特許 6988172 電力変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】特許公報(B2)

(11)【特許番号】6988172

(24)【登録日】2021年12月6日

(45)【発行日】2022年1月5日

(54)【発明の名称】電力変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/12 20060101AFI20211220BHJP

   H02M 7/48 20070101ALI20211220BHJP

【ＦＩ】

   H02M7/12 B

   H02M7/48 F

【請求項の数】2

【全頁数】16

(21)【出願番号】特願2017-106949(P2017-106949)

(22)【出願日】2017年5月30日

(65)【公開番号】特開2018-207570(P2018-207570A)

(43)【公開日】2018年12月27日

【審査請求日】2020年5月29日

(73)【特許権者】

【識別番号】000006611

【氏名又は名称】株式会社富士通ゼネラル

(72)【発明者】

【氏名】白石 徹

【審査官】 白井 孝治

(56)【参考文献】

【文献】 特開２００６−１９７７０７（ＪＰ，Ａ）

【文献】 特開２００７−０２８８０９（ＪＰ，Ａ）

(58)【調査した分野】（Int.Cl.，ＤＢ名）

Ｈ０２Ｍ ７／００〜 ７／９８

(57)【特許請求の範囲】

【請求項1】

三相交流電源の３つの相にそれぞれ直列に接続されるリアクタと、互いに接続された３組の上アームと下アームの接続点に前記リアクタがそれぞれ接続される三相コンバータと、前記三相コンバータの出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、前記三相コンバータの出力と前記平滑コンデンサの間の母線電流を検出して出力する電流検出部と、前記三相交流電源の相電圧を検出して出力する相電圧検出部と、前記平滑コンデンサの直流電圧を検出する直流電圧検出部と、二相変調方式を用いてＰＷＭ制御により生成されたスイッチングパルス信号を前記三相コンバータへ出力する制御手段を備えた電力変換装置であって、
前記制御手段は、
入力された前記母線電流と前記スイッチングパルス信号に基づいてそれぞれの相電流を検出して出力する三相電流検出手段と、
入力された前記相電圧と直流電圧に基づいて相電流指令を生成して出力する相電流指令生成手段と、
入力された前記相電圧と前記相電流指令と前記相電流から三相変調方式による三相電圧指令を生成し、これを二相変調して二相変調方式による相電圧指令として出力する二相電圧指令生成手段と、
正相キャリア信号と同正相キャリア信号を反転した逆相キャリア信号の２つのキャリア信号を生成し、入力されたいずれかの相の前記相電圧指令が最大電圧に変化するタイミング、及び最小電圧に変化するタイミングで前記相電圧指令の相に対応する前記正相キャリア信号又は前記逆相キャリア信号のいずれか１つを割り当てるキャリア信号生成手段と、
入力された前記相電圧指令とこれに対応して割り当てられた前記正相キャリア信号又は前記逆相キャリア信号に基づいて前記スイッチングパルス信号を生成すると共に、生成した前記スイッチングパルス信号を前記三相コンバータと前記三相電流検出手段へそれぞれ出力するスイッチングパルス信号生成手段とを備え、
３つの前記相電圧指令のうち最大又は最小となる前記相電圧指令以外の２つの前記相電圧指令に割り当てられている前記正相キャリア信号又は前記逆相キャリア信号は互いに逆相になり、
前記三相電流検出手段は、割り当てられた前記正相キャリア信号又は前記逆相キャリア信号と前記スイッチングパルス信号のタイミングに基づいて、前記母線電流から前記相電流を検出することを特徴とする電力変換装置。

【請求項2】

三相交流電源の３つの相にそれぞれ直列に接続されるリアクタと、互いに接続された３組の上アームと下アームの接続点に前記リアクタがそれぞれ接続される三相コンバータと、前記三相コンバータの出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、前記三相コンバータの出力と前記平滑コンデンサの間の母線電流を検出して出力する電流検出部と、前記三相交流電源の相電圧を検出して出力する相電圧検出部と、前記平滑コンデンサの直流電圧を検出する直流電圧検出部と、二相変調方式を用いてＰＷＭ制御により生成されたスイッチングパルス信号を前記三相コンバータへ出力する制御手段を備えた電力変換装置であって、
前記制御手段は、
入力された前記母線電流と前記スイッチングパルス信号に基づいてそれぞれの相電流を検出して出力する三相電流検出手段と、
入力された前記相電圧と直流電圧に基づいて相電流指令を生成して出力する相電流指令生成手段と、
入力された前記相電圧と前記相電流指令と前記相電流から三相変調方式による三相電圧指令を生成し、これを二相変調して二相変調方式による相電圧指令として出力する二相電圧指令生成手段と、
正相キャリア信号と同正相キャリア信号を反転した逆相キャリア信号の２つのキャリア信号を生成し、それぞれの相に対応する前記正相キャリア信号又は前記逆相キャリア信号のいずれか１つを割り当てるキャリア信号生成手段と、
入力された前記相電圧指令とこれに対応して割り当てられた前記正相キャリア信号又は前記逆相キャリア信号に基づいて前記スイッチングパルス信号を生成すると共に、生成した前記スイッチングパルス信号を前記三相コンバータと前記三相電流検出手段へそれぞれ出力するスイッチングパルス信号生成手段とを備え、
前記キャリア信号生成手段は、
いずれかの相の前記相電圧指令が最大となった時には、前記相に割り当てた前記正相キャリア信号又は前記逆相キャリア信号の最小ピークのタイミングで前記相の前記正相キャリア信号又は前記逆相キャリア信号を逆相となるように割り当て、いずれかの相の前記相電圧指令が最小になった時には、前記相に割り当てた前記正相キャリア信号又は前記逆相キャリア信号の最大ピークのタイミングで前記相の前記正相キャリア信号又は前記逆相キャリア信号を逆相に割り当て、
前記三相電流検出手段は、割り当てられた前記正相キャリア信号又は前記逆相キャリア信号と前記スイッチングパルス信号のタイミングに基づいて、前記母線電流から前記相電流を検出することを特徴とする電力変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、二相変調方式の電力変換装置に係わり、より詳細には、母線電流から各相電流を求める構成に関する。

