特許 6985284 帯域内チャネル上無線システム内で音声信号を混合する方法及びそのための装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6985284

(24)【登録日】2021年11月29日

(45)【発行日】2021年12月22日

(54)【発明の名称】帯域内チャネル上無線システム内で音声信号を混合する方法及びそのための装置

(51)【国際特許分類】

   H04B 1/16 20060101AFI20211213BHJP

   H04H 60/12 20080101ALI20211213BHJP

   H04H 20/22 20080101ALI20211213BHJP

【ＦＩ】

   H04B1/16 A

   H04H60/12

   H04H20/22

【請求項の数】14

【全頁数】20

(21)【出願番号】特願2018-549208(P2018-549208)

(86)(22)【出願日】2017年3月13日

(65)【公表番号】特表2019-518344(P2019-518344A)

(43)【公表日】2019年6月27日

(86)【国際出願番号】US2017022016

(87)【国際公開番号】WO2017160677

(87)【国際公開日】20170921

【審査請求日】2020年2月19日

(31)【優先権主張番号】15/071,389

(32)【優先日】2016年3月16日

(33)【優先権主張国】US

(73)【特許権者】

【識別番号】517284201

【氏名又は名称】アイビクィティ デジタル コーポレイション

(74)【代理人】

【識別番号】100094569

【弁理士】

【氏名又は名称】田中 伸一郎

(74)【代理人】

【識別番号】100088694

【弁理士】

【氏名又は名称】弟子丸 健

(74)【代理人】

【識別番号】100103610

【弁理士】

【氏名又は名称】▲吉▼田 和彦

(74)【代理人】

【識別番号】100067013

【弁理士】

【氏名又は名称】大塚 文昭

(74)【代理人】

【識別番号】100086771

【弁理士】

【氏名又は名称】西島 孝喜

(74)【代理人】

【識別番号】100109070

【弁理士】

【氏名又は名称】須田 洋之

(74)【代理人】

【識別番号】100109335

【弁理士】

【氏名又は名称】上杉 浩

(74)【代理人】

【識別番号】100120525

【弁理士】

【氏名又は名称】近藤 直樹

(74)【代理人】

【識別番号】100139712

【弁理士】

【氏名又は名称】那須 威夫

(74)【代理人】

【識別番号】100158551

【弁理士】

【氏名又は名称】山崎 貴明

(72)【発明者】

【氏名】クルーガー ブライアン ダブリュー

(72)【発明者】

【氏名】ペイラ ポール ジェイ

(72)【発明者】

【氏名】ベアード ジェフリー エス

【審査官】 対馬 英明

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００５−０１２５９５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 米国特許出願公開第２０１４／０３３１１１１（ＵＳ，Ａ１）

【文献】 特開２０１０−１３６１８３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１３−０９３８１３（ＪＰ，Ａ）

【文献】 国際公開第２０１１／１０２１４４（ＷＯ，Ａ１）

【文献】 米国特許出願公開第２００７／０２９１８７６（ＵＳ，Ａ１）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０４Ｂ １／０６

Ｈ０４Ｂ １／１６

Ｈ０４Ｈ ２０／００−２０／４６

Ｈ０４Ｈ ２０／５１−２０／８６

Ｈ０４Ｈ ２０／９１−４０／２７

Ｈ０４Ｈ ４０／９０−６０／９８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

無線受信機内でデジタル音声放送信号を処理する方法であって、
デジタル音声放送信号を受信する段階と、
前記デジタル音声放送信号を復調してアナログ音声ストリーム及びデジタル音声ストリームを生成する段階と、
前記デジタル音声ストリームに対するデジタル信号品質値を決定する段階と、
前記デジタル信号品質値が適応アナログ対デジタル閾値を超えるときに、前記無線受信機の出力を、前記アナログ音声ストリームから前記デジタル音声ストリームに混合又は移行する段階
と、
前記デジタル信号品質値が適応デジタル対アナログ閾値よりも下がるときに、前記無線受信機の前記出力を、前記デジタル音声ストリームから前記アナログ音声ストリームに混合又は移行する段階であって、該適応デジタル対アナログ閾値が前記適応アナログ対デジタル閾値よりも低い、前記混合又は移行する段階と、
を含み、
前記デジタル信号品質値は、フィルタリングされてより長期のデジタル信号品質値を生成し、該より長期のデジタル信号品質値は、前記適応デジタル対アナログ閾値及び前記適応アナログ対デジタル閾値を調節するのに使用され、
前記デジタル音声ストリームへの早期の再混合又は再移行の確率を低下させるために、前記より長期のデジタル信号品質値は、前記デジタル音声ストリームから前記アナログ音声ストリームへの混合又は移行の直後に低減されることを特徴とする方法。

【請求項2】

前記デジタル音声ストリームは、巡回冗長検査（ＣＲＣ）を各々が含む複数の音声フレームを含み、
方法が、
各音声フレームに対してＣＲＣ ｐａｓｓ／ｆａｉｌステータス値を決定する段階であって、前記デジタル信号品質値が、複数のＣＲＣ ｐａｓｓ／ｆａｉｌステータス値をフィルタリングすることによって決定される、前記決定する段階、
を更に含む、
ことを特徴とする請求項１に記載の方法。

【請求項3】

前記ＣＲＣ ｐａｓｓ／ｆａｉｌステータス値は、０、１、又は０と１の間の正規化値である、
ことを特徴とする請求項２に記載の方法。

【請求項4】

前記より長期のデジタル信号品質値の関数としてオフセット値を計算する段階と、
前記オフセット値を用いて前記適応アナログ対デジタル閾値及び前記適応デジタル対アナログ閾値を調節する段階と、
を更に含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。

【請求項5】

前記デジタル信号品質値は、フィルタリングされてより長期のデジタル信号品質値を生成し、前記出力をアナログからデジタルに混合又は移行する段階は、該より長期のデジタル信号品質が固定閾値を超えるまで阻止される、
ことを特徴とする請求項１に記載の方法。

【請求項6】

デジタル信号停止後の最小デジタル音声回復時間を設定する段階、
を更に含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。

【請求項7】

アナログへの混合又は移行後の最小デジタル音声回復時間を設定する段階、
を更に含むことを特徴とする請求項１に記載の方法。

【請求項8】

無線受信機であって、
デジタル音声放送信号を受信し、該デジタル音声放送信号を復調してアナログ音声ストリーム及びデジタル音声ストリームを生成し、該デジタル音声ストリームに対するデジタル信号品質値を決定し、該デジタル信号品質値が適応アナログ対デジタル閾値を超えるときに、無線受信機の出力を該アナログ音声ストリームから該デジタル音声ストリームに混合又は移行し、かつ該デジタル信号品質値が適応デジタル対アナログ閾値よりも下がるときに、無線受信機の該出力を該デジタル音声ストリームから該アナログ音声ストリームに混合又は移行するように構成された処理回路であって、該適応デジタル対アナログ閾値が該適応アナログ対デジタル閾値よりも低い、前記処理回路、
を含み、
前記回路は、前記デジタル信号品質値をフィルタリングしてより長期のデジタル信号品質値を生成し、かつ該より長期のデジタル信号品質値を用いて前記適応デジタル対アナログ閾値及び前記適応アナログ対デジタル閾値を調節するように更に構成され、
前記デジタル音声ストリームへの早期の再混合又は再移行の確率を低下させるために、前記より長期のデジタル信号品質値は、前記デジタル音声ストリームから前記アナログ音声ストリームに混合又は移行した直後に低減されることを特徴とする無線受信機。

【請求項9】

前記デジタル音声ストリームは、巡回冗長検査（ＣＲＣ）を各々が含む複数の音声フレームを含み、前記回路は、各音声フレームに対してＣＲＣ ｐａｓｓ／ｆａｉｌステータス値を決定するように更に構成され、
前記デジタル信号品質値は、複数のＣＲＣ ｐａｓｓ／ｆａｉｌステータス値をフィルタリングすることによって決定される、
ことを特徴とする請求項８に記載の無線受信機。

