特許 6986811 直流電源

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6986811

(24)【登録日】2021年12月2日

(45)【発行日】2021年12月22日

(54)【発明の名称】直流電源

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20211213BHJP

【ＦＩ】

   H02M3/155 H

【請求項の数】4

【全頁数】12

(21)【出願番号】特願2020-537365(P2020-537365)

(86)(22)【出願日】2019年3月6日

(86)【国際出願番号】JP2019008735

(87)【国際公開番号】WO2020035969

(87)【国際公開日】20200220

【審査請求日】2020年12月22日

(31)【優先権主張番号】特願2018-152697(P2018-152697)

(32)【優先日】2018年8月14日

(33)【優先権主張国】JP

(31)【優先権主張番号】特願2018-211287(P2018-211287)

(32)【優先日】2018年11月9日

(33)【優先権主張国】JP

(73)【特許権者】

【識別番号】392029742

【氏名又は名称】田中 正一

(72)【発明者】

【氏名】田中 正一

【審査官】 栗栖 正和

(56)【参考文献】

【文献】 特開２０１０−１１９１７１（ＪＰ，Ａ）

【文献】 国際公開第２０１１／０９２７７４（ＷＯ，Ａ１）

【文献】 国際公開第２０１２／０５３０２７（ＷＯ，Ａ１）

【文献】 特開２０１２−０７０５１４（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１４−０７２９５５（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２０１５−０４７０１２（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ３／１５５

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

第１電荷デバイス及び第２電荷デバイスを接続する双方向DCDCコンバータを制御するコントローラを備え、前記コントローラは、前記第１電荷デバイスから前記第２電荷デバイスへ送電する昇圧モード、及び、前記第２電荷デバイスから前記第１電荷デバイスへ送電する降圧モードとをもつ直流電源において、
前記双方向DCDCコンバータは、前記第１電荷デバイスとしての２つのバッテリを直列接続するための直列トランジスタと、前記２つのバッテリを並列接続するための２つの並列トランジスタと、磁気エネルギーを蓄積するためのリアクトルと、前記２つのバッテリを前記第２電荷デバイスに接続する出力トランジスタと、前記リアクトルを放電するための放電ダイオードとを有し、
前記リアクトルは、前記２つの並列トランジスタの一方と前記直列トランジスタとの間に配置され、
前記放電ダイオードは、前記リアクトルと前記直列トランジスタとを接続する接続点に接続されていることを特徴とする直流電源。

【請求項2】

前記第２電荷デバイスは、前記DCDCコンバータの出力電圧を平滑する平滑キャパシタからなる請求項１記載の直流電源。

【請求項3】

前記コントローラは、前記２つのバッテリを並列接続する並列モードと、前記２つのバッテリを直列接続する直列モードと、前記２つのバッテリの合計電圧よりも高い電圧を出力する昇圧モードと、前記並列モード及び前記直列モードの中間電圧を出力する過渡モードと、前記２つのバッテリを直列に充電する降圧モードとをもつ請求項１記載の直流電源。

【請求項4】

前記コントローラは、前記２つのバッテリの一方が不良である時、前記不良のバッテリに接続される前記並列トランジスタ及び前記直列トランジスタのオン動作を禁止する請求項３記載の直流電源。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は双方向DCDCコンバータをもつ直流電源に関し、特に車両用バッテリを含む直流電源に関する。

【背景技術】

【0002】

EVは、高温環境において冷たい空気流によりバッテリを冷却し、低温環境において暖かい空気流によりバッテリを温めるバッテリ温度管理システムをもつ。このバッテリ温度管理システムは、バッテリの電気エネルギー及びEVの内部スペースを消費する。このため、EVバッテリの効率的な使用が要求されている。

【0003】

双方向DCDCコンバータをもつ車両用直流電源が公知である。２つのバッテリの直列接続及び並列接続を切り替えるスイッチドバッテリ装置も公知である。並列接続された２つのバッテリは、直列接続された２つのバッテリと比べて、１/４の等価抵抗値をもつ。その結果、並列接続は、直列接続の半分のバッテリ損失をもつことができる。しかし、スイッチドバッテリ装置は、DCリンク電圧が接続切替により急変するという問題をもつ。

【0004】

特許文献１は図１に示されるリアクトル付きスイッチドバッテリ装置を提案する。直列トランジスタ３はバッテリ１及び２を直列接続する。並列トランジスタ４及び５はバッテリ１及び２を並列接続する。リアクトル７は接続切替によるDCリンク電圧の急変を抑制する。しかし、図１に示されるスイッチドバッテリ装置は、リアクトル７が常に電力損失を発生するという問題をもつ。