【背景技術】

【0002】

従来、二相変調方式を用いた電力変換装置は、例えば特許文献１に示すものが開示されている。図８はこの電力変換装置におけるキャリア信号と相電圧指令の電圧を示している。図８において、Ｖｍｉｎ０，Ｖｍｉｎ１，Ｖｍｉｎ２，Ｖｍｉｄ０，Ｖｍｉｄ１，Ｖｍｉｄ２，Ｖｍａｘ０，Ｖｍａｘ２は相電圧指令であり、Ｃ１はキャリア信号、Ｐｍａｘ，Ｐｍｉｄ，Ｐｍｉｎはそれぞれの相電圧指令と対応するスイッチングパルス信号である。なお、ｔｐは時刻である。

【0003】

図８（１）において相電圧指令Ｖｍｉｎ０と相電圧指令Ｖｍｉｄ０は電圧差が小さい。このため、キャリア信号Ｃ１とＶｍｉｎ０又はＶｍｉｄ０と比較して対応する各スイッチングパルス信号を作成するとほぼ同じタイミングの波形となり、相電流を検出しようとした時にＶｍｉｎ０とＶｍｉｄ０のいずれかの相をタイミング的に区別して相電流を検出することができない。

【0004】

つまり、二相変調方式を用いた電力変換装置において、各スイッチングパルス信号が入力される図示しないインバータの上アームが全てオンの時に全ての下アームはオフとなり、このインバータの母線電流は流れないので、相電流を検出することができない。従って二相変調によりオン状態を継続してスイッチングを休止中の１相以外の残り２相の内いずれか１相の上アームがオフとなるタイミングで相電流を測定する、もしくは、このようなタイミングを意図して作り出す必要がある。図８（１）ではＶ６の区間が母線電流を検出できない区間である。スイッチングパルス信号Ｐｍｉｄとスイッチングパルス信号Ｐｍｉはわずかにパルス幅が異なるため、これらが重ならないタイミングでは理論上母線電流を測定可能だが、処理速度の遅い安価なＡ／Ｄコンバータでは、サンプリングタイム（被測定信号が変化なく安定している時間）が不足して正確な測定ができない。
同様に相電流を測定できないタイミングとして、図８（１）に示すように相電圧指令Ｖｍｉｎ０がキャリア信号Ｃ１の最大電圧Ｃｍａｘとほぼ等しい場合もある。

【0005】

この場合、キャリア信号Ｃ１が最大電圧Ｃｍａｘとなるキャリア信号Ｃ１の波形が頂点となるｔｐを基準として、前半部分で相電圧指令Ｖｍｉｄ０の電圧を意図的に低下させ、後半部分で相電圧指令Ｖｍｉｄ０を意図的に上昇させることで、この前半部分でスイッチングパルス信号Ｐｍｉｄを発生させることができれば、後述するように相電流の検出が可能になる。

【0006】

なお、相電圧指令Ｖｍｉｎ０は、同様の考え方を用いてキャリア信号Ｃ１のｔｐを基準として、後半部分で相電圧指令Ｖｍｉｎ０を意図的に低下させることで、この後半部分でスイッチングパルス信号Ｐｍｉｎを発生させることができれば、後述するようにスイッチングパルス信号Ｐｍｉｄとのパルス信号の時間的な重なりを回避して相電流の検出が可能になる。なお、電圧を意図的に変更しても各相電圧指令の１周期の平均電圧は電圧を変化させる前と同じになるため問題ない。

【0007】

この方法では相電圧指令Ｖｍｉｄ０をｔｐ以降の後半部分で意図的に上昇させる必要が有るが、相電圧指令Ｖｍｉｄ０はキャリア信号Ｃ１の最大電圧Ｃｍａｘと電圧差が小さいため、意図的に十分な電圧上昇を行なうことができず、この結果、スイッチングパルス信号の電圧をＡ／Ｄ変換するために必要なパルス幅の時間を確保することができず、正確な相電流を検出できなかった。

【0008】

このため、特許文献１では図８（２）に示すように、３つの相電圧指令を全体的に低下させ、あらためて、前述したように相電圧指令Ｖｍｉｎ１（Ｖｍｉｎ０に相当) と、相電圧指令Ｖｍｉｄ１( Ｖｍｉｄ０に相当）に対して、キャリア信号Ｃ１のｔｐを基準として、前半／後半で各相電圧指令の電圧差を意図的に設けて、スイッチングパルス信号Ｐｍｉｎとスイッチングパルス信号Ｐｍｉｄとの時間的な重なりを回避して各相電流の検出を可能にしている。

【0009】

しかしながら、このようにキャリア信号Ｃ１のｔｐを基準として、前半／後半で各相電圧指令の電圧差を意図的に設けて、電圧差を意図的に設ける前の電圧と平均電圧を同じにする方式の場合、キャリア信号の中央付近でスイッチングパルス信号のオンオフがほぼ同時に発生するタイミングがある。これによってインバータ内のスイッチング素子がオンオフし、これによる大きな電流の変化によって母線電流にリップル電流が発生する。また、最適な電圧差を設けるための演算が複雑であり、高価なマイコンが必要になってしまう問題があった。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0010】

【特許文献1】特開２０１３−１５３６２５号公報（第２１頁、図１７）

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0011】

本発明は以上述べた問題点を解決し、二相変調方式の三相電力変換装置において、平滑コンデンサのリップル電流を低減させ、また、簡単な構成で母線電流から三相電流を検出することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0012】

本発明は上述の課題を解決するため、本発明の請求項１に記載の発明は、三相交流電源の３つの相にそれぞれ直列に接続されるリアクタと、前記リアクタを２つの前記相の間で短絡／開放する上アームと下アームを備えた三相コンバータと、前記三相コンバータの出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、前記三相コンバータの出力と前記平滑コンデンサの間の母線電流を検出して出力する電流検出部と、前記三相交流電源の相電圧を検出して出力する相電圧検出部と、前記平滑コンデンサの直流電圧を検出する直流電圧検出部と、二相変調方式を用いてＰＷＭ制御により生成されたスイッチングパルス信号を前記三相コンバータへ出力する制御手段を備えた電力変換装置であって、
前記制御手段は、
入力された前記母線電流と前記スイッチングパルス信号に基づいてそれぞれの相電流を検出して出力する三相電流検出手段と、
入力された前記相電圧と直流電圧に基づいて相電流指令を生成して出力する相電流指令生成手段と、
入力された前記相電圧と前記相電流指令と前記相電流から三相変調方式による三相電圧指令を生成し、これを二相変調して二相変調方式による相電圧指令として出力する二相電圧指令生成手段と、
正相キャリア信号と同正相キャリア信号を反転した逆相キャリア信号の２つのキャリア信号を生成し、入力された前記相電圧指令が最大電圧、又は最小電圧に変化するタイミングでそれぞれの相に対応する前記正相キャリア信号又は前記逆相キャリア信号のいずれか１つを割り当てるキャリア信号生成手段と、
入力された前記相電圧指令とこれに対応して割り当てられた前記正相キャリア信号又は前記逆相キャリア信号に基づいて前記スイッチングパルス信号を生成すると共に、生成した前記スイッチングパルス信号を前記三相コンバータと前記三相電流検出手段へそれぞれ出力するスイッチングパルス信号生成手段とを備え、
前記キャリア信号生成手段は、３つの前記相電圧指令のうち最大又は最小となる前記相電圧指令以外の２つの前記相電圧指令に関して、互いが逆相となる前記正相キャリア信号又は前記逆相キャリア信号を割り当て、
前記三相電流検出手段は、割り当てられた前記正相キャリア信号又は前記逆相キャリア信号と前記スイッチングパルス信号のタイミングに基づいて、前記母線電流から前記相電流を検出することを特徴とする。

