特開 2022-131146 電源装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2022131146

(43)【公開日】2022-09-07

(54)【発明の名称】電源装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20220831BHJP

   H02M 7/48 20070101ALI20220831BHJP

【ＦＩ】

H02M3/28 H

H02M7/48 E

【審査請求】未請求

【請求項の数】6

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2021029943

(22)【出願日】2021-02-26

(71)【出願人】

【識別番号】000000262

【氏名又は名称】株式会社ダイヘン

(74)【代理人】

【識別番号】100135389

【弁理士】

【氏名又は名称】臼井 尚

(74)【代理人】

【識別番号】100168044

【弁理士】

【氏名又は名称】小淵 景太

(72)【発明者】

【氏名】蒲生 勇

(72)【発明者】

【氏名】田中 和裕

【テーマコード（参考）】

5H730

5H770

【Ｆターム（参考）】

5H730AA15

5H730AS01

5H730BB27

5H730BB83

5H730BB88

5H730DD04

5H730EE02

5H730EE03

5H730EE08

5H730EE59

5H730FD31

5H730ZZ16

5H770DA01

5H770DA21

5H770DA30

5H770DA41

5H770EA13

5H770HA02Z

5H770JA11Y

5H770JA16Y

5H770JA18Y

5H770QA25

(57)【要約】

【課題】漏れインダクタンスの不足による問題の発生を抑制し、かつ、最大出力電流の低下を抑制できる電源装置を提供する。
【解決手段】溶接電源装置Ａ１において、直流電源１と、直流電源１から入力される直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路２と、高周波電圧を変圧するトランス３と、トランス３によって変圧された高周波電圧を整流する整流回路４と、インバータ回路２を制御する制御回路５とを備えた。トランス３は、二次巻線３３と、二次巻線３３に磁気結合するように配置された第１の一次巻線３１と、第１の一次巻線３１より高い結合度で二次巻線３３に磁気結合するように配置された第２の一次巻線３２とを備える。制御回路５は、整流回路４の出力電流が所定未満の場合は、第１の一次巻線３１を励磁させ、整流回路４の出力電流が所定以上の場合は、第２の一次巻線３２を励磁させる。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

直流電源と、
前記直流電源から入力される直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、
前記高周波電圧を変圧するトランスと、
前記トランスによって変圧された高周波電圧を整流する整流回路と、
前記インバータ回路を制御する制御回路と、
を備え、
前記トランスは、二次巻線と、前記二次巻線に磁気結合するように配置された第１の一次巻線と、前記第１の一次巻線より高い結合度で前記二次巻線に磁気結合するように配置された第２の一次巻線と、を備えており、
前記制御回路は、前記整流回路の出力電流が所定未満の場合は、前記第１の一次巻線を励磁させ、前記整流回路の出力電流が所定以上の場合は、前記第２の一次巻線を励磁させる、
電源装置。

【請求項2】

直流電源と、
前記直流電源から入力される直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、
前記高周波電圧を変圧するトランスと、
前記トランスによって変圧された高周波電圧を整流する整流回路と、
前記インバータ回路を制御する制御回路と、
を備え、
前記トランスは、二次巻線と、前記二次巻線に磁気結合するように配置された第１の一次巻線および第２の一次巻線と、を備えており、
前記制御回路は、前記整流回路の出力電流が所定未満の場合は、前記第１の一次巻線のみを励磁させ、前記整流回路の出力電流が所定以上の場合は、前記第１の一次巻線および前記第２の一次巻線の両方を励磁させる、
電源装置。

【請求項3】

前記第１の一次巻線は、前記二次巻線に重ねて巻回されており、前記二次巻線との間隔の大きさにより、漏れインダクタンスが調整される、
請求項１または２に記載の電源装置。

【請求項4】

前記第１の一次巻線は、前記二次巻線に重ねて巻回されており、前記二次巻線との重なり面積により、漏れインダクタンスが調整される、
請求項１ないし３のいずれかに記載の電源装置。

【請求項5】

前記インバータ回路は、前記直流電源の正極側に接続された２個のハイサイドスイッチング素子と、前記直流電源の負極側に接続された２個のローサイドスイッチング素子と、を備え、
前記制御回路は、前記２個のハイサイドスイッチング素子を同時にオンにさせ、または、前記２個のローサイドスイッチング素子を同時にオンにさせる、
請求項１ないし４のいずれかに記載の電源装置。