【請求項10】

前記ＣＲＣ ｐａｓｓ／ｆａｉｌステータス値は、０、１、又は０と１の間の正規化値である、
ことを特徴とする請求項９に記載の無線受信機。

【請求項11】

前記回路は、前記より長期のデジタル信号品質値の関数としてオフセット値を計算し、かつ該オフセット値を用いて前記適応アナログ対デジタル閾値及び前記適応デジタル対アナログ閾値を調節するように更に構成されることを特徴とする請求項８に記載の無線受信機。

【請求項12】

前記回路は、前記デジタル信号品質値をフィルタリングしてより長期のデジタル信号品質値を生成し、かつ該より長期のデジタル信号品質が固定閾値を超えるまで前記出力をアナログからデジタルに混合又は移行することを阻止するように更に構成されることを特徴とする請求項８に記載の無線受信機。

【請求項13】

前記回路は、デジタル信号停止後の最小デジタル音声回復時間を設定するように更に構成されることを特徴とする請求項８に記載の無線受信機。

【請求項14】

前記回路は、アナログへの混合又は移行後の最小デジタル音声回復時間を設定するように更に構成されることを特徴とする請求項８に記載の無線受信機。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

説明する方法及び装置は、デジタル無線受信機に関し、特に、デジタル無線受信機内でアナログ及びデジタル経路を混合するための方法及び装置に関する。

【背景技術】

【0002】

デジタル無線放送技術は、移動式、携帯式、及び固定式受信機にデジタル音声及びデータサービスを配信する。帯域内チャネル上（ＩＢＯＣ）デジタル音声放送（ＤＡＢ）と呼ばれる１つのタイプのデジタル無線放送は、既存の中間周波数（ＭＦ）及び超短波（ＶＨＦ）無線帯域内で地上送信機を使用する。ｉＢｉｑｕｉｔｙ・デジタル・コーポレーションによって開発されたＨＤ Ｒａｄｉｏ（登録商標）技術は、デジタル無線放送及び受信のためのＩＢＯＣ実施の一例である。

【0003】

全米放送事業者協会（Ｎａｔｉｏｎａｌ Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ ｏｆ Ｂｒｏａｄｃａｓｔｅｒｓ）及び全米家電協会（Ｃｏｎｓｕｍｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎ）後援の標準化団体である全米無線システム委員会（Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｒａｄｉｏ Ｓｙｓｔｅｍｓ Ｃｏｍｍｉｔｔｅｅ）は、２００５年９月にＮＲＳＣ−５と指定されたＩＢＯＣ規格を採択した。引用によりその開示が本明細書に組み込まれ

【非特許文献1】は、デジタル音声及び補助的データをＡＭ及びＦＭ放送チャネルで放送するための要件を列挙している。規格及びその参考文献は、ＲＦ／送信サブシステム、並びに搬送及びサービス多重化サブシステムについての詳細説明を含む。規格のコピー

【非特許文献2】で入手可能である。ｉＢｉｑｕｉｔｙのＨＤ Ｒａｄｉｏ技術は、ＮＲＳＣ−５ ＩＢＯＣ規格を達成したものである。ＨＤ Ｒａｄｉｏ技術に関する更な

【非特許文献3】及び

【非特許文献4】で入手可能である。

【0004】

ＡＭ及びＦＭの両方の帯域内チャネル上（ＩＢＯＣ）混成放送システムは、アナログ変調搬送波及び複数のデジタル変調副搬送波を含むコンポジット信号を利用する。プログラムコンテンツ（例えば、音声）は、アナログ変調搬送波及びデジタル変調副搬送波上で冗長的に送信することができる。アナログ音声は、ダイバーシチ遅延分だけ送信機において遅延される。混成モードを使用すれば、放送事業者は、アナログＡＭ及びＦＭをより高品質かつよりロバストなデジタル信号と同時に送信し続けることができ、事業者自体及び聴取者が現在の周波数割当てを維持しながらアナログからデジタルに無線を変換することを可能にする。

【0005】

デジタル信号は、受信機でアナログ信号に対して遅延されるので、時間ダイバーシチを用いて短い信号停止の影響を緩和し、かつ高速同調のための瞬間的アナログ音声信号を提供することができる。混成アナログ−デジタルモードで作動するデジタル無線は、初期同調後又はデジタル音声品質が適切な閾値を超える時は常に、アナログ音声出力とデジタル音声出力との間でスムーズに移行するよう試みる「混合」と呼ばれる機能を組み込んでいる。

【0006】

デジタル音声信号がない場合（例えば、チャネルが最初に同調される時）、アナログのＡＭ又はＦＭバックアップ音声信号が音声出力に供給される。デジタル音声信号が利用可能になると、混合機能は、デジタル音声信号内で混合する間、アナログバックアップ信号をスムーズに減衰して最終的にデジタル音声信号に置き換えるので、移行は、音声プログラムの何らかの継続性を保つ。同様の混合は、デジタル信号を破損するチャネル機能停止中に行われる。この場合に、デジタル破損が音声出力に現れる時に音声が十分にアナログに混合されるように、デジタル信号を減衰することによってアナログ信号が徐々に出力音声信号内に混合される。

【0007】

混合は、典型的に、デジタルカバレージの縁部で及びデジタル波形が破損されたカバレージ輪郭内の他の場所で発生することになる。境界信号条件にある橋の下の移動等、短い機能停止が発生すると、デジタル音声は、アナログ信号で置き換えられる。様々な混合アルゴリズムが既に開発されており、市販のＨＲ Ｒａｄｉｏ受信機に実施されている。既存のアルゴリズムは、対応する音声パケットに対して冗長巡回検査（ＣＲＣ）を実行することにより、破損したデジタル音声フレームを検出する。ＣＲＣ結果（１＝ｐａｓｓ、０＝ｆａｉｌ）が、約１秒にわたってフィルタリングされ、短期のデジタル信号尺度（ＤＳＭ）を提供する。デジタル信号が弱い時、この時定数は、修正措置を開始するほど十分に短い。デジタル信号が破損している時、すなわち、フィルタリングされたＣＲＣ成功率（ＤＳＭ）が予め決められた閾値よりも下がる時、出力音声は、デジタルからアナログに混合される。逆に、ＤＳＭが、より高い予め決められた閾値を超える時に、出力音声は、アナログからデジタルに混合される。

【0008】

モバイル多経路フェーディング及びシャドーイング時などのカバレージが間欠的な時にアナログとデジタル音声の間の頻繁な混合を低減するために、信号対ノイズ比（ＳＮＲ）又は信号対ノイズ比値（Ｃｄ／Ｎｏ）等の他の信号品質メトリックが利用されてきた。しかし、これは、静的デジタルカバレージエリアを数ｄＢの信号強度の損失に対応する数マイル半径ずつ不要に縮小させることが分かってきた。既存のアルゴリズムはまた、他の混合が最近行われた時にタイマ及び混合履歴を用いて混合を抑制するよう試みるが、デジタル信号品質推定の重要性が軽視される。

【0009】

どのデジタル音声ギャップも埋めることが合理的に見えるかもしれないが、対応するアナログ及びデジタル音声セグメントは必ずしも同じには聞こえないので、これは、一般的に望ましくない。アナログ及びデジタル音声ストリームに対する意図的に異なる音声処理は、混合中の聴取者の体験を低下させる。これに加えて、２つのストリーム間のいずれの時間不整合又はレベル不整合も、それらの間の混合中に音声品質を更に低下させる。音声ストリーム間の異なる処理に起因して完全な整合は明確に定義されず、現実的でもなく、周波数依存の群遅延及びレベル差をもたらす。

【先行技術文献】

【非特許文献】

【0010】

【非特許文献5】ＮＲＳＣ−５

【非特許文献6】ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｎｒｓｃｓｔａｎｄａｒｄｓ．ｏｒｇ／ｓｔａｎｄａｒｄｓ．ａｓｐ