【0005】

特許文献２は図２に示されるもう一つのリアクトル付きスイッチドバッテリ装置を提案する。直列トランジスタ３はバッテリ１及び２を直列接続する。並列トランジスタ４及び５はバッテリ１及び２を並列接続する。リアクトル７Aはバッテリ１と直列接続される。リアクトル７Bはバッテリ２と直列接続される。バッテリ１及び２の電圧は、出力トランジスタ６を通じて出力される。

【0006】

図２に示されるリアクトル付きスイッチドバッテリ装置はDCリンク電圧の昇圧動作を実行することができる。その結果、ステータコイルの巻数の増加が可能となる。さらに、インバータ電流及びその抵抗損失を低減することができる。言い換えれば、リアクトル７A及び７Bは、円滑な接続切り替えとDCリンク電圧の昇圧との両方を実現する。しかし、図２に示されるリアクトル付きスイッチドバッテリ装置は、リアクトル７A及び７Bが常に電力損失を発生するという問題をもつ。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0007】

【特許文献1】特許４３５３２２２

【特許文献2】特許５４９２０４０

【発明の概要】

【0008】

本発明の目的は、バッテリエネルギーを効率的に使用可能な直流電源を提供することである。

【0009】

本発明の１つの様相において、リアクトル付きスイッチドバッテリ装置からなる直流電源は、双方向DCDCコンバータをもつ。この双方向DCDCコンバータは、２つのバッテリを直列接続する直列トランジスタと、２つのバッテリを並列接続する２つの並列トランジスタと、２つのバッテリと直列に接続されるリアクトルと、２つのバッテリ及びリアクトルの電圧の和を出力する出力トランジスタとをもつ。リアクトルは、２つの並列トランジスタの一方と直列トランジスタとの間に配置される。さらに、リアクトルと直列トランジスタとの接続点は、リアクトル放電用のダイオードを通じて２つの並列トランジスタの一方に接続される。

【0010】

これにより、２つのバッテリが並列に接続される並列モードにおいて、バッテリは、リアクトルを経由せずに放電及び充電を実行することができる。直列トランジスタがオフされる時、リアクトルに蓄積された磁気エネルギーを低減するための消磁電流はダイオードを通じて流れる。

【0011】

１つの態様によれば、コントローラは、２つのバッテリを並列接続する並列モードと、２つのバッテリを直列接続する直列モードと、２つのバッテリの合計電圧よりも高い電圧を出力する昇圧モードと、並列モード及び前記直列モードの中間電圧を出力する過渡モードと、２つのバッテリを直列に充電する降圧モードとをもつ。これにより、並列モードにおける電源効率を改善することができ、さらに、モード変更を円滑に実行することができる。

【0012】

もう１つの態様によれば、コントローラは、不良のバッテリに接続される並列トランジスタ及び直列トランジスタのオンを禁止する。これにより、正常なバッテリの放電を継続することができるので、電源の信頼性が改善される。

【0013】

もう１つの態様及び本発明のもう１つの様相によれば、コントローラは、バッテリ温度が低い時、昇圧モード及び降圧モードを交互に実行する。これにより、バッテリを効率よく加熱することができる。その結果、バッテリの内部抵抗が低減され、直流電源の効率が改善される。結局、本発明の直流電源は、電気自動車用バッテリに特に好適である。

【0014】

もう１つの態様によれば、昇圧モード及び降圧モードの交互の実施は、主バッテリと平滑キャパシタとにより実行される。もう１つの好適態様において、昇圧モード及び降圧モードの交互の実施は、主バッテリと補機バッテリとにより実行される。これにより、製造コストの低減が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【0015】

