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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2022131223
(43)【公開日】2022-09-07
(54)【発明の名称】高力率整流回路
(51)【国際特許分類】
H02M 7/12 20060101AFI20220831BHJP
【ＦＩ】
H02M7/12 P
【審査請求】未請求
【請求項の数】5
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2021030060
(22)【出願日】2021-02-26
(71)【出願人】
【識別番号】591141784
【氏名又は名称】学校法人大阪産業大学
(74)【代理人】
【識別番号】100104444
【弁理士】
【氏名又は名称】上羽 秀敏
(74)【代理人】
【識別番号】100132506
【弁理士】
【氏名又は名称】山内 哲文
(72)【発明者】
【氏名】岩田 明彦
【テーマコード（参考）】
5H006
【Ｆターム（参考）】
5H006AA02
5H006CA02
5H006CA07
5H006CB01
5H006CB08
5H006CC04
5H006CC08
5H006DB02
5H006DB03
5H006DC02
5H006DC05
(57)【要約】
【課題】故障時に交流側への電流の逆流やＤＣリンクの短絡が生じる可能性が低い構成で、且つ、軽量化可能な高力率整流回路を提供する。
【解決手段】高力率整流回路１は、交流電源にリアクトルＬｂを介して接続されるダイオードブリッジ、及び、ダイオードブリッジの出力側に接続されたコンデンサを含む整流回路２と、リアクトルＬｂと整流回路２の間の線に双方向スイッチＳ３を介して接続されたマルチレベルインバータであって、２つの電源部Ｃ１、Ｃ２と、２つの電源部の各々の双方向スイッチＳ３への接続と非接続を切り替えるスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２とを含むマルチレベルインバータ３とを備える。
【選択図】図１
【解決手段】高力率整流回路１は、交流電源にリアクトルＬｂを介して接続されるダイオードブリッジ、及び、ダイオードブリッジの出力側に接続されたコンデンサを含む整流回路２と、リアクトルＬｂと整流回路２の間の線に双方向スイッチＳ３を介して接続されたマルチレベルインバータであって、２つの電源部Ｃ１、Ｃ２と、２つの電源部の各々の双方向スイッチＳ３への接続と非接続を切り替えるスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２とを含むマルチレベルインバータ３とを備える。
【選択図】図１
【特許請求の範囲】
【請求項1】
交流電源にリアクトルを介して接続されるダイオードブリッジ、及び、前記ダイオードブリッジの出力側に接続されたコンデンサを含む整流回路と、
前記リアクトルと前記整流回路の間の線に双方向スイッチを介して接続されたマルチレベルインバータであって、２つの電源部と、前記２つの電源部の各々の前記双方向スイッチへの接続と非接続を切り替えるスイッチ素子とを含むマルチレベルインバータとを備える、高力率整流回路。
前記リアクトルと前記整流回路の間の線に双方向スイッチを介して接続されたマルチレベルインバータであって、２つの電源部と、前記２つの電源部の各々の前記双方向スイッチへの接続と非接続を切り替えるスイッチ素子とを含むマルチレベルインバータとを備える、高力率整流回路。
【請求項2】
請求項１に記載の高力率整流回路であって、
前記マルチレベルインバータの前記２つの電源部の各々は、コンデンサで形成される、高力率整流回路。
前記マルチレベルインバータの前記２つの電源部の各々は、コンデンサで形成される、高力率整流回路。
【請求項3】
請求項１又は２に記載の高力率整流回路であって、
前記ダイオードブリッジの入力端の電圧は、前記２つの電源部の電圧Ｖ１、Ｖ２及び前記整流回路の正負の出力電圧（＋ＶＤＣ、－ＶＤＣ）によって制御される、高力率整流回路。
前記ダイオードブリッジの入力端の電圧は、前記２つの電源部の電圧Ｖ１、Ｖ２及び前記整流回路の正負の出力電圧（＋ＶＤＣ、－ＶＤＣ）によって制御される、高力率整流回路。
【請求項4】
請求項１～３のいずれか１項に記載の高力率整流回路であって、
前記ダイオードブリッジの入力端の電圧が前記２つの電源部の電圧Ｖ１、Ｖ２でＰＷＭ制御されるモード、前記ダイオードブリッジの入力端の電圧が出力電圧ＶＤＣと一方の電源部の電圧Ｖ１でＰＷＭ制御されるモード、及び、前記ダイオードブリッジの入力端の電圧が出力電圧ＶＤＣと他方の電源部の電圧Ｖ２でＰＷＭ制御されるモードが、交流の１周期に含まれる、高力率整流回路。
前記ダイオードブリッジの入力端の電圧が前記２つの電源部の電圧Ｖ１、Ｖ２でＰＷＭ制御されるモード、前記ダイオードブリッジの入力端の電圧が出力電圧ＶＤＣと一方の電源部の電圧Ｖ１でＰＷＭ制御されるモード、及び、前記ダイオードブリッジの入力端の電圧が出力電圧ＶＤＣと他方の電源部の電圧Ｖ２でＰＷＭ制御されるモードが、交流の１周期に含まれる、高力率整流回路。
【請求項5】
請求項２及び４に記載の高力率整流回路であって、
交流の１周期において、前記２つの電源部に吸収されるエネルギーと放出されるエネルギーの収支がゼロになるように、前記モードの幅が、前記２つの電源部の電圧に基づいて調整される、高力率整流回路。
交流の１周期において、前記２つの電源部に吸収されるエネルギーと放出されるエネルギーの収支がゼロになるように、前記モードの幅が、前記２つの電源部の電圧に基づいて調整される、高力率整流回路。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、高力率整流回路に関するものである。
【背景技術】
【0002】
