特開 2022-13833 ゼロ電圧スイッチングを達成するためのスイッチモード電源の逆電流の制御

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2022013833

(43)【公開日】2022-01-18

(54)【発明の名称】ゼロ電圧スイッチングを達成するためのスイッチモード電源の逆電流の制御

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/155 20060101AFI20220111BHJP

【ＦＩ】

H02M3/155 H

H02M3/155 Q

【審査請求】有

【請求項の数】20

【出願形態】ＯＬ

【外国語出願】

(21)【出願番号】P 2021107182

(22)【出願日】2021-06-29

(31)【優先権主張番号】16/916,613

(32)【優先日】2020-06-30

(33)【優先権主張国・地域又は機関】US

(71)【出願人】

【識別番号】521227078

【氏名又は名称】アステック インターナショナル リミテッド

(74)【代理人】

【識別番号】110000659

【氏名又は名称】特許業務法人広江アソシエイツ特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】シガマニ，ジェームス

(72)【発明者】

【氏名】ファウニ，ジョナサン，ロス ベルナルド

【テーマコード（参考）】

5H730

【Ｆターム（参考）】

5H730AS05

5H730BB13

5H730BB57

5H730BB61

5H730BB82

5H730BB88

5H730DD04

5H730EE13

5H730FF09

5H730FG05

5H730FG07

5H730FG22

(57)【要約】      （修正有）

【課題】ゼロ電圧スイッチングを達成するためにスイッチモード電源における逆電流を制御するスイッチモード電源を提供する。
【解決手段】スイッチモード電源１００は、マルチレベル降圧電力変換器および制御回路を含む。電力変換器は、電源スイッチ１１０、１１６、整流器スイッチ１１２、１１８及びインダクタ１１４、１２０を夫々有する第１の降圧回路１０４及び第２の降圧回路１０６を含む。電源は、マルチレベル降圧電力変換器に連結された共振電力変換器をさらに含んでよい。制御回路は、第１の降圧回路の電源スイッチ及び第２の降圧回路の電源スイッチを生成して、電力変換器を制御し、かつ、制御信号のスイッチング周波数を調整して、第１の降圧回路及び第２の降圧回路に流れる逆電流の量を制御して、第１の降圧回路の電源スイッチ及び第２の降圧回路の電源スイッチのゼロ電圧スイッチングを達成するように構成される。
【選択図】なし

【特許請求の範囲】

【請求項1】

負荷に電力を供給するためのスイッチモード電源であって、
入力と、出力と、該入力と該出力との間に連結された第１の降圧回路と、該入力と該出力との間に連結された第２の降圧回路とを含むマルチレベル降圧電力変換器であって、前記第１の降圧回路は、電源スイッチ、整流器、およびインダクタを含み、前記第２の降圧回路は、電源スイッチ、整流器、およびインダクタを含む、マルチレベル降圧電力変換器と、
該マルチレベル降圧電力変換器の前記出力に連結された共振電力変換器と、
前記第１の降圧回路および前記第２の降圧回路に連結された制御回路であって、該第１の降圧回路の前記電源スイッチのための第１の制御信号および該第２の降圧回路の前記電源スイッチのための第２の制御信号を生成して、前記マルチレベル降圧電力変換器を制御するように構成された、制御回路と、
を備える、スイッチモード電源。

【請求項2】

前記共振電力変換器が、インターリーブ共振電力変換器を含む、請求項１に記載のスイッチモード電源。

【請求項3】

前記共振電力変換器が、固定スイッチング周波数で動作する、請求項１に記載のスイッチモード電源。

【請求項4】

前記第１の制御信号および前記第２の制御信号は、該第１の制御信号および該第２の制御信号のデューティサイクルがデューティサイクル閾値を超える場合にオン時間が重複し、前記第１の制御信号および前記第２の制御信号の前記デューティサイクルが該デューティサイクル閾値を下回る場合にオン時間が重複しない、請求項１に記載のスイッチモード電源。

【請求項5】

前記デューティサイクル閾値が５０％である、請求項４に記載のスイッチモード電源。

【請求項6】

前記マルチレベル降圧電力変換器が、前記入力と前記第１の降圧回路との間に連結された第１のコンデンサと、前記入力と前記第２の降圧回路との間に連結された第２のコンデンサとを含む、請求項１に記載のスイッチモード電源。

【請求項7】

前記制御回路が、前記第１の制御信号および前記第２の制御信号のスイッチング周波数を調整して、前記第１の降圧回路および前記第２の降圧回路に流れる逆電流の量を制御して、前記マルチレベル降圧電力変換器がその連続導通モードにある間に、前記第１の降圧回路の前記電源スイッチおよび前記第２の降圧回路の前記電源スイッチのゼロ電圧スイッチングを達成するように構成される、請求項１に記載のスイッチモード電源。

【請求項8】

前記制御回路が、前記第１の降圧回路および前記第２の降圧回路に流れる前記逆電流を監視し、前記逆電流の値に基づいて前記第１の制御信号および前記第２の制御信号の前記スイッチング周波数を段階的に調整するように構成される、請求項７に記載のスイッチモード電源。

【請求項9】

前記制御回路が、前記第１の制御信号および前記第２の制御信号の前記スイッチング周波数を減少させて、前記第１の降圧回路および前記第２の降圧回路に流れる逆電流の量を増加させるように構成される、請求項７に記載のスイッチモード電源。

【請求項10】

前記制御回路は、前記スイッチモード電源の負荷電流が規定範囲内にある場合に前記第１の制御信号および前記第２の制御信号の前記スイッチング周波数を調整するように構成される、請求項７に記載のスイッチモード電源。

【請求項11】

前記規定範囲が、前記スイッチモード電源の全負荷ピーク電流の１０％～４０％を含む、請求項１０に記載のスイッチモード電源。

【請求項12】

前記第１の制御信号および前記第２の制御信号は、前記スイッチモード電源の前記負荷電流が前記規定範囲を上回る場合に、第１の固定スイッチング周波数を有し、前記スイッチモード電源の前記負荷電流が前記規定範囲を下回る場合に、第２の固定スイッチング周波数を有する、請求項１０に記載のスイッチモード電源。

【請求項13】

負荷に電力を供給するためのスイッチモード電源であって、
第１の降圧回路と、第２の降圧回路とを含むマルチレベル降圧電力変換器であって、該第１の降圧回路は、電源スイッチ、整流器、およびインダクタを含み、該第２の降圧回路は、電源スイッチ、整流器、およびインダクタを含む、マルチレベル降圧電力変換器と、
該第１の降圧回路および該第２の降圧回路に連結された制御回路であって、該第１の降圧回路の前記電源スイッチのための第１の制御信号および該第２の降圧回路の該電源スイッチのための第２の制御信号を生成して、連続導通モードに該マルチレベル降圧電力変換器を制御して、その結果、逆電流が、該第１の降圧回路および該第２の降圧回路に流れ、かつ該第１の制御信号および該第２の制御信号のスイッチング周波数を調整して、該第１の降圧回路および該第２の降圧回路を流れる逆電流の量を制御して、該マルチレベル降圧電力変換器がその連続導通モードにある間に、該第１の降圧回路の前記電源スイッチおよび該第２の降圧回路の該電源スイッチのゼロ電圧スイッチングを達成するように構成される、制御回路と、
を備える、スイッチモード電源。

【請求項14】

前記第１の制御信号および前記第２の制御信号は、該第１の制御信号および該第２の制御信号のデューティサイクルがデューティサイクル閾値を超える場合にオン時間が重複し、該第１の制御信号および該第２の制御信号の該デューティサイクルが該デューティサイクル閾値を下回る場合にオン時間が重複しない、請求項１３に記載のスイッチモード電源。

【請求項15】

前記デューティサイクル閾値が５０％である、請求項１４に記載のスイッチモード電源。

【請求項16】

前記制御回路が、前記第１の降圧回路および前記第２の降圧回路に流れる前記逆電流を監視し、前記逆電流の値に基づいて前記第１の制御信号および前記第２の制御信号の前記スイッチング周波数を段階的に調整するように構成される、請求項１３に記載のスイッチモード電源。

【請求項17】

前記制御回路が、前記第１の制御信号および前記第２の制御信号の前記スイッチング周波数を減少させて、前記第１の降圧回路および前記第２の降圧回路に流れる逆電流の量を増加させるように構成される、請求項１３に記載のスイッチモード電源。

【請求項18】

前記制御回路は、前記スイッチモード電源の負荷電流が規定範囲内にある場合に前記第１の制御信号および前記第２の制御信号の前記スイッチング周波数を調整するように構成される、請求項１３に記載のスイッチモード電源。