【図1】図１は従来の昇圧バッテリ装置の一例を示す配線図である。

【図2】図２は従来の昇圧バッテリ装置の他例を示す配線図である。

【図3】図３は本発明の直流電源の実施例を示す配線図である。

【図4】図４はモータ速度と最大電流とDCリンク電圧との関係例を示す図である。

【図5】図５は昇圧モードの蓄積モードを示す模式配線図である。

【図6】図６は昇圧モードの出力モードを示す模式配線図である。

【図7】図７は過渡モードの蓄積モードを示す模式配線図である。

【図8】図８は過渡モードの消磁モードを示す模式配線図である。

【図9】図９は降圧モードの蓄積モードを示す模式配線図である。

【図10】図１０は降圧モードのフリーホィーリングモードを示す模式配線図である。

【図11】図１１はモータモードにおける制御例を示すフローチャートである。

【図12】図１２は１つの変形態様を示す模式配線図である。

【図13】図１３はバッテリ内部加熱動作を説明するための模式配線図である。

【図14】図１４はバッテリ内部加熱動作を説明するためのフローチャートである。

【発明を実施するための形態】

【0016】

本発明の直流電源に関する好適な実施例が図３を参照して説明される。電気自動車のトラクションモータを駆動するためのインバータ（図示せず）にDCリンク電圧Vdcを印加するこの直流電源は、バッテリ１、バッテリ２、及び接続切替回路１０からなる。バッテリ１及び２の定格電圧は等しい。バッテリ１及び２はそれぞれ、キャパシタを採用することができる。

【0017】

本質的に双方向DCDCコンバータである接続切替回路１０は、直列トランジスタ３、並列トランジスタ４及び５、出力トランジスタ６、リアクトル７、及びダイオード８からなる。トランジスタ３-６はそれぞれ、逆並列ダイオードをもつIGBTからなる。この直流電源は、DCリンク電圧Vdcを正電源線１１及び負電源線１２に印加する。

【0018】

正電源線１１は、出力トランジスタ６、バッテリ２、リアクトル７、直列トランジスタ３、及びバッテリ１を通じて負電源線１２に接続されている。バッテリ２の負極とリアクトル７との接続点は、並列トランジスタ４を通じて負電源線１２に接続されている。出力トランジスタ６とバッテリ２の正極との接続点は並列トランジスタ５を通じてバッテリ１の正極に接続されている。リアクトル７と直列トランジスタ３との接続点はダイオード８のカソード電極に接続されている。ダイオード８のアノード電極は負電源線１２に接続されている。

【0019】

接続切替回路１０を制御するコントローラ１００は、図略のインバータへ電源電流を供給するためのモータモードと、バッテリ１及び２を充電する回生モードとをもつ。モータモードは、並列モード、直列モード、昇圧モード、及び過渡モードをもつ。

【0020】

図４は、最大電源電流Imaxとモータ速度VmとDCリンク電圧Vdcとの間の関係例を示す。モータ速度Vmが速度値V１に達し、かつ、最大電源電流Imaxが第１の所定値を超えたら、並列モード２０から直列モード３０への切り替えが実行される。モータ速度Vmが速度値V２に達し、かつ、最大電源電流Imaxが第２の所定値を超えたら、直列モード３０から昇圧モード４０への変更が実行される。過渡モード５０は、並列モード２０及び直列モード３０の切替のための切り替え期間に実行される。第１、第２所定値はそれぞれヒステリシス特性をもつ。

【0021】

並列モード２０において、直列トランジスタ３はオフされる。バッテリ１及び２の間の電圧差が所定値より高い時、バッテリ１及び２のうちの高い方が並列トランジスタの逆並列ダイオードを通じて電源電流を供給する。これにより、バッテリ１及び２の間の電圧差は低減される。バッテリ１及び２の電圧がほぼ等しい時、バッテリ１は並列トランジスタ５を通じて電源電流の半分を供給し、バッテリ２は並列トランジスタ４を通じて電源電流の他の半分を供給する。並列モード２０によるバッテリ１及び２の放電は、バッテリ１及び２の劣化状態が異なる時に好都合である。低劣化バッテリは、高劣化バッテリをバイパスして放電することができる。

【0022】

直列モード３０において、並列トランジスタ４及び５はオフされ、直列トランジスタ３はオンされる。これにより、DCリンク電圧Vdcはバッテリ１及び２２の電圧和となる。

【0023】

昇圧モード４０において、直列トランジスタ３はオンされ、並列トランジスタ４及び５はPWM制御される。好適には、並列トランジスタ４及び５は同時にオンされ、同時にオフされる。この昇圧モードは、交互に実行される蓄積モード及び出力モードからなる。