【請求項6】

前記インバータ回路は、直列接続された２個のスイッチング素子を有する第１アーム、第２アーム、および第３アームを備え、
前記制御回路は、前記第１アームおよび前記第２アームの各スイッチング素子を駆動させることで、前記第１の一次巻線を励磁させ、前記第１アームおよび前記第３アームの各スイッチング素子を駆動させることで、前記第２の一次巻線を励磁させる、
請求項１ないし５のいずれかに記載の電源装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電源装置に関する。

【背景技術】

【0002】

インバータ回路が直流電源から入力される直流電圧を高周波電圧に変換し、トランスが高周波電圧を変圧し、整流回路が整流して出力する電源装置が知られている。単相フルブリッジ型のインバータ回路の制御方法として、位相シフト制御が知られている。特許文献１には、位相シフト制御によって制御される電源装置が開示されている。位相シフト制御では、インバータ回路の一方のアームのハイサイドスイッチング素子と他方のアームのローサイドスイッチング素子とでオン期間に位相差を設け、位相差によって出力を調整する。

【0003】

図６は、位相シフト制御を説明するための図である。同図（ａ）は、電源装置Ａ１０の全体構成を示す図である。同図（ｂ）は、各スイッチング素子に入力される駆動信号の一例を示す波形図である。同図（ａ）に示すように、インバータ回路２０は、スイッチング素子ＴＲ１とスイッチング素子ＴＲ３とからなる第１アームと、スイッチング素子ＴＲ２とスイッチング素子ＴＲ４とからなる第２アームとを備えている。制御回路５０で生成された駆動信号Ｐ１～Ｐ４は、ドライブ回路６０で増幅されて、スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４にそれぞれ入力される。同図（ｂ）に示すように、駆動信号Ｐ１の位相は、駆動信号Ｐ４の位相より遅れている。また、駆動信号Ｐ３の位相は、駆動信号Ｐ２の位相より遅れている。駆動信号Ｐ１（Ｐ３）のパルスと駆動信号Ｐ４（Ｐ２）のパルスとが重なる部分が大きいほど、出力が大きくなる。また、スイッチング素子ＴＲ１とスイッチング素子ＴＲ３（スイッチング素子ＴＲ２とスイッチング素子ＴＲ４）が同時にオンしないように、駆動信号Ｐ１のパルスと駆動信号Ｐ３のパルスとの間（駆動信号Ｐ２のパルスと駆動信号Ｐ４のパルスとの間）には、デッドタイムが設けられている。

【0004】

図６（ｂ）に示す期間Ａでは、スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ４がオンになっており、スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ４を介して、トランス３０の一次巻線に電流が流れる。期間Ｂでは、スイッチング素子ＴＲ４がオフになるが、トランス３０の一次巻線の漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギーによって、スイッチング素子ＴＲ２の還流ダイオードおよびスイッチング素子ＴＲ１を介して、一次巻線に電流が流れ続ける。期間Ｃでは、スイッチング素子ＴＲ２がオンになる。したがって、期間Ｃでは、ハイサイドスイッチング素子であるスイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２が同時にオンになっている。スイッチング素子ＴＲ２がオンに切り替わるとき、還流ダイオードに電流が流れているので、スイッチング素子ＴＲ２のドレイン－ソース間の電圧は「０」である。したがって、ゼロボルトスイッチングとなる。期間Ｄでは、スイッチング素子ＴＲ１がオフになるが、スイッチング素子ＴＲ２の還流ダイオード、直流電源１の平滑コンデンサ、およびスイッチング素子ＴＲ３の還流ダイオードを介して、一次巻線に電流が流れ続ける。期間Ｅでは、スイッチング素子ＴＲ３がオンになっており、スイッチング素子ＴＲ２，ＴＲ３を介して、一次巻線に期間Ａとは逆向きの電流が流れる。スイッチング素子ＴＲ３がオンに切り替わるとき、還流ダイオードに電流が流れているので、スイッチング素子ＴＲ３のドレイン－ソース間の電圧は「０」である。したがって、ゼロボルトスイッチングとなる。以下、上記期間Ｂ，Ｃ，Ｄのハイサイドとローサイドとを反対にした状態になって、期間Ａに戻る。このように、位相シフト制御では、各スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４がオンに切り替わるときに、ゼロボルトスイッチングが実現できる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】特開２００４－３２２１８９号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