【請求項19】

前記規定範囲が、前記スイッチモード電源の全負荷ピーク電流の１０％～４０％を含む、請求項１８に記載のスイッチモード電源。

【請求項20】

前記第１の制御信号および前記第２の制御信号は、前記スイッチモード電源の前記負荷電流が前記規定範囲を上回る場合に、第１の固定スイッチング周波数を有し、前記スイッチモード電源の前記負荷電流が前記規定範囲を下回る場合に、第２の固定スイッチング周波数を有する、請求項１８に記載のスイッチモード電源。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本開示は、ゼロ電圧スイッチングを達成するためにスイッチモード電源における逆電流を制御することに関する。

【背景技術】

【0002】

この段落は、必ずしも従来技術ではない本開示に関連する背景情報を提供する。

【0003】

電源は、一般に、入力電流および電圧を出力電流および電圧に変換するための１つまたは複数の電力変換器段を含む。電力変換器段は、例えば、マルチレベルＬＬＣ電力変換器またはインターリーブ共振バス電力変換器などの共振電力変換器を含むことができる。電力変換器段のスイッチは、固定または可変のスイッチング周波数またはデューティサイクルで制御され、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を達成することができる。

【発明の概要】

【0004】

この段落は、本開示の一般的な概要を提供し、その全範囲またはその特徴のすべての包括的な開示ではない。

【0005】

本開示の一態様によれば、スイッチモード電源（ＳＭＰＳ）は、マルチレベル降圧電力変換器と、共振電力変換器と、制御回路とを含む。マルチレベル降圧電力変換器は、入力と、出力と、入力と出力との間にそれぞれ連結された第１の降圧回路および第２の降圧回路とを含む。第１の降圧回路は、電源スイッチ、整流器、およびインダクタを含み、第２の降圧回路は、電源スイッチ、整流器、およびインダクタを含む。共振電力変換器は、マルチレベル降圧電力変換器の出力に連結される。制御回路は、第１の降圧回路および第２の降圧回路に連結される。制御回路は、第１の降圧回路の電源スイッチ用の第１の制御信号および第２の降圧回路の電源スイッチ用の第２の制御信号を生成して、マルチレベル降圧電力変換器を制御するように構成される。

【0006】

本開示の別の態様によれば、ＳＭＰＳは、マルチレベル降圧電力変換器および制御回路を含む。マルチレベル降圧電力変換器は、第１の降圧回路および第２の降圧回路を含む。第１の降圧回路は、電源スイッチ、整流器、およびインダクタを含み、第２の降圧回路は、電源スイッチ、整流器、およびインダクタを含む。制御回路は、第１の降圧回路および第２の降圧回路に連結される。制御回路は、第１の降圧回路の電源スイッチのための第１の制御信号および第２の降圧回路の電源スイッチのための第２の制御信号を生成して、連続導通モードにマルチレベル降圧電力変換器を制御して、その結果、逆電流が、第１の降圧回路および前記第２の降圧回路に流れ、かつ第１の制御信号および第２の制御信号のスイッチング周波数を調整して、第１の降圧回路および前記第２の降圧回路を流れる逆電流の量を制御して、マルチレベル降圧電力変換器がその連続導通モードにある間に、第１の降圧回路の電源スイッチおよび第２の降圧回路の電源スイッチのゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を達成するように構成される。

【0007】

さらなる態様および適用可能な領域は、本明細書で提供される説明から明らかになるであろう。本開示の様々な態様は、個別に、または１つもしくは複数の他の態様と組み合わせて実施することができることを理解されたい。本明細書の説明および特定の例は、例示のみを目的としており、本開示の範囲を限定することを意図していないことも理解されたい。

【0008】

本明細書で説明される図面は、選択された実施形態の例示のみを目的としており、すべての可能な実施態様ではなく、本開示の範囲を限定することを意図するものではない。

【図面の簡単な説明】

【0009】

【図1】本開示の１つの例示的な実施形態による、マルチレベル降圧電力変換器と、ＺＶＳを達成するために電力変換器内のスイッチのスイッチング周波数を調整するための制御回路とを含むＳＭＰＳのブロック図である。

【図2】別の例示的な実施形態による、図１のＳＭＰＳで使用可能なマルチレベル降圧電力変換器の概略回路図である。

【図3】図２のマルチレベル降圧電力変換器のスイッチを制御するための制御信号のタイミング図である。

【図4】スイッチはＺＶＳを達成していない、図２の電力変換器の電源スイッチに関連する電圧波形のグラフである。

【図5】スイッチがＺＶＳを達成する、図２の電力変換器の電源スイッチに関連する電圧波形のグラフである。

【図6】図２の電力変換器のスイッチを制御するためのオン時間が重複しない制御信号のタイミング図である。

【図7】オン時間が重複しない制御信号が使用される場合の電力変換器を通る異なる電流経路を示す、図２の電力変換器の概略回路図である。

【図8】オン時間が重複しない制御信号が使用される場合の電力変換器を通る異なる電流経路を示す、図２の電力変換器の概略回路図である。

【図9】オン時間が重複しない制御信号が使用される場合の電力変換器を通る異なる電流経路を示す、図２の電力変換器の概略回路図である。

【図10】オン時間が重複しない制御信号が使用される場合の、図２の電力変換器に関連する電圧波形および電流波形のグラフである。

【図11】オン時間が重複しない制御信号が使用される場合の、ピーク間リップル電流、図２の電力変換器の電源スイッチのターンオン電圧、および図２の電力変換器の出力電圧のシミュレートされた波形のグラフである。

【図12】図２のマルチレベル降圧電力変換器のスイッチを制御するためのオン時間が重複する制御信号波形のタイミング図である。

【図13】オン時間が重複する制御信号が使用される場合の電力変換器を通る異なる電流経路を示す、図２の電力変換器の概略回路図である。

【図14】オン時間が重複する制御信号が使用される場合の電力変換器を通る異なる電流経路を示す、図２の電力変換器の概略回路図である。

【図15】オン時間が重複する制御信号が使用される場合の電力変換器を通る異なる電流経路を示す、図２の電力変換器の概略回路図である。

【図16】オン時間が重複する制御信号が使用される場合の、図２の電力変換器に関連する電圧波形および電流波形のグラフである。

【図17】オン時間が重複する制御信号が使用される場合の、ピーク間リップル電流、図２の電力変換器の電源スイッチのターンオン電圧、および図２の電力変換器の出力電圧のシミュレートされた波形のグラフである。

【図18】別の例示的な実施形態による、マルチレベル降圧電力変換器および共振電力変換器を含むＳＭＰＳのブロック図である。

【図19】別の例示的な実施形態による、マルチレベル降圧電力変換器およびインターリーブ共振バス電力変換器を含むＳＭＰＳの概略回路図である。

【図20】別の例示的な実施形態による、マルチレベル降圧電力変換器および非インターリーブ共振バス電力変換器を含むＳＭＰＳの概略回路図である。

【図21】別の例示的な実施形態による、ダイオード整流器を含むマルチレベル降圧電力変換器の概略回路図である。

【発明を実施するための形態】

【0010】

対応する参照符号は、図面のいくつかの図を通して対応する（必ずしも同一ではない）部分および／または特徴を示す。

【0011】

例示的な実施形態は、本開示が徹底的であり、当業者に範囲を十分に伝えるように提供される。本開示の実施形態の完全な理解を提供するために、特定の構成要素、装置、および方法の例など、多数の特定の詳細が記載されている。特定の詳細を使用する必要がないこと、例示的な実施形態を多くの異なる形態で具体化することができること、およびいずれも本開示の範囲を限定するものと解釈されるべきではないことは、当業者には明らかであろう。いくつかの例示的な実施形態では、周知のプロセス、周知の装置構造、および周知の技術は詳細には説明されない。

【0012】

本明細書で使用される用語は、特定の例示的な実施形態のみを説明するためのものであり、限定することを意図するものではない。本明細書で使用される場合、単数形「ａ」、「ａｎ」および「ｔｈｅ」は、文脈が明らかにそうでないことを示さない限り、複数形も含むことが意図され得る。「含む」、「含み」、「含む」、および「有する」という用語は包括的であり、したがって、記載された特徴、整数、ステップ、動作、要素、および／または構成要素の存在を指定するが、１つまたは複数の他の特徴、整数、ステップ、動作、要素、構成要素、および／またはそれらのグループの存在または追加を排除するものではない。本明細書に記載された方法ステップ、プロセス、および動作は、実行の順序として具体的に特定されない限り、必ずしも説明または図示された特定の順序でそれらの実行を必要とすると解釈されるべきではない。追加または代替のステップが使用されてもよいことも理解されたい。

