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗをモータ８０の各相巻線８１、８２、８３に印加する。

【0018】

モータ８０は、例えば永久磁石式同期型の３相交流モータであり、典型的には力行及び回生動作可能なモータジェネレータである。モータ８０の３相巻線８１、８２、８３のうち２相の巻線に接続される電流経路には、相電流値を検出する電流センサが設けられる。図１の例では、Ｕ相巻線８１及びＶ相巻線８２に接続される電流経路に、それぞれＵ相電流値ｉｕ及びＶ相電流値ｉｖを検出する電流センサ７１、７２が設けられている。回転角センサ８５は、レゾルバ等の回転角センサであり、モータ８０の電気角θを検出する。また、電気角θが微分器８６で時間微分された角速度が換算され、回転数ωが算出される。

【0019】

インバータ制御装置５０は、図示しない上位ＥＣＵからのトルク指令、及び、電流センサ７１、７２や回転角センサ８５からのフィードバック情報に基づいて、モータ８０に印加する電圧指令値を演算する。そして、演算した電圧指令値に基づいてゲート信号ＵＨ、ＵＬ、ＶＨ、ＶＬ、ＷＨ、ＷＬを生成し、インバータ６０のスイッチング素子６１−６６に指令する。

【0020】

ここで、ｄｑ軸電流フィードバック制御を行う周知のインバータ制御装置５０９の構成を比較例として図１４に示す。ｄｑ軸電流フィードバック制御に係る構成には、他相電流算出部３１、３相／ｄｑ変換部３２、ｄｑ軸電流偏差算出部３６、制御器３７１、３７２等が含まれる。他相電流算出部３１は、キルヒホッフの法則を用いて、３相のうち２相の電流値（例えばｉｕ、ｉｖ）から他の１相の電流値（例えばｉｗ）を算出する。

【0021】

３相／ｄｑ変換部３２は、電気角θに基づいて３相電流値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗをｄｑ軸電流値ｉｑ、ｉｄにｄｑ変換する。以下、図中の上下の順に従い、ｄｑ軸電流値等の記号の記載順はｑ軸電流等を先に記載する。ｄｑ軸電流偏差算出部３６は、ｄｑ軸電流指令値ｉｑ^*、ｉｄ^*とｄｑ軸電流値ｉｑ、ｉｄとの偏差であるｄｑ軸電流偏差Δｉｑ、Δｉｄを算出する。制御器３７１、３７２は、ＰＩ制御等により、それぞれｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*及びｄ軸電圧指令値Ｖｄ^*を演算する。

【0022】

また、図１４の比較例では、ｄｑ軸電流値ｉｑ、ｉｄに基づきｄｑ軸間の干渉電圧を補償するように非干渉項を演算する非干渉制御部３８が設けられている。非干渉制御部３８が演算した非干渉項は、非干渉項加算部３９で、制御器３７１、３７２の出力に加算される。なお、非干渉項の加算前後でのｄｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*、Ｖｄ^*の記号の区別を省略する。

【0023】

ｄｑ／３相変換部２４は、電気角θに基づいてｄｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*、Ｖｄ^*を３相変換し、Ｕ相、Ｖ相電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*を算出する。他相電圧算出部５５は、Ｕ相、Ｖ相電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*から他の１相であるＷ相の電圧指令値流値Ｖｗ^*を算出する。ＰＷＭ信号生成部５６は、３相電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*に基づき、ＰＷＭ制御によりゲート信号を生成し、インバータ６０に出力する。

【0024】

比較例のインバータ制御装置５０９において、トルク指令の変動に伴って電圧指令値が変動すると、３相電流のアンバランスが発生する。この３相電流アンバランスについて、図２を参照する。３相電流は、実線、破線、一点鎖線が各相の電流を示す。時刻ｔｘ以前は電流指令がｉ１で一定であり、３相電流はバランスが取れている。時刻ｔｘにトルク指令が変動し電流指令がｉ１からｉ２に変化すると、３相電流にアンバランスが生じ、実線で示す１相に過電流が発生する。その結果、インバータ６０の破損やトルクリプルの発生につながる。また、直流側のバッテリ電流にも無効電流が発生し、バッテリ１０や平滑コンデンサ１５の発熱により、寿命が低下するおそれがある。