【0013】

また、本発明の請求項２に記載の発明は、前記キャリア信号生成手段は、前記相電圧指令が最大となった時には、割り当てた前記正相キャリア信号又は前記逆相キャリア信号の最小ピークのタイミングで前記正相キャリア信号又は前記逆相キャリア信号を逆相となるように割り当て、前記相電圧指令が最小になった時には、割り当てた前記正相キャリア信号又は前記逆相キャリア信号の最大ピークのタイミングで前記正相キャリア信号又は前記逆相キャリア信号を逆相に割り当てることを特徴とする。

【発明の効果】

【0014】

以上の手段を用いることにより、本発明による二相変調方式の三相電力変換装置によれば、キャリア信号生成手段が相電圧指令のうち駆動している二相と対応するキャリア信号の位相を互いに逆相にする。このため、スイッチングパルス信号生成手段から出力されるスイッチングパルス信号がほぼ同じタイミングでオンオフする頻度を低減させることで平滑コンデンサのリップル電流を低減させることができる。また、駆動されている各相電圧指令に位相が異なる専用のキャリア信号を用いる簡単な構成で母線電流から三相電流を検出することができる。

【図面の簡単な説明】

【0015】

【図1】本発明による電力変換装置の実施例を示すブロック図である。

【図2】本発明によるキャリア信号生成部を示すブロック図である。

【図3】本発明による電力変換装置の動作を説明する説明図である。

【図4】電力変換装置での問題を説明する説明図である。

【図5】相電圧指令信号が最大電圧に変化する場合を説明する説明図である。

【図6】相電圧指令信号が最小電圧に変化する場合を説明する説明図である。

【図7】本発明によって相電流を検出するタイミングを示す説明図である。

【図8】従来の電力変換装置における相電流を検出する原理を示す説明図である。

【発明を実施するための形態】

【0016】

以下、本発明の実施の形態を、添付図面に基づいた実施例として詳細に説明する。

【実施例1】

【0017】

図１は本発明による三相の電力変換装置１９の実施例を示すブロック図である。
この電力変換装置１９は、図示しない三相交流電源のＲ相が接続される入力端１とＳ相が接続される入力端２とＴ相が接続される入力端３と、ノイズを低減させるフィルタ回路１４と、フィルタ回路１４を介して入力端１に接続されるＲ相ライン７と入力端２に接続されるＳ相ライン８と入力端３に接続されるＴ相ライン９と、ＩＧＢＴからなる上アームと下アームを３組備えた三相コンバータ１３と、フィルタ回路１４と三相コンバータ１３との間でＲ相ライン７に直列に接続されるリアクタ１０とＳ相ライン８に直列に接続されるリアクタ１１とＴ相ライン９に直列に接続されるリアクタ１２を備えている。

【0018】

また、電力変換装置１９は、三相コンバータ１３の出力電圧が印加される出力端１６と出力端１７と、三相コンバータ１３と出力端１７との間に直列に接続されて母線電流を検出するシャント抵抗５と、出力端１６と出力端１７の間に接続された平滑コンデンサ１５と直流電圧検出部６と、各相ラインの相電圧を検出する相電圧検出部４と、母線電流から各相電流をそれそれ検出する三相電流検出部３０と、電力変換装置１９全体を制御する制御部（制御手段）１８を備えている。

【0019】

三相コンバータ１３は、上アームを構成するスイッチング素子（ＩＧＢＴ）Ｑ１と下アームを構成するスイッチング素子Ｑ２とがトーテムポール型に接続され、この接続点がリアクタ１０に接続されている。同様に上アームを構成するスイッチング素子Ｑ３と下アームを構成するスイッチング素子Ｑ４とがトーテムポール型に接続され、この接続点がリアクタ１１に接続されている。同様に上アームを構成するスイッチング素子Ｑ５と下アームを構成するスイッチング素子Ｑ６とがトーテムポール型に接続され、この接続点がリアクタ１２に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６は対応するＲ相スイッチングパルス信号Ｒｐ，Ｒｎ，Ｓｐ，Ｓｎ，Ｔｐ，Ｔｎによってオンオフ制御される。なお、上アームのＩＧＢＴのコレクタ端子は出力端１６に、下アームのＩＧＢＴのエミッタ端子はシャント抵抗５を介して出力端１７にそれぞれ接続されている。また、各ＩＧＢＴのコレクタ端子とエミッタ端子の間に還流用のダイオードが備えられている

【0020】

制御部１８は、各相電流波形が各相電圧波形と同じ位相になるように各相電流指令を生成する電流指令生成部（電流指令生成手段）２０と、各相電流指令と各相電流を比較して二相変調方式による各相電圧指令を生成する二相電圧指令生成部（二相電圧指令生成手段）２１と、各相電圧指令に対応する各キャリア信号を生成するキャリア信号生成部（キャリア信号生成手段）４０と、各相電圧指令と各キャリア信号から三相コンバータ１３を駆動するＲ相スイッチングパルス信号Ｒｐ，Ｒ相スイッチングパルス信号Ｒｎ，Ｓ相スイッチングパルス信号Ｓｐ，Ｓ相スイッチングパルス信号Ｓｎ，Ｔ相スイッチングパルス信号Ｔｐ，Ｔ相スイッチングパルス信号ＴｎをＰＷＭ制御により生成するスイッチングパルス信号生成部（スイッチングパルス信号生成手段）２２を備えている。