地球温暖化ガス削減を目指し電動航空機の開発が本格化している。電動化システムの１つであるシリースハイブリッド方式では、発電機からの交流を直流化するＡＣ／ＤＣコンバータ（推進機用、装備品用）が用いられる。電動航空機用のＡＣ／ＤＣコンバータは、軽量化が求められる。
【0003】
また、航空機用ＡＣ／ＤＣコンバータは、以下のことが求められる。まず、交流側へのエネルギーが逆流しないこと、そして、コンバータを構成する１アームが故障したときＤＣリンクを短絡させないことが求められる。
【0004】
上記の要求に応えるＡＣ／ＤＣコンバータとして、Sebastian Liebig, et al.（下記非特許文献１）では、Δ形状双方向スイッチを用いた３相の高力率整流回路が提案されている。この高力率整流回路は、高力率制御をダイオードブリッジの入力側の電圧を可変することにより実施している。この高力率回路では、ダイオードブリッジ入り口の電圧は、各相の線間のスイッチをオン時に線間がゼロ、オフ時は出力整流電圧となる。それらの電圧のＰＷＭ制御により、電源電圧からの電流がリアクトルを通して正弦波になるようコントロールされる。この構成では、ダイオードブリッジ入り口の線間電圧は、２レベルのＰＷＭ電圧となっている。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【0005】
【非特許文献1】Sebastian Liebig, et al. :「Design and evaluation of state of the art rectifiers dedicated for a 46 kW E-ECS aerospace application with respect to power density and reliability」, Proceedings of the 2011 14th European Conference on Power Electronics and Applications,2011
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0006】
上記従来の高力率整流回路では、ＰＷＭ波形の平滑化等により、インダクタンスの高いリアクトルが用いられる。その結果、リアクトルの重量がコンバータ全体の重量の大半を占めることになる。これは、軽量化の妨げとなる。
【0007】
そこで、本発明は、故障時に交流側への電流の逆流やＤＣリンクの短絡が生じる可能性が低い構成で、且つ、軽量化可能な高力率整流回路を提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0008】
本発明の実施形態における高力率整流回路は、交流電源にリアクトルを介して接続されるダイオードブリッジ、及び、前記ダイオードブリッジの出力側に接続されたコンデンサを含む整流回路と、前記リアクトルと前記整流回路の間の線に双方向スイッチを介して接続されたマルチレベルインバータであって、２つの電源部と、前記２つの電源部の各々の前記双方向スイッチへの接続と非接続を切り替えるスイッチ素子とを含むマルチレベルインバータとを備える。
【発明の効果】
【0009】
本発明によれば、故障時に交流側への電流の逆流やＤＣリンクの短絡が生じる可能性が低い構成で、且つ、軽量化可能な高力率整流回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【0010】
【発明を実施するための形態】
【0011】
本発明の実施形態における高力率整流回路は、交流電源にリアクトルを介して接続されるダイオードブリッジ、及び、前記ダイオードブリッジの出力側に接続されたコンデンサを含む整流回路と、前記リアクトルと前記整流回路の間の線に双方向スイッチを介して接続されたマルチレベルインバータであって、２つの電源部と、前記２つの電源部の各々の前記双方向スイッチへの接続と非接続を切り替えるスイッチ素子とを含むマルチレベルインバータとを備える。
【0012】
上記構成の高力率整流回路は、リアクトルとダイオードブリッジの間の交流側の線路に、マルチレベルインバータが双方向スイッチを介して接続される。この構成では、マルチレベルインバータのアームが故障しても、交流側への電流の逆流もＤＣリンクの短絡も生じにくい。また、マルチレベルインバータは、２つの電源部のそれぞれの接続を切り替えるスイッチ素子を有する。この構成では、マルチレベルインバータは、ダイオードブリッジの入力側に、双方向スイッチを通して、２つの電源部のいずれかに基づく電圧を供給できる。そのため、双方向スイッチ及びスイッチ素子のオン／オフの切り替えにより、ダイオードブリッジの入力側に供給する電圧を、少なくとも３段階に切り替えることができる。マルチレベルインバータは、少なくとも３段階の電圧を用いたＰＷＭ制御が可能になる。これは、交流電圧の１周期内に、電圧レベルに応じてＰＷＭ制御に用いる電圧の範囲（電圧スイングの範囲）を変えることを可能にする。そのため、ＰＷＭ制御における電圧スイングを全体として小さくできる。その結果、リアクトルのインダクタンスを低くして軽量化できる。すなわち、故障時に交流側への電流の逆流やＤＣリンクの短絡が生じる可能性が低い構成で、且つ、軽量化可能な高力率整流回路を提供できる。
【0013】
前記マルチレベルインバータの前記２つの電源部の各々は、コンデンサで形成されてもよい。これにより、電源部のための電源装置が不要になる。
【0014】
前記マルチレベルインバータの動作時に、前記２つの電源部の電圧は異なっていてもよい。すなわち、前記２つの電源部は、異なるレベルの電圧を供給してもよい。例えば、前記２つの電源部が供給する電圧の極性は、互いに異なっていてもよい。一例として、前記２つの電源部の電圧Ｖ１、Ｖ２は、前記整流回路の出力電圧ＶＤＣに対して、おおよそ、Ｖ１＝（＋１／３）ＶＤＣ、Ｖ２＝（－１／３）ＶＤＣのレベルに設定される。
【0015】