【0025】

３相アンバランスの発生原因及びその解決について、図３〜図６を参照して説明する。図３にＵ相を例として３相インバータの単相分を抽出した回路モデルを示す。交流記号で示すＶｕはインバータ出力であり、ｅｕは誘起電圧である。Ｕ相電流ｉｕは、回路の抵抗Ｒ及びインダクタンスＬに流れる。インダクタンスＬに初期電流が流れているとＵ相電流ｉｕとは逆向きの電圧ＶＬが発生する。このとき、インバータ出力Ｖｕは、式（１）で表される。なお、数式中の記号Ｐは微分演算子である。また、以下の数式における記号の下付き文字の表記について、明細書文中又は図中では、見やすさに応じて、下付き文字に対応する部分を通常文字で記載する場合がある。

【0026】

【数1】

【0027】

ここで図４に示すように、インバータ出力Ｖｕが変化する場合を想定する。ＶａはＶｕの振幅である。インバータ出力Ｖｕの変化時ｔｘにＵ相電流ｉｕが０の場合、時刻ｔｘ後も電流振幅の中心は０のままである。一方、インバータ出力Ｖｕの変化時ｔｘにＵ相電流ｉｕが０でない場合、図４の例では負方向にオフセット電流ΔＩｄｃが発生し、電流振幅の中心が０からオフセットする。

【0028】

次に、Ｕ相電流ｉｕを交流（ＡＣ）成分ｉｕ＿ａｃと直流（ＤＣ）成分ｉｕ＿ｄｃとに分離した回路モデルを図５に示す。インバータ出力Ｖｕの式（１）は、交流電圧Ｖｕの式（２．１）と、直流オフセット電圧Ｖｄｃの式（２．２）とに分離される。

【0029】

【数2】

【0030】

Ｕ相電流の交流成分ｉｕ＿ａｃは正弦波状に変化する。また、周知技術である比較例の構成では、直流成分ｉｕ＿ｄｃは、実線で示すように、オフセット電流−ΔＩｄｃを初期値として、式（３）のようにＬＲ時定数にしたがって減衰する。

【0031】

【数3】

【0032】

このように、過渡時にインダクタンスＬに初期電流が流れていると直流オフセット電流が発生する。つまり、３相インバータでは過渡時に必ず直流オフセット電流が発生するため、３相電流アンバランスが発生する。そこで、直流成分の式（２．２）から、直流オフセット電圧により直流オフセット電流を制御する点に着目する。そして、図５の直流成分の回路モデルに破線で示すように、変化時ｔｘの次のサンプルタイミングで直流オフセット電流が０となるように直流オフセット電圧Ｖｄｃを決定する。このように直流オフセット電流を抑制する制御を「デッドビート制御」という。デッドビート制御は、式（４）で表される。

【0033】

【数4】

【0034】

図６に、交流電圧Ｖｕと、デッドビート制御により決定された直流オフセット電圧Ｖｄｃとを加算した電圧をインバータに印加したときの電流波形を示す。なお、二点鎖線は、図４に示すデッドビート制御を行わないときの電流波形である。インバータ出力Ｖｕの変化時ｔｘにＵ相電流ｉｕが０でない場合でも、変化時ｔｘにデッドビート制御が行われることで、次のサンプルタイミングにＵ相電流ｉｕの振幅中心は０に一致する。

【0035】

このように、直流オフセット成分ΔＩｄｃに対しデッドビート制御を適用することで、Ｕ相電流ｉｕが瞬時に目標値に到達するように制御することができる。よって、直流オフセット電流に起因する過渡応答時の３相電流アンバランスが抑制される。その結果、過電流によるインバータの破損やトルクリプルの発生、バッテリや平滑コンデンサの発熱等を適切に防止することができる。

【0036】

本実施形態のインバータ制御装置５０は、以上の原理を用いて、トルク指令が変動する過渡応答時の３相電流アンバランスを抑制することを目的とするものである。続いて、インバータ制御装置５０の構成及び作用について実施形態毎に説明する。各実施形態のインバータ制御装置の符号には、「５０」に続く３桁目に実施形態の番号を付す。