【0021】

相電圧検出部４は、Ｒ相ライン７の電圧を検出してＲ相電圧信号Ｅｒとして、また、Ｓ相ライン８の電圧を検出してＳ相電圧信号Ｅｓとして、Ｔ相ライン９の電圧を検出してＴ相電圧信号Ｅｔとして、それぞれ二相電圧指令生成部２１と電流指令生成部２０に出力する。また、直流電圧検出部６は出力端１６と出力端１７の間に出力される直流電圧を検出し、直流電圧信号として電流指令生成部２０へ出力する。

【0022】

電流指令生成部２０は、入力された各相電圧信号と直流電圧信号を用いてＲ相電流指令指令信号Ｉｒ＊とＳ相電流指令指令信号Ｉｓ＊とＴ相電流指令指令信号Ｉｔ＊を生成して二相電圧指令生成部２１へ出力する。具体的に電流指令生成部２０は、出力電圧の目標電圧と検出された直流電圧との差を求め、ＰＩ制御により相電流振幅指令値を算出する。一方、電流指令生成部２０は、検出した各相電圧信号から求めた各相電圧から対象となる相の位相θを求め、算出した相電流振幅指令値にｓｉｎθを乗じて各相電流指令をそれぞれ算出する。

【0023】

二相電圧指令生成部２１は、入力された各相電流指令と各相電流と各相電圧からＲ相電圧指令信号Ｖｒ＊とＳ相電圧指令信号Ｖｓ＊とＴ相電圧指令信号Ｖｔ＊を生成してスイッチングパルス信号生成部２２とキャリア信号生成部４０にそれぞれ出力する。具体的に二相電圧指令生成部２１は、各相電流指令と各相電流の差を求めＰＩ制御によりそれぞれの相のリアクタにより低下する電圧値Δｖを算出する。そして、二相電圧指令生成部２１は、検出したそれぞれの相電圧から算出したそれぞれの電圧値Δｖを差し引いて三相変調方式による三相電圧指令信号をそれぞれ算出する。そして二相電圧指令生成部２１は、算出した三相変調方式による三相電圧指令信号を二相変調方式によって変調して二相変調方式による相電圧指令として出力する。

【0024】

図２は本発明によるキャリア信号生成部４０を示すブロック図である。このキャリア信号生成部４０は、Ｒ相電圧指令信号Ｖｒ＊が入力されてＲ相用のＲ相キャリア信号Ｃｒを出力するＲ相キャリア信号制御部（Ｒ相キャリア信号制御手段）４１と、Ｓ相電圧指令信号Ｖｓ＊が入力されてＳ相用のＳ相キャリア信号Ｃｓを出力するＳ相キャリア信号制御部（Ｓ相キャリア信号制御手段）４２と、Ｔ相電圧指令信号Ｖｔ＊が入力されてＴ相用のＴ相キャリア信号Ｃｔを出力するＴ相キャリア信号制御部（Ｔ相キャリア信号制御手段）４３と、正相キャリア信号と半周期だけ位相のずれた逆相キャリア信号を生成してそれぞれ３つのキャリア信号制御部へ出力するキャリア信号発生部４４を備えている。

【0025】

Ｒ相キャリア信号制御部４１は、Ｒ相電圧指令信号Ｖｒ＊の位相を示すＲ相位相信号を出力するＲ相最大・最小電圧検出部（Ｒ相最大・最小電圧検出手段）４１ａと、出力されるＲ相キャリア信号Ｃｒの最大電圧のタイミングを検出してＲ相上ピーク検出信号を出力するＲ相上ピーク検出部（Ｒ相上ピーク検出手段）４１ｅと、出力されるＲ相キャリア信号Ｃｒの最小電圧のタイミングを検出してＲ相下ピーク検出信号を出力するＲ相下ピーク検出部（Ｒ相下ピーク検出手段）４１ｄと、正相キャリア信号と逆相キャリア信号の切替を許可するＲ相キャリア切替許可部（Ｒ相キャリア切替許可手段）４１ｂと、実際に正相キャリア信号と逆相キャリア信号の切替を行なうＲ相キャリア信号切替部（Ｒ相キャリア信号切替手段）４１ｃを備えている。

【0026】

Ｒ相最大・最小電圧検出部４１ａは、Ｒ相電圧指令信号Ｖｒ＊の電圧を監視しており、Ｒ相電圧指令信号Ｖｒ＊が最大電圧になった以降、ハイレベルのＲ相位相信号を出力し続け、Ｒ相電圧指令信号Ｖｒ＊が最小電圧になった以降、ローレベルのＲ相位相信号を出力し続ける。

【0027】

Ｒ相キャリア切替許可部４１ｂは、Ｒ相位相信号とＲ相上ピーク検出信号とＲ相下ピーク検出信号が入力され、Ｒ相電圧指令信号Ｖｒ＊が最大電圧になった以降、つまり、Ｒ相位相信号がハイレベルになった以降、最初にＲ相下ピーク信号がローレベルからハイレベルに変化した時、キャリア信号の位相を切り替えるためにＲ相キャリア切替信号をハイレベル（正相キャリア信号を選択）からローレベル（逆相キャリア信号を選択）にしてＲ相キャリア信号切替部４１ｃに出力する。

【0028】

また、Ｒ相キャリア切替許可部４１ｂは、Ｒ相電圧指令信号Ｖｒ＊が最小電圧になった以降、つまり、Ｒ相位相信号がローレベルになった以降、最初にＲ相上ピーク信号がローレベルからハイレベルに変化した時、キャリア信号の位相を切り替えるためにＲ相キャリア切替信号をローレベル（逆相キャリア信号を選択）からハイレベル（正相キャリア信号を選択）にしてＲ相キャリア信号切替部４１ｃに出力する。

【0029】

Ｒ相キャリア信号切替部４１ｃは、正相キャリア信号と逆相キャリア信号とＲ相キャリア切替信号が入力されており、Ｒ相キャリア切替信号がローレベルなら逆相キャリア信号を、ハイレベルなら正相キャリア信号を選択してＲ相キャリア信号Ｃｒとして出力する。なお、Ｒ相キャリア信号切替部４１ｃは、Ｒ相キャリア信号ＣｒをＲ相上ピーク検出部４１ｅとＲ相下ピーク検出部４１ｄへ出力する。