前記マルチレベルインバータのスイッチ素子は、前記２つの電源部のうち一方を双方向スイッチに接続する状態と、他方を双方向スイッチに接続する状態とを切り替えてもよい。
前記マルチレベルインバータは、前記双方向スイッチ及び前記スイッチ素子のオン／オフ動作により、リアクトルの後段の交流電圧が目標電圧になるようＰＷＭ制御する。
マルチレベルインバータの出力をＰＷＭ制御することにより、整流回路に入力される電圧の位相と電流の位相が同じになるよう制御される。すなわち、マルチレベルインバータのＰＷＭ制御により、前記リアクトルと前記整流回路の間の電流を高力率化することができる。
前記マルチレベルインバータは、前記双方向スイッチ及び前記スイッチ素子のオン／オフ動作により、リアクトルの後段の交流電圧が目標電圧になるようＰＷＭ制御する。
マルチレベルインバータの出力をＰＷＭ制御することにより、整流回路に入力される電圧の位相と電流の位相が同じになるよう制御される。すなわち、マルチレベルインバータのＰＷＭ制御により、前記リアクトルと前記整流回路の間の電流を高力率化することができる。
【0016】
ＰＷＭ制御において、２つの電源部それぞれの電圧レベル、及び、整流回路の出力電圧レベルの３つのうち２つの電圧を用いたＰＷＭ制御が行われる。目標電圧に応じてＰＷＭ制御で用いる２つの電圧が切り替わるように、双方向スイッチ及びスイッチ素子が制御される。
【0017】
前記ダイオードブリッジの入力端の電圧は、前記２つの電源部の電圧Ｖ１、Ｖ２及び前記整流回路の正負の出力電圧（＋ＶＤＣ、－ＶＤＣ）によって制御されてもよい。すなわち、双方向スイッチ、及びマルチレベルインバータのスイッチ素子の切り替えにより、ダイオードブリッジの入力端の電圧を、上記の４つのレベルで切り替えてＰＷＭ制御することができる。これにより、制御電圧の電圧スイングを効率よく抑えることができる。例えば、ダイオードブリッジの入力端の電圧は、出力電圧ＶＤＣの１／３の電圧（（１／３）ＶＤＣ）、出力電圧ＶＤＣの－１／３の電圧（－（１／３）ＶＤＣ）、及び正負の出力電圧（＋ＶＤＣ、－ＶＤＣ）によってＰＷＭ制御することができる。
【0018】
前記ダイオードブリッジの入力端の電圧が前記２つの電源部の電圧Ｖ１、Ｖ２でＰＷＭ制御されるモード、前記ダイオードブリッジの入力端の電圧が出力電圧ＶＤＣと一方の電源部の電圧Ｖ１でＰＷＭ制御されるモード、及び、前記ダイオードブリッジの入力端の電圧が出力電圧ＶＤＣと他方の電源部の電圧Ｖ２でＰＷＭ制御されるモードが、交流の１周期に含まれてもよい。これにより、ＰＷＭ制御の電圧を１周期において適切に切り替えることができる。そのため、効率よく電圧スイングを小さくできる。
【0019】
前記マルチレベルインバータにおいて、前記２つの電源部の電圧Ｖ１、Ｖ２は、前記整流回路の出力電圧ＶＤＣより小さくすることができる（ＶＤＣ＞Ｖ１＞Ｖ２）。前記マルチレベルインバータによる前記ダイオードブリッジの入力端の電圧の制御は、交流の１周期において、Ｖ１とＶ２の間でＰＷＭ制御する期間Ｔα、ＶＤＣとＶ２の間でＰＷＭ制御する期間Ｔβ（＋）、ＶＤＣとＶ１の間でＰＷＭ制御する期間Ｔγ（＋）、及び、－ＶＤＣとＶ１の間でＰＷＭ制御する期間Ｔβ（－）、－ＶＤＣとＶ２の間でＰＷＭする期間Ｔγ（－）を含むよう制御されてもよい。これにより、交流電圧の周期内のレベルに応じて、効率よくＰＷＭパルスの幅を変えることができる。ＰＷＭ制御における電圧スイングを効率よく小さくできる。
【0020】
交流の１周期において、前記２つの電源部に吸収されるエネルギーと放出されるエネルギーの収支がゼロになるように、前記モードの幅が、前記２つの電源部の電圧に基づいて調整されてもよい。これにより、電源部のコンデンサの電力でマルチレベルインバータを駆動できる。例えば、マルチレベルインバータを駆動するための外部電源等が不要になる。
【0021】
例えば、交流の１周期において、前記２つの電源部の充電量と放電量が同じになるように、出力電圧ＶＤＣと一方の電源部の電圧Ｖ１でＰＷＭ制御されるモードと、出力電圧ＶＤＣと他方の電源部の電圧Ｖ２でＰＷＭ制御されるモードとの期間の長さの比率が決定されてもよい。
【0022】
（構成例）
図１は、本発明の実施形態における高力率整流回路の構成例を示す図である。図１に示す高力率整流回路１は、リアクトルＬｂ、整流回路２と、双方向スイッチＳ３、及び、マルチレベルインバータ３を備える。整流回路２は、リアクトルＬｂを介して交流電源５と接続される。マルチレベルインバータ３は、リアクトルＬｂと整流回路２の間の線に、双方向スイッチＳ３を介して接続される。すなわち、双方向スイッチＳ３の一方端が、リアクトルＬｂと整流回路２の間の線に接続され、他方端が、マルチレベルインバータ３に接続される。
図１は、本発明の実施形態における高力率整流回路の構成例を示す図である。図１に示す高力率整流回路１は、リアクトルＬｂ、整流回路２と、双方向スイッチＳ３、及び、マルチレベルインバータ３を備える。整流回路２は、リアクトルＬｂを介して交流電源５と接続される。マルチレベルインバータ３は、リアクトルＬｂと整流回路２の間の線に、双方向スイッチＳ３を介して接続される。すなわち、双方向スイッチＳ３の一方端が、リアクトルＬｂと整流回路２の間の線に接続され、他方端が、マルチレベルインバータ３に接続される。
【0023】
整流回路２は、ダイオードブリッジと、ダイオードブリッジの出力側に接続されたコンデンサＣ３、Ｃ４を含む。ダイオードブリッジは、２つのダイオードＤ１、Ｄ２が同じ向き直列に接続されて形成されるアームを有する。アームを構成する２つのダイオードＤ１、Ｄ２の間に、リアクトルＬｂが接続され、交流電圧及び交流電流が入力される。図１の例では、ダイオードブリッジは、ハーフブリッジである。図１に示す例では、整流回路２は、３相全波整流回路である。整流回路２は、３相それぞれに対応するアームを有する。３相のアームのそれぞれのダイオードＤ１、Ｄ２の間に、各相の交流電流が入力される。
【0024】