しかしながら、トランス３の一次巻線の漏れインダクタンスが小さく、かつ、一次巻線に流れる電流が小さい場合、一次巻線の漏れインダクタンスに蓄えられるエネルギーは少ない。この場合、期間Ｅに達する前にエネルギーが消費されてしまう。期間Ｄまでにエネルギーが消費されてしまうと、スイッチング素子ＴＲ１がオフになったときに、スイッチング素子ＴＲ１のスナバコンデンサとスイッチング素子ＴＲ３のスナバコンデンサとが共振回路発振を行い、スイッチング素子ＴＲ１のドレイン－ソース間の電圧が高周波で発振し、ノイズが発生する。また、期間Ｅまでにエネルギーが消費されてしまうと、スイッチング素子ＴＲ４のスナバコンデンサに十分充電できなくなる。この場合、スイッチング素子ＴＲ３がオンに切り替わったときに、直流電源１の電圧がスイッチング素子ＴＲ４に一気に印加されて、スイッチング素子ＴＲ４が故障する場合がある。また、期間Ｅまでにエネルギーが消費されてしまうと、スイッチング素子ＴＲ３がオンに切り替わるときに、還流ダイオードに電流が流れておらず、ゼロボルトスイッチングが実現できない。トランス３の一次巻線にコイルを直列接続して漏れインダクタンスを大きくすれば、上述した問題は解消する。しかし、漏れインダクタンスが大きくなると、二次側に伝達するエネルギーが低下して、二次側に流れる電流が低下するので、電源装置Ａ１０の最大出力電流が低下する。

【0007】

本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、漏れインダクタンスの不足による問題の発生を抑制し、かつ、最大出力電流の低下を抑制できる電源装置を提供することをその目的としている。

【課題を解決するための手段】

【0008】

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

【0009】

本発明の第１の側面によって提供される電源装置は、直流電源と、前記直流電源から入力される直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、前記高周波電圧を変圧するトランスと、前記トランスによって変圧された高周波電圧を整流する整流回路と、前記インバータ回路を制御する制御回路とを備え、前記トランスは、二次巻線と、前記二次巻線に磁気結合するように配置された第１の一次巻線と、前記第１の一次巻線より高い結合度で前記二次巻線に磁気結合するように配置された第２の一次巻線とを備えており、前記制御回路は、前記整流回路の出力電流が所定未満の場合は、前記第１の一次巻線を励磁させ、前記整流回路の出力電流が所定以上の場合は、前記第２の一次巻線を励磁させる。

【0010】

本発明の第２の側面によって提供される電源装置は、直流電源と、前記直流電源から入力される直流電圧を高周波電圧に変換するインバータ回路と、前記高周波電圧を変圧するトランスと、前記トランスによって変圧された高周波電圧を整流する整流回路と、前記インバータ回路を制御する制御回路とを備え、前記トランスは、二次巻線と、前記二次巻線に磁気結合するように配置された第１の一次巻線および第２の一次巻線とを備えており、前記制御回路は、前記整流回路の出力電流が所定未満の場合は、前記第１の一次巻線のみを励磁させ、前記整流回路の出力電流が所定以上の場合は、前記第１の一次巻線および前記第２の一次巻線の両方を励磁させる。

【0011】

本発明の好ましい実施の形態においては、前記第１の一次巻線は、前記二次巻線に重ねて巻回されており、前記二次巻線との間隔の大きさにより、漏れインダクタンスが調整される。

【0012】

本発明の好ましい実施の形態においては、前記第１の一次巻線は、前記二次巻線に重ねて巻回されており、前記二次巻線との重なり面積により、漏れインダクタンスが調整される。

【0013】

本発明の好ましい実施の形態においては、前記第１の一次巻線は、前記二次巻線に重ねて巻回されており、前記二次巻線と間隔の大きさ及び重なり面積により、漏れインダクタンスが調整される。

【0014】

本発明の好ましい実施の形態においては、前記インバータ回路は、前記直流電源の正極側に接続された２個のハイサイドスイッチング素子と、前記直流電源の負極側に接続された２個のローサイドスイッチング素子とを備え、前記制御回路は、前記２個のハイサイドスイッチング素子を同時にオンにさせ、または、前記２個のローサイドスイッチング素子を同時にオンにさせる。

【0015】

本発明の好ましい実施の形態においては、前記インバータ回路は、直列接続された２個のスイッチング素子を有する第１アーム、第２アーム、および第３アームを備え、前記制御回路は、前記第１アームおよび前記第２アームの各スイッチング素子を駆動させることで、前記第１の一次巻線を励磁させ、前記第１アームおよび前記第３アームの各スイッチング素子を駆動させることで、前記第２の一次巻線を励磁させる。