【0013】

第１、第２、第３などの用語は、様々な要素、構成要素、領域、層および／または部分を説明するために本明細書で使用され得るが、これらの要素、構成要素、領域、層および／または部分は、これらの用語によって限定されるべきではない。これらの用語は、１つの要素、構成要素、領域、層または部分を別の領域、層または部分と区別するためにのみ使用され得る。「第１」、「第２」などの用語、および他の数値用語は、本明細書で使用される場合、文脈によって明確に示されない限り、順序または順番を意味しない。したがって、以下で考察される第１の要素、構成要素、領域、層または部分は、例示的な実施形態の教示から逸脱することなく、第２の要素、構成要素、領域、層または部分と呼ぶことができる。

【0014】

「内側」、「外側」、「真下に」、「より下に」、「下方」、「上方」、「上部」などの空間的に相対的な用語は、本明細書では、図に示すように、１つの要素または特徴と別の要素または特徴との関係を説明するための説明を容易にするために使用され得る。空間的に相対的な用語は、図に示されている向きに加えて、使用中または動作中の装置の異なる向きを包含することが意図され得る。例えば、図中の装置がひっくり返された場合、他の要素または特徴の「より下に」または「真下に」と記載された要素は、他方の要素または特徴の「上方に」配向される。したがって、例示的な用語「より下に」は、上方および下方の両方の向きを包含することができる。装置は、他の方向に向けられ（９０度または他の向きに回転され）てもよく、本明細書で使用される空間的に相対的な記述子はそれに応じて解釈される。

【0015】

ここで、添付の図面を参照して、例示的な実施形態をより完全に説明する。

【0016】

本開示の一例示的実施形態による負荷に電力を供給するためのスイッチモード電源が図１に示されており、全体として参照番号１００で示されている。図１に示すように、スイッチモード電源１００は、降圧回路１０４、１０６を有するマルチレベルＤＣ－ＤＣ降圧電力変換器１０２と、降圧回路１０４、１０６に連結された制御回路１０８とを含む。降圧回路１０４は、電源スイッチ１１０と、整流器スイッチ１１２と、インダクタ１１４とを含み、降圧回路１０６は、電源スイッチ１１６と、整流器スイッチ１１８と、インダクタ１２０とを含む。制御回路１０８は、降圧回路１０４、１０６に逆電流が流れるように連続導通モード（ＣＣＭ）でマルチレベルＤＣ－ＤＣ降圧電力変換器１０２を制御するために電源スイッチ１１０、１１６用の制御信号１２２、１２４を生成し、降圧電力変換器１０２がその連続導通モードにある間に、制御信号１２２、１２４のスイッチング周波数を調整して、電源スイッチ１１０、１１６のＺＶＳを達成するように逆電流の量を制御するように構成される。

【0017】

制御信号１２２、１２４のスイッチング周波数を調整し、降圧回路１０４、１０６を流れる逆電流の量を制御することによって、電源１００の動的性能および効率が、従来の電源と比較して様々な負荷条件にわたって改善される。例えば、フリーホイーリング周期中に各降圧回路１０４、１０６に逆電流が流れることができる。具体的には、負荷電流がインダクタ１１４，１２０のピーク間リップル電流の５０％（５０％）を下回ると、インダクタ１１４，１２０を流れる電流は負になる（例えば、リップル電流－負荷電流）。これにより、負荷からインダクタ１１４，１２０および整流器スイッチ１１２，１１８（例えば、ＭＯＳＦＥＴなどの電界効果トランジスタ）に逆電流が流れる。例えば、降圧回路１０４のフリーホイーリング周期中、負荷電流がインダクタ１１４のピーク間リップル電流の５０％未満に低下する場合、電力変換器の出力からインダクタ１１４および整流器スイッチ１１２（例えば、同期整流器スイッチなど）を通って逆電流が流れる可能性がある。スイッチング周波数が固定されている場合、負荷が小さくなるにつれて、降圧回路１０４、１０６（例えば、整流器スイッチ１１２、１１８を介して、）に流れる逆電流の量が増加する。逆電流が増加すると、インダクタ１１４，１２０を流れる二乗平均平方根（ＲＭＳ）電流が望ましくないレベルまで増加し、その結果、損失が増加する可能性がある。

【0018】

しかしながら、スイッチング周波数が変更されれば（例えば、負荷条件が変化するときなどである）、降圧回路１０４、１０６を通って流れる逆電流量を所望のレベルに制御することができる。例えば、以下でさらに説明するように、電源スイッチ１１０，１１６のＺＶＳが確実に達成されるように逆電流を制御することができる。そのような例では、逆電流は、整流器スイッチ１１２，１１８を通って流れ、電源スイッチ１１０，１１６がオンになる前に電源スイッチ１１０，１１６の両端の電圧をゼロに放電する。ＺＶＳを達成するための所望の逆電流量は、例えば、負荷、インダクタ１１４、１２０などに依存する。いくつかの例では、電源１００に連結された負荷が変化する場合に、インダクタ１１４、１２０を同調（および／または再同調）させることなく、ＺＶＳを達成することができる。したがって、電力変換器１０２の効率は、インダクタ１１４、１２０を同調（および／または再同調）させることなく、異なる負荷条件の間（例えば、軽負荷条件の間）に最適化することができる。

【0019】

上述したように、マルチレベルＤＣ－ＤＣ降圧電力変換器１０２は、ＣＣＭで制御される。したがって、電流はインダクタ１１４、１２０を通って連続的に流れる。電力変換器１０２のＣＣＭ動作は、ゼロ負荷状態までを含む全負荷範囲にわたって維持することができる。そのような例では、軽負荷状態中の制御帯域幅は、不連続導通モード（ＤＣＭ）で制御される他の電力変換器と比較して増加され得る。これにより、制御回路１０８の応答時間が他の電力変換器に比べて長くなる可能性がある。

【0020】

いくつかの例では、降圧回路１０４、１０６に流れる逆電流の量を変更、制限などすることが望ましい場合がある。例えば、電源スイッチ１１０、１１６のＺＶＳを達成するために、規定量の逆電流が必要となる可能性がある。しかしながら、逆電流の過剰な量は、降圧回路１０４、１０６にとって有害（例えば、効率の低下などである）となり得る。したがって、制御回路１０８は、所望の量の逆電流を得るためにスイッチング周波数を調整することができる。いくつかの例では、制御回路１０８は、降圧回路１０４、１０６内の逆電流を増加、減少、または維持するために、一方または両方の制御信号１２２、１２４のスイッチング周波数を減少または増加させることができる。例えば、スイッチング周波数を減少させると、インダクタのリップル電流が増加する可能性がある（以下でさらに説明する）。リップル電流が増加する結果、逆電流が増加する可能性がある。

【0021】

制御信号１２２、１２４のスイッチング周波数は、様々なパラメータに基づいて調整され得る。例えば、スイッチング周波数は、降圧回路１０４、１０６に流れる逆電流の量に基づいて調整され得る。そのような例では、制御回路１０８は、降圧回路１０４、１０６を流れる逆電流を監視し（例えば、電流センサによる感知など）、降圧回路１０４を流れる逆電流の値に基づいて制御信号１２２のスイッチング周波数を調整し、および／または降圧回路１０６を流れる逆電流の値に基づいて制御信号１２４のスイッチング周波数を調整することができる。

【0022】

いくつかの例では、一方または両方の制御信号１２２、１２４のスイッチング周波数は、逆電流の値に基づいて段階的に調整され得る。このような例では、負荷が変化する場合、スイッチング周波数は段階的に変化することができる。例えば、異なるスイッチング周波数は、異なる負荷帯域に対応することができる。例えば、スイッチング周波数Ｆ１は０～１０％の負荷帯域に対応することができ、スイッチング周波数Ｆ２は１０％～２０％の負荷帯域に対応することができ、スイッチング周波数Ｆ３は２０％～３０％の負荷帯域に対応することができ、スイッチング周波数Ｆ４は３０％～４０％の負荷帯域に対応することができる。いくつかの例では、スイッチング周波数Ｆ１は他の周波数値と比較して最大値を有する可能性があり、スイッチング周波数Ｆ４は他の周波数値と比較して最小値を有する可能性があり、スイッチング周波数Ｆ２はスイッチング周波数Ｆ３より大きい可能性がある。そのような例では、降圧回路１０４および／または降圧回路１０６を通って流れる逆電流は、制御回路１０８が周波数を変更する（例えば、Ｆ１～Ｆ２）前に、特定の量（例えば、２．５Ａなど）まで増加することが可能である（例えば、負荷の増加に起因して）。周波数が変更されると、逆電流の量はより低いレベルまで減少し得る。