【0037】

（第１実施形態）
第１実施形態について、図７を参照して説明する。第１実施形態のインバータ制御装置５０１は、基本電圧指令値演算部２０１、補償電圧指令値演算部４０１、「ゲート信号生成部」としてのＰＷＭ信号生成部５６等を含む。ここで、第１実施形態の基本電圧指令値演算部及び補償電圧指令値演算部の符号には、それぞれ、「２０」及び「４０」に続く３桁目に「１」を付す。以下の実施形態の基本電圧指令値演算部及び補償電圧指令値演算部の符号については、前述の実施形態と構成が実質的に同じである場合、前述の実施形態の符号を援用する。一方、前述の実施形態と構成が異なる場合、「２０」又は「４０」に続く３桁目に、新たにその実施形態の番号を付す。

【0038】

また、本実施形態では電流センサ７１、７２がＵ相、Ｖ相の２相の電流値ｉｕ、ｉｖを検出することに対応して、３相電流値のうちＵ相、Ｖ相の２相の電流値を制御し、他の１相であるＷ相ｉｗの電流値はキルヒホッフの法則を用いて算出する。他の実施形態では、どの２相を用いてもよく、３相の電流値を検出し制御してもよい。なお、明細書中、Ｕ相及びＶ相の２相の電流値又は電圧値についても「３相電流値」、「３相電圧値」という用語を用いて記す。

【0039】

基本電圧指令値演算部２０１は、ＦＦ制御演算部２１及びｄｑ／３相変換部２４を有し、フィードフォワード制御により基本電圧指令値Ｖｕ_b^*、Ｖｖ_b^*を演算する。ＦＦ制御演算部２１は、式（５）に示す電圧方程式によりｄｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*、Ｖｄ^*を演算する。ｄｑ／３相変換部２４は、電気角θに基づいてｄｑ軸電圧指令値Ｖｑ^*、Ｖｄ^*を３相変換し、Ｕ相、Ｖ相の基本電圧指令値Ｖｕ_b^*、Ｖｖ_b^*を算出する。

【0040】

【数5】

【0041】

補償電圧指令値演算部４０１は、ｄｑ／３相変換部４１、３相電流偏差算出部４２、及び、３相電流制御器４３１、４３２を有する。ｄｑ／３相変換部４１は、電気角θに基づいてｄｑ軸電流指令値ｉｑ^*、ｉｄ^*を３相変換し、３相電流指令値ｉｕ^*、ｉｖ^*を算出する。３相電流偏差算出部４２は、３相電流指令値ｉｕ^*、ｉｖ^*と、電流センサ７１、７２が検出した３相電流値ｉｕ、ｉｖとの偏差である３相電流偏差Δｉｕ、Δｉｖを算出する。

【0042】

Ｕ相電流制御器４３１及びＶ相電流制御器４３２は、それぞれＵ相及びＶ相の電流偏差Δｉｕ、Δｉｖに基づいてＵ相及びＶ相の補償電圧指令値Ｖｕ_offset^*、Ｖｖ_offset^*を演算する。電流偏差Δｉｕ、Δｉｖは、過渡応答時の直流オフセット成分に相当する。つまり、補償電圧指令値演算部４０１の技術的意義は、３相電流制御器４３１、４３２により直流オフセット成分を直接制御する点にある。

【0043】

各相の電流偏差を包括してΔｉ、補償電圧指令値を包括してＶ_offset^*と表し、補償電圧指令値Ｖ_offset^*の演算方法について説明する。補償電圧指令値Ｖ_offset^*の演算は、一般に、式（６．１）によるＰＤ制御、又は、式（６．２）によるＰ制御により行われる。ここで、Ｋｐは比例ゲイン、Ｋｄは微分ゲインであり、（Δｉ／Δｔ）は３相電流偏差Δｉの時間微分値である。Ｐ制御の式（６．２）は、ＰＤ制御の式（６．１）の微分項Ｋｄ（Δｉ／Δｔ）を０とみなしたものに相当する。

【0044】

【数6】

【0045】

また、上述のデッドビート制御では、モータ８０の機器定数である抵抗Ｒ及びインダクタンスＬを含む式（４）により、直流オフセット電流Δｉｄｃを抑制するように直流オフセット電圧Ｖｄｃが決定される。３相電流制御器４３１、４３２は、式（４）の右辺にゲインＫ（Ｋ≦１）を乗じた式（７）により補償電圧指令値Ｖ_offset^*を演算してもよい。モータ８０の機器定数を用いることで、最も早く指令値に追従するための電圧指令値を演算することができる。