【非特許文献7】ｗｗｗ．ｈｄｒａｄｉｏ．ｃｏｍ

【非特許文献8】ｗｗｗ．ｉｂｉｑｕｉｔｙ．ｃｏｍ

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0011】

音声ストリーム間の混合は、約１秒にわたる傾斜利得変化を用いて一方のストリームの利得を低減しながら他方のストリームの利得を補完的に増加させることによって物理的に達成することができる。２つのストリーム間のタイミング不整合及び群遅延差は、混合傾斜中の音声信号の劣化をもたらす可能性がある。従って、何らかのデジタルカバレージが間欠的である時は、これを犠牲にして、混合事象を最小限にするのが望ましい場合がある。アナログ音声を維持することは、短い間欠的なデジタル音声バーストを許容することよりも一般的に好ましい。これに加えて、実地試験結果及び聴取者フィードバックは、既存の混合が多くの場合に過度に頻繁に発生し、時には厄介であり、かつ設定するのに過度に複雑かつ困難である可能性があることを示唆している。

【課題を解決するための手段】

【0012】

一実施形態では、無線受信機内でデジタル音声放送信号を処理する方法は、デジタル音声放送信号を受信する段階と、デジタル音声放送信号を復調してアナログ音声ストリーム及びデジタル音声ストリームを生成する段階と、デジタル音声ストリームに対するデジタル信号品質値を決定する段階と、デジタル信号品質値が適応アナログ対デジタル閾値を超える時に、無線受信機の出力をアナログ音声ストリームからデジタル音声ストリームに混合する段階と、デジタル信号品質値が適応デジタル対アナログ閾値よりも下がる時に、無線受信機の出力をデジタル音声ストリームからアナログ音声ストリームに混合する段階とを含み、適応デジタル対アナログ閾値は、適応アナログ対デジタル閾値よりも低い。

【0013】

別の実施形態では、無線受信機は、デジタル音声放送信号を受信し、デジタル音声放送信号を復調してアナログ音声ストリーム及びデジタル音声ストリームを生成し、デジタル音声ストリームに対するデジタル信号品質値を決定し、デジタル信号品質値が適応アナログ対デジタル閾値を超える時に、無線受信機の出力をアナログ音声ストリームからデジタル音声ストリームに混合し、かつデジタル信号品質値が適応デジタル対アナログ閾値よりも下がる時に、無線受信機の出力をデジタル音声ストリームからアナログ音声ストリームに混合するように構成された処理回路を含み、適応デジタル対アナログ閾値は、適応アナログ対デジタル閾値よりも低い。

【図面の簡単な説明】

【0014】

【図1】例示的ＨＤ Ｒａｄｉｏ受信機の最上位機能ブロック図である。

【図2】アナログ音声への混合後のデジタル音声回復機構を示すグラフである。

【図3】長期信号停止後のデジタル音声回復機構を示すグラフである。

【図4】例示的混合アルゴリズムの機能ブロック図である。

【図5】閾値及び音声回復時間の関数としての制限値のグラフである。

【図6】デジタル音声回復時間の関数としての調節値のグラフである。

【図7】フレームエラー率対閾値のグラフである。

【図8】既存の混合技術と比較したフレームエラー率対閾値のグラフである。

【発明を実施するための形態】

【0015】

本明細書に説明する実施形態は、デジタル無線放送信号のデジタル及びアナログ部分の処理に関する。この説明は、ＨＤ Ｒａｄｉｏ受信機に対するアナログ及びデジタル音声ストリーム間の混合のためのアルゴリズムを含む。本発明の開示の態様は、例示的ＨＤ Ｒａｄｉｏシステムとの関連で提示するが、本発明の開示は、ＨＤ Ｒａｄｉｏシステムに限定されないこと、及び本明細書の教示は他の形態のデジタル無線放送にも同様に適用可能であることを理解すべきである。

【0016】

本明細書に説明する混合アルゴリズムは、いくつかの方法を組み合わせて混合性能を改善し、デジタル音声可用性を適度に低減して一般的により少ない混合をもたらす。適応アナログ対デジタル及びデジタル対アナログ混合閾値が使用される。適応閾値は、（１）フィルタリングされた信号品質推定（すなわち、より長期の条件を評価するために用いられる巡回冗長検査（ＣＲＣ）成功率に基づいてフィルタリングされるデジタル信号尺度（ＤＳＭ））、（２）アナログへの最新の混合がデジタルへの再混合を抑制するためにフィルタリングされたＤＳＭにペナルティを課すこと、及び（３）信号品質の適応関数であるチャネル障害からの回復速度を含むいくつかのパラメータの影響を受ける。

【0017】

上述の混合アルゴリズムはまた、混合のためのアナログバックアップを持たないデジタル音声ストリーム（すなわち、全デジタル信号又はマルチキャストチャネル）にも適合する。この場合に、間欠的な音声セグメントを許容することを犠牲にして、デジタル信号カバレージを増大させる。この場合に、一般的に、無音よりもいくらかむらのあるデジタル音声を許容することが好ましい。アルゴリズムはまた、２つのダイバーシチ受信機の最大比合成（ＭＲＣ）を使用するシステムと共に良好に機能することも示されている。

【0018】

例示的ＡＭ及びＦＭ ＩＢＯＣ ＤＡＢ送信システムは、デジタル音声及びデータを通常は継続時間が約１秒であるレイヤ１フレームの単位に配置する。一部の送信システムは、固定数の音声フレームを各レイヤ１フレームに割り当てることにより、簡素化かつ強化の両方が行われる。音声フレーム期間とは、音声フレーム内のサンプルをレンダリング、例えば、ユーザに対して音声を再生するために必要な時間の長さである。例えば、音声フレームが１０２４サンプルを含み、サンプリング期間が２２．６７μｓｅｃの場合、音声フレーム期間は、約２３．２ミリ秒になる。スケジューラは、各レイヤ１フレーム内の音声フレームに割り当てる総ビット数を決定する。レイヤ１フレーム期間は、デジタル音声放送システムにおいて予想されるようなフェーディング及び短い機能停止又はノイズバーストの影響を十分に長いインタリーブ時間で緩和することができるので有利である。従って、主要デジタル音声信号は、レイヤ１フレーム単位で処理することができ、音声処理、エラー軽減、及び符号化戦略は、この比較的大きいレイヤ１フレーム時間を付加的なペナルティなく使用することができる。

【0019】

典型的な実施では、無線チャネル上でのＩＢＯＣ信号の送受信のためにより効果的かつロバストな方法で音声サンプルを音声フレーム内に圧縮するために音声符号器を使用することができる。音声符号器は、各レイヤ１フレームに対してビット割当てを用いて音声フレームを符号化する。レイヤ１フレーム内の残りのビットは、通常、多重データ及びオーバーヘッドによって消費される。Ｄｏｌｂｙ Ｌａｂｏｒａｔｏｒｉｅｓ、Ｉｎｃ．のＣｏｄｉｎｇ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓによって開発されたようなＨＤＣ符号器、Ａｄｖａｎｃｅｄ Ａｕｄｉｏ Ｃｏｄｉｎｇ（ＡＡＣ）符号器、ＭＰＥＧ−１ Ａｕｄｉｏ Ｌａｙｅｒ３（ＭＰ３）符号器、又はＷｉｎｄｏｗｓ Ｍｅｄｉａ Ａｕｄｉｏ（ＷＭＡ）符号器等のいずれかの適切な音声符号器は、最初に圧縮音声フレームを生成することができる。ＡＡＣ、ＭＰ３、及びＷＭＡ等の典型的な不可逆的音声符号化方式は、音声データの圧縮に修正離散コサイン変換（ＭＤＣＴ）を使用する。ＭＤＣＴベースの方式は、典型的に、音声サンプルを固定サイズのブロックに圧縮する。例えば、ＡＡＣ符号化では、符号器が、長さ１０２４サンプルの１つのＭＤＣＴブロック、又は１２８サンプルの８ブロックを使用することができる。従って、例えば、ＡＡＣコーダを用いる実施では、各音声フレームは、１０２４音声サンプルの１個のブロックから成ることができ、各レイヤ１フレームは、６４個の音声フレームを含むことができる。他の典型的な実施では、各音声フレームは、２０４８音声サンプルの１個のブロックから成ることができ、各レイヤ１フレームは、３２個の音声フレームを含むことができる。サンプルブロックサイズ及びレイヤ１フレーム毎の音声フレームのいずれかの他の適切な組合せを使用することもできる。