【0023】

他の例では、スイッチング周波数は負荷に基づいて調整され得る。例えば、図１の電源１００は、電源１００に接続された負荷（図示せず）に電力を供給するための負荷電流を提供する。そのような例では、制御回路１０８は、負荷電流が規定範囲内にある場合、一方または両方の制御信号１２２、１２４のスイッチング周波数を調整することができる。このモードで動作すると、電源スイッチ１１０、１１６は、スイッチング周波数の変更に起因する過剰な逆電流なしに、規定範囲全体にわたってＺＶＳを達成することができる。制限された逆電流の結果として、正味の効率は、規定の負荷範囲全体にわたって維持および／または増加され得る。制御回路１０８は、ＺＶＳを達成するために所望の量の逆電流を得るために必要に応じてスイッチング周波数を調整することができる。例えば、スイッチング周波数は、負荷電流が規定範囲の下限付近にある場合の１つの値であることができ、スイッチング周波数は、負荷電流が規定範囲の上限付近にある場合にはより低い値であることができる。

【0024】

規定範囲は、例えば、電源１００の全負荷ピーク電流に依存し得る。そのような例では、規定範囲は、全負荷ピーク電流の０～４０％、全負荷ピーク電流の１０％～４０％、全負荷ピーク電流の１５％～３５％、全負荷ピーク電流の５％～４５％、および／または別の適切な範囲を含むことができる。他の例では、規定範囲は、必要に応じて別のパラメータに基づいてもよい。

【0025】

いくつかの好ましい実施形態では、制御回路１０８は、負荷電流が規定範囲内にある場合にのみ、一方または両方の制御信号１２２、１２４のスイッチング周波数を調整する。負荷電流が規定範囲外である場合、制御信号１２２、１２４は固定スイッチング周波数を有することができる。例えば、電源１００の負荷電流が規定範囲を上回る（例えば、３０％、３５％、４０％、４５％などより大きい）場合、制御信号１２２、１２４は固定スイッチング周波数を有することができる。この間、電力変換器１０２は、重負荷動作状態にあり、ＣＣＭ（例えば、ＣＣＭ固定周波数モード）で制御され得る。いくつかの例では、特に負荷が増加するにつれて、電力変換器１０２に逆電流がほとんどない、またはまったくない場合がある。

【0026】

電源１００の負荷電流が規定範囲（例えば、５％、１０％、１５％、２０％未満など）を下回る場合、制御信号１２２、１２４は別の（異なる）固定スイッチング周波数を有することができる。この間、電力変換器１０２は、軽負荷動作状態にあり、そのＣＣＭ（例えば、ＣＣＭ固定周波数モード）で制御され得る。そのような例では、降圧回路１０４、１０６を通って流れる逆電流は、ＺＶＳに必要なレベルを超えることができる。

【0027】

負荷電流が規定範囲未満である場合の固定スイッチング周波数は、負荷電流が規定範囲よりも大きい場合の固定スイッチング周波数と同じである可能性があり、または異なっている可能性がある。例えば、負荷電流が規定範囲を下回る場合の固定スイッチング周波数は、負荷電流が規定範囲を上回るときの固定スイッチング周波数よりも大きい可能性がある。この低減された周波数は、降圧回路１０４、１０６におけるインダクタリップル電流および逆電流を低減することができる。

【0028】

図１に示すように、マルチレベルＤＣ－ＤＣ降圧電力変換器１０２（および／または本明細書に開示されている他のマルチレベル降圧電力変換器）は、２つの降圧回路１０４、１０６（例えば、電力変換レベル）のみを含む。他の実施形態では、マルチレベルＤＣ－ＤＣ降圧電力変換器１０２（および／または本明細書に開示されている他のマルチレベル降圧電力変換器のいずれか）は、３つ以上の降圧回路（例えば、電力変換レベル）を含むことができる。

【0029】

図２は、図１の電源１００に使用され得るマルチレベル降圧電力変換器の一例を示す。具体的には、図２は、降圧回路２０４、２０６を含むマルチレベルＤＣ－ＤＣ降圧電力変換器２０２を示す。降圧回路２０４は、電源スイッチＱ １と、同期整流器スイッチＱ３と、電源スイッチＱ１と同期整流器スイッチＱ３との間に連結されて降圧変換器トポロジを形成するインダクタＬ１とを含む。降圧回路２０６は、電源スイッチＱ２と、同期整流器スイッチＱ４と、電源スイッチＱ２と同期整流器スイッチＱ４との間に連結されて降圧変換器トポロジを形成するインダクタＬ２とを含む。スイッチＱ１～Ｑ４は図２にＭＯＳＦＥＴとして示されているが、必要に応じて任意の他の適切なスイッチング装置を使用することができる。

【0030】

図２に示すように、降圧回路２０４は正のバルク入力電圧と基準電圧（例えば、地面）との間に連結され、降圧回路２０６は負のバルク入力電圧と基準電圧との間に連結される。具体的には、電源スイッチＱ１は正のバルク入力電圧（例えば、入力源Ｖ１の正側）に連結され、電源スイッチＱ２は負のバルク入力電圧（例えば、入力源Ｖ１の負側）に連結され、同期整流器スイッチＱ３、Ｑ４は基準電圧（例えば、地面）に連結される。図２に示すように、電力変換器２０２は、インダクタＬ１、Ｌ２の間に連結された出力コンデンサＣｏを含む。

【0031】

図２の例示的な実施形態では、電力変換器２０２は、降圧回路２０４、２０６の両端に連結された入力側コンデンサを含む。具体的には、電力変換器２０２は、正のバルク入力電圧と基準電圧との間に連結されたコンデンサＣ１と、負のバルク入力電圧と基準電圧との間に連結されたコンデンサＣ２とを含む。コンデンサＣ１は、変換器の入力と降圧回路２０４（例えば、スイッチＱ１、Ｑ３）との間に連結され、コンデンサＣ２は、変換器の入力と降圧回路２０６（例えば、スイッチＱ２、Ｑ４）との間に連結される。この配置は、コンデンサＣ１、Ｃ２の両端の（したがってスイッチＱ１～Ｑ４の両端の）電圧が入力源Ｖ１によって提供される入力電圧の半分に維持されることを保証する。例えば、入力源Ｖ１は、８００Ｖなどの高入力ＤＣ電圧を電力変換器２０２に提供することができる。この例では、各コンデンサＣ１、Ｃ２の両端の電圧は４００Ｖに維持される。したがって、スイッチＱ１～Ｑ４の両端に印加される最大電圧応力（Ｖｄｓ）は約４００Ｖである。いくつかの例では、Ｖｉｅｎｎａ ＡＣ－ＤＣ整流器を使用してコンデンサＣ１、Ｃ２の両端に電圧を供給する。

【0032】

スイッチＱ１～Ｑ４は、制御回路（図示しない）によって生成された制御信号を受信する。具体的には、電源スイッチＱ１はＰＷＭ制御信号ＡＡを受信し、同期整流器スイッチＱ ３はＰＷＭ制御信号ＡＡ＿ＳＲを受信し、電源スイッチＱ２はＰＷＭ制御信号ＢＢを受信し、同期整流器スイッチＱ４はＰＷＭ制御信号ＢＢ＿ＳＲを受信する。図３は、スイッチＱ１～Ｑ４のＰＷＭ制御信号ＡＡ、ＢＢ、ＡＡ＿ＳＲ、ＢＢ＿ＳＲを示している。図３に示すように、制御信号ＡＡ＿ＳＲ、ＢＢ＿ＳＲは、それぞれ制御信号ＡＡ、ＢＢに対して相補的である。このように、電源スイッチＱ１，Ｑ２に対する制御信号ＡＡ、ＢＢのデューティサイクルをＤとすると、同期整流器スイッチＱ３，Ｑ４に対する制御信号ＡＡ＿ＳＲ、ＢＢ＿ＳＲのデューティサイクルは１－Ｄとなる。

【0033】

いくつかの例では、降圧回路２０４、２０６は、それらの間の位相シフトを維持するように動作することができる。例えば、図３に示すように、電源スイッチＱ１、Ｑ２の制御信号ＡＡ、ＢＢは、互いに対して１８０度位相シフトされる。他の例では、位相シフトは、例えば、電力変換器２０２に使用される降圧回路の数に応じて異なることができる。