【発明の効果】

【0016】

本発明によると、トランスは、二次巻線に磁気結合する第１の一次巻線および第２の一次巻線を備えている。制御回路は、出力電流が小さいときには、結合度が比較的低い第１の一次巻線を励磁させる。この場合、第２の一次巻線を励磁させるより漏れインダクタンスを大きくできるので、漏れインダクタンスの不足による問題の発生を抑制できる。一方、制御回路は、出力電流が大きい場合には、結合度が比較的高い第２の一次巻線を励磁させる。この場合、第１の一次巻線を励磁させるより漏れインダクタンスを小さくできるので、二次側に流れる電流の低下を抑制できる。したがって、電源装置の最大出力電流の低下を抑制できる。

【0017】

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

【図面の簡単な説明】

【0018】

【図1】第１実施形態に係る溶接電源装置の全体構成を示す図である。

【図2】トランスを説明するための簡略化した外観図である。

【図3】トランスの変形例を示す断面図である。

【図4】トランスの変形例を説明するための簡略化した外観図である。

【図5】第２実施形態に係る溶接電源装置の全体構成を示す図である。

【図6】（ａ）は従来の溶接電源装置の全体構成を示す外観図であり、（ｂ）は各スイッチング素子に入力される駆動信号の一例を示す波形図である。

【発明を実施するための形態】

【0019】

以下、本発明の実施の形態を、本発明に係る電源装置を溶接電源装置として用いた場合を例として、図面を参照して具体的に説明する。

【0020】

〔第１実施形態〕
図１は、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１を説明するための図であり、溶接電源装置Ａ１の全体構成を示す図である。

【0021】

溶接電源装置Ａ１は、溶接トーチＴの電極の先端と、被加工物Ｗとの間にアークを発生させ、アークに電力を供給するものである。図１に示すように、溶接電源装置Ａ１は、直流電源１、インバータ回路２、トランス３、整流回路４、制御回路５、ドライブ回路６、および、電流センサ７を備えている。

【0022】

直流電源１は、直流電圧を出力するものであり、例えば、電力系統から入力される交流電圧を整流する整流回路と、平滑する平滑コンデンサとを備えている。なお、直流電源１の構成は限定されず、インバータ回路２に直流電圧を出力するものであればよい。

【0023】

インバータ回路２は、直流電源１から入力される直流電圧を高周波電圧に変換して、トランス３に出力する。インバータ回路２は、単相フルブリッジ型のインバータであり、６個のスイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ６を備えている。本実施形態では、スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ６としてＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を使用している。なお、スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ６はＭＯＳＦＥＴに限定されず、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor : 絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）などであってもよい。

【0024】

スイッチング素子ＴＲ１とスイッチング素子ＴＲ３とは、スイッチング素子ＴＲ１のソース端子とスイッチング素子ＴＲ３のドレイン端子とが接続されて、直列接続されている。スイッチング素子ＴＲ１のドレイン端子は直流電源１の正極側に接続され、スイッチング素子ＴＲ３のソース端子は直流電源１の負極側に接続されて、ブリッジ構造を形成している。同様に、スイッチング素子ＴＲ２とスイッチング素子ＴＲ４とが直列接続されてブリッジ構造を形成し、スイッチング素子ＴＲ５とスイッチング素子ＴＲ６とが直列接続されてブリッジ構造を形成している。スイッチング素子ＴＲ１とスイッチング素子ＴＲ３とで形成されているブリッジ構造を第１アームとし、スイッチング素子ＴＲ２とスイッチング素子ＴＲ４とで形成されているブリッジ構造を第２アームとし、スイッチング素子ＴＲ５とスイッチング素子ＴＲ６とで形成されているブリッジ構造を第３アームとする。第１アームのスイッチング素子ＴＲ１とスイッチング素子ＴＲ３の接続点には出力ラインＣ１が接続され、第２アームのスイッチング素子ＴＲ２とスイッチング素子ＴＲ４の接続点には出力ラインＣ２が接続され、第３アームのスイッチング素子ＴＲ５とスイッチング素子ＴＲ６の接続点には出力ラインＣ３が接続されている。スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ２，ＴＲ５が、本発明の「ハイサイドスイッチング素子」に相当し、スイッチング素子ＴＲ３，ＴＲ４，ＴＲ６が、本発明の「ローサイドスイッチング素子」に相当する。本実施形態では、スイッチング素子ＴＲ５，ＴＲ６は、スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ３より定格電流の小さい素子を使用している。また、スイッチング素子ＴＲ２，ＴＲ４は、スイッチング素子ＴＲ５，ＴＲ６より定格電流の小さい素子を使用している。

【0025】

各スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ６には、それぞれ逆並列に還流ダイオードが接続されている。また、各スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ６のドレイン端子とソース端子との間には、それぞれスナバコンデンサが接続されている。各スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ６のゲート端子には、ドライブ回路６から出力される駆動信号Ｐ１～Ｐ６（後述）がそれぞれ入力される。各スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ６は、それぞれ駆動信号Ｐ１～Ｐ６に基づいて、オンとオフとを切り替えられる。これにより、直流電流が交流電流に変換される。なお、インバータ回路２の構成は限定されない。