【0046】

【数7】

【0047】

式（７）は、ＰＤ制御の式（６．１）における微分ゲインＫｄを（Ｋ×Ｌ）とし、比例ゲインＫｐを（Ｋ×Ｒ）とした式とみなすことができる。また、式（７）の微分項を無視すると、比例ゲインＫｐを（Ｋ×Ｒ）としたＰ制御の式となる。

【0048】

補償電圧加算部５４は、Ｕ相、Ｖ相毎に基本電圧指令値Ｖｕ_b^*、Ｖｖ_b^*と補償電圧指令値Ｖｕ_offset^*、Ｖｖ_offset^*とを加算し、加算後の電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*を出力する。他相電圧算出部５５は、Ｕ相、Ｖ相電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*から他の１相であるＷ相の電圧指令値流値Ｖｗ^*を算出する。

【0049】

ＰＷＭ信号生成部５６は、３相電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*に基づき、ＰＷＭ制御によりゲート信号を生成し、インバータ６０に出力する。なお他の実施形態では、ゲート信号生成部は、ＰＷＭ制御に限らず、予め設定された複数の電圧出力パターンから適当なパターンを選択するパルスパターン方式等によりゲート信号を生成してもよい。

【0050】

以上のように第１実施形態では、基本電圧指令値演算部２０１によるフィードフォワード制御で交流成分を制御し、補償電圧指令値演算部４０１による３相電流フィードバック制御で直流オフセット分を制御することで高応答化が可能となる。

【0051】

（第２実施形態）
第２実施形態について、図８を参照して説明する。第２実施形態のインバータ制御装置５０２では、基本電圧指令値演算部２０２は、フィードフォワード制御とｄｑ軸電流フィードバック制御との複合により基本電圧指令値Ｖｕ_b^*、Ｖｖ_b^*を演算する。なお、補償電圧指令値演算部４０１の構成は、第１実施形態と同様である。

【0052】

基本電圧指令値演算部２０２のうちフィードフォワード制御に係る構成は、第１実施形態の基本電圧指令値演算部２０１と同様である。ＦＦ制御演算部２１は、電圧方程式によりｄｑ軸電圧指令値のフィードフォワード項Ｖｑ^*_ff、Ｖｄ^*_ffを演算する。

【0053】

ｄｑ軸電流フィードバック制御に係る構成には、他相電流算出部３１、３相／ｄｑ変換部３２、ローパスフィルタ（図中及び以下文中で「ＬＰＦ」）３４、ｄｑ軸電流偏差算出部３６、制御器３７１、３７２等が含まれる。ＬＰＦ３４以外は、図１４の比較例の構成と実質的に同一である。

【0054】

ＬＰＦ３４は、ｄｑ軸電流値ｉｑ、ｉｄの所定周波数以上の高周波成分し、ＬＰＦ処理後のｄｑ軸電流値ｉｑ_LPF、ｉｄ_LPFを出力する。言い換えれば、ＬＰＦ３４は、ｄｑ軸電流値ｉｑ、ｉｄの直流オフセット分を除き、交流成分のみをｄｑ軸電流指令値ｉｑ^*、ｉｄ^*に対してフィードバックする。つまり、ＬＰＦ３４は、ｄｑ軸電流値ｉｑ、ｉｄの直流成分を抽出する「直流成分抽出部」に相当する。

【0055】

ｄｑ軸電流偏差算出部３６は、ｄｑ軸電流指令値ｉｑ^*、ｉｄ^*とＬＰＦ処理後のｄｑ軸電流値ｉｑ_LPF、ｉｄ_LPFとの偏差であるｄｑ軸電流偏差Δｉｑ、Δｉｄを算出する。制御器３７１、３７２は、ＰＩ制御等により、それぞれｑ軸電圧指令値のフィードバック項Ｖｑ^*_fb、及び、ｄ軸電圧指令値のフィードバック項Ｖｄ^*_fbを演算する。電圧指令値加算部２２は、ｄｑ軸電圧指令値のフィードフォワード項Ｖｑ^*_ff、Ｖｄ^*_ffとフィードバック項Ｖｑ^*_fb、Ｖｄ^*_fbとを加算する。