【0034】

さらに、図３に示すように、制御信号ＡＡ、ＡＡ＿ＳＲのハイ／ロー移行の間（例えば、スイッチＱ１、Ｑ３のオン／オフ移行）、および制御信号ＢＢ、ＢＢ＿ＳＲのハイ／ロー移行の間（例えば、スイッチＱ２、Ｑ４のオン／オフ移行）にデッドタイムが配置され得る。スイッチング状態間のデッドタイムは、シュートスルー状態を防止するのに役立ち、電源スイッチＱ１、Ｑ２のＺＶＳを達成する役割を果たすことができる。

【0035】

上記で説明したように、特に軽負荷条件の間に、ＺＶＳを達成し、変換器効率を最適化するために逆電流を使用することができる。例えば、電力変換器２０２内の逆電流は、フリーホイーリング周期中に変換器の出力からインダクタＬ１、Ｌ２を通って流れ、ＺＶＳを達成するために電源スイッチＱ１、Ｑ２の両端の電圧（Ｖｄｓ）を放電するために、同期整流器スイッチＱ３、Ｑ４によって使用される。具体的には、負荷電流がインダクタＬ１、Ｌ２のピーク間リップル電流の５０％を下回ると、インダクタＬ１、Ｌ２を通る電流は負になる（例えば、リップル電流－負荷電流）。これにより、変換器の出力（例えば、出力コンデンサＣｏ）からインダクタＬ１，Ｌ２および整流器スイッチＱ３，Ｑ４を通って逆電流が流れる。例えば、降圧回路２０４のフリーホイーリング周期中、負荷電流がインダクタＬ１のピーク間リップル電流の５０％未満に低下すると、逆電流（図２に破線矢印２０８で示す）が出力コンデンサＣｏからインダクタＬ１および整流器スイッチＱ３を通って流れる。

【0036】

さらに、図２のインダクタＬ１、Ｌ２（および／または本明細書に開示される他のインダクタのいずれか１つ）は、ＺＶＳを達成するのを支援するように選択され得る。例えば、インダクタＬ１、Ｌ２の値は、所望のピーク間リップル電流に対して選択され得る。所望のピーク間リップル電流を達成することは、上記で説明したように、逆電流状態および所望の量の逆電流を生成するのを支援することができる。逆電流状態中に十分なエネルギーがインダクタＬ１、Ｌ２に蓄積されると、電源スイッチＱ１、Ｑ２のＺＶＳが達成され得る。したがって、インダクタＬ１、Ｌ２の値は、ＺＶＳを達成するために特定の負荷レベルで十分な量の逆電流が生成されることを確実にするために、所望のピーク間リップル電流に対して選択され得る。

【0037】

本明細書で説明するように、逆電流の量は、スイッチング周波数を調整することによって制御され得る。例えば、スイッチング周波数が固定されており、同期整流器スイッチＱ３、Ｑ４のデューティサイクルが１－Ｄである場合、負荷が減少するにつれて逆電流量が増加する。したがって、インダクタＬ１、Ｌ２に蓄積されるエネルギーは、ＺＶＳを達成するのに必要な量を超える可能性がある。しかしながら、スイッチング周波数が調整されると、インダクタＬ１、Ｌ２のピーク間リップル電流が変化することにより、逆電流量が変化する。例えば、スイッチング周波数を増加させると、ピーク間リップル電流が減少する。その結果、逆電流が減少する。

【0038】

例えば、図４および図５は、降圧回路２０４に関連する電圧波形および電流波形を示す。具体的には、図４および図５に示すように、波形４０２、５０２は電源スイッチＱ１のターンオン電圧（Ｖｇｓ）を表し、波形４０４、５０４は電源スイッチＱ１の両端の電圧（Ｖｄｓ）を表し、波形４０６、５０６は負荷電流が４．５アンペアの場合のインダクタＬ１の電流を表す。図４の例のスイッチング周波数は３５ｋＨｚであり、図５の例のスイッチング周波数は３０ｋＨｚである。図４に示すように、電圧（Ｖｇｓ）が上昇して電源スイッチＱ１をオンにする前に、電源スイッチＱ１の両端の電圧（Ｖｄｓ）は放電されない。したがって、図４の例では、電源スイッチＱ１においてＺＶＳは達成されない。しかし、スイッチング周波数を３５ｋＨｚから３０ｋＨｚまで低下させると、波形４０６、５０６に示すように逆電流量が増加する。この増加した逆電流は、図５の波形５０２、５０４に示すように、電圧（Ｖｇｓ）が増加して電源スイッチＱ１をオンにする前に、電源スイッチＱ１の両端の電圧（Ｖｄｓ）を放電させる。

【0039】

図２および図３に戻って参照すると、電源スイッチＱ１、Ｑ２の制御信号ＡＡ、ＢＢのオン時間は、重複している可能性があり、または重複していない可能性がある。例えば、制御信号ＡＡ、ＢＢのデューティサイクルがデューティサイクル閾値を超える場合、電源スイッチＱ１、Ｑ２に対する制御信号ＡＡ、ＢＢのオン時間が重複する可能性がある。制御信号ＡＡ、ＢＢのデューティサイクルがデューティサイクル閾値を下回る場合、電源スイッチＱ１、Ｑ２に対する制御信号ＡＡ、ＢＢのオン時間は重複しない可能性がある。いくつかの例では、デューティサイクル閾値は、５０％（５０％）または別の適切な値であってもよい。

【0040】

例えば、図６は、図２のスイッチＱ１～Ｑ４のＰＷＭ制御信号ＡＡ、ＢＢ、ＡＡ＿ＳＲ、ＢＢ＿ＳＲを示しており、制御信号ＡＡ、ＢＢはオン時間が重複しない。図７～図９は、制御信号ＡＡ、ＢＢ、ＡＡ＿ＳＲ、ＢＢ＿ＳＲの状態に応じた図２の電力変換器２０２の電流の流れを示す。例えば、図６に示すサブ間隔ｔ０－ｔ１の間、制御信号ＡＡ、ＢＢ＿ＳＲはハイであり、制御信号ＢＢ、ＡＡ＿ＳＲはローである。したがって、スイッチＱ１、Ｑ４はオンであり、電流（矢印７００で示す）は、図７に示すように、電源スイッチＱ１、インダクタＬ１、Ｌ２、および同期整流器スイッチＱ４を通って流れる。このシナリオでは、インダクタＬ１、Ｌ２の両方がコンデンサＣ１から通電され（例えば、電力変換器の入力電圧の半分）、電力が電力変換器の出力に供給される。この間、インダクタＬ１，Ｌ２のピーク間リップル電流は、以下の式（１）で計算され得る。
式（１）

【0041】

上記式（１）において、Ｖｏは電力変換器２０２の出力電圧であり、Ｄはデューティサイクル（Ｖｏ／Ｖｉｎ）であり、Ｌ１、Ｌ２はインダクタＬ１，Ｌ２のインダクタンス値であり、Ｔｓｗはこの時間間隔のスイッチング期間である。ここで、「Ｖｉｎ／２」はコンデンサＣ１の両端の電圧（Ｖｃ１）を表し、「Ｄ＊Ｔｓｗ」は制御信号のオン時間（Ｔｏｎ）を表す。

【0042】

図６に示すサブ間隔ｔ２～ｔ３の間、制御信号ＢＢ、ＡＡ＿ＳＲはハイであり、制御信号ＡＡ、ＢＢ＿ＳＲはローである。したがって、スイッチＱ２、Ｑ３はオンであり、電流（矢印９００で示す）は、図９に示すように、同期整流器スイッチＱ３、インダクタＬ１、Ｌ２、および電源スイッチＱ２を通って流れる。このシナリオでは、インダクタＬ１、Ｌ２の両方がコンデンサＣ２から通電され（例えば、電力変換器の入力電圧の半分）、電力が電力変換器の出力に供給される。このように、降圧回路２０４、２０６は、入力コンデンサＣ１、Ｃ２からの電力の取り込みを交互に行い、入力コンデンサＣ１、Ｃ２からの平衡された電力消費を保証する。サブ間隔ｔ２～ｔ３の間、インダクタＬ１、Ｌ２のピーク間リップル電流は、コンデンサＣ２の両端の電圧がコンデンサＣ１の両端の電圧に等しい場合、上記の式（１）を用いて計算することができる。

【0043】

図６に示すサブ間隔ｔ１～ｔ２、ｔ３～ｔ４の間、制御信号ＡＡ＿ＳＲ、ＢＢ＿ＳＲはハイであり、制御信号ＡＡ、ＢＢはローである。このように、同期整流器スイッチＱ３、Ｑ４はオンであり、電源スイッチＱ１、Ｑ２はオフであり、それによってインダクタＬ１、Ｌ２と電力変換器の入力からの電力変換器の出力とを切断する。これにより、インダクタＬ１，Ｌ２がフリーホイーリングを開始する。この時間の間、電流（矢印８００で示す）は、図８に示すように、同期整流器スイッチＱ３、Ｑ４およびインダクタＬ１、Ｌ２を通ってループ状に流れる。これらのサブ間隔の間、フリーホイーリング周期Ｔｆｗは、以下の式（２）を用いて計算することができ、インダクタＬ１、Ｌ２のピーク間リップル電流は、以下の式（３）を用いて計算することができる。
式（２）