【0024】

蓄積モードが図５を参照して説明される。出力トランジスタ６はオフされ、並列トランジスタ４及び５はオンされる。バッテリ１、直列トランジスタ３、リアクトル７、及び並列トランジスタ４を通じて流れる循環電流I1が増加し、リアクトル７は磁気エネルギーを蓄積する。同様に、バッテリ２、並列トランジスタ５、直列トランジスタ３、及びリアクトル７を通じて流れる循環電流I２が増加し、リアクトル７は磁気エネルギーを蓄積する。バッテリ１及び２の間の電圧差が所定値より高い時、バッテリ１及び２のうちの高い方に接続される並列トランジスタだけがオンされる。これにより、バッテリ１及び２の電圧差が低減される。

【0025】

出力モードが図６を参照して説明される。並列トランジスタ４及び５はオフされる。循環電流I1及びI2の和にほぼ等しい電源電流Iが出力トランジスタ６を通じてインバータに供給される。DCリンク電圧Vdcは、バッテリ１、リアクトル７、バッテリ２の電圧和となる。DCリンク電圧Vdcは、並列トランジスタ４及び５のデユーティ比を調整することにより調整される。結局、接続切替回路１０は昇圧チョッパ式のDCDCコンバータとして動作する。

【0026】

過渡モード５０が図７及び図８を参照して説明される。並列トランジスタ４及び５はオフされ、直列トランジスタ３はPWM制御される。図７は直列トランジスタ３がオンされる蓄積期間を示す。DCリンク電圧Vdcはバッテリ１、リアクトル７、及びバッテリ２の電圧和となる。リアクトル７は、電源電流Iの増加を抑制するために逆起電力を発生する。このため、DCリンク電圧Vdcは、バッテリ１及び２の電圧和より低くなる。

【0027】

図８は直列トランジスタ３がオフされる消磁期間を示す。リアクトル７は、ダイオード８、リアクトル７、バッテリ２、及び出力トランジスタ６を通じて電源電流Iを流す。リアクトル７は、電源電流Iの減少を抑制するために、バッテリ２と同方向の電圧を発生する。このため、DCリンク電圧Vdcは、バッテリ２の電圧よりも高くなる。

【0028】

並列モードから直列モードへの変更が指示される過渡モードにおいて、直列トランジスタ３のオンデユーティ比は０から１に徐々に変更される。これにより、DCリンク電圧Vdcは１５０Vから３００Vへ徐々に変更される。直列モードから並列モードへの変更が指示される過渡モードにおいて、直列トランジスタ３のオンデユーティ比は１から０に徐々に変更される。これにより、DCリンク電圧Vdcは３００Vから１５０Vへ徐々に変更される。好適には、この過渡モードは、数秒未満である。

【0029】

回生モードは、並列モード２０、直列モード３０、過渡モード５０、及び降圧モード６０をもつ。回生モードの並列モード２０及び直列モード３０はモータモードのそれらと本質的に同じである。ただし、回生モードの並列モードが開始される時、バッテリ１及び２の電圧差が検出される。この電圧差が所定値を超える時、より低電圧のバッテリに接続される並列トランジスタだけがオンされる。この電圧差が所定値未満である時、並列トランジスタ４及び５の両方がオンされる。回生モードの過渡モード５０も、モータモードの過渡モードと本質的に同じである。けれども、直列トランジスタ３がオフされる消磁期間において、リアクトル７は、トランジスタ３-５の各逆並列ダイオードを通じてバッテリ１及び２を並列に充電する。並列モード２０によるバッテリ１及び２の充電は、バッテリ１及び２の劣化状態が異なる時に好都合である。低劣化バッテリは、高劣化バッテリをバイパスして充電されることができる。さらに、降圧モードによる充電は、バッテリ１及び２の劣化状態が異なる時に好都合である。低劣化バッテリを流れるフリーホィーリング電流は、高劣化バッテリを流れるフリーホィーリング電流により高くなる。

【0030】

図９及び図１０に示される降圧モード６０において、直列トランジスタ３はオンされ、並列トランジスタ４及び５はオフされ、出力トランジスタ６はPWM制御される。直列トランジスタ３の逆並列ダイオードがオンされるため、直列トランジスタ３のオンは省略されることができる。

【0031】

図９は出力トランジスタ６がオンされる蓄積期間を示す。DCリンク電圧Vdcが、バッテリ２、リアクトル７、及びバッテリ１に印加される。バッテリ１及び２が回生電流Irにより直列に充電され、リアクトル７は磁気エネルギーを蓄積する。DCリンク電圧Vdcとバッテリ１及び２の電圧和との差はリアクトル７により吸収される。