【0026】

トランス３は、インバータ回路２が出力する高周波電圧を変圧して、整流回路４に出力する。図２は、トランス３を説明するための簡略化した外観図である。トランス３は、第１の一次巻線３１、第２の一次巻線３２、二次巻線３３、およびコア３４を備えている。コア３４は、第１の一次巻線３１および第２の一次巻線３２と二次巻線３３との磁気的なカップリングを向上させるためのフェライト等の磁性部材であり、本実施形態では、図２に示すように略矩形の環形状である。

【0027】

図１に示すように、第１の一次巻線３１の一方の入力端子は出力ラインＣ１に接続され、他方の入力端子は出力ラインＣ２に接続されている。また、第２の一次巻線３２の一方の入力端子は出力ラインＣ１に接続され、他方の入力端子は出力ラインＣ３に接続されている。二次巻線３３の一方の出力端子は整流回路４の一方の入力端子に接続され、他方の出力端子は整流回路４の他方の入力端子に接続されている。二次巻線３３には、２つの出力端子とは別にセンタタップが設けられている。第１の一次巻線３１、第２の一次巻線３２、および二次巻線３３は、それぞれコア３４に巻回されており、互いに磁気結合可能である。

【0028】

本実施形態では、図２に示すように、第２の一次巻線３２と二次巻線３３とが、コア３４に重ねて巻回されている。したがって、第２の一次巻線３２と二次巻線３３との結合度は高く、漏れインダクタンスが小さい。なお、第２の一次巻線３２と二次巻線３３との巻回方法は、限定されず、結合度が高く、漏れインダクタンスが小さければよい。例えば、第２の一次巻線３２と二次巻線３３との巻回方法は、バイファイラ巻きであってもよい。一方、第１の一次巻線３１は、二次巻線３３から離れて巻回されている。したがって、第１の一次巻線３１は、第２の一次巻線３２より、二次巻線３３との結合度が低く、漏れインダクタンスが大きい。なお、第１の一次巻線３１と二次巻線３３との巻回方法は、限定されず、結合度が比較的低く、所望の漏れインダクタンスが得られればよい。また、トランス３の構成は、これに限られない。

【0029】

図３は、トランス３の変形例を示す断面図である。当該変形例では、コア３４に第２の一次巻線３２が巻回され、その外側に二次巻線３３が重ねて巻回されている。また、二次巻線３３の外側に、第１の一次巻線３１が重ねて巻回されている。図３（ａ）では、二次巻線３３と第１の一次巻線３１との間の図示しない絶縁部材を厚くすることで、二次巻線３３と第１の一次巻線３１との間隔Ｌを大きくしている。これにより、第１の一次巻線３１は、第２の一次巻線３２より、二次巻線３３との結合度が低くなり、漏れインダクタンスが大きくなっている。当該変形例では、間隔Ｌの大きさによって、第１の一次巻線３１と二次巻線３３との結合度を調整して、漏れインダクタンスを調整できる。図３（ｂ）では、二次巻線３３と第１の一次巻線３１とをずらして巻回することで、二次巻線３３と第１の一次巻線３１との重なり面積Ｓを小さくしている。これにより、第１の一次巻線３１は、第２の一次巻線３２より、二次巻線３３との結合度が低くなり、漏れインダクタンスが大きくなっている。当該変形例では、重なり面積Ｓによって、第１の一次巻線３１と二次巻線３３との結合度を調整して、漏れインダクタンスを調整できる。もちろん、上記した間隔Ｌおよび重なり面積Ｓの両方を調整して、第１の一次巻線３１と二次巻線３３との結合度を調整してもよい。

【0030】

整流回路４は、トランス３のセンタタップを用いた両波整流回路であり、トランス３が出力する高周波電流を整流して、直流電流として出力する。整流回路４は、２個の整流用ダイオード４１，４２と、直流リアクトル４３とを備えている。整流用ダイオード４１，４２は、トランス３の二次巻線３３の各出力端子に、それぞれアノード端子が接続されて、それぞれのカソード端子が互いに接続されている。直流リアクトル４３は、整流用ダイオード４１，４２のカソード端子側での接続点と、溶接電源装置Ａ１の出力端子ａとの間に直列接続されており、出力電流を安定させる。トランス３のセンタタップは、溶接電源装置Ａ１の出力端子ｂに接続されている。整流回路４が出力する直流電流が、溶接電流として溶接トーチＴに流れる。なお、整流回路４の構成は限定されない。