【0030】

なお、Ｓ相キャリア信号制御部４２とＴ相キャリア信号制御部４３もＲ相キャリア信号制御部４１と同じ構成であるため図示と説明を省略する。Ｓ相キャリア信号制御部４２はＲ相位相信号とＲ相キャリア切替信号にそれぞれ対応するＳ相位相信号とＳ相キャリア切替信号を生成し、Ｔ相キャリア信号制御部４３はＲ相位相信号とＲ相キャリア切替信号にそれぞれ対応するＴ相位相信号とＴ相キャリア切替信号を生成する。

【0031】

図３は本発明による電力変換装置１９の動作を説明する説明図である。
図３（１）はＲ相電圧指令信号Ｖｒ＊とＲ相キャリア信号Ｃｒを、図３（２）はＲ相位相信号を、図３（３）はＲ相キャリア切替信号を、図３（４）はＳ相電圧指令信号Ｖｓ＊とＳ相キャリア信号Ｃｓを、図３（５）はＳ相位相信号を、図３（６）はＳ相キャリア切替信号を、図３（７）はＴ相電圧指令信号Ｖｔ＊とＴ相キャリア信号Ｃｔを、図３（８）はＴ相位相信号を、図３（９）はＴ相キャリア切替信号を、図３（１０）〜図３（１５）はＲ相スイッチングパルス信号Ｒｐ，Ｓ相スイッチングパルス信号Ｓｐ，Ｔ相スイッチングパルス信号Ｔｐ，Ｒ相スイッチングパルス信号Ｒｎ，Ｓ相スイッチングパルス信号Ｓｎ，Ｔ相スイッチングパルス信号Ｔｎをそれぞれ示している。

【0032】

なお、Ｒ相スイッチングパルス信号Ｒｐ，Ｓ相スイッチングパルス信号Ｓｐ，Ｔ相スイッチングパルス信号Ｔｐは上アーム用であり、Ｒ相スイッチングパルス信号Ｒｎ，Ｓ相スイッチングパルス信号Ｓｎ，Ｔ相スイッチングパルス信号Ｔｎは下アーム用である。また、ｔ０〜ｔ７は時刻である。なお、ｔ０〜ｔ７は各相電圧指令信号の１周期を示しており、ｔ７の次はｔ０から繰り返される。

【0033】

前述したように二相電圧指令生成部２１は、各相電圧指令信号を二相変調して出力しており、各相電圧の１周期（ｔ０〜ｔ７）のうち１／６周期の期間だけ電圧指令信号を最大電圧もしくは最小電圧にして出力している。
例えば二相電圧指令生成部２１は、Ｒ相電圧指令信号Ｖｒ＊に関してｔ２〜ｔ３の期間を最大電圧、ｔ５〜ｔ６の期間を最小電圧として出力する。従ってこの最大又は最小電圧は１／２周期毎に出現することになる。また、二相電圧指令生成部２１はＳ相電圧指令信号Ｖｓ＊に関してｔ４〜ｔ５の期間を最大電圧、ｔ１〜ｔ２の期間を最小電圧として出力し、Ｔ相電圧指令信号Ｖｔ＊に関してｔ６〜ｔ７〜ｔ０〜ｔ１の期間を最大電圧、ｔ３〜ｔ４の期間を最小電圧として出力する。

【0034】

さらに、Ｒ相電圧指令信号Ｖｒ＊が入力されたキャリア信号生成部４０のＲ相最大・最小電圧検出部４１ａは、ｔ２〜ｔ５の期間でＲ相位相信号をハイレベルに、それ以外の区間でローレベルにする。キャリア信号生成部４０は、その他のＳ相位相信号、Ｔ相位相信号もＲ相位相信号と同様にそれぞれの相電圧指令信号に対応して変化させる。

【0035】

また、キャリア信号生成部４０は、各相キャリア切替信号を各相位相信号に基づいて位相が逆となるように割り当てて制御しており、各相電圧指令信号が最大電圧に変化したタイミングで逆相キャリア信号を、各相電圧指令信号が最小電圧に変化したタイミングで正相キャリア信号をそれぞれ割り当てて各相キャリア切替信号を出力する。

【0036】

このため、１つの相の相電圧指令信号が最大電圧、又は最小電圧の状態の時、他の二相の相電圧指令信号と対応するキャリア信号は正相キャリア信号と逆相キャリア信号との組み合わせになる。
これにより、他の二相のスイッチング素子のオンオフタイミングが半周期ずれることになり、従来のようにスイッチング素子が同時にオンオフすることで発生する大きな電流変化を分散させ、これによる平滑コンデンサ１５のリップル電流変化が分散されて低減されると共に母線電流からの各相電流検出が容易になる。なお、相電流の検出方法については後で詳細に説明する。

【0037】

図４はキャリア信号を切り替える場合に発生する問題を説明する説明図である。図４の横軸は時間を示している。縦軸に関して、図４（１）はキャリア信号と上下アーム用のキャリア信号と相電圧指令信号の関係を、図４（２）はスイッチングパルス信号Ｒｐを、図４（３）はスイッチングパルス信号Ｒｎをそれぞれ示している。なお、ｔ１０〜ｔ１８は時刻である。

【0038】

図４（１）において、キャリア信号のレベルを上側にシフトした上アーム用キャリア信号と、キャリア信号のレベルを下側にシフトした下アーム用キャリア信号がスイッチングパルス信号生成部で生成される。そして、この上アーム用キャリア信号と相電圧指令信号が比較され、上アーム用キャリア信号よりも相電圧指令信号が大きい場合にスイッチングパルス信号Ｒｐがハイレベルになり、逆の場合にローレベルになる。

【0039】

一方、スイッチングパルス信号生成部で下アーム用キャリア信号と相電圧指令信号が比較され、下アーム用キャリア信号よりも相電圧指令信号が大きい場合にスイッチングパルス信号Ｒｎがローレベルになり、逆の場合にハイレベルになる。この結果、ｔ１０〜ｔ１１とｔ１２〜ｔ１３の間はスイッチングパルス信号Ｒｐとスイッチングパルス信号Ｒｎが共にローレベル（スイッチング素子がオフ）となる期間、つまり、デッドタイムを設けることができる。

【0040】

ここで、各キャリア信号が最大電圧となるｔ１６で相電圧指令信号が最大電圧に変化した時に各キャリア信号を逆位相にすると、ｔ１４〜ｔ１５ではデッドタイムが確保されるが、ｔ１６でスイッチングパルス信号Ｒｐとスイッチングパルス信号Ｒｎのレベルがそれぞれ同時に反転し、デッドタイムが確保できないタイミングが発生する。図示はしないが、各キャリア信号が最小電圧となる時に相電圧指令信号が最小電圧に変化した時に各キャリア信号を逆位相にする場合も同様にデッドタイムが確保できないタイミングが発生する。