【0020】

例示的ＩＢＯＣ ＤＡＢシステムでは、放送信号は、主要プログラムサービス（ＭＰＳ）音声、ＭＰＳデータ（ＭＰＳＤ）、補充プログラムサービス（ＳＰＳ）音声、及びＳＰＳデータ（ＳＰＳＤ）を含む。ＭＰＳ音声は、主要音声プログラミングソースとしての役目をする。混成モードでは、アナログ及びデジタル送信の両方で既存のアナログ無線プログラミングフォーマットを保つ。プログラムサービスデータ（ＰＳＤ）としても知られるＭＰＳＤは、音楽タイトル、アーティスト、アルバム名等の情報を含む。補充プログラムサービスは、ＰＳＤだけでなく補完音声コンテンツを含むことができる。放送局情報サービス（ＳＩＳ）も提供され、これは、コールサイン、絶対時間、ＧＰＳに相関する位置、放送局で使用可能なサービスを記述するデータ等の放送局情報を含む。ある一定の実施形態では、ＡＭ又はＦＭスペクトル内の１つのチャネル上で多くのデータサービス又はストリーム及び特定用途向けコンテンツを配信するための能力を含み、放送局が主周波数の補完的又はサブチャネル上で複数のストリームを放送できるようにする最新アプリケーションサービス（ＡＡＳ）を提供することができる。

【0021】

図１は、ＩＢＯＣ信号を受信するように構成され、混合アルゴリズム機能を含むＨＤ Ｒａｄｉｏ受信機１０の最上位機能図である。

【0022】

受信機は、アンテナ１４から帯域内チャネル上無線信号を受信するチューナ１２を含む。無線信号のアナログ変調搬送波は、ＡＭ又はＦＭ復調器１６によって復調されてライン１８上にアナログ音声ストリームのサンプルを生成する。無線信号のデジタル変調副搬送波は、復調器２０によって復調され、脱インタリーブされてＦＥＣ復号され（ブロック２２）、音声フレームは、脱フォーマッ化トされて（ブロック２４）ライン２６上にデジタル音声フレームを生成する。以下で議論するように、音声フレームの巡回冗長検査（ＣＲＣ）が検査されてＣＲＣｐａｓｓ値を決定する。混合アルゴリズム２８は、ＣＲＣｐａｓｓ値を用いてライン３０上に混合制御信号を生成する。ＨＤ Ｒａｄｉｏコーデック（ＨＤＣ）３２は、デジタル音声フレームを復号してライン３４上にデジタル音声ストリームのサンプルを生成する。音声混合制御器３６は、混合制御信号に従ってアナログ音声ストリーム及びデジタル音声ストリームを混合し、ライン３８上に音声出力信号を生成する。

【0023】

アナログ音声ストリームは、アナログ変調されたプログラム内容のサンプルのストリームを含み、デジタル音声ストリームは、デジタル変調されたプログラム内容のサンプルのストリームを含む。

【0024】

以下で説明する混合アルゴリズムの詳細は、使用可能なアナログバックアップ信号を有するＨＤ Ｒａｄｉｏ受信（例えば、混成ＭＰＳのケース）に固有である。レイヤ１（Ｌ１）フレーム毎に３２個の音声フレーム（ＡＦ）があり（約１．４８６秒）、毎秒２１．５３３個の音声フレームを生じると仮定する。コード化された各音声フレームの平均サイズは、その音声ストリームの割り当てられたスループットによって決まる。ＣＲＣのｐａｓｓ／ｆａｉｌステータスが、各ＡＦ毎に決定される。検査した場合は、変数ＣＲＣｐａｓｓ＝１であり、それ以外は０である。音声フレームが部分的にのみ破損している時には、０と１の間で正規化された「ソフトな」ＣＲＣｐａｓｓ値を音声コーデックによって提供することができる。

【0025】

既存の混合アルゴリズムと同様に、ＣＲＣｐａｓｓシーケンスが最初にフィルタリングされ、０から１の間にわたるデジタル信号尺度（ＤＳＭ）をもたらす。ＤＳＭが適応デジタル対アナログ閾値Ｔｈ＿ｄ２ａよりも下がる時にアナログへの混合、及び適応アナログ対デジタル閾値Ｔｈ＿ａ２ｄを超える時にデジタルへの混合をトリガする。ＤＳＭは、比較的長い時定数によるＩＩＲフィルタを用いて更に円滑化される。得られる信号ＤＳＭｆｉｌｔを用いて、適応混合閾値を動的に調節する。本説明で用いるように、適応閾値とは、測定された信号又は計算された作動パラメータに基づいて変更（例えば、調節又は適応）可能な値を有する閾値である。上述の実施形態では、適応閾値Ｔｈ＿ａ２ｄ及びＴｈ＿ｄ２ａは、ＤＳＭｆｉｌｔの可変関数であり、ＤＳＭｆｉｌｔが固定の閾値Ｔｈｒｅｓを超える時にのみ変化することができる。これらの適応閾値は、あらゆる音声フレーム毎に頻繁に動的に変更することができる。

【0026】

図２は、実地試験中に記録されるようなアナログへの混合後のこれらの信号の挙動を示している。ＤＳＭがＴｈ＿ｄ２ａよりも下がる時に、混合ラインが１（デジタル）から０（アナログ）に移行する。アナログ音声への混合時に、ＤＳＭｆｉｌｔが、この値に比例する量だけ瞬間的にペナルティを課される（低減される）。これは、直ちにＴｈ＿ａ２ｄを１に固定し、これにより、デジタル音声への早期の再混合を阻止する（ＤＳＭが１を超えることができないので）。ＤＳＭｆｉｌｔが混合後の最下点から固定の閾値Ｔｈｒｅｓ＝０．９３７５に上昇するまで、Ｔｈ＿ａ２ｄは、１に固定されたままである。次に、ＤＳＭがＴｈ＿ａ２ｄを超える時に、音声が再びデジタルに混合される。

【0027】

図２は、アナログ音声への混合後のデジタル音声回復機構を示している。この機構は、長期信号品質が高くなるまで、デジタル音声への混合を事実上不可能にする。これは、長期デジタル信号品質に関わらず、単純なタイマが満了すると直ちにデジタルへの再混合を可能にする既存の混合アルゴリズムを越える著しい改善点である。アナログへの混合後のデジタル音声回復時間は、４０、６０、又は９０秒に等しいＢｓｅｃというユーザ定義の設定パラメータによって制御される。一実施形態では、６０秒が推奨のデフォルト値である。

【0028】

（例えば、トンネル又は他の妨害物に起因する）アナログにある間の長期信号停止後、ＤＳＭｆｉｌｔが最終的にＬｉｍｉｔの値に落ち着くことになる。信号回復時に、ＤＳＭｆｉｌｔがＴｈｒｅｓを超えるのに少なくともＲｓｅｃ＝１０秒かかり、これにより、デジタルへの混合を可能にする。これを図３に示しており、この場合に、Ｌｉｍｉｔ＝０．９２２９である。Ｔｈ＿ａ２ｄは、ＤＳＭｆｉｌｔがＴｈｒｅｓを超えるまで、１に固定されたままであることに注意されたい。デジタルへの混合は、ＤＳＭｆｉｌｔがＴｈ＿ａ２ｄを超えるまで行われない。この場合に、ＤＳＭｆｉｌｔがＬｉｍｉｔからＴｈｒｅｓに上昇するのにかかる時間は、Ｒｓｅｃよりもかなり長く、これは、回復中はデジタル信号品質が不完全であるからである。

【0029】

これらのデジタル音声回復機構の全体的効果は、アナログに費やされる時間がしばしば延長されることである。アナログへの迅速で短い混合は、より長い１回の混合に融合する傾向がある。デジタル音声の可用性が必然的に低減されるが、これは、短時間で連続する複数の混合で音声を「不規則に変化させる」ために通常は好ましい。一般的に、混合事象が十分に分離されない限り、混合数の正味の減少が存在する。