【0031】

電流センサ７は、トランス３のセンタタップと出力端子ｂとの間の接続線に配置されており、溶接電源装置Ａ１の出力電流を検出して、電流信号として制御回路５に出力する。なお、電流センサ７の配置位置は限定されず、整流回路４の出力電流を検出できればよい。

【0032】

制御回路５は、インバータ回路２を制御するものであり、インバータ回路２を制御するための駆動信号を生成して、ドライブ回路６に出力する。制御回路５は、出力電流制御を行っており、電流センサ７より入力される電流信号に基づいて、溶接電源装置Ａ１の出力電流をフィードバック制御する。また、制御回路５は、位相シフト制御を行う。制御回路５は、目標設定部５１および駆動信号生成部５２を備えている。

【0033】

目標設定部５１は、溶接電源装置Ａ１の出力電流の目標値である目標電流値を設定する。目標設定部５１は、設定された目標電流値を、駆動信号生成部５２に出力する。目標設定部５１は、作業者によって入力されたり、あらかじめプログラミングされている溶接条件に基づいて、目標電流値を設定する。

【0034】

駆動信号生成部５２は、所定のデューティ比で所定の周波数のパルス信号を生成して、駆動信号Ｐ１～Ｐ６としてドライブ回路６に出力する。このとき、駆動信号生成部５２は、電流センサ７より入力される電流信号と、目標設定部５１より入力される目標電流値との偏差に基づいて、駆動信号Ｐ１と駆動信号Ｐ４（または駆動信号Ｐ６）とで位相差を設けて出力し、駆動信号Ｐ３と駆動信号Ｐ２（または駆動信号Ｐ５）とで位相差を設けて出力する。駆動信号Ｐ１～Ｐ４の波形は、図６（ｂ）の波形図に示す各波形と同様になる。駆動信号Ｐ５の波形は駆動信号Ｐ２と同様であり、駆動信号Ｐ６の波形は駆動信号Ｐ４と同様である。駆動信号Ｐ１～Ｐ６は、ドライブ回路６で増幅されて、スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ６のゲート端子にそれぞれ入力される。位相差を設けることで、駆動信号Ｐ１のパルスと駆動信号Ｐ４（Ｐ６）のパルスとが重なる部分、および、駆動信号Ｐ３のパルスと駆動信号Ｐ２（Ｐ５）のパルスとが重なる部分が小さくなる。したがって、パルス幅が同じでも、位相差を設けない場合より出力を小さくすることができる。駆動信号生成部５２は、電流信号と目標電流値との偏差が大きいほど、位相差を大きくすることにより、出力を減少させる。一方、駆動信号生成部５２は、当該偏差が小さいほど、位相差を小さくすることにより、出力を増加させる。なお、駆動信号生成部５２による駆動信号Ｐ１～Ｐ６の生成方法は限定されない。

【0035】

また、駆動信号生成部５２は、目標設定部５１より入力される目標電流値に基づいて、出力する駆動信号を変更する。駆動信号生成部５２は、目標電流値をあらかじめ設定されている閾値と比較する。駆動信号生成部５２は、目標電流値が閾値未満の場合、溶接電源装置Ａ１（整流回路４）の出力電流が小さい状態（小出力状態）であると判断する。駆動信号生成部５２は、小出力状態の場合には、駆動信号Ｐ１～Ｐ４を出力し、駆動信号Ｐ５～Ｐ６を出力しない。一方、駆動信号生成部５２は、目標電流値が閾値以上の場合、溶接電源装置Ａ１（整流回路４）の出力電流が大きい状態（大出力状態）であると判断する。駆動信号生成部５２は、大出力状態の場合には、駆動信号Ｐ１，Ｐ３，Ｐ５，Ｐ６を出力し、駆動信号Ｐ２，Ｐ４を出力しない。つまり、駆動信号生成部５２は、駆動信号Ｐ１，Ｐ３を常に出力するが、小出力状態の場合には駆動信号Ｐ２，Ｐ４を出力し、大出力状態の場合には駆動信号Ｐ５，Ｐ６を出力する。閾値は、小出力状態と大出力状態とを切り分けるための電流値が、実験やシミュレーションに基づいて設定される。具体的には、閾値は、第２の一次巻線３２に電流を流した場合でも、漏れインダクタンスの不足による問題の発生が抑制できる状態を大出力状態とするように設定され、例えば、溶接電源装置Ａ１の定格電流の５０～６０％程度の値が設定される。なお、閾値は限定されない。