【0056】

このように第２実施形態の基本電圧指令値演算部２０２は、ＬＰＦ３４により直流オフセット分を除いた交流成分のみをフィードバックすることで、定常時の制御性を向上させることができる。すなわち、直流オフセット電流が発生するとｄｑ軸電流ｉｑ、ｉｄが振動するため、フィルタを用いて直流成分のみを抽出し、ｄｑ軸電流ｉｑ、ｉｄを制御し、所望のトルクを実現する。よって第２実施形態では、補償電圧指令値演算部４０１による直流オフセット分を除いた電流のフィードバック制御と、基本電圧指令値演算部２０による直流オフセット電流のフィードバック制御とを組み合わせることで、高応答かつ定常偏差のない制御を実現できる。

【0057】

（第３実施形態）
第３実施形態について、図９、図１０を参照して説明する。第３実施形態のインバータ制御装置５０３の補償電圧指令値演算部４０３は、第１、第２実施形態の補償電圧指令値演算部４０１に対し、Ｕ相電流制御器４３１及びＶ相電流制御器４３２にそれぞれＵ相電流値ｉｕ、Ｖ相電流値ｉｖが入力される点が異なり、それ以外の構成は同一である。Ｕ相電流制御器４３１は、Ｕ相電流偏差Δｉｕに加え、さらにＵ相電流値ｉｕに基づいて、Ｕ相補償電圧指令値Ｖｕ_offset^*を演算する。Ｖ相電流制御器４３２は、Ｖ相電流偏差Δｉｖに加え、さらにＶ相電流値ｉｖに基づいて、Ｖ相補償電圧指令値Ｖｖ_offset^*を演算する。

【0058】

例えば式（７）によるデッドビート制御を実施する構成において、補償電圧指令値演算部４０３は、Ｕ相電流値ｉｕ、Ｖ相電流値ｉｖに応じて、３相電流制御器４３１、４３２のゲインＫを０から１までの範囲で変更する。好ましくは、３相電流値ｉｕ、ｉｖが大きいほどゲインＫが大きく設定される。

【0059】

つまり、負荷が低く３相電流値ｉｕ、ｉｖが小さいときは、電流アンバランスの影響が小さいため、制御安定性を重視して補償電圧指令値Ｖ_offset^*が小さくなるように、ゲインＫが減少される。一方、負荷が高く３相電流値ｉｕ、ｉｖが大きいときは、電流アンバランスを抑制するため、高応答性を重視して補償電圧指令値Ｖ_offset^*が大きくなるように、ゲインＫが増加される。

【0060】

図１０（ａ）、（ｂ）に、３相電流値ｉｕ、ｉｖに応じたゲインＫの変更パターンを示す。図１０（ａ）の例では、３相電流値ｉｕ、ｉｖが飽和電流値Ｉｓａｔ未満の領域で、ゲインＫは、３相電流値ｉｕ、ｉｖの増加につれて１まで単調増加する。３相電流値ｉｕ、ｉｖが飽和電流値Ｉｓａｔ以上の領域ではゲインＫは１である。図１０（ｂ）の例ではさらに、３相電流値ｉｕ、ｉｖが臨界値Ｉｃｒｔ以下の領域でゲインＫは０である。Ｋが０であるということは、直流オフセット電流抑制制御をしないことに等しい。

【0061】

また、式（６．１）によるＰＤ制御を実施する構成では、比例ゲインＫｐ、微分ゲインＫｄがそれぞれ、３相電流値ｉｕ、ｉｖが大きいほど大きく設定される。式（６．２）によるＰ制御を実施する構成では、３相電流値ｉｕ、ｉｖが大きいほど比例ゲインＫｐが大きく設定される。

【0062】

また、補償電圧指令値Ｖ_offset^*はゲインＫを用いた数式で演算される構成に限らず、図１０（ｃ）に示すような３相電流値ｉｕ、ｉｖと３相電流偏差Δｉｕ、Δｉｖとを入力とするマップにより直接演算されてもよい。このマップでは、３相電流値ｉｕ、ｉｖが大きいほど、また、３相電流偏差Δｉｕ、Δｉｖが大きいほど、補償電圧指令値Ｖ_offset^*は大きくなる。なお、マップの特性線は、図１０（ｃ）に示すような直線に限らず、折線や曲線であってもよい。