整流回路２のコンデンサＣ３、Ｃ４は、アームのカソード側に接続されるコンデンサＣ３と、アノード側に接続されるコンデンサＣ４を含む。これらのコンデンサＣ３、Ｃ４の間は、マルチレベルインバータ３の２つの電源部、すなわち２つのコンデンサＣ１、Ｃ２の間と接続される。整流回路２に入力される３相交流が、対称３相交流の場合、コンデンサＣ３、Ｃ４の電圧は同じになる。なお、コンデンサＣ３、Ｃ４の間は、接地され、グランドとなってもよい。２つのコンデンサＣ３、Ｃ４にはそれぞれ電圧ＶＤＣが出力される。電圧ＶＤＣが整流回路２の出力電圧となる。整流回路２の出力電圧ＶＤＣは、ダイオードブリッジで整流され、コンデンサＣ３、Ｃ４で平滑化された電圧である。本例では、交流電圧の正の成分の整流電圧（コンデンサＣ３）と、負の成分の整流電圧（コンデンサＣ４）を合計した電圧２ＶＤＣが負荷に供給される。負荷Ｒには、２ＶＤＣの電圧が印加される。なお、負荷Ｒには、電圧ＶＤＣが供給されてもよい。
【0025】
双方向スイッチＳ３は、リアクトルＬｂと整流回路２のダイオードブリッジの間の線上のノードと、マルチレベルインバータ３との間の導通／非導通を切り替える。双方向スイッチＳ３は、導通（オン）状態のときに、双方向の電流を通し、非導通（オフ）状態のとき双方向の電流を通さない。
【0026】
マルチレベルインバータ３は、２つの電源部としてのコンデンサＣ１、Ｃ２と、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２を含む。スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２は、２つのコンデンサＣ１、Ｃ２の各々の双方向スイッチＳ３への接続と非接続を切り替える。スイッチ素子Ｓ１は、コンデンサＣ１と双方向スイッチＳ３の間の経路に設けられ、スイッチ素子Ｓ２は、コンデンサＣ２と双方向スイッチＳ３の間の経路に設けられる。スイッチ素子Ｓ１とスイッチ素子Ｓ２が直列に接続されてアームを形成する。スイッチ素子Ｓ１とスイッチ素子Ｓ２の間のノードが双方向スイッチＳ３に接続される。アームのスイッチ素子Ｓ１側の端がコンデンサＣ１に接続され、スイッチ素子Ｓ２側の端がコンデンサＣ２に接続される。コンデンサＣ１、Ｃ２の間は、整流回路２のコンデンサＣ３、Ｃ４の間に接続される。なお、コンデンサＣ１、Ｃ２の間は、接地され、グランドになっていてもよい。
【0027】
図１の例では、３相の交流の線それぞれに、マルチレベルインバータ３が、双方向スイッチＳ３を介して接続される。双方向スイッチＳ３及びスイッチ素子Ｓ１、Ｓ３は、３相それぞれについて設けられる。２つの電源部としてのコンデンサＣ１、Ｃ２は、３相で共有される。すなわち、マルチレベルインバータ３は、３相に対応する３つのアームを有し、３つのアームに、共有のコンデンサＣ１、Ｃ２が接続される。
【0028】
スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２、及び双方向スイッチＳ３を構成する半導体スイッチ素子には、例えば、IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）やMOSFET（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等を用いることができる。
【0029】
マルチレベルインバータ３の動作時において、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２は異なる電圧に設定される。コンデンサＣ１の電圧Ｖ１とコンデンサＣ２の電圧Ｖ２は、極性が逆になる。また、コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧Ｖ１、Ｖ２の絶対値は、整流回路２の出力電圧ＶＤＣの絶対値より小さくなるよう設定される。例えば、コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧Ｖ１、Ｖ２の絶対値は、整流回路２の出力電圧ＶＤＣの絶対値の１／３に設定される（Ｖ１＝（１／３）ＶＤＣ、Ｖ２＝－（１／３）ＶＤＣ）。
【0030】
マルチレベルインバータ３は、双方向スイッチＳ３及びスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２のオン／オフ動作により、リアクトルＬｂの後段の交流電圧が目標電圧になるようＰＷＭ制御する。マルチレベルインバータ３によるＰＷＭ制御により、リアクトルＬｂの後段の整流回路２に入力される交流電圧が正弦波化され、電圧の位相と電流の位相が同じにすることができる。すなわち、マルチレベルインバータのＰＷＭ制御により高力率制御ができる。
【0031】
マルチレベルインバータ３は、コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧Ｖ１、Ｖ２、及び、整流回路２の出力電圧ＶＤＣの３つのうち２つの電圧を用いたＰＷＭ制御を行う。交流の周期内で、目標電圧に応じてＰＷＭ制御で用いられる２つの電圧が切り替わるように、双方向スイッチ及びスイッチ素子が制御される。以下、動作例を説明する。
【0032】
（動作例）
図２は、図１に示すマルチレベルインバータ３によるＰＷＭ制御の電圧波形と、ＰＷＭ制御されたリアクトルＬｂ後段の交流電圧Ｖ’ｕの相電圧波形の一例を示す図である。図３は、目標波形ＶＲと、目標波形ＶＲを得るためのＰＷＭ制御における双方向スイッチＳ３及びスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２の動作例を示す図である。図２に示すように、交流電圧の１周期において、動作モードが異なる複数の期間が含まれる。ここでは、一例として、コンデンサＣ１の電圧Ｖ１が、整流回路２の出力電圧ＶＤＣの１／３、すなわちＶ１＝（１／３）ＶＤＣに設定され、コンデンサＣ２の電圧Ｖ２が、Ｖ２＝－（１／３）ＶＤＣに設定された場合の動作を説明する。