【0036】

なお、駆動信号生成部５２は、電流センサ７より入力される電流信号に基づいて、小出力状態と大出力状態とを判断してもよい。また、駆動信号生成部５２は、溶接電源装置Ａ１（整流回路４）の出力電力に基づいて、小出力状態と大出力状態とを判断してもよい。また、駆動信号生成部５２（ドライブ回路６）は、大出力状態の場合には、駆動信号Ｐ２をスイッチング素子ＴＲ２ではなく、スイッチング素子ＴＲ５に出力し、駆動信号Ｐ４をスイッチング素子ＴＲ４ではなく、スイッチング素子ＴＲ６に出力してもよい。

【0037】

駆動信号生成部５２は、小出力状態の場合には、駆動信号Ｐ１～Ｐ４を出力して、スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４を駆動させる。これにより、インバータ回路２は、第１の一次巻線３１に高周波電流を流して励磁させる。一方、駆動信号生成部５２は、大出力状態の場合には、Ｐ１，Ｐ３，Ｐ５，Ｐ６を出力して、スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ３，ＴＲ５，ＴＲ６を駆動させる。これにより、インバータ回路２は、第２の一次巻線３２に高周波電流を流して励磁させる。

【0038】

次に、溶接電源装置Ａ１の作用効果について説明する。

【0039】

本実施形態によると、トランス３は、二次巻線３３に磁気結合する第１の一次巻線３１および第２の一次巻線３２を備えている。第１の一次巻線３１は、第２の一次巻線３２より、二次巻線３３との結合度が低く、漏れインダクタンスが大きい。制御回路５は、小出力状態の場合には、駆動信号Ｐ１～Ｐ４を出力して、スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ４を駆動させる。これにより、インバータ回路２は、第１の一次巻線３１に高周波電流を流して励磁させる。この場合、第２の一次巻線３２を励磁させるより漏れインダクタンスを大きくできるので、漏れインダクタンスの不足による問題の発生を抑制できる。一方、制御回路５は、大出力状態の場合には、駆動信号Ｐ１，Ｐ３，Ｐ５，Ｐ６を出力して、スイッチング素子ＴＲ１，ＴＲ３，ＴＲ５，ＴＲ６を駆動させる。これにより、インバータ回路２は、第２の一次巻線３２に高周波電流を流して励磁させる。この場合、第１の一次巻線３１を励磁させるより漏れインダクタンスを小さくできるので、二次側に流れる電流の低下を抑制できる。したがって、溶接電源装置Ａ１の最大出力電流の低下を抑制できる。

【0040】

また、本実施形態によると、制御回路５は、位相シフト制御を行う。したがって、インバータ回路２は、ハイサイドのスイッチング素子ＴＲ１とスイッチング素子ＴＲ２（または、スイッチング素子ＴＲ５）とが同時にオンになる期間（図６（ｂ）期間Ｃ参照）、および、ローサイドのスイッチング素子ＴＲ３とスイッチング素子ＴＲ４（または、スイッチング素子ＴＲ６）とが同時にオンになる期間を有する。漏れインダクタンスに蓄えられたエネルギーによって、これらの期間に電流が循環されることで、インバータ回路２は、スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ６のゼロボルトスイッチングを実現できる。また、小出力状態では、漏れインダクタンスが大きい第１の一次巻線３１が利用されるので、ゼロボルトスイッチングが行えない状態になることが抑制される。

【0041】

なお、本実施形態においては、溶接電源装置Ａ１は、小出力状態の場合には第１の一次巻線３１を励磁させ、大出力状態の場合には第２の一次巻線３２を励磁させる場合について説明したが、これに限られない。溶接電源装置Ａ１は、大出力状態の場合には、第１の一次巻線３１および第２の一次巻線３２の両方を励磁させてもよい。具体的には、駆動信号生成部５２は、大出力状態の場合には、駆動信号Ｐ１～Ｐ６をすべて出力して、スイッチング素子ＴＲ１～ＴＲ６をすべて駆動させる。スイッチング素子ＴＲ２とスイッチング素子ＴＲ５とは同じ動作を行い、スイッチング素子ＴＲ４とスイッチング素子ＴＲ６とは同じ動作を行う。したがって、インバータ回路２は、第１の一次巻線３１と第２の一次巻線３２とに高周波電流を流し、第１の一次巻線３１および第２の一次巻線３２の両方を励磁させる。これにより、溶接電源装置Ａ１は、大出力状態において、第２の一次巻線３２だけを励磁させる場合と比較して、結合度をより高めることができる。したがって、溶接電源装置Ａ１は、大出力状態において、漏れインダクタンスをより小さくできるので、二次側に流れる電流の低下をより抑制できる。この場合、第１の一次巻線３１と第２の一次巻線３２とは、二次巻線３３との結合度が同程度であってもよい。したがって、図４に示すように、第１の一次巻線３１と第２の一次巻線３２とが二次巻線３３から同じくらい離れた位置に配置されてもよい。