式（３）

【0044】

図１０は、制御信号ＡＡ、ＢＢは、オン時間が重複しない場合の図２の降圧回路２０４の電圧および電流特性の様々な波形を示す。具体的には、図１０の波形１００２、１００４、１００６、１００８は、それぞれ、上述した時間間隔ｔ０～ｔ１、ｔ１～ｔ２、ｔ２～ｔ３、ｔ３～ｔ４の間のインダクタＬ１の両端の電圧、電源スイッチＱ１を通る電流、同期整流器スイッチＱ３を通る電流、およびインダクタＬ１を通る電流を表す。

【0045】

特定の一例では、入力源Ｖ１は、図２のマルチレベルＤＣ－ＤＣ降圧電力変換器２０２に８００Ｖの電圧を提供し、インダクタＬ１、Ｌ２は２５μＨのインダクタンスを有する。加えて、電源スイッチＱ１，Ｑ２は、５０ｋＨｚのスイッチング周波数Ｆｓでスイッチングされる。このような例では、スイッチング周期Ｔｓｗは２０μｓｅｃ（例えば、１／５０ｋＨｚ）であり、マルチレベルＤＣ－ＤＣ降圧電力変換器２０２は３２０Ｖの出力電圧Ｖｏを提供する。この例では、制御信号ＡＡ、ＢＢのデューティサイクルＤは、上記で説明したように出力電圧Ｖｏを入力電圧Ｖｉｎで除算することによって計算することができ、制御信号ＡＡ、ＢＢのオン時間Ｔｏｎは、デューティサイクルＤとスイッチング周期Ｔｓｗとを乗算することによって計算することができ、フリーホイーリング周期Ｔｆｗは、上記の式（２）を使用して計算することができる。したがって、この特定の例では、デューティサイクルＤは０．４（例えば、３２０Ｖ／８００Ｖ）であり、制御信号ＡＡ、ＢＢのオン時間Ｔｏｎは８μｓｅｃ（例えば、０．４＊２０μｓｅｃ）であり、フリーホイーリング周期Ｔｆｗは２μｓｅｃである。電源スイッチＱ１、Ｑ２のオン時間中（例えば、サブ間隔ｔ０～ｔ１、ｔ２～ｔ３の間に）のインダクタＬ１、Ｌ２のピーク間リップル電流は、上記の式（１）を使用して計算することができ、フリーホイーリング周期Ｔｆｗ中（例えば、サブ間隔ｔ１～ｔ２、ｔ３～ｔ４の間に）のインダクタＬ１、Ｌ２のピーク間リップル電流は、上記の式（３）を使用して計算することができる。したがって、この特定の例では、電源スイッチＱ１、Ｑ２のオン時間中のピーク間リップル電流は１２．８アンペアであり、フリーホイーリング周期Ｔｆｗ中のピーク間リップル電流は１２．８アンペアである。

【0046】

上記のピーク間リップル電流計算は、シミュレーションによって検証することができる。例えば、図１１は、制御信号ＡＡ、ＢＢはオン時間が重複しない場合の図２の降圧回路２０４の電圧および電流特性の様々なシミュレートされた波形を示す。具体的には、図１１の波形１１０２、１１０４、１１０６は、それぞれ、インダクタＬ１のピーク間リップル電流、電源スイッチＱ１のターンオン電圧（例えば、制御信号ＡＡ）、およびマルチレベルＤＣ－ＤＣ降圧電力変換器２０２の出力電圧Ｖｏを表す。図示のように、電源スイッチＱ１が５０ｋＨｚで４０％のデューティサイクルで動作する場合、出力電圧の平均値は約３１９．７５Ｖであり、ピーク間リップル電流は約１２．７である。

【0047】

図１２は、図２のスイッチＱ１～Ｑ４のＰＷＭ制御信号ＡＡ、ＢＢ、ＡＡ＿ＳＲ、ＢＢ＿ＳＲを示しており、制御信号ＡＡ、ＢＢはオン時間が重複する。図１３～図１５は、制御信号ＡＡ、ＢＢ、ＡＡ＿ＳＲ、ＢＢ＿ＳＲの状態に応じた図２の電力変換器２０２の電流の流れを示す。例えば、図１２に示すサブ間隔ｔ０～ｔ１、ｔ２～ｔ３の間、制御信号ＡＡ、ＢＢはハイであり、制御信号ＡＡ～ＳＲ、ＢＢ＿ＳＲはローである。したがって、図１３に示すように、電源スイッチＱ１、Ｑ２はオンであり、電流（矢印１３００で示す）は電源スイッチＱ１、Ｑ２およびインダクタＬ１、Ｌ２を通って流れる。このシナリオでは、両方のインダクタＬ１、Ｌ２は、電力変換器２０２の総入力バス電圧（例えば、入力源Ｖ１によって提供される電圧）から通電される。これらのサブ間隔の間、インダクタＬ１、Ｌ２のピーク間リップル電流は、以下の式（４）で計算することができる。
式（４）

【0048】

上記の式（４）において、Ｖｉｎは電源Ｖ１からの入力電圧であり、Ｖｃ１、Ｖｃ２はコンデンサＣ１、Ｃ２の両端の電圧であり、Ｖｏは電力変換器２０２の出力電圧であり、Ｄはデューティサイクル（Ｖｏ／Ｖｉｎ）であり、Ｔｓｗはこの時間間隔のスイッチング期間である。

【0049】

図１２に示すサブ間隔ｔ１～ｔ２の間、制御信号ＡＡ、ＢＢ＿ＳＲはハイであり、制御信号ＢＢ、ＡＡ＿ＳＲはローである。したがって、スイッチＱ１、Ｑ４はオンであり、電流（矢印１４００で示す）は、図１４に示すように、電源スイッチＱ１、インダクタＬ１、Ｌ２、および同期整流器スイッチＱ４を通って流れる。このシナリオでは、両方のインダクタＬ１、Ｌ２は、コンデンサＣ１（例えば、電力変換器の入力電圧の半分）から通電され、降圧回路２０４への帰路でフリーホイールする。このサブ間隔の間、フリーホイーリング周期Ｔｆｗは、以下の式（５）を用いて計算することができ、インダクタＬ１、Ｌ２のピーク間リップル電流は、以下の式（６）を用いて計算することができる。
式（５）

式（６）

【0050】

図１２に示すサブ間隔ｔ３～ｔ４の間、制御信号ＡＡ＿ＳＲ、ＢＢはハイであり、制御信号ＡＡ、ＢＢ＿ＳＲはローである。したがって、スイッチＱ２、Ｑ３はオンであり、電流（矢印１５００で示す）は、図１５に示すように、同期整流器スイッチＱ３、インダクタＬ１、Ｌ２、および電源スイッチＱ２を通って流れる。この時間間隔で、両方のインダクタＬ１、Ｌ２は、コンデンサＣ２（例えば、電力変換器の入力電圧の半分）から通電され、降圧回路２０６への帰路でフリーホイールする。サブ間隔ｔ３～ｔ４の間、インダクタＬ１、Ｌ２のピーク間リップル電流は、コンデンサＣ２の両端の電圧がコンデンサＣ１の両端の電圧に等しい場合、上記の式（６）を用いて計算することができる。

【0051】

図１６は、制御信号ＡＡ、ＢＢがオン時間が重複する場合の図２の降圧回路２０４の電圧および電流特性の様々な波形を示す。具体的には、図１６の波形１６０２、１６０４、１６０６、１６０８は、それぞれ、上述した時間間隔ｔ０～ｔ１、ｔ１～ｔ２、ｔ２～ｔ３、ｔ３～ｔ４の間のインダクタＬ１の両端の電圧、電源スイッチＱ２を通る電流、同期整流器スイッチＱ４を通る電流、およびインダクタＬ１を通る電流を表す。