図２は、図１に示すマルチレベルインバータ３によるＰＷＭ制御の電圧波形と、ＰＷＭ制御されたリアクトルＬｂ後段の交流電圧Ｖ’ｕの相電圧波形の一例を示す図である。図３は、目標波形ＶＲと、目標波形ＶＲを得るためのＰＷＭ制御における双方向スイッチＳ３及びスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２の動作例を示す図である。図２に示すように、交流電圧の１周期において、動作モードが異なる複数の期間が含まれる。ここでは、一例として、コンデンサＣ１の電圧Ｖ１が、整流回路２の出力電圧ＶＤＣの１／３、すなわちＶ１＝（１／３）ＶＤＣに設定され、コンデンサＣ２の電圧Ｖ２が、Ｖ２＝－（１／３）ＶＤＣに設定された場合の動作を説明する。
【0033】
［期間Ｔα］
期間Ｔαのモードは、目標電圧ＶＲが、－（１／３）ＶＤＣ≦ＶＲ≦（１／３）ＶＤＣの場合のモードである。期間Ｔαでは、マルチレベルインバータ３は、Ｖ１＝＋（１／３）ＶＤＣとＶ２＝－（１／３）ＶＤＣの電圧でＰＷＭ制御する。期間Ｔαでは、双方向スイッチＳ３を常に導通状態（Ｓ３オン）とし、スイッチ素子Ｓ１導通（Ｓ１オン）且つスイッチ素子Ｓ２非導通（Ｓ２オフ）の状態と、Ｓ１オフ且つＳ２オンの状態が切り替わる。これにより、リアクトルＬｂ後段の電圧が目標電圧ＶＲになるよう制御される。図３に示す例では、期間ＴαのＰＷＭ制御では、一定の周期で＋（１／３）ＶＤＣ≦Ｖ≦ＶＤＣの範囲で変化する三角波αと目標電圧ＶＲが比較される。三角波α＞目標電圧ＶＲの期間にＳ１オフ且つＳ２オン、三角波α≦目標電圧ＶＲの期間にＳ１オン且つＳ２オフに制御される。Ｓ１オフ且つＳ２オンの時にＶ１＝－（１／３）ＶＤＣが出力される。Ｓ１オン且つＳ２オフの時にＶ２＝（１／３）ＶＤＣが出力される。リアクトルＬｂの後段の電圧、すなわち、整流回路２の入力側の電圧は、Ｖ１＝（１／３）ＶＤＣと、Ｖ２＝－（１／３）ＶＤＣで切り替わる。Ｖ１の期間とＶ２の期間がＰＷＭ制御されることで、リアクトルＬｂの後段の電圧は、平均して、電圧Ｖ’ｕの相電圧波形となる。期間Ｔαでは、整流回路２の直流出力部（コンデンサＣ３）へは電流が供給されない。期間Ｔαで、リアクトルＬｂの後段の交流電圧が正の場合は、リアクトルＬｂの後段の線路からマルチレベルインバータ３に電流が流れ込む。期間Ｔαで、リアクトルＬｂの後段の交流電圧が負の場合は、マルチレベルインバータ３は、リアクトルＬｂの後段の線路へ電流を流し入れる。この期間Ｔαの電圧スイングは、（２／３）ＶＤＣとなる。
期間Ｔαのモードは、目標電圧ＶＲが、－（１／３）ＶＤＣ≦ＶＲ≦（１／３）ＶＤＣの場合のモードである。期間Ｔαでは、マルチレベルインバータ３は、Ｖ１＝＋（１／３）ＶＤＣとＶ２＝－（１／３）ＶＤＣの電圧でＰＷＭ制御する。期間Ｔαでは、双方向スイッチＳ３を常に導通状態（Ｓ３オン）とし、スイッチ素子Ｓ１導通（Ｓ１オン）且つスイッチ素子Ｓ２非導通（Ｓ２オフ）の状態と、Ｓ１オフ且つＳ２オンの状態が切り替わる。これにより、リアクトルＬｂ後段の電圧が目標電圧ＶＲになるよう制御される。図３に示す例では、期間ＴαのＰＷＭ制御では、一定の周期で＋（１／３）ＶＤＣ≦Ｖ≦ＶＤＣの範囲で変化する三角波αと目標電圧ＶＲが比較される。三角波α＞目標電圧ＶＲの期間にＳ１オフ且つＳ２オン、三角波α≦目標電圧ＶＲの期間にＳ１オン且つＳ２オフに制御される。Ｓ１オフ且つＳ２オンの時にＶ１＝－（１／３）ＶＤＣが出力される。Ｓ１オン且つＳ２オフの時にＶ２＝（１／３）ＶＤＣが出力される。リアクトルＬｂの後段の電圧、すなわち、整流回路２の入力側の電圧は、Ｖ１＝（１／３）ＶＤＣと、Ｖ２＝－（１／３）ＶＤＣで切り替わる。Ｖ１の期間とＶ２の期間がＰＷＭ制御されることで、リアクトルＬｂの後段の電圧は、平均して、電圧Ｖ’ｕの相電圧波形となる。期間Ｔαでは、整流回路２の直流出力部（コンデンサＣ３）へは電流が供給されない。期間Ｔαで、リアクトルＬｂの後段の交流電圧が正の場合は、リアクトルＬｂの後段の線路からマルチレベルインバータ３に電流が流れ込む。期間Ｔαで、リアクトルＬｂの後段の交流電圧が負の場合は、マルチレベルインバータ３は、リアクトルＬｂの後段の線路へ電流を流し入れる。この期間Ｔαの電圧スイングは、（２／３）ＶＤＣとなる。
【0034】
［期間Ｔβ＋］
期間Ｔβ＋のモードは、目標電圧ＶＲが、ＶＲ＞（１／３）ＶＤＣの期間の一部に実施される。期間Ｔβ＋では、出力電圧ＶＤＣと電圧Ｖ２＝－（１／３）ＶＤＣでＰＷＭ制御される。期間Ｔβ＋では、スイッチ素子Ｓ２を常にオン且つスイッチ素子Ｓ１を常にオフとして、双方向スイッチＳ３のオン／オフが切り替わる。これにより、リアクトルＬｂ後段の電圧が目標電圧ＶＲになるよう制御される。図３に示す例では、期間Ｔβ＋のＰＷＭ制御では、一定の周期で－（１／３）ＶＤＣ≦Ｖ≦ＶＤＣの範囲で変化する三角波βと目標電圧ＶＲが比較される。三角波β＞ＶＲの期間にＳ３オン、三角波β≦ＶＲの期間にＳ３オフに制御される。リアクトルＬｂの後段の電圧は、Ｓ３オンの時に整流回路の出力電圧ＶＤＣとなり、Ｓ３オフの時にＶ２＝－（１／３）ＶＤＣとなる。リアクトルＬｂの後段の電圧は、Ｖ２＝－（１／３）ＶＤＣとＶＤＣで切り替わる。期間Ｔβ＋では、Ｓ３オフの状態で、整流回路２の直流出力部に電流が供給される。この期間Ｔβ＋の電圧スイングは、（４／３）ＶＤＣであり、期間Ｔα、Ｔγ＋の電圧スイングの２倍となる。期間Ｔβ＋を設ける目的の１つは、コンデンサＣ１、Ｃ２（Ｖ１、Ｖ２）へ流入出する電流の一周期平均がゼロとなるよう制御するためである。