【0030】

図４は、例示的混合アルゴリズムの機能ブロック図である。ライン４０上のＣＲＣｐａｓｓ信号が、増幅器４２によって増幅されて加算器４４に転送される。加算器の出力が、遅延ブロック４６によって遅延され、増幅器４８によって増幅されて加算器４４に返される。これは、５０でデジタル信号尺度（ＤＳＭ）値を生じさせる。ＤＳＭは、ブロック５２で制限され、増幅器５４によって増幅され、加算器５６に転送され、この信号がライン５８上でペナルティ信号Ｂｐｅｎに加算される。その結果、ライン６０上に生じる信号は、加算器６２に転送される。加算器６２の出力が、遅延ブロック６４によって遅延され、増幅器６６によって増幅されて加算器６２に返される。これは、ライン６８上にＤＳＭｆｉｌｔ信号を生成する。ＤＳＭｆｉｌｔ信号は、ライン７０上のＴｈｒｅｓ及びＡＳＢＭ信号と組み合わせて使用され、ブロック７２に示すように、ｏｆｆｓｅｔ及び閾値Ｔｈ＿ａ２ｄ及びＴｈ＿ｄ２ａを計算する。Ｔｈ＿ａ２ｄ及びＴｈ＿ｄ２ａは、比較器７６及び７８でＤＳＭに対して比較される。比較器７６及び７８の出力をフリップフロップ８０への入力として用いて、ライン８２でｓｔａｔｅ＿ｄｉｇ信号を生成する。ｓｔａｔｅ＿ｄｉｇ信号がＡＮＤゲート８４の反転入力に送信され、遅延ブロック８６が、ＡＮＤゲート８４の他方の入力のための遅延されたｓｔａｔｅ＿ｄｉｇ信号を生成し、ライン８８上でＢｌｅｎｄ＿ｄ２ａ信号を生成する。Ｂｌｅｎｄ＿ｄ２ａ信号は、遅延クロック９０によって遅延され、ライン９２上のＴｈｒｅｓ及びＢｐｅｎ＿ａｄｊ信号及び遅延されたＤＳＭｆｉｌｔ信号と組み合わせて使用され、ブロック９４に示すようにＢｐｅｎを計算する。

【0031】

上述の混合アルゴリズムは、以下の９段階にまとめることができる。

【0032】

段階１：パラメータを初期化する。
”独立定数−−−−−−−−−−”
Ｔｈｒｅｓ＝０．９３７５；”値が大きくなると、混合及びカバレージが低減される”
Ｒｓｅｃ＝１０；”長期機能停止後のＢｌｅｎｄ ＭＰＳ音声回復時間（ｓｅｃ）”
Ｂｓｅｃ＝６０；”ｄ２ａ混合後のＢｌｅｎｄ ＭＰＳ音声回復時間（ｓｅｃ）”
ｇ＝０．０１５６２５；”１／６４は、機能停止への０．５秒未満のｄ２ａ応答を招く”ｇｂ＝０．０００９７６５６２５；”１／１０２４長期フィルタ定数”
ＡＳＢＭ＝１；アナログ信号混合メトリック；最大１、デジタルのみの場合は最小０
”従属定数−−−−−−−−−−”
Ｌｉｍｉｔ＝１−（ｌ−Ｔｈｒｅｓ）・ｅｘｐ｛Ｒｓｅｃ・ｇｂ・２１．５３３｝
Ｂｐｅｎ＿ａｄｊ＝ｅｘｐ｛Ｂｓｅｃ・ｇｂ・２１．５３３｝−２
”初期条件−−−−−−−−−−”
ＤＳＭ＝Ｔｈｒｅｓ
ＤＳＭｆｉｌｔ＝Ｔｈｒｅｓ
ｓｔａｔｅ＿ｄｉｇ＝０；”アナログ状態で開始”
Ｂｌｅｎｄ＿ｄ２ａ＝０

【0033】

各ＣＲＣｐａｓｓ入力に対してアルゴリズムループ反復を次に開始する。

【0034】

段階２：ＤＳＭを決定する。１次ＩＩＲフィルタにＣＲＣｐａｓｓシーケンスが入力されてＤＳＭ信号を生成する。各ＣＲＣｐａｓｓ指標ｎ毎にＤＳＭが更新される。これは、デジタル音声品質の表示であり、ＤＳＭ値（０から１の間）は、有効な音声フレームの一部分に関連する。
ＤＳＭ＝（ｌ−ｇ）・ＤＳＭ＋ｇ・ＣＲＣｐａｓｓ_n

【0035】

段階３、４、及び５は、ＡＳＢＭ＞０（アナログバックアップを有するＭＰＳ音声）の時にのみ混合制御に影響を与える。

【0036】

段階３：Ｂｐｅｎを決定する。デジタルからアナログへの混合直後に、ＤＳＭｆｉｌｔを低減するためにペナルティＢｐｅｎが適用される（段階４）。このペナルティが、デジタル音声ストリームへの早期の再混合の確率を低下させる。アナログへの混合時の信号品質が悪いほどペナルティは大きくなる。Ｂｓｅｃの値が大きくなると、Ｂｐｅｎ＿ａｄｊの値が大きくなり、次にＢｐｅｎが大きくなる。
Ｂｐｅｎ＝Ｂｌｅｎｄ＿ｄ２ａ・［Ｔｈｒｅｓ−１−Ｂｐｅｎ＿ａｄｊ・（１−ＤＳＭｆｉｌｔ）］

【0037】

段階４：ＤＳＭｆｉｌｔを決定する。ＤＳＭ信号自体がＩＩＲフィルタリングされてＤＳＭｆｉｌｔ信号を生成する。これは、動的な混合閾値を調節するために用いられるデジタル音声品質のより長期の表示である。Ｌｉｍｉｔの値は、初期化定数Ｒｓｅｃによって決まる。信号条件が悪い場合、ＤＳＭｆｉｌｔは、混合が発生しない場合にＬｉｍｉｔに落ち着くことになる。ＤＳＭｆｉｌｔは、混合ペナルティＢｐｅｎが評価された後にのみＬｉｍｉｔよりも下がることができる。
ＤＳＭｆｉｌｔ＝（１−ｇｂ）・ＤＳＭｆｉｌｔ＋ｇｂ・ｍａｘ｛Ｌｉｍｉｔ，ＤＳＭ｝＋Ｂｐｅｎ

【0038】

段階５：ｏｆｆｓｅｔを決定する。ｏｆｆｓｅｔ値は、適応閾値Ｔｈ＿ａ２ｄ及びＴｈ＿ｄ２ａを決定するためにＤＳＭｆｉｌｔの関数として計算される。この適応処理は、より長期のデジタル信号品質（ＤＳＭｆｉｌｔ）が良好であり、かつデジタル信号の選択が好ましい時に、両方の閾値を低下させる効果がある。アナログバックアップを持たない信号（例えば、全デジタル波形又はマルチキャストチャネル）の場合は、ＡＳＢＭ＝０、及び閾値Ｔｈ＿ａ２ｄ及びＴｈ＿ｄ２ａは、単にＴｈｒｅｓの固定関数である。
ｏｆｆｓｅｔ＝ｍａｘ｛０，１−Ｔｈｒｅｓ−（１−ＤＳＭｆｉｌｔ）・ＡＳＢＭ｝

【0039】

段階６：Ｔｈ＿ａ２ｄを決定する。Ｔｈ＿ａ２ｄは、より長期のデジタル信号品質が悪化した時に（ＤＳＭｆｉｌｔ＜Ｔｈｒｅｓ）、ｏｆｆｓｅｔ＝０に強制することによって１に固定される。この場合に、ＤＳＭが決して１を超えることができないので、デジタル音声への移行を開始することができない。ＤＳＭｆｉｌｔがＴｈｒｅｓを超えると、デジタル移行閾値が低下され、ｏｆｆｓｅｔ＞０となる。ＤＳＭｆｉｌｔ＝１の時に、Ｔｈ＿ａ２ｄがＴｈｒｅｓの最小値に達する。
Ｔｈ＿ａ２ｄ＝１−ｏｆｆｓｅｔ