【0032】

図１０は出力トランジスタ６がオフされるフリーホィーリング期間を示す。リアクトル７はフリーホィーリング電流（I1+I2）を循環させる。リアクトル７、直列トランジスタ３、バッテリ１、及び並列トランジスタ４を通じて流れるフリーホィーリング電流I1はバッテリ１を充電する。リアクトル７、直列トランジスタ３、並列トランジスタ５、及びバッテリ２を通じて流れるフリーホィーリング電流I２は、バッテリ２を充電する。フリーホィーリング電流I1及びI2は、並列トランジスタ４及び５の逆並列ダイオードを通じて流れる。しかし、並列トランジスタ４及び５をオンすることも可能である。結局、接続切替回路１０は双方向DCDCコンバータの降圧チョッパ動作を実行する。

【0033】

さらに、接続切替回路１０は、バッテリ１及び２の故障対策を実行する。接続切替回路１０は、バッテリ１及び２の一方が不良であり、他方が正常である時、不良なバッテリを切り離す。バッテリ１が不良である時、トランジスタ３及び５がオフされ、トランジスタ４がオンされる。同様に、バッテリ２が不良である時、トランジスタ３及び４がオフされ、トランジスタ５がオンされる。結局、接続切替回路１０は、正常なバッテリを並列モードにより運転する。これにより、たとえ２つのバッテリ１及び２の一方が故障しても、トラクションモータの駆動を実現することができる。

【0034】

コントローラ１００はさらに、バッテリ加熱モードをもつ。一般に、このバッテリ加熱モードは、バッテリ１及び２の温度が所定値未満の場合に実行される。この加熱モードにおいて、昇圧モードと降圧モードが交互に実行される。DCリンク電圧Vdcが第１の所定値に達した時、昇圧モードは終了し、降圧モードが開始される。DCリンク電圧Vdcが第２の所定値に達した時、降圧モードは終了し、昇圧モードが開始される。第１の所定値は、第２の所定値より高い。第１の所定値及び第２の所定値は運転環境に応じて変更されることが好適である。

【0035】

図５及び図６に示される昇圧モードによれば、バッテリ１及び２は放電電流Idを放電する。図９及び図１０に示される降圧モードによれば、バッテリ１及び２は充電電流Icにより充電される。結局、バッテリ１及び２はインバータ電流（Id-Ic）を図略のインバータに供給する。これにより、このインバータが要求するインバータ電流（Id-Ic)よりも高い充電電流Ic及び放電電流Idがバッテリ１及び２を通じて流れる。その結果、バッテリ１及び２は充電電流Ic及び放電電流Idにより急速に加熱される。バッテリ１及び２の温度が所定値に達したらこの加熱モードは終了される。

【0036】

図１１は、モータモードにおけるコントローラ１００の制御動作を示すフローチャートである。まず、直列モードSから並列モードPへの切り替え又は並列モードPから直列モードSへの切り替えのどちらかが指令されたか否かが判定される（S１００）。モード切替が指令された時、直列トランジスタ３のPWM制御が実行される（S１０２）。これにより、DCリンク電圧Vdcは徐々に変更される。

【0037】

次に、バッテリ１及び２の加熱が指令されたか否かが判定される（S１０４）。加熱が指令された時、昇圧モード及び降圧モードを交互に実施する加熱モードHが実行される。（S１０６）。これにより、バッテリ１及び２が速やかに加熱される。昇圧モード及び降圧モードは、DCリンク電圧Vdcが所定範囲内に維持される条件で実行されることが好適である。

【0038】

次に、昇圧モードBが指令されたか否かが判定される（S１０８)。昇圧モードBが指令された時、並列トランジスタ４及び５がPWM制御され、昇圧モードBが実行される（S１１０)。次に、バッテリ故障が発生したか否かが判定される（S１１２）。バッテリ故障が発生した時、既述された故障対策が実行される（S１１４）。

【0039】

リアクトル付きの昇圧バッテリ装置からなるこの実施例の直流電源の利点が説明される。この実施例の直流電源は、図１及び図２に示される従来の直流電源と同様に、直流モードに加えて並列モードをもつ。この並列モードは、バッテリ１及び２の電力損失を低減する。さらに、この実施例の直流電源は、図２に示される従来の直流電源と同様に昇圧モードをもつ。このため、ステータコイルの巻数増加が可能となり、インバータの電力損失を低減することができる。