期間Ｔβ＋のモードは、目標電圧ＶＲが、ＶＲ＞（１／３）ＶＤＣの期間の一部に実施される。期間Ｔβ＋では、出力電圧ＶＤＣと電圧Ｖ２＝－（１／３）ＶＤＣでＰＷＭ制御される。期間Ｔβ＋では、スイッチ素子Ｓ２を常にオン且つスイッチ素子Ｓ１を常にオフとして、双方向スイッチＳ３のオン／オフが切り替わる。これにより、リアクトルＬｂ後段の電圧が目標電圧ＶＲになるよう制御される。図３に示す例では、期間Ｔβ＋のＰＷＭ制御では、一定の周期で－（１／３）ＶＤＣ≦Ｖ≦ＶＤＣの範囲で変化する三角波βと目標電圧ＶＲが比較される。三角波β＞ＶＲの期間にＳ３オン、三角波β≦ＶＲの期間にＳ３オフに制御される。リアクトルＬｂの後段の電圧は、Ｓ３オンの時に整流回路の出力電圧ＶＤＣとなり、Ｓ３オフの時にＶ２＝－（１／３）ＶＤＣとなる。リアクトルＬｂの後段の電圧は、Ｖ２＝－（１／３）ＶＤＣとＶＤＣで切り替わる。期間Ｔβ＋では、Ｓ３オフの状態で、整流回路２の直流出力部に電流が供給される。この期間Ｔβ＋の電圧スイングは、（４／３）ＶＤＣであり、期間Ｔα、Ｔγ＋の電圧スイングの２倍となる。期間Ｔβ＋を設ける目的の１つは、コンデンサＣ１、Ｃ２（Ｖ１、Ｖ２）へ流入出する電流の一周期平均がゼロとなるよう制御するためである。
【0035】
［期間Ｔγ＋］
期間Ｔγ＋のモードは、目標電圧ＶＲが、ＶＲ＞（１／３）ＶＤＣの期間のうち期間Ｔβ＋を除いた残りの期間に実施される。期間Ｔγ＋では、出力電圧ＶＤＣとＶ１＝＋（１／３）ＶＤＣの電圧でＰＷＭ制御が行われる。期間Ｔγ＋では、スイッチ素子Ｓ１を常にオン且つスイッチ素子Ｓ２を常にオフとして、双方向スイッチＳ３のオン／オフが切り替わる。これにより、リアクトルＬｂ後段の電圧が目標電圧ＶＲになるよう制御される。図３に示す例では、期間Ｔγ＋のＰＷＭ制御では、一定の周期で－（１／３）ＶＤＣ≦Ｖ≦ＶＤＣの範囲で変化する三角波βと目標電圧ＶＲが比較される。三角波γ＞ＶＲの期間にＳ３オン、三角波γ≦ＶＲの期間にＳ３オフに制御される。リアクトルＬｂの後段の電圧は、Ｓ３オンの時に整流回路の出力電圧ＶＤＣとなり、Ｓ３オフの時にＶ１＝（１／３）ＶＤＣとなる。リアクトルＬｂの後段の電圧は、Ｖ１＝（１／３）ＶＤＣとＶＤＣで切り替わる。期間Ｔγ＋でも、Ｓ３オフの状態で、整流回路２の直流出力部に電流が供給される。この期間Ｔγ＋の電圧スイングは、（２／３）ＶＤＣとなる。
期間Ｔγ＋のモードは、目標電圧ＶＲが、ＶＲ＞（１／３）ＶＤＣの期間のうち期間Ｔβ＋を除いた残りの期間に実施される。期間Ｔγ＋では、出力電圧ＶＤＣとＶ１＝＋（１／３）ＶＤＣの電圧でＰＷＭ制御が行われる。期間Ｔγ＋では、スイッチ素子Ｓ１を常にオン且つスイッチ素子Ｓ２を常にオフとして、双方向スイッチＳ３のオン／オフが切り替わる。これにより、リアクトルＬｂ後段の電圧が目標電圧ＶＲになるよう制御される。図３に示す例では、期間Ｔγ＋のＰＷＭ制御では、一定の周期で－（１／３）ＶＤＣ≦Ｖ≦ＶＤＣの範囲で変化する三角波βと目標電圧ＶＲが比較される。三角波γ＞ＶＲの期間にＳ３オン、三角波γ≦ＶＲの期間にＳ３オフに制御される。リアクトルＬｂの後段の電圧は、Ｓ３オンの時に整流回路の出力電圧ＶＤＣとなり、Ｓ３オフの時にＶ１＝（１／３）ＶＤＣとなる。リアクトルＬｂの後段の電圧は、Ｖ１＝（１／３）ＶＤＣとＶＤＣで切り替わる。期間Ｔγ＋でも、Ｓ３オフの状態で、整流回路２の直流出力部に電流が供給される。この期間Ｔγ＋の電圧スイングは、（２／３）ＶＤＣとなる。
【0036】
［期間Ｔβ－］
期間Ｔβ－のモードは、目標電圧ＶＲが、ＶＲ＜－（１／３）ＶＤＣの期間の一部に実施される。期間Ｔβ－では、負の出力電圧－ＶＤＣと電圧Ｖ１＝＋（１／３）ＶＤＣでＰＷＭ制御される。期間Ｔβ－のスイッチ制御は、期間Ｔβ＋のスイッチ制御の目標電圧ＶＲの極性を逆にしたものとなる。期間Ｔβ－では、Ｓ３オフの状態で、整流回路２の直流出力部に電流が供給される。この期間Ｔβ－の電圧スイングは、（４／３）ＶＤＣである。
期間Ｔβ－のモードは、目標電圧ＶＲが、ＶＲ＜－（１／３）ＶＤＣの期間の一部に実施される。期間Ｔβ－では、負の出力電圧－ＶＤＣと電圧Ｖ１＝＋（１／３）ＶＤＣでＰＷＭ制御される。期間Ｔβ－のスイッチ制御は、期間Ｔβ＋のスイッチ制御の目標電圧ＶＲの極性を逆にしたものとなる。期間Ｔβ－では、Ｓ３オフの状態で、整流回路２の直流出力部に電流が供給される。この期間Ｔβ－の電圧スイングは、（４／３）ＶＤＣである。
【0037】
［期間Ｔγ－］
期間Ｔγ－のモードは、目標電圧ＶＲが、ＶＲ＜－（１／３）ＶＤＣの期間のうち期間Ｔβ－を除いた残りの期間に実施される。期間Ｔγ－では、負の出力電圧－ＶＤＣとＶ２＝－（１／３）ＶＤＣの電圧でＰＷＭ制御が行われる。期間Ｔγ－のスイッチ制御は、期間Ｔγ＋のスイッチ制御の目標電圧ＶＲの極性を逆にしたものとなる。期間Ｔγ－でも、Ｓ３オフの状態で、整流回路２の直流出力部に電流が供給される。この期間Ｔγ－の電圧スイングは、（２／３）ＶＤＣとなる。
期間Ｔγ－のモードは、目標電圧ＶＲが、ＶＲ＜－（１／３）ＶＤＣの期間のうち期間Ｔβ－を除いた残りの期間に実施される。期間Ｔγ－では、負の出力電圧－ＶＤＣとＶ２＝－（１／３）ＶＤＣの電圧でＰＷＭ制御が行われる。期間Ｔγ－のスイッチ制御は、期間Ｔγ＋のスイッチ制御の目標電圧ＶＲの極性を逆にしたものとなる。期間Ｔγ－でも、Ｓ３オフの状態で、整流回路２の直流出力部に電流が供給される。この期間Ｔγ－の電圧スイングは、（２／３）ＶＤＣとなる。
【0038】
以上のように、リアクトルＬｂの後段の交流電圧が正の期間には、マルチレベルインバータ３は、リアクトルＬｂの後段の線路から電流を引き込むものの、線路に電流を流し入れることはない。リアクトルＬｂの後段の交流電圧が負の期間には、マルチレベルインバータ３は、リアクトルＬｂの後段の線路へ電流を流し入れるものの、線路から電流を引き込むことはない。
【0039】
上記のＰＷＭ制御で、２つの電源部であるコンデンサＣ１、Ｃ２それぞれの電圧Ｖ１、Ｖ２、及び、整流回路２の出力電圧と正負（＋ＶＤＣ、－ＶＤＣ）の４つのうちから選ばれた２つの電圧でＰＷＭ制御が行われる。交流の１周期内で、目標電圧に応じてＰＷＭ制御で用いる２つの電圧が切り替わるように双方向スイッチＳ３及びスイッチ素子Ｓ１、Ｓ２が動作する。これにより、全体としてＰＷＭ制御の電圧スイングを小さくできる。その結果、リアクトルＬｂを軽量化できる。
【0040】