【0040】

段階７：Ｔｈ＿ｄ２ａを決定する。Ｔｈ＿ａ２ｄと同様に、Ｔｈ＿ｄ２ａ閾値も、より長期の信号品質ＤＳＭｆｉｌｔがＴｈｒｅｓを超えて改善する時に低下される。ＤＳＭｆｉｌｔが低下すると、この閾値は、０．８７５の最大値に引き上げられて、アナログ音声への移行の可能性を高くする。ＤＳＭｆｉｌｔ＝１及びＴｈｒｅｓ＝０．９３７５の時に、Ｔｈ＿ｄ２ａが０．７５の最小値に達する。
Ｔｈ＿ｄ２ａ＝０．８７５−２・ｏｆｆｓｅｔ

【0041】

段階８：ｓｔａｔｅ＿ｄｉｇを決定する。ｓｔａｔｅ＿ｄｉｇ信号は、混合アルゴリズムがデジタル音声経路を選択するか又はアナログ音声経路を選択するかを示すものである。ＤＳＭがＴｈ＿ａ２ｄを超えるか又はＴｈ＿ｄ２ａよりも下がる時に、適切な移行が開始される。以前の状態は、ｓｔａｔｅ＿ｄｉｇ＿ｐｒｅｖとして保存される。

【数1】

【0042】

段階９：Ｂｌｅｎｄ＿ｄ２ａを決定する。デジタルからアナログへの混合は、現在及び以前の音声状態を観測することによって示される。Ｂｌｅｎｄ＿ｄ２ａは、反復時にのみ１に設定され、ｓｔａｔｅ＿ｄｉｇがデジタルからアナログに変化する。これを用いて、混合ペナルティＢｐｅｎのＤＳＭｆｉｌｔへの適用を可能にする。
Ｂｌｅｎｄ＿ｄ２ａ＝（１−ｓｔａｔｅ＿ｄｉｇ）・ｓｔａｔｅ＿ｄｉｇ＿ｐｒｅｖ

【0043】

上述の混合アルゴリズムのための疑似コードの例は以下の通りである。
”混合アルゴリズム”
”パラメータを初期化する”
Ｔｈｒｅｓ＝０．９３７５；”値が大きくなると、混合及びカバレージが低減される”
Ｒｓｅｃ＝１０；”長期機能停止後のＢｌｅｎｄ ＭＰＳ音声回復時間（ｓｅｃ）”
Ｂｓｅｃ＝６０；”ｄ２ａ混合後のＢｌｅｎｄ ＭＰＳ音声回復時間（ｓｅｃ）”
ｇ＝０．０１５６２５；”１／６４は、機能停止への０．５秒未満のｄ２ａ応答を招く”
ｇｂ＝０．０００９７６５６２５；”１／１０２４長期フィルタ定数”
Ｌｉｍｉｔ＝１−（ｌ−Ｔｈｒｅｓ）・ｅｘｐ｛Ｒｓｅｃ・ｇｂ・２１．５３３｝
Ｂｐｅｎ＿ａｄｊ＝ｅｘｐ｛Ｂｓｅｃ・ｇｂ・２１．５３３｝−２
ＤＳＭ＝Ｔｈｒｅｓ
ＤＳＭｆｉｌｔ＝Ｔｈｒｅｓ
ＡＳＢＭ＝１；アナログ信号混合メトリック；最大１、デジタルのみの場合は最小０
ｓｔａｔｅ＿ｄｉｇ＝０；”アナログ状態で開始”
Ｂｌｅｎｄ＿ｄ２ａ＝０
”−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−”
ｎ＝１の場合；”ＣＲＣを伴う音声フレームのシーケンス”
ＤＳＭ＝（ｌ−ｇ）・ＤＳＭ＋ｇ・ＣＲＣｐａｓｓ_n
Ｂｐｅｎ＝Ｂｌｅｎｄ＿ｄ２ａ・［Ｔｈｒｅｓ−１−Ｂｐｅｎ＿ａｄｊ・（１−ＤＳＭｆｉｌｔ）］
ＤＳＭｆｉｌｔ＝（１−ｇｂ）・ＤＳＭｆｉｌｔ＋ｇｂ・ｍａｘ｛Ｌｉｍｉｔ，ＤＳＭ｝＋Ｂｐｅｎ
ｏｆｆｓｅｔ＝ｍａｘ｛０，１−Ｔｈｒｅｓ−（１−ＤＳＭｆｉｌｔ）・ＡＳＢＭ｝
Ｔｈ＿ａ２ｄ＝１−ｏｆｆｓｅｔ
Ｔｈ＿ｄ２ａ＝０．８７５−２・ｏｆｆｓｅｔ
ｓｔａｔｅ＿ｄｉｇ＿ｐｒｅｖ＝ｓｔａｔｅ＿ｄｉｇ
ＤＳＭ＞Ｔｈ＿ａ２ｄの場合、ｓｔａｔｅ＿ｄｉｇ＝１
ＤＳＭ＜Ｔｈ＿ｄ２ａの場合、ｓｔａｔｅ＿ｄｉｇ＝０
Ｂｌｅｎｄ＿ｄ２ａ＝（１−ｓｔａｔｅ＿ｄｉｇ）・ｓｔａｔｅ＿ｄｉｇ＿ｐｒｅｖ

【0044】

次に、パラメータＴｈｒｅｓ、Ｒｓｅｃ、Ｂｓｅｃ、及びＡＳＢＭの推奨の初期値について説明する。

【0045】

Ｔｈｒｅｓ：このパラメータは、正のｏｆｆｓｅｔを生成するであろうＤＳＭｆｉｌｔの最小値を示す。ＤＳＭｆｉｌｔ＞Ｔｈｒｅｓの時、アナログ対デジタル閾値Ｔｈ＿ａ２ｄは、１よりも下がることができ、良好な信号条件でデジタルへの混合を可能にする。

【0046】

Ｒｓｅｃ：長期ＩＩＲフィルタへのＤＳＭ入力は、値がＬｉｍｉｔよりも下がらないように制限される。この制限により、長期信号停止後にデジタル信号品質が改善する時の音声回復時間が短縮される。この回復時間の継続時間は、初期化定数Ｒｓｅｃによって決まる。最大デジタル信号品質（ＤＳＭ＝１）では、デジタル音声に混合するのにＲｓｅｃ秒かかる（これは、ＤＳＭｆｉｌｔがＬｉｍｉｔからＴｈｒｅｓまで上昇するのにかかる時間である）。

【0047】

Ｂｓｅｃ：Ｂｐｅｎは、アナログへの混合が発生する時に、ＤＳＭｆｉｌｔに瞬間的低減を課すペナルティである。これは、早期の混合を抑制するために、アナログの時間を増やす。Ｂｐｅｎの値は、（混合後のデジタル信号回復時間を示す）初期化定数Ｂｓｅｃにより、及びアナログへの混合時のＤＳＭｆｉｌｔのレベルによって決まる。アナログへの混合が発生する時にＤＳＭｆｉｌｔ＝Ｔｈｒｅｓであり、かつ混合後のデジタル信号品質が完璧である場合、音声は、Ｂｓｅｃ秒内にデジタルに再び混合されることになる。

【0048】

ＡＳＢＭ：アナログ信号混合メトリック（ＡＳＢＭ）は、デジタル機能停止中にアナログバックアップ音声が混合に使用可能である場合に（例えば、混成ＭＰＳ音声）１に設定される。ＡＳＢＭはまた、コア／強化モードで使用される時にも強化音声ストリームに対して１に設定される。他の全てのデジタルオンリー音声ストリーム（例えば、オールデジタル波形及びマルチキャストチャネル）に関しては０に設定され、ＤＳＭｆｉｌｔのより長期の混合抑制効果を無効にして混合閾値を固定する。本明細書では、ＡＳＢＭを２進値として説明するが、将来的な目的のために０から１の間の変数として使用することができる。