【0040】

さらに、この実施例の直流電源は、リアクトル７の電力損失が並列モードにおいてゼロとなるという優れた利点をもつ。低速高トルク領域において、並列モードは大電流をインバータに供給する。並列モードは、電気自動車やハイブリッド車の走行時間の大部分を占める。したがって、この実施例の直流電源は、改善された効率をもち、リアクトル７の冷却機構も簡単となる。さらに、この実施例によれば、バッテリ故障に関する信頼性が改善される。

【0041】

さらに、この実施例の直流電源は、低温時に昇圧モード及び降圧モードを交互に実行する加熱モードをもつ。これにより、冷たいバッテリ１及び２を速やかに加熱することができる。バッテリの内部抵抗値は低温下において高い。したがって、バッテリ損失はバッテリ温度が低い時に増加する。この実施例によれば、バッテリ１及び２を外部の電気ヒーターにより加熱する必要が無い。

【0042】

この実施例の直流電源は、トランジスタ３-６を必要とする。しかし、トランジスタ３-５は出力トランジスタ６と比べて相対的に低電圧タイプを採用する事ができる。このため、トランジスタ３-５は低いオン抵抗をもつことができる。これは、トランジスタ３-５の電力損失及び製造コストを低減できることを意味する。ダイオード８は非常に短い過渡期間においてのみ使用されるため、小型のダイオードを採用することができる。

【0043】

図１２は、図３に示される直流電源の１つの変形態様を示す。図１２は、図３と比べて異なる位置にリアクトル７及びダイオード８をもつ。リアクトル７は、直列トランジスタ３とバッテリ１の正極とを接続する。ダイオード８は、リアクトル７と直列トランジスタ３との接続点をバッテリ２の正極に接続する。図１２に示される直流電源は、図４に示される直流電源と本質的に同じ動作をもつ。

【0044】

もう１つの実施形態が図１３及び図１４を参照して説明される。厳冬季に屋外駐車されたEVのバッテリは極低温となり、バッテリ損失が増加される。インバータの平滑キャパシタと主バッテリとの間で充電及び放電を繰り返す既述のバッテリ加熱方式は、小容量の平滑キャパシタ故にバッテリ１及び２を十分に保温できない可能性をもつ。この問題は、EVの主バッテリと補機バッテリとの間の交互充放電により解決される。補機バッテリを使用するこのバッテリ加熱方式は、従来のEVバッテリシステムにおいても採用されることができる。

【0045】

図１３において、定格電圧１２Vをもつ補機バッテリ５００は、絶縁型双方向DCDCコンバータ４００を通じてバッテリ１及び２と接続されている。コンバータ４００は、バッテリ１及び２と補機バッテリ５００との間で直流電力を授受する。もう１つの双方向DCDCコンバータである接続切替回路１０は、バッテリ１及び２と平滑キャパシタ２００とを接続している。この平滑キャパシタ２００は図略の３相インバータの一対の直流入力端に接続されている。接続切替回路１０は、バッテリ１及び２と平滑キャパシタ２００との間で直流電力を授受する。

【0046】

図１４は、図１３に示されるバッテリ加熱システムを制御するバッテリ加熱ルーチンを示すフローチャートである。まず、平滑キャパシタ２００の使用によるバッテリ加熱が要求されたか否かが判定され（S２００）、Yesであれば、トランジスタ３-５がオンされる蓄積モード（S２０２）とトランジスタ４-５がオフされる昇圧モード（S２０４）が順次実行される。これにより、平滑キャパシタ２００が充電される。次に、トランジスタ６がオンされる蓄積モード（S２０６）と、トランジスタ６がオフされるフリーホィーリングモード（S２０８）が順次実行される。これにより、バッテリ１及び２が加熱される。

【0047】

次に、補機バッテリ５００の使用によるバッテリ加熱が要求されたか否かが判定され（S２１０）、Yesであれば、補機バッテリ５００を充電する充電動作（S２１２）と、補機バッテリを放電する放電動作（S２１４）とが順次実行される。これにより、バッテリ１及び２が加熱される。さらに、補機バッテリ５００が加熱される。次に、バッテリ１及び２の温度Tbが所定しきい値Tthより高いか否かが判定され、Yesであればルーチンが終了され、Noであればこのルーチンが再び実行される。

【0048】

既述されたバッテリ加熱モードは冬季の早朝に実行されることが好適である。コントローラは、学習した過去の運転開始時刻から計算れた予想運転開始時刻の３０分前に開始される。これにより、無駄な電力消費を減らすことができる。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】