【0041】

このため、本発明では各キャリア信号切替部において、各相電圧指令信号が最大電圧に変化した時には該当する相電圧指令信号と対応するキャリア信号が最小電圧なったタイミングで、また、各相電圧指令信号が最小電圧に変化した時には該当する相電圧指令信号と対応するキャリア信号が最大電圧なったタイミングで、それぞれキャリア信号を反転させる。この状態を次に詳しく説明する。

【0042】

図５はＲ相電圧指令信号Ｖｒ＊が最大電圧に変化する場合にＲ相キャリア信号Ｃｒを切り替える場合を説明する説明図である。なお、他の相電圧指令信号の場合も同様である。
図５の横軸は時間を示している。縦軸に関して、図５（１）はＲ相キャリア信号ＣｒとＲ相上アーム用のキャリア信号とＲ相下アーム用のキャリア信号とＲ相電圧指令信号Ｖｒ＊の関係を、図５（２）はＲ相スイッチングパルス信号Ｒｐを、図５（３）はＲ相スイッチングパルス信号Ｒｎをそれぞれ示している。図５（４）はＲ相位相信号を、図５（５）はＲ相下ピーク検出信号を、図５（６）はＲ相上ピーク検出信号を、図５（７）はＲ相キャリア切替信号をそれぞれ示している。なお、ｔ１９〜ｔ３２は時刻である。また、初期条件としてＲ相キャリア切替信号はハイレベル（正相キャリア信号を選択）である。

【0043】

図４で説明したように図５（１）において、Ｒ相キャリア信号Ｃｒのレベルを上側にシフトしたＲ相上アーム用キャリア信号と、Ｒ相キャリア信号Ｃｒのレベルを下側にシフトしたＲ相下アーム用キャリア信号がスイッチングパルス信号生成部２２で生成される。そして、このＲ相上アーム用キャリア信号とＲ相電圧指令信号Ｖｒ＊が比較され、Ｒ相上アーム用キャリア信号よりも相電圧指令信号が大きい場合にＲ相スイッチングパルス信号Ｒｐがハイレベルになり、逆の場合にローレベルになる。

【0044】

一方、Ｒ相下アーム用キャリア信号とＲ相電圧指令信号Ｖｒ＊が比較され、Ｒ相下アーム用キャリア信号よりもＲ相電圧指令信号Ｖｒ＊が大きい場合にＲ相スイッチングパルス信号Ｒｎがローレベルになり、逆の場合にハイレベルになる。この結果、ｔ２０〜ｔ２１とｔ２３〜ｔ２４の間はＲ相スイッチングパルス信号ＲｐとＲ相スイッチングパルス信号Ｒｎが共にローレベル（スイッチング素子がオフ）となる期間、つまり、デッドタイムを設けることができる。

【0045】

一方、Ｒ相下ピーク検出部４１ｄは、Ｒ相キャリア信号Ｃｒの最小電圧（下ピーク）を検出すると、ｔ１９、ｔ２５、ｔ３０、ｔ３２・・・で、Ｒ相下ピーク検出信号のパルスを出力する。同様にＲ相上ピーク検出部４１ｅは、Ｒ相キャリア信号Ｃｒの最大電圧（上ピーク）を検出すると、ｔ２２、ｔ２８、ｔ３０・・・で、Ｒ相上ピーク検出信号のパルスを出力する。

【0046】

Ｒ相最大・最小電圧検出部４１ａはＲ相電圧指令信号Ｖｒ＊を監視しており、Ｒ相電圧指令信号Ｖｒ＊が最大電圧になったｔ２６でＲ相位相信号をローレベルからハイレベルにして出力する。一方、Ｒ相キャリア切替許可部４１ｂは、ｔ２６でＲ相位相信号がハイレベルに変化すると、この変化から最初に出力されるＲ相下ピーク検出信号のパルスを待ち、ｔ３０でこのパルスを検出すると、Ｒ相キャリア切替信号をハイレベル（正相キャリア信号）からローレベル（逆相キャリア信号）にして出力する。Ｒ相キャリア信号切替部４１ｃは、これに対応して正相キャリア信号から逆相キャリア信号に切り替えてＲ相キャリア信号Ｃｒとして出力する。

【0047】

このため、Ｒ相電圧指令信号Ｖｒ＊がｔ２６で最大電圧に変化して以降、Ｒ相下アーム用キャリア信号とＲ相電圧指令信号Ｖｒ＊の関係に変化が無いようにＲ相キャリア信号Ｃｒの位相を反転させるため、ｔ２６以降ではＲ相スイッチングパルス信号Ｒｎがローレベルのままとなり、デッドタイムが確保される。

【0048】

図６はＲ相電圧指令信号Ｖｒ＊が最小電圧に変化する場合にＲ相キャリア信号Ｃｒの位相を切り替える場合を説明する説明図である。なお、他の相電圧指令信号の場合も同様である。
図６の横軸は時間を示している。縦軸に関して、図６（１）はＲ相キャリア信号ＣｒとＲ相上アーム用のキャリア信号とＲ相下アーム用のキャリア信号とＲ相電圧指令信号Ｖｒ＊の関係を、図６（２）はＲ相スイッチングパルス信号Ｒｐを、図６（３）はＲ相スイッチングパルス信号Ｒｎをそれぞれ示している。図６（４）はＲ相位相信号を、図６（５）はＲ相下ピーク検出信号を、図６（６）はＲ相上ピーク検出信号を、図６（７）はＲ相キャリア切替信号をそれぞれ示している。なお、ｔ４０〜ｔ５３は時刻である。また、初期条件としてＲ相キャリア切替信号はローレベル（逆相キャリア信号を選択）である。

【0049】

図４や図５で説明したように図６（１）において、Ｒ相キャリア信号Ｃｒのレベルを上側にシフトしたＲ相上アーム用キャリア信号と、Ｒ相キャリア信号Ｃｒのレベルを下側にシフトしたＲ相下アーム用キャリア信号がスイッチングパルス信号生成部２２で生成される。そして、このＲ相上アーム用キャリア信号とＲ相電圧指令信号Ｖｒ＊が比較され、Ｒ相上アーム用キャリア信号よりもＲ相電圧指令信号Ｖｒ＊が大きい場合にＲ相スイッチングパルス信号Ｒｐがハイレベルになり、逆の場合にローレベルになる。