図２に示す例では、ＰＷＭ制御の電圧のレベルは、－ＶＤＣ、－（１／３）ＶＤＣ、（１／３）ＶＤＣ、ＶＤＣの４つである。上記例では、このように、レベル数は４である。１周期におけるＰＷＭ制御のレベル数を２より多くすることで、電圧スイングを小さくできる。なお、上記例では、振幅の大きいＴβ＋、Ｔβ－期間があるため、実効的なレベル数は４より小さくなる。
【0041】
（電源部のエネルギー収支をゼロにする動作例）
マルチレベルインバータ３は、コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧Ｖ１、Ｖ２のフィードバック制御により、コンデンサＣ１、Ｃ２の交流の１周期における充電量と放電量が等しくなるようにしてもよい。すなわち、交流の１周期において、２つの電源部であるコンデンサＣ１、Ｃ２に吸収されるエネルギーと放出されるエネルギーの収支をゼロにする制御ができる。
マルチレベルインバータ３は、コンデンサＣ１、Ｃ２の電圧Ｖ１、Ｖ２のフィードバック制御により、コンデンサＣ１、Ｃ２の交流の１周期における充電量と放電量が等しくなるようにしてもよい。すなわち、交流の１周期において、２つの電源部であるコンデンサＣ１、Ｃ２に吸収されるエネルギーと放出されるエネルギーの収支をゼロにする制御ができる。
【0042】
図２では、各モードの期間について、各コンデンサＣ１、Ｃ２への電流が流入するのか又は流出するのかを示している。「入」は流入、「出」は流出を示す。なお、図２における電流の流出入の表示は、電圧と電流の位相が一致して条件下の例である。コンデンサＣ１（Ｖ１）に着目すると、目標電圧ＶＲが正の期間では、期間ＴαとＴγで電流がＣ１に流入する。目標電圧ＶＲが負の期間では、期間ＴαとＴβでＣ１から電流が流出する。従って、Ｖ１が目標値より小さい場合（例えば、Ｖ１＜（１／３）ＶＤＣ）には、目標電圧ＶＲが正の期間のＴγを長くするか、目標電圧ＶＲが負の期間のＴβを減らせば、Ｖ１を増加できる。
【0043】
すなわち、マルチレベルインバータ３は、検出された電圧Ｖ１が目標値より低い場合に、１周期におけるコンデンサＣ１へ電流が流れ込む期間が長くなるよう調整することができる。また、検出された電圧Ｖ１が目標値より高い場合は、１周期におけるコンデンサＣ１へ流れ込む期間が短くなるよう調整することができる。
【0044】
具体的には、マルチレベルインバータ３は、電圧Ｖ１、Ｖ２を検出し、電圧Ｖ１、Ｖ２と目標値との誤差（偏差）に基づいて、期間Ｔγ＋及び期間Ｔγ－のうち少なくとも一方の長さを調整してもよい。すなわち、Ｖ１、Ｖ２の検出値と、それぞれの目標値（例えば、±（１/３）ＶＤＣ）との誤差を、１周期内のＴβとＴγの比率にフィードバックする制御が可能である。これにより、２つの電源部としてのコンデンサＣ１、Ｃ２の電圧Ｖ１、Ｖ２を安定化できる。
【0045】
図４は、電圧Ｖ１、Ｖ２の目標値との誤差を期間ＴβとＴγの比率へフィードバックする制御の例を示す図である。図４の例では、Ｖ１検出値とＶ１目標値との差をＰＩ積分して制御値Ｖｘが計算される。ＰＷＭ制御において、目標電圧ＶＲが、ＶＲ＞０、ＶＲ＞Ｖｘとなる期間が、期間Ｔγ＋のモードとなるようＳ１～Ｓ３が制御される。また、Ｖ２検出値とＶ２目標値との差をＰＩ積分して制御値Ｖｙが計算される。ＰＷＭ制御において、目標電圧ＶＲが、ＶＲ＜０、ＶＲ＜Ｖｙとなる期間が、期間Ｔγ－のモードとなるようＳ１～Ｓ３が制御される。これにより、目標電圧ＶＲが正の期間では、Ｖ１＜目標値であれば期間Ｔγ＋が長くなり、Ｖ１＞目標値であれば期間Ｔγ＋が短くなる。目標電圧ＶＲが負の期間では、Ｖ２＜目標値であれば期間Ｔγ－が長くなり、Ｖ１＞目標値であれば期間Ｔγ－が短くなる。図４に示す例では、Ｖ１、Ｖ２をそれぞれ、独立してフィードバック制御できる。
【0046】
（制御部の構成例）
図５は、上記の高力率整流回路１を制御する制御部６の構成例を示す図である。制御部６は、双方向スイッチＳ３及び、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２のオン／オフを制御する信号Ｓ３ｓ、Ｓ１ｓ、Ｓ２ｓを生成して、これらのスイッチへ供給する。本例では、制御部６では、３相それぞれについて双方向スイッチＳ３及び、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２の信号を供給する。制御部６は、高力率整流回路１に入力される交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ、及び交流電圧Ｖｗ、マルチレベルインバータ３のコンデンサＣ１、Ｃ２の電圧Ｖ１、Ｖ２、及び、整流回路２の出力電圧２ＶＤＣを検出し、これらの検出値を入力する。制御部６は、これらの検出値を用いて、目標電圧ＶＲを決定する。制御部６は、リアクトルＬｂの後段の交流電圧を目標電圧ＶＲに制御するＰＷＭ信号を、スイッチの制御信号Ｓ３ｓ、Ｓ１ｓ、Ｓ２ｓとして生成し、スイッチＳ３、Ｓ１、Ｓ２へ出力する。
図５は、上記の高力率整流回路１を制御する制御部６の構成例を示す図である。制御部６は、双方向スイッチＳ３及び、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２のオン／オフを制御する信号Ｓ３ｓ、Ｓ１ｓ、Ｓ２ｓを生成して、これらのスイッチへ供給する。本例では、制御部６では、３相それぞれについて双方向スイッチＳ３及び、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ２の信号を供給する。制御部６は、高力率整流回路１に入力される交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ、及び交流電圧Ｖｗ、マルチレベルインバータ３のコンデンサＣ１、Ｃ２の電圧Ｖ１、Ｖ２、及び、整流回路２の出力電圧２ＶＤＣを検出し、これらの検出値を入力する。制御部６は、これらの検出値を用いて、目標電圧ＶＲを決定する。制御部６は、リアクトルＬｂの後段の交流電圧を目標電圧ＶＲに制御するＰＷＭ信号を、スイッチの制御信号Ｓ３ｓ、Ｓ１ｓ、Ｓ２ｓとして生成し、スイッチＳ３、Ｓ１、Ｓ２へ出力する。