【0052】

上述したように、マルチレベルＤＣ－ＤＣ降圧電力変換器２０２は、８００Ｖの入力電圧を受け取ることができ、インダクタＬ１、Ｌ２は、２５μＨのインダクタンスを有することができる。加えて、電源スイッチＱ１、Ｑ２は、上述したように、５０ｋＨｚのスイッチング周波数Ｆｓで動作することができる。このような例では、スイッチング周期Ｔｓｗは２０μｓｅｃ（例えば、１／５０ｋＨｚ）であり、マルチレベルＤＣ－ＤＣ降圧電力変換器２０２は５００Ｖの出力電圧Ｖｏを提供する。この例では、制御信号ＡＡ、ＢＢのデューティサイクルＤは、上記で説明したように出力電圧Ｖｏを入力電圧Ｖｉｎで除算することによって計算することができ、制御信号ＡＡ、ＢＢのオン時間Ｔｏｎは、デューティサイクルＤおよびスイッチング周期Ｔｓｗに基づいて計算することができ、フリーホイーリング周期Ｔｆｗは、上記の式（５）を使用して計算することができる。したがって、この特定の例では、デューティサイクルＤは０．６２５（例えば、５００Ｖ／８００Ｖ）であり、制御信号ＡＡ、ＢＢのオン時間Ｔｏｎは２．５μｓｅｃ（例えば、（Ｄ－０．５）＊Ｔｓｗ＝（０．６２５－０．５）＊２０μｓｅｃ）であり、フリーホイーリング周期Ｔｆｗは７．５μｓｅｃである。電源スイッチＱ１、Ｑ２のオン時間中（例えば、サブ間隔ｔ０～ｔ１、ｔ２～ｔ３の間に）のインダクタＬ１、Ｌ２のピーク間リップル電流は、上記の式（４）を使用して計算することができ、フリーホイーリング周期Ｔｆｗ中（例えば、サブ間隔ｔ１～ｔ２、ｔ３～ｔ４の間に）のインダクタＬ１、Ｌ２のピーク間リップル電流は、上記の式（６）を使用して計算することができる。したがって、この特定の例では、電源スイッチＱ１、Ｑ２のオン時間中のピーク間リップル電流は１５アンペアであり、フリーホイーリング周期Ｔｆｗ中のピーク間リップル電流は１５アンペアである。

【0053】

上記のピーク間リップル電流計算は、シミュレーションによって検証することができる。例えば、図１７は、制御信号ＡＡ、ＢＢがオン時間が重複する場合の図２の降圧回路２０４の電圧および電流特性の様々なシミュレートされた波形を示す。具体的には、図１７の波形１７０２、１７０４、１７０６は、それぞれ、電源スイッチＱ１のターンオン電圧（例えば、制御信号ＡＡ）、ピーク間リップル電流、およびマルチレベルＤＣ－ＤＣ降圧電力変換器２０２の出力電圧Ｖｏを表す。図示のように、電源スイッチＱ１が周波数５０ｋＨｚで６２．６６％のデューティサイクルで動作する場合、出力電圧の平均値は約５００Ｖであり、ピーク間リップル電流は約１５．３である。

【0054】

図１０、図１１、図１６、および図１７の例では、インダクタリップル電流の周波数は、電源スイッチＱ１、Ｑ２のスイッチング周波数（Ｆｓ）の約２倍である。したがって、これらの特定の例では、インダクタリップル電流の周波数は約１００ｋＨｚである。そのような例では、インダクタＬ１、Ｌ２のサイズ（例えば、インダクタンス）は、従来のインターリーブ降圧電力変換器と比較して縮小され得る（例えば、５０％）。

【0055】

いくつかの例では、図２のマルチレベルＤＣ－ＤＣ降圧電力変換器２０２内のスイッチは、逆回復損失および／またはスイッチング損失を経験する可能性がある。例えば、電力変換器２０２がＣＣＭで動作する場合、同期整流器スイッチＱ３、Ｑ４は逆回復損失を被る可能性があり、電源スイッチＱ１、Ｑ２はオンおよび／またはオフのスイッチング損失を受ける可能性がある。具体的には、同期整流器スイッチＱ３、Ｑ４は、シュートスルー電流を回避するためにスイッチＱ３、Ｑ４がオフになる前の短い期間（例えば、デッドタイム中に）、それらのボディダイオードを通じて電流を伝導する。ダイオード導通は、逆回復電流を発生させ、逆回復損失を引き起こす可能性がある。ＧａＮタイプのスイッチングデバイスが使用される場合、逆回復損失およびスイッチング損失が低減され得る（場合によっては排除され得る）。

【0056】

本明細書で開示される電源は、複数の電力変換器段を含むことができる。例えば、本明細書で開示されるマルチレベルＤＣ－ＤＣ降圧電力変換器は、電力変換器段の１つであってもよい。他の電力変換器段は、例えば、共振電力変換器を含むことができる。

【0057】

例えば、図１８は、図１のマルチレベル降圧電力変換器１０２、共振電力変換器１８０２、および降圧回路１０４、１０６の電源スイッチ１１０、１１６を制御するための制御回路１８０８を含むスイッチモード電源１８００を示す。いくつかの例では、図１８の制御回路１８０８は、図１の制御回路１０８と同様に機能することができる。そのような例では、制御回路１８０８は、（上述したように）降圧回路１０４、１０６に逆電流が流れるように、ＣＣＭ内のマルチレベルＤＣ－ＤＣ降圧電力変換器１０２を制御するために電源スイッチ１１０、１１６の制御信号を生成し、次いで、制御信号のスイッチング周波数を調整して、電源スイッチ１１０，１１６のＺＶＳを達成するために逆電流の量を制御することができる。他の例では、図１８の制御回路１８０８は別の適切な方法で機能してもよく、降圧回路１０４、１０６に逆電流が流れる可能性があり、または流れない可能性がある。

【0058】

図１８に示すように、共振電力変換器１８０２は、マルチレベル降圧電力変換器１０２に連結される。具体的には、図１８の特定の例では、共振電力変換器１８０２は、マルチレベル降圧電力変換器１０２の出力に連結される。他の例では、共振電力変換器１８０２は、例えば、介在する構成要素、電力変換器段などを介してマルチレベル降圧電力変換器１０２の出力に連結され得る。

【0059】

図１８の例では、共振電力変換器１８０２は固定周波数変換器であってもよい。例えば、図１８には示されていないが、制御回路１８０８および／または別の適切な制御回路は、共振電力変換器１８０２内の１つまたは複数の電源スイッチに対して固定スイッチング周波数を有する制御信号を生成することができる。他の例では、共振電力変換器１８０２内の電源スイッチは、変化するスイッチング周波数を有することができ、調整可能なスイッチング周波数などで制御され得る。

【0060】

共振電力変換器１８０２は、例えば、インターリーブ共振バス変換器トポロジ、非インターリーブ共振バス変換器トポロジなどを含む任意の適切な共振トポロジを有することができる。例えば、図１９は、図２のマルチレベルＤＣ－ＤＣ降圧電力変換器２０２の出力に連結されたインターリーブ共振バス電力変換器１９０２を含むスイッチモード電源１９００を示す。図１９の例では、電源１９００は、電力変換器２０２と共振電力変換器１９０２との間に連結されたコンデンサＣｏ１と、共振電力変換器１９０２と負荷（例えば、抵抗Ｒｌｏａｄとして示されている）との間に連結された出力コンデンサＣｏ２とをさらに含む。

【0061】

図１９に示す電力変換器２０２のスイッチＱ１～Ｑ４は、上記で説明したのと同様の方法で任意選択的に制御することができる。例えば、図１９に示すように、電源１９００は、スイッチＱ１～Ｑ４を制御するための制御回路１９３８を含む。具体的には、制御回路１９３８は、比較器１９４０と、コントローラ１９４２（例えば、ＰＩＤコントローラ、ＰＩコントローラなどである。）と、ＰＷＭドライバ１９４４と、コントローラ１９４２とＰＷＭドライバ１９４４との間に連結された絶縁デバイス１９４６（例えば、絶縁トランス、オプトカプラなどである）とを含む。比較器１９４０は、電源の出力電圧を表す信号と参照信号Ｖｒｅｆとに基づいて誤差信号を生成する。そのような例では、ＰＷＭドライバ１９４４は、上述したようにスイッチＱ１～Ｑ４を制御するための誤差信号に基づいて、および／または別の適切な方法でＰＷＭ制御信号ＡＡ、ＢＢ、ＡＡ＿ＳＲ、ＢＢ＿ＳＲを生成することができる。