【0050】

一方、下アーム用キャリア信号とＲ相電圧指令信号Ｖｒ＊が比較され、Ｒ相下アーム用キャリア信号よりもＲ相電圧指令信号Ｖｒ＊が大きい場合にＲ相スイッチングパルス信号Ｒｎがローレベルになり、逆の場合にハイレベルになる。この結果、ｔ４１〜ｔ４２の間はＲ相スイッチングパルス信号ＲｐとＲ相スイッチングパルス信号Ｒｎが共にローレベル（スイッチング素子がオフ）となる期間、つまり、デッドタイムを設けることができる。

【0051】

一方、Ｒ相下ピーク検出部４１ｄは、Ｒ相キャリア信号Ｃｒの最小電圧（下ピーク）を検出すると、ｔ４０、ｔ４６、ｔ４８、ｔ５２・・・で、Ｒ相下ピーク検出信号のパルスを出力する。同様にＲ相上ピーク検出部４１ｅは、Ｒ相キャリア信号Ｃｒの最大電圧（上ピーク）を検出すると、ｔ４３、ｔ４８、ｔ５０・・・で、Ｒ相上ピーク検出信号のパルスを出力する。

【0052】

Ｒ相最大・最小電圧検出部４１ａはＲ相電圧指令信号Ｖｒ＊を監視しており、Ｒ相電圧指令信号Ｖｒ＊が最小電圧になったｔ４４でＲ相位相信号をハイレベルからローレベルにして出力する。一方、Ｒ相キャリア切替許可部４１ｂは、ｔ４４でＲ相位相信号がローレベルに変化すると、この変化から最初に出力されるＲ相上ピーク検出信号のパルスを待ち、ｔ４８でこのパルスを検出すると、Ｒ相キャリア切替信号をローレベル（逆相キャリア信号）からハイレベル（正相キャリア信号）にして出力する。Ｒ相キャリア信号切替部４１ｃは、これに対応して逆相キャリア信号から正相キャリア信号に切り替えてＲ相キャリア信号Ｃｒとして出力する。

【0053】

このため、Ｒ相電圧指令信号Ｖｒ＊がｔ４４で最小電圧に変化して以降、Ｒ相下アーム用キャリア信号とＲ相電圧指令信号Ｖｒ＊の関係に変化が無いようにＲ相キャリア信号Ｃｒの位相を反転させるため、ｔ４１以降ではＲ相スイッチングパルス信号Ｒｐがローレベルのままとなり、デッドタイムが確保される。

【0054】

図７は本発明による構成を用いた場合の相電流検出タイミングを示す説明図である。
図７の横軸は時間を示している。図７の縦軸は図７（１）各相電圧指令信号と、これに対応する各キャリア信号を、図７（２）はＲ相スイッチングパルス信号Ｒｐを、図７（３）はＳ相スイッチングパルス信号Ｓｐを、図７（４）はＴ相スイッチングパルス信号Ｔｐを、図７（５）は検出可能な相電流をそれぞれ示している。なお、ｔ６０〜ｔ６７は時刻である。また、説明を簡略化するため上下アーム用のキャリア信号を分けないでＲ相キャリア信号ＣｒとＳ相キャリア信号ＣｓとＴ相キャリア信号Ｃｔを代表として用いて説明する。
なお、図７（４）の破線で示す波形は、従来技術のようにＲ相電圧指令信号Ｖｒ＊とＴ相電圧指令信号Ｖｔ＊に同じ位相のキャリア信号、例えばＲ相キャリア信号Ｃｒを用いた場合を示している。

【0055】

図７（１）において、実線で示す山形の三角形がＲ相キャリア信号Ｃｒであり、これはＲ相電圧指令信号Ｖｒ＊に対応している。一方、破線で示す谷形の三角形がＳ相キャリア信号Ｃｓ，Ｔ相キャリア信号Ｃｔであり、これはＳ相電圧指令信号Ｖｓ＊，Ｔ相電圧指令信号Ｖｔ＊に対応している。また、徐々に電圧が増加しているＲ相電圧指令信号Ｖｒ＊と、徐々に電圧が低下しているＴ相電圧指令信号Ｖｔ＊と、電圧が最小となっているＳ相電圧指令信号Ｖｓ＊をそれぞれ実線で示している。

【0056】

図７（１）に示すように、スイッチングパルス信号生成部２２は、Ｒ相電圧指令信号Ｖｒ＊がＲ相キャリア信号Ｃｒよりも大きいｔ６０〜ｔ６２の期間に、Ｒ相スイッチングパルス信号Ｒｐをハイレベルにし、Ｒ相電圧指令信号Ｖｒ＊がＲ相キャリア信号Ｃｒよりも小さいｔ６２〜ｔ６５の期間に、Ｒ相スイッチングパルス信号Ｒｐをローレベルにし、Ｒ相電圧指令信号Ｖｒ＊がＲ相キャリア信号Ｃｒよりも大きいｔ６５以降の期間に、Ｒ相スイッチングパルス信号Ｒｐをハイレベルにする。

【0057】

また、スイッチングパルス信号生成部２２は、Ｓ相電圧指令信号Ｖｓ＊がＳ相キャリア信号Ｃｓよりも小さいため、図７に示す期間ではＳ相スイッチングパルス信号Ｓｐをローレベルにする。さらに、スイッチングパルス信号生成部２２は、Ｔ相電圧指令信号Ｖｔ＊がＴ相キャリア信号Ｃｔよりも小さいｔ６０〜ｔ６１の期間に、Ｔ相スイッチングパルス信号Ｔｐをローレベルにし、Ｔ相電圧指令信号Ｖｔ＊がＴ相キャリア信号Ｃｔよりも大きいｔ６１〜ｔ６７の期間に、Ｔ相スイッチングパルス信号Ｔｐをハイレベルにし、Ｔ相電圧指令信号Ｖｔ＊がＴ相キャリア信号Ｃｔよりも小さいｔ６７以降の期間に、Ｔ相スイッチングパルス信号Ｔｐをローレベルにする。