【0047】
制御部６は、検出した交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ、及び交流電圧Ｖｗを基に、目標電圧ＶＲｕ、ＶＲｖ、ＶＲｗを決定する。目標電圧ＶＲｕ、ＶＲｖ、ＶＲｗは、交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに位相が合う正弦波とする。これにより高力率制御がなされる。制御部６は、例えば、目標電圧ＶＲｕ、ＶＲｖ、ＶＲｗの位相と振幅を設定する。また、制御部６は、整流回路２の出力電圧２ＶＤＣを検出し、さらに、整流回路２の出力電圧２ＶＤＣが目標値になるように目標電圧ＶＲｕ、ＶＲｖ、ＶＲｗを制御してもよい。
【0048】
図５に示す例では、制御部６は、座標変換部６１、力率制御部６２、座標逆変換部６５、モード幅制御部６４、及びＰＷＭ変換部６３を有する。座標変換部６１は、検出した交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをｄｑ座標系に座標変換する。力率制御部（出力電圧制御部）６２は、ｄｑ座標系に変換された交流電流Ｉｄ、Ｉｑを基に、高効率化と出力電力の制御を行う。例えば、高力率化のための交流正弦波の位相及び振幅を持つ目標電圧ＶＲｄ、ＶＲｑが決定される。また、目標電圧ＶＲｑは、例えば、整流回路２の出力電圧２ＤＶＣが目標値となるようにフィードバック制御された値であってもよい。
【0049】
交流電圧Ｖｗは、ＰＰＬ（位相同期回路）に入力され、ＰＬＬから出力された信号は、座標変換部６１及び座標逆変換部６５に供給される。ＰＰＬの出力信号を微分した信号ωは、力率制御部（出力電圧制御部）６２に供給される。
【0050】
ｄｑ座標系の目標電圧ＶＲｄ、ＶＲｑは、座標逆変換部６５で逆変換され、３相座標系の目標電圧ＶＲｕ、ＶＲｖ、ＶＲｗとなって、モード幅制御部６４を経て、ＰＷＭ変換部６３に供給される。モード幅制御部６４は、例えば、図４に示したように、Ｖ１、Ｖ２と目標値との誤差をフィードバックした制御値Ｖｘを計算する。制御値Ｖｘは、期間Ｔγの長さを制御するための値であり、ＰＷＭ変換部６３に渡される。ＰＷＭ変換部６３は、例えば、図３で示したように、目標電圧ＶＲを実現するためのスイッチＳ１～Ｓ３のＰＷＭ制御信号を生成する。
【0051】
（シミュレーション試験結果）
図６は、図１と同じ構成の高力率整流回路でシミュレーションを行った結果を示す波形図である。シミュレーションツールにはＰＳＩＭを用いた。図６に示す結果から、電圧/電流の高力率化ができていることがわかった。
図６は、図１と同じ構成の高力率整流回路でシミュレーションを行った結果を示す波形図である。シミュレーションツールにはＰＳＩＭを用いた。図６に示す結果から、電圧/電流の高力率化ができていることがわかった。
【0052】
本実施形態の高力率整流回路１は、整流回路２のダイオードブリッジの入力側に、双方向スイッチＳ３を通して、出力電圧ＶＤＣに対しておおよそ±１／３の電圧Ｖ１、Ｖ２を切り替えて出力できるマルチレベルインバータ３を接続した構成である。この構成により、マルチレベルインバータ３の出力による－（１／３）ＶＤＣ、（１／３）ＶＤＣ、及び、双方向スイッチＳ３のオフ時の整流回路の出力電圧ＶＤＣの３つの電圧レベルでＰＷＭ制御することが可能になる。このＰＷＭ制御により、交流電源の電流がリアクトルＬｂを通して、電流と位相が合った正弦波になるよう制御できる。このように、本実施形態の高力率整流回路１は、整流回路２とリアクトルＬｂの間の線に双方向スイッチを介して接続されたマルチレベルインバータ３により、ＰＷＭ制御の電圧レベルを３段階にすることができる。これにより、リアクトルＬｂを小型、軽量化できる。また、交流側にマルチレベルインバータ３を接続する構成なので、アームが故障しても、電流の交流側への逆流、又は、ＤＣリンクの短絡が生じにくい。
【0053】
（他の変形例）
本発明は、上記の実施形態に限られない。例えば、マルチレベルインバータの２つの電源部として、コンデンサ以外の電源を用いてもよい。マルチレベルインバータは、２つ以上の電源部を備えてもよい。また、２つの電源部の電圧Ｖ１、Ｖ２の設定値は、上記の＋（１／３）ＶＤＣ、－（１／３）ＶＤＣに限られない。上記例では、高力率整流回路１は、３相交流が入力される構成であるが、交流の相数は、３相に限られず、例えば、１相、２相、或いは、４相以上であってもよい。図１及び図５に示す例では、交流電源５とリアクトルＬｂの間にＥＭＩフィルタ４が設けられる。ＥＩＭフィルタ４は、省略してもよい。
本発明は、上記の実施形態に限られない。例えば、マルチレベルインバータの２つの電源部として、コンデンサ以外の電源を用いてもよい。マルチレベルインバータは、２つ以上の電源部を備えてもよい。また、２つの電源部の電圧Ｖ１、Ｖ２の設定値は、上記の＋（１／３）ＶＤＣ、－（１／３）ＶＤＣに限られない。上記例では、高力率整流回路１は、３相交流が入力される構成であるが、交流の相数は、３相に限られず、例えば、１相、２相、或いは、４相以上であってもよい。図１及び図５に示す例では、交流電源５とリアクトルＬｂの間にＥＭＩフィルタ４が設けられる。ＥＩＭフィルタ４は、省略してもよい。
【0054】
（適用例）
本実施形態における高力率整流回路は、例えば、軽量化が求められる機器に用いることができる。例えば、電動航空機のＡＣ／ＤＣコンバータに、本実施形態の高力率整流回路を好適に適用できる。
本実施形態における高力率整流回路は、例えば、軽量化が求められる機器に用いることができる。例えば、電動航空機のＡＣ／ＤＣコンバータに、本実施形態の高力率整流回路を好適に適用できる。
【符号の説明】
【0055】
１：ＤＣＤＣコンバータ、３：電圧源、４：リアクトル、５：制御部、６：制限回路
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