【0049】

次に、デジタル機能停止後のデジタル音声回復について考える（ＡＳＢＭ＝１の場合）。

【0050】

初期化定数Ｒｓｅｃは、長期デジタル信号停止後の最小デジタル音声回復時間を表す。Ｒｓｅｃによって制御されるＬｉｍｉｔの値は、Ｔｈｒｅｓを超えることはできない。Ｌｉｍｉｔの値が低くなると、デジタル音声回復時間が増大するが、Ｌｉｍｉｔ＝Ｔｈｒｅｓの時は、回復時間はゼロに近い。

【0051】

長期デジタル信号停止後に、ＤＳＭｆｉｌｔはＬｉｍｉｔに接近する。デジタル信号が回復すると、ＤＳＭｆｉｌｔがＬｉｍｉｔから増大して最終的にＲｓｅｃ秒でＴｈｒｅｓに達し、完璧なデジタル信号と仮定される。アナログからデジタル音声への移行は、ＤＳＭｆｉｌｔがＴｈｒｅｓを超えた後にのみ可能にされ、これは、Ｔｈ＿ａ２ｄが１よりも下がるようにｏｆｆｓｅｔが調節される時である。

【0052】

より低いＬｉｍｉｔの利点は、デジタル停止後に信号品質が改善するので、デジタル音声の間欠的な回復を阻止する試みにおいてアナログからデジタル音声への移行を遅らせることである。代わりに、デジタル音声への移行は、デジタル信号がデジタル音声回復時間中に完全に強くなった後にのみ可能にされる。次に、デジタル音声回復時間（Ｒｓｅｃ）及びＴｈｒｅｓの関数としてのＬｉｍｉｔの導出について説明する。

【0053】

デジタル音声回復中に、ＤＳＭｆｉｌｔの増加する値は、音声フレーム指標ｋ及びＩＩＲフィルタ利得ｇｂの関数として計算することができ、ＤＳＭｆｉｌｔ＝Ｌｉｍｉｔから開始される。ＤＳＭｆｉｌｔのためのＩＩＲフィルタの離散応答は、連続指数関数として近似される。
ＤＳＭｆｉｌｔ（ｋ）＝１−（ｌ−Ｌｉｍｉｔ）・ｅｘｐ｛−ｋ・ｇｂ｝

【0054】

ＤＳＭｆｉｌｔの値がＴｈｒｅｓと交差すると、適応アナログ対デジタル閾値調節（ｏｆｆｓｅｔ）がＴｈ＿ａ２ｄを１未満に低下させるのでアナログからデジタル音声への移行が有効にされる。デジタル回復時間は、Ｒｓｅｃ＝ｋ_thres・Ｔａｆであり、この場合のｋ_thresは、ＤＳＭｆｉｌｔがＴｈｒｅｓ＿ａ２ｄと交差する時のｋ番目の音声フレームである。

【0055】

ＤＳＭｆｉｌｔをＴｈｒｅｓに設定して音声フレーム時間Ｔａｆ（０．０４６秒）に対する音声フレーム指標の適切なスケーリングを用いてｋの値を求めることにより、Ｒｓｅｃ、Ｌｉｍｉｔ、及びＴｈｒｅｓの間の関係を見出すことができる。

【数2】

【0056】

Ｌｉｍｉｔの値は、最初にＴｈｒｅｓ及びＲｓｅｃを選択して、次にＬｉｍｉｔの値を求めることによって見出される。
Ｌｉｍｉｔ＝１−（１−Ｔｈｒｅｓ）・ｅｘｐ｛Ｒｓｅｃ・ｇｂ／Ｔａｆ｝

【0057】

図５は、Ｌｉｍｉｔの固定の初期化値がＴｈｒｅｓ及びＲｓｅｃの関数として決定されることを示している。

【0058】

次に、アナログへの混合後のデジタル音声回復について考える（ＡＳＢＭ＝１の場合）。

【0059】

初期化定数Ｂｓｅｃは、アナログへの混合後のデジタル音声回復時間であり、混合の直前にはＤＳＭｆｉｌｔ＝Ｔｈｒｅｓであると仮定され、混合後は完璧なデジタル信号である。ＤＳＭｆｉｌｔの値は、デジタルからアナログ音声への混合後に、Ｂｐｅｎだけ減少される。ＤＳＭｆｉｌｔの減少量は、混合時のＤＳＭｆｉｌｔの値及び定数Ｂｐｅｎ＿ａｄｊによって決まる。
Ｂｐｅｎ＝Ｂｌｅｎｄ＿ｄ２ａ・［Ｔｈｒｅｓ−１−Ｂｐｅｎ＿ａｄｊ・（１―ＤＳＭｆｉｌｔ）］

【0060】

Ｂｐｅｎ＿ａｄｊの固定値は、初期化時に決定され、かつＢｓｅｃの関数である。

【0061】

次に、Ｂｐｅｎ＿ａｄｊ表現の例示的導出について説明する。

【0062】

混合回復時間Ｂｓｅｃは、混合ペナルティの直後のＤＳＭｆｉｌｔ＝Ｔｈｒｅｓ＋Ｂｐｅｎの値がＲｓｅｃ表現内のＬｉｍｉｔの代わりに入ることは除いて、Ｒｓｅｃと同じ方法で導出される。

【数3】

【0063】

Ｂｐｅｎの解析値に関して解くと、

【数4】

【0064】

固定の初期化値Ｂｐｅｎ＿ａｄｊは、Ｂｐｅｎの解析的かつアルゴリズム的表現を等化し、次に、Ｂｓｅｃの関数としてＢｐｅｎ＿ａｄｊの値を求めることによって見出され、ＤＳＭｆｉｌｔ＝Ｔｈｒｅｓの時に最悪のケースであると仮定する。

【数5】

【0065】

Ｂｐｅｎ＿ａｄｊの固定の初期化値は、Ｂｓｅｃの関数として決定される。Ｂｐｅｎ＿ａｄｊの値は、図６にＢｓｅｃの関数として示されている。

【0066】

次に、音声フレームエラー率（ＦＥＲ）解析について考える（ＡＳＢＭ＝１の場合）。以下の議論では、上述の混合アルゴリズムのＦＥＲ性能が既存の混合アルゴリズムに対して比較される。

【0067】

ＤＳＭ＝ＤＳＭｆｉｌｔの時に、定常状態均衡時の改善された混合アルゴリズムに関してＦＥＲ範囲を計算することができる。デジタル音声選択中の最も高い定常状態ＦＥＲ＿ｕｐｐｅｒ値は、ＤＳＭｆｉｌｔ＝ＤＳＭの時にＤＳＭ＝Ｔｈ＿ｄ２ａに設定し、ＦＥＲ＿ｕｐｐｅｒ＝１−ＤＳＭと認識することによって見出される。
ＤＳＭ＝０．８７５−２・ｏｆｆｓｅｔ＝０．８７５−２・（ＤＳＭ−Ｔｈｒｅｓ）

【数6】

Ｔｈｒｅｓ＝０．９３７５の時に、ＦＥＲ＿ｕｐｐｅｒ＝０．０８３３３

【0068】

アナログ音声選択中の最も低い定常状態ＦＥＲ＿ｌｏｗｅｒ値は、ＤＳＭｆｉｌｔ＝ＤＳＭの時にＤＳＭ＝Ｔｈ＿ａ２ｄに設定することによって解かれる。
ＤＳＭ＝１−ｏｆｆｓｅｔ＝１−（ＤＳＭ−Ｔｈｒｅｓ）＝１＋Ｔｈｒｅｓ−ＤＳＭ

【数7】

Ｔｈｒｅｓ＝０．９３７５の時に、ＦＥＲ＿ｌｏｗｅｒ＝０．０３１２５

【0069】

改善された混合アルゴリズムのためのＴｈｒｅｓ、ＦＥＲ＿ｕｐｐｅｒ、及びＦＥＲ＿ｌｏｗｅｒの間の関係を図７に示す。

【0070】

既存の混合アルゴリズムのためのＦＥＲ＿ｕｐｐｅｒ及びＦＥＲ＿ｌｏｗｅｒは、定常状態均衡時と同じ方法で解かれる。この解析の詳細については、便宜上、ここでは省略する。定常状態表現は以下の通りである。
Ｔｈｒｅｓ＝（１−ＦＥＲ）［Ｔｈｒｅｓ・Ｇａ＿ｒ＋（１−Ｇａ＿ｒ）］＋ＦＥＲ（Ｔｈｒｅｓ・Ｇａ＿ｆ）
この場合のＧａ＿ｒは、上昇するＤＳＭ ＩＩＲ利得であり、Ｇａ＿ｆは、下降するＤＳＭ ＩＩＲ利得であり、Ｔｈｒｅｓは、低い又は高いＦＥＲ値に応じてＴｈ＿ａ２ｄ又はＴｈ＿ｄ２ａのいずれかである。