【0058】

このため、ｔ６０〜ｔ６１の期間はＲ相スイッチングパルス信号Ｒｐのみがハイレベルとなり、その他のスイッチングパルス信号はローレベルになる。このため、三相電流検出部３０はこの期間においてＲ相電流を検出する。
一方、ｔ６１〜ｔ６２の期間はＳ相スイッチングパルス信号Ｓｐのみがローレベルとなり、他のＲ相スイッチングパルス信号ＲｐとＴ相スイッチングパルス信号Ｔｐはハイレベルとなる。つまり、ｔ６１〜ｔ６２の期間はＲ相電流とＴ相電流の合計電流が母線電流に流れており、三相電流の合計はゼロであるため、三相電流検出部３０は検出した母線電流に基づいてこの期間のＳ相電流を算出する。また、ｔ６２〜ｔ６５の期間はＴ相スイッチングパルス信号Ｔｐのみがハイレベルであるため、三相電流検出部３０はこの期間で検出した母線電流をＴ相電流とする。

【0059】

さらに、ｔ６５〜ｔ６７はＲ相電流とＴ相電流の合計電流が母線電流として流れており、三相電流の合計はゼロであるため、三相電流検出部３０はこの期間で検出した母線電流からＳ相電流を算出する。このようにスイッチングパルス信号が三相共にハイレベルとなるタイミングが存在しないため、図７で説明した以外のタイミングにおいてもＲ相電流とＳ相電流とＴ相電流を確実に求めることができる。

【0060】

もし従来技術のように、Ｒ相電圧指令信号Ｖｒ＊とＴ相電圧指令信号Ｖｔ＊に同じ位相のキャリア信号、例えばＲ相キャリア信号Ｃｒを用いた場合、Ｒ相スイッチングパルス信号Ｒｐと、図７（４）の破線で示す波形のようにＴ相スイッチングパルス信号Ｔｐはほぼ同じタイミングの波形となり、Ｔ相電流を唯一検出できるｔ６２〜ｔ６３の期間が非常に短い期間となり、処理速度の遅い安価なＡ／Ｄコンバータでは正確なＴ相電流を検出することができない。

【0061】

以上説明したように二相変調方式の電力変換装置１９において、キャリア信号生成部４０が３つの相電圧指令信号のうち駆動している二相と対応するキャリア信号の位相を互いに逆相にする。
これに対して、２つの相電圧指令に１つのキャリア信号を用いる従来の方法では２つの相電圧指令の電圧差が小さい時、出力されるスイッチングパルス信号がほぼ同じタイミングでオンオフする。これによって三相コンバータ１３内のスイッチング素子がオンオフし、これによる大きな電流の変化によって母線電流にリップル電流が発生する。本発明では２つの相電圧指令に互いに逆相のキャリア信号をそれぞれ割り当てて用いる。このため、出力されるスイッチングパルス信号がほぼ同じタイミングでオンオフする頻度を低減させることで平滑コンデンサ１５のリップル電流を低減させる。

【0062】

また、背景技術の項で説明したように、キャリア信号の一周期内で相電圧指令信号を意図的に変化させないので、図７で説明したようにＴ相電圧指令Ｖｔ＊とＲ相電圧指令Ｖｒ＊の電圧差がほとんどない場合でも各キャリア信号が最大・最小電圧となるｔ６３付近で各スイッチングパルス信号の変化がない。このため、スイッチングパルス信号のオンオフタイミングの時間的な重なりで発生する大きな電流変化による無用な平滑コンデンサ１５のリップル電流発生をなくすことができる。
また、駆動されている各相電圧指令信号に位相が異なる専用のキャリア信号を用いる簡単な構成を用いて母線電流から三相電流を検出することができる。

【0063】

また、図７に示すように３つの相電圧指令信号のうち、最低電圧となっているＳ相電圧指令信号Ｖｓ＊以外の駆動している２つの相電圧指令信号の電圧差が小さい場合であっても、この２つの相電圧指令信号と対応するキャリア信号が逆相であるため、各相電流を算出するために母線電流の電圧をＡ／Ｄ変換するための十分なパルス幅の時間、つまり、ｔ６１〜ｔ６２とｔ６２〜ｔ６５とｔ６５〜ｔ６７を確保することができ、正確な相電流を検出することができる。

【0064】

なお、キャリア信号を反転させない従来の電力変換装置で発生していた平滑コンデンサのリップル電流（実効値）：５．５２Ａに対して本発明をシュミレーションで確認した結果、リップル電流（実効値）：３．８８Ａとなり、約７０％に低減することができた。
＜条件＞
入力電圧（相電圧）：２３０Ｖ
リアクタ１０，１１，１２：８ｍＨ
平滑コンデンサ１５：６６０μＦ
出力端１６，１７間に接続される抵抗負荷：８０Ω
キャリア信号の周波数：４ＫＨｚ

【0065】

本実施例では、各部をハードウェアのブロック図として説明しているが、これに限るものでなく、ソフトウェアを用いてハードウェアと同じ機能を手段として実現してもよい。

【符号の説明】

【0066】

１ 入力端
２ 入力端
３ 入力端
４ 相電圧検出部
５ シャント抵抗
６ 直流電圧検出部
７ Ｒ相ライン
８ Ｓ相ライン
９ Ｔ相ライン
１０ リアクタ
１１ リアクタ
１２ リアクタ
１３ 三相コンバータ
１４ フィルタ回路
１５ 平滑コンデンサ
１６ 出力端
１７ 出力端
１８ 制御部
１９ 電力変換装置
２０ 電流指令生成部（電流指令生成手段）
２１ 二相電圧指令生成部（二相電圧指令生成手段）
２２ スイッチングパルス信号生成部（スイッチングパルス信号生成手段）
３０ 三相電流検出部
４０ キャリア信号生成部（キャリア信号生成手段）
４１ Ｒ相キャリア信号制御部（Ｒ相キャリア信号制御手段）
４１ａ Ｒ相最大・最小電圧検出部（Ｒ相最大・最小電圧検出手段）
４１ｂ Ｒ相キャリア切替許可部（Ｒ相キャリア切替許可手段）
４１ｃ Ｒ相キャリア信号切替部（Ｒ相キャリア信号切替手段）
４１ｄ Ｒ相下ピーク検出部（Ｒ相下ピーク検出手段）
４１ｅ Ｒ相上ピーク検出部（Ｒ相上ピーク検出手段）
４２ Ｓ相キャリア信号制御部（Ｓ相キャリア信号制御手段）
４３ Ｔ相キャリア信号制御部（Ｔ相キャリア信号制御手段）
４４ キャリア信号発生部
Ｑ１ スイッチング素子
Ｑ２ スイッチング素子
Ｑ３ スイッチング素子
Ｑ４ スイッチング素子
Ｑ５ スイッチング素子
Ｑ６ スイッチング素子

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】