【0042】

〔第２実施形態〕
図５は、第２実施形態に係る溶接電源装置Ａ２を説明するための図であり、溶接電源装置Ａ２の全体構成を示す図である。同図において、溶接電源装置Ａ１（図１参照）と同一または類似の要素には同一の符号を付して、重複する説明を省略する。本実施形態にかかる溶接電源装置Ａ２は、第１の一次巻線３１と第２の一次巻線３２との切り替え方法が、溶接電源装置Ａ１と異なる。

【0043】

本実施形態では、インバータ回路２は、スイッチング素子ＴＲ５およびスイッチング素子ＴＲ６（第３アーム）を備えていない。また、トランス３において、第２の一次巻線３２は、第１の一次巻線３１に対して並列に接続されている。すなわち、第２の一次巻線３２の一方の入力端子が出力ラインＣ１に接続され、他方の入力端子が出力ラインＣ２に接続されている。そして、第２の一次巻線３２には、スイッチ３５が直列に接続されている。スイッチ３５は、制御回路５によって、オンとオフとを切り替えられる。スイッチ３５がオンの場合、第２の一次巻線３２は第１の一次巻線３１に並列接続した状態となる。一方、スイッチ３５がオフの場合、第２の一次巻線３２は第１の一次巻線３１から切り離された状態となる。なお、スイッチ３５は、半導体スイッチであってもよいし、機械的なスイッチであってもよい。

【0044】

また、本実施形態では、制御回路５は、切替部５３をさらに備えている。本実施形態の駆動信号生成部５２は、小出力状態であるか大出力状態であるかにかかわらず、駆動信号Ｐ１～Ｐ４を出力する。切替部５３は、目標設定部５１より入力される目標電流値に基づいて、スイッチ３５の切り替えを行う。切替部５３は、第１実施形態の駆動信号生成部５２と同様に、小出力状態であるか大出力状態であるかを判断する。切替部５３は、小出力状態の場合には、スイッチ３５をオフにする。この場合、インバータ回路２が出力する高周波電流は、第１の一次巻線３１のみに流れて、第１の一次巻線３１のみを励磁させる。一方、切替部５３は、大出力状態の場合には、スイッチ３５をオンにする。この場合、インバータ回路２が出力する高周波電流は、第１の一次巻線３１と第２の一次巻線３２とに流れて、第１の一次巻線３１および第２の一次巻線３２の両方を励磁させる。

【0045】

本実施形態によると、制御回路５は、小出力状態の場合には、スイッチ３５をオフにして第１の一次巻線３１のみを励磁させる。これにより、漏れインダクタンスの不足による問題の発生が抑制される。一方、制御回路５は、大出力状態の場合には、スイッチ３５をオンにして第１の一次巻線３１および第２の一次巻線３２の両方を励磁させる。これにより、漏れインダクタンスが小さくなり、二次側に流れる電流の低下が抑制されるので、溶接電源装置Ａ２の最大出力電流の低下を抑制できる。また、本実施形態においても、制御回路５が位相シフト制御を行うので、インバータ回路２はゼロボルトスイッチングを実現できる。

【0046】

なお、本実施形態においては、溶接電源装置Ａ２は、小出力状態の場合には第１の一次巻線３１を励磁させ、大出力状態の場合には第１の一次巻線３１および第２の一次巻線３２の両方を励磁させる場合について説明したが、これに限られない。溶接電源装置Ａ２は、大出力状態の場合には、第２の一次巻線３２のみを励磁させてもよい。具体的には、トランス３が第１の一次巻線３１に直列接続するスイッチをさらに備え、切替部５３が当該スイッチの切り替えも行ってもよい。

【0047】

上記第１～２実施形態においては、本発明を溶接電源装置に適用した場合について説明したが、これに限られない。本発明は、インバータ回路で直流電圧を高周波電圧に変換して、トランスで高周波電圧を変圧するすべての電源装置に適用可能である。

【0048】

本発明に係る電源装置は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る電源装置の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

【符号の説明】

【0049】

Ａ１，Ａ２：溶接電源装置、１：直流電源、２：インバータ回路、３：トランス、３１：第１の一次巻線、３２：第２の一次巻線、３３：二次巻線、４：整流回路、５：制御回路

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】