【0071】

ＦＥＲ値に関して解くと、

【数8】

【0072】

表２は、既存の混合アルゴリズムの混合閾値レベル（Ｑ１からＱ４）の関数としてのＦＥＲ＿ｕｐｐｅｒ及びＦＥＲ＿ｌｏｗｅｒを示している。Ｑ１は、破損デジタル音声フレームが最も少ない最高の音声品質を表す。これは、間欠的なデジタルカバレージ期間中に、より多くのミュート（又はアナログへの混合）を通じて達成される。Ｑ４は、最も低いデジタル音声品質をもたらすが、デジタルカバレージは広くなる。Ｑ３は、アナログ音声バックアップを有する混成信号のための通常デフォルトレベルである。

【0073】

（表２）
表２：既存の混合アルゴリズムのための混合閾値Ｑの関数としてのＦＥＲ

【0074】

図８のプロットは、改善された混合アルゴリズムのＦＥＲ＿ｕｐｐｅｒ及びＦＦＥＲ＿ｌｏｗｅｒ値を既存の混合アルゴリズムと比較している。Ｑ１からＱ４にある既存の混合のＦＥＲ値は、改善された混合アルゴリズムに対応するＴｈｒｅｓ値に描画されたポイント（記号）として表されている。

【0075】

図８では、デフォルトＴｈｒｅｓ＝０．９３７５を有する改善された混合アルゴリズムのためのＦＥＲ閾値は、Ｑ２とＱ３の間にあるが、よりＱ２に近い。改善された混合アルゴリズムのためのＦＥＲ＿ｕｐｐｅｒでは、既存の混合音声品質Ｑ１及びＱ２に関して、Ｔｈｒｅｓが１を超える必要があることに注意されたい。これは、改善された混合アルゴリズムでは達成することができず、Ｔｈ＿ｄ２ａの調節を行ってこれに対処することができる（推奨しない）。
ＦＥＲ＿ｌｏｗｅｒ（０．９３７５）＝０．０３１２５、ＦＥＲ＿ｕｐｐｅｒ（０．９３７５）＝０．０８３３３

【0076】

Ｑ３において既存の混合に対応する混合ＦＥＲ閾値は、約Ｔｈｒｅｓ＝０．８４にほぼ対応すると考えられる。

【0077】

ここで、推奨のデフォルトパラメータ値について説明する。

【0078】

アナログバックアップ音声を有する混成ＨＤ Ｒａｄｉｏ波形の場合、又はコア／強化モードの強化音声ストリームの場合に、
ＡＳＢＭ＝１、Ｔｈｒｅｓ＝０．９３７５、Ｒｓｅｃ＝１０、Ｂｓｅｃ＝６０

【0079】

アナログバックアップ音声を持たないデジタルのみの音声ストリーム（非強化）（例えば、全デジタル波形又はマルチキャストチャネル）の場合に、
ＡＳＢＭ＝０、Ｔｈｒｅｓ＝０．６８８、（Ｒｓｅｃ及びＢｓｅｃが実質的に無効にされるので、これらの値は任意である）

【0080】

これに加えて、推奨はしないが、ＦＭ ＳＰＳマルチキャスト（例えば、ＨＤ２）音声ＦＥＲ性能は、変数ｔｈ＿ｄ２ａが０．５７５の値に固定される場合に既存の混合アルゴリズムの性能と同等にすることができる。これに加えて、Ｂｓｅｃを６０から４０に短縮してデジタル音声の可用性及び混合数を増大し、又は９０に拡大してデジタル音声の可用性を犠牲にして混合数を更に減少させることができる。

【0081】

これらの設定を表１にまとめている。

【0082】

（表１）
表１：推奨のデフォルトパラメータ値

【0083】

上記の説明から、無線受信機内でデジタル音声放送信号を処理する方法は、デジタル音声放送信号を受信する段階と、デジタル音声放送信号を復調してアナログ音声ストリーム及びデジタル音声ストリームを生成する段階と、デジタル音声ストリームに対するデジタル信号品質値を決定する段階と、デジタル信号品質値が適応アナログ対デジタル閾値を超える時に、無線受信機の出力をアナログ音声ストリームからデジタル音声ストリームに混合する段階と、デジタル信号品質値が適応デジタル対アナログ閾値よりも下がる時に、無線受信機の出力をデジタル音声ストリームからアナログ音声ストリームに混合する段階とによって実施することができることは明らかであり、適応デジタル対アナログ閾値は、適応アナログ対デジタル閾値よりも低い。

【0084】

上述の実施形態では、チャネル障害からの回復速度は、信号品質の適応関数として決定される。

【0085】

上述の実施形態では、デジタル信号品質値ＤＳＭ（すなわち、第１デジタル信号品質値）自体をＩＩＲフィルタリングして、より長期のデジタル信号品質値ＤＳＭｆｉｌｔ（すなわち、第２デジタル信号品質値）を生成することができる。デジタル音声品質のこのより長期の表示を用いて適応混合閾値を調節する。デジタルからアナログへの混合直後に、ＤＳＭｆｉｌｔを低減するためにペナルティＢｐｅｎが適用される。このペナルティは、デジタル音声ストリームへの早期の再混合の確率を低下させる。適応閾値Ｔｈ＿ａ２ｄ及びＴｈ＿ｄ２ａを決定するために、ＤＳＭｆｉｌｔの関数としてオフセット値が計算される。この適応処理は、より長期のデジタル信号品質（ＤＳＭｆｉｌｔ）が良好であり、かつデジタル信号の選択が好ましい時に、両方の閾値を低下させる効果を有する。初期化定数Ｒｓｅｃは、長期デジタル信号停止後の最小デジタル音声回復時間を表す。初期化定数Ｂｓｅｃは、アナログへの混合後のデジタル音声回復時間であり、混合直前はＤＳＭｆｉｌｔ＝Ｔｈｒｅｓであり、混合後は完璧なデジタル信号であると仮定される。長期信号品質が良好である時、Ｔｈｒｅｓを超えるようにＤＳＭｆｉｌｔを上昇させ、アナログ対デジタル閾値Ｔｈ＿ａ２ｄは１未満に低減され、ＤＳＭがＴｈ＿ａ２ｄを超える時にデジタルへの再混合を可能にする。

【0086】

図４に示す機能は、例えば、本明細書に説明する機能を実行するようにプログラムされた又は他の方法で構成された１又はそれ以上のプロセッサを用いて無線受信機の回路に実施することができる。上述の方法を実施するために、他のハードウェア実施形態及びソフトウェア実施形態、及びこれらの組合せも使用することができる。

【0087】

上述の混合アルゴリズムを用いて、（アナログ復調器からの）時間多様性アナログ音声ストリームでデジタル信号停止を埋めることができる。アナログ音声を維持することは、一般的に、短い間欠的なデジタル音声バーストを許容するよりも好ましい。アルゴリズムは、デジタル音声のギャップを埋めるように試みる一方で、これを行うための混合事象の数を最小限にする。これは、デジタル音声カバレージを最大にすることはないが、聴取者によって知覚される音声品質が改善される。アルゴリズムは、ＦＭ及びＡＭの両方のＩＢＯＣシステムに適用可能である。

【0088】

好ましい実施形態に関して本発明を説明したが、当業者には以下の特許請求の範囲によって定義されるような本発明の範囲から逸脱することなく上述の実施形態に様々な変更を加えることができることは明らかであろう。

【符号の説明】

【0089】

１０ ＨＤ Ｒａｄｉｏ受信機
１４ アンテナ
１８ アナログ音声
２８ 混合アルゴリズム
３４ デジタル音声

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】