【0063】

（第４実施形態）
第４実施形態について、図１１を参照して説明する。第４実施形態のインバータ制御装置５０４では基本電圧指令値演算部２０４は、フィードフォワード制御を行わず、ｄｑ軸電流フィードバック制御のみにより基本電圧指令値Ｖｕ_b^*、Ｖｖ_b^*を演算する。なお、補償電圧指令値演算部４０１の構成は、第１実施形態と同様である。

【0064】

ｄｑ軸電流フィードバック制御に係る構成は第２、第３実施形態と同様である。また、図１１の例では、１４の比較例と同様に、ｄｑ軸電流値ｉｑ、ｉｄに基づきｄｑ軸間の干渉電圧を補償するように非干渉項を演算する非干渉制御部３８が設けられている。なお、図１１においてＬＰＦ３４及びｄｑ軸電流偏差算出部３６を含む枠で囲った部分Ｅｘは、図１２に示す第５実施形態の説明で引用される部分である。第４実施形態では、「直流成分抽出部」としてのＬＰＦ３４により、直流オフセット分を除いた交流分をフィードバック制御することで、定常時の制御性を向上させることができる。

【0065】

（第５実施形態）
第５実施形態について、図１２、図１３を参照して説明する。第５実施形態の基本電圧指令値演算部２０５は、第４実施形態の基本電圧指令値演算部２０４に対し図１１のＥｘ部に対応する構成のみが異なる。それ以外の構成は図１１と同一であるため図示を省略する。基本電圧指令値演算部２０５には、切替判定部３３、ＬＰＦ３４及び移動平均算出部３５を含む直流成分抽出部３３０が設けられる。

【0066】

ＬＰＦ３４は、第４実施形態と同様にｄｑ軸電流値ｉｑ、ｉｄの所定周波数以上の高周波成分を除去するＬＰＦ処理を行い、ＬＰＦ処理後のｄｑ軸電流値ｉｑ_LPF、ｉｄ_LPFを出力する。移動平均算出部３５は、ｄｑ軸電流値ｉｑ、ｉｄの所定電気角範囲又は所定時間における移動平均を算出する移動平均処理を行い、移動平均処理後のｄｑ軸電流値ｉｄ_MVAVR、ｉｑ_MVAVRを出力する。切替判定部３３は、モータの回転数に応じて、直流成分の抽出処理として、ＬＰＦ処理と移動平均処理とを切り替える。

【0067】

直流成分抽出構成としてＬＰＦ３４のみを有する第４実施形態では、カットオフ周波数が固定される。したがって、回転周波数ωの６次成分等であるｄｑ軸電流値ｉｑ、ｉｄの交流成分の周波数がカットオフ周波数以下となる周波数領域では、直流成分を抽出することができず、定常時の制御が不安定となる。また、広い回転数領域でＬＰＦ３４を機能させるためにカットオフ周波数を下げすぎると、過渡応答後の収束性が悪化する。そこで、図１３に示すように、ｄｑ軸電流値ｉｑ、ｉｄの交流成分の周波数がＬＰＦ３４のカットオフ周波数以下となる低回転数領域では、切替判定部３３は、ＬＰＦ処理から移動平均処理に切り替えるように判定する。なお、移動平均処理の区間は、例えば回転周波数の６次成分等の１周期分に相当する所定電気角範囲又は所定時間に設定される。

【0068】

このように第５実施形態では、基本電圧指令値演算部２０５のｄｑ軸電流フィードバック制御において、モータの回転数に応じて、カットオフ周波数より大きい高回転数領域ではＬＰＦ処理、低回転数領域では移動平均処理により直流成分が抽出されるように処理が切り替えられる。したがって、定常時の制御安定性と過渡応答後の収束性とを適切に両立することができる。

【0069】

以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

【符号の説明】

【0070】

２０１、２０２、２０４、２０５・・・基本電圧指令値演算部、
４０１、４０３・・・補償電圧指令値演算部、
５０（５０１−５０４）・・・インバータ制御装置（電力変換器制御装置）、
５６・・・ＰＷＭ信号生成部（ゲート信号生成部）、
６０・・・インバータ（電力変換器）、
８０・・・モータ（負荷）。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】