【0062】

図１９に示すように、インターリーブ共振バス電力変換器１９０２は、並列に連結された２つのサブ変換器１９３０、１９３２を含む。サブ変換器１９３０は、トランスＴＸ１と、トランスＴＸ１の一次巻線に連結された電源スイッチＱ５、Ｑ６と、電源スイッチＱ５、Ｑ６と電力変換器２０２の出力との間に連結されたコンデンサＣ３、Ｃ４と、トランスＴＸ１の一次巻線に連結されたインダクタＬ３と、トランスＴＸ１の二次巻線に連結されたダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４を有する整流回路１９３４とを含む。サブ変換器１９３２は、サブ変換器１９３０と同様の構成要素を備えるが、トランスＴＸ２と、電源スイッチＱ７，Ｑ８と、コンデンサＣ５，Ｃ６と、インダクタＬ４と、ダイオードＤ５、Ｄ６、Ｄ７、Ｄ８を有する整流回路１９３６とを備える。各サブ変換器１９３０、１９３２の電源スイッチは、ハーフブリッジトポロジで配置されている。加えて、各サブ変換器１９３０、１９３２のインダクタ、コンデンサ、およびトランスの一次巻線は、共振タンク回路を形成する。

【0063】

図１９の特定の例では、整流回路１９３４、１９３６のダイオードはフルブリッジ整流器として配置されている。他の例では、整流回路１９３４、１９３６は、ハーフブリッジ整流器として配置された２つのダイオードを含むことができる。いくつかの例では、整流回路１９３４、１９３６は、ダイオードの代わりに同期整流器スイッチなどの１つまたは複数の他の適切なスイッチングデバイスを含むことができる。

【0064】

図２０は、図１９の電源１９００と同様であるが、インターリーブ共振バス電力変換器１９０２の代わりに非インターリーブ共振バス電力変換器２００２を含むスイッチモード電源２０００を示す。電源２０００は、コンデンサＣｏ１、Ｃｏ２、および図１９の制御回路１９３８を含む。具体的には、図２０に示すように、コンデンサＣｏ１は電力変換器２０２と共振電力変換器２００２との間に連結され、出力コンデンサＣｏ２は共振電力変換器２００２と負荷との間に連結され、制御回路１９３８は、上述したようにスイッチＱ１～Ｑ４を制御するためのＰＷＭ制御信号ＡＡ、ＢＢ、ＡＡ＿ＳＲ、ＢＢ＿ＳＲを生成する。

【0065】

非インターリーブ共振バス電力変換器２００２は、図１９のサブ変換器１９３０と実質的に同様の構成要素の配置を含む。例えば、電力変換器２００２は、図１９のトランスＴＸ１、電源スイッチＱ５、Ｑ６、コンデンサＣ３、Ｃ４、および整流回路１９３４を含む。コンデンサＣ３、Ｃ４およびトランスの一次巻線は、共振タンク回路を形成する。

【0066】

いくつかの例では、図１９および図２０の共振電力変換器１９０２、２００２は、電源１９００、２０００（例えば、抵抗Ｒｌｏａｄの両端の電圧）の出力のための固定利得による絶縁を提供する。例えば、共振電力変換器１９０２、２００２の電源スイッチは、固定利得を達成するために固定スイッチング周波数で切り替えられ得る。さらに、図１９および図２０の例では、制御回路１９３８の制御ループは、マルチレベルＤＣ－ＤＣ降圧電力変換器２０２上で閉じられている。このように、電源の出力は、電力変換器２０２のＰＷＭを制御することによって調整、調節などを行うことができる。

【0067】

いくつかの実施形態では、本明細書に開示される整流器スイッチは、ダイオードなどの他の適切なスイッチングデバイスで置き換えられてもよい。例えば、図２１は、図２のマルチレベルＤＣ－ＤＣ降圧電力変換器２０２と実質的に同様であるが、同期整流器スイッチＱ３、Ｑ４の代わりにダイオードＤ１、Ｄ２を含むマルチレベルＤＣ－ＤＣ降圧電力変換器２１０２を示す。そのような例では、ダイオードＤ１、Ｄ２に起因して、変換器の降圧回路に逆電流が流れない可能性がある。

【0068】

本明細書で開示される制御回路は、アナログ制御回路、デジタル制御回路、またはハイブリッド制御回路（例えば、デジタル制御ユニットおよびアナログ回路）を含んでもよい。デジタル制御回路は、１つまたは複数のタイプのデジタル制御回路で実施され得る。例えば、デジタル制御回路はそれぞれ、デジタル信号コントローラ（ＤＳＣ）、ＤＳＰ、マイクロコントローラユニット（ＭＣＵ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、特定用途向けＩＣ（ＡＳＩＣ）などのデジタルコントローラを含むことができる。したがって、本明細書で開示される制御方法のいずれか１つは、デジタルコントローラによって少なくとも部分的に（および時には完全に）実行され得る。

【0069】

本明細書に開示されるマルチレベルＤＣ－ＤＣ降圧電力変換器は、任意の適切な方法で制御することができる。例えば、マルチレベルＤＣ－ＤＣ降圧電力変換器は、電圧モード制御方法、電流モード制御方法などを使用して制御することができる。

【0070】

さらに、マルチレベルＤＣ－ＤＣ降圧電力変換器は、動作中に実質的に線形のデューティサイクルを有することができる。例えば、マルチレベルＤＣ－ＤＣ降圧電力変換器の出力電圧対入力電圧の関係（例えば、デューティサイクル）は、オン時間が重複するモード、オン時間が重複しないモード、固定周波数の有無にかかわらない連続導通モードなどの異なる動作モード全体にわたって実質的に線形のままであり得る。そのような例では、デューティサイクルは、約５０ＶＤＣの出力電圧で約１０％から約７００ＶＤＣの出力電圧で９０％の線形範囲であり得る。

【0071】

本明細書に開示される教示は、任意の適切なＳＭＰＳに適用可能であり得る。例えば、本明細書に開示される電源は、本明細書に開示されるマルチレベルＤＣ－ＤＣ降圧電力変換器のうちの１つに高入力電圧を提供するＡＣ－ＤＣ ＰＦＣ電力変換器を含むことができる。ＰＦＣ電力変換器は、ウィーン構成の三相ＰＦＣ電力変換器であってもよい。いくつかの例では、本明細書で開示される電源は、過電流保護および／またはシステムの負荷要求の変化に応じて適切な出力（例えば、トリミング可能な出力）を提供するためのハイパースケーリング能力を必要とするシステムで使用され得る。

【0072】

本明細書に開示される電源のいずれか１つを使用することによって、様々な利点が達成され得る。例えば、インダクタ（例えば、電力変換器２０２のインダクタＬ１、Ｌ２）は、インターリーブ方式で動作可能であり得る。その結果、従来の電力変換器と比較して、インダクタのサイズを縮小することができ、制御帯域幅を増加させることができる。加えて、マルチレベルＤＣ－ＤＣ降圧電力変換器内の入力コンデンサ（例えば、図２のコンデンサＣ１、Ｃ２）は、コンデンサの専用の充電／放電時間のために平衡電圧を有することができる。さらに、電力変換器は、入力コンデンサが使用される場合に入力電圧の半分の電圧応力を維持しながら、広い出力電圧範囲で動作することができる。

【0073】

電力変換器はまた、ゼロ負荷まで維持されるＣＣＭ動作に起因して改善された制御性能を経験することができる。このように、軽負荷制御帯域幅は、不連続導通モード（ＤＣＭ）動作を有する従来の変換器と比較して増加させることができる。

【0074】

加えて、マルチレベルＤＣ－ＤＣ降圧電力変換器は、１０％～９０％などの広いデューティサイクル範囲にわたって動作可能である。これは、従来のシステムと比較して、降圧電力変換器に連結された他の電力変換器段のホールドアップを増加させることができる。例えば、電源は、９９％を超えるような高効率を達成するために、特定の電圧（例えば、４００Ｖ入力）で動作可能な共振電力変換器を含むことができる。マルチレベルＤＣ－ＤＣ降圧電力変換器が高入力ＤＣ電圧（例えば、８００Ｖのバルク電圧）を受け取る場合、ために、公称条件下での典型的なデューティサイクルは約５０％であって、降圧電力変換器が共振電力変換器に所望の電圧（例えば、４００Ｖ入力）を提供することを確実にする。負荷需要が変化し、かつ／または降圧電力変換器の入力が変化した場合、デューティサイクルを調整して、共振電力変換器に所望の電圧を供給することができる。これにより、電源が所望の調整を維持することが保証される。

【0075】

さらに、本明細書で開示される共振電力変換器は、ＺＶＳおよび／またはゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）を達成することができる。例えば、共振電力変換器が固定スイッチング周波数で動作する場合、一次側スイッチはＺＶＳを達成することができ、二次側スイッチはすべての負荷条件でＺＶＳおよびＺＣＳを達成することができる。さらに、共振電力変換器の利得曲線は、変換器の動作が単一共振利得に固定されるように平坦であることができる。結果として、レール間の電流分担は、共振部品公差に敏感ではない。

【0076】

実施形態の前述の説明は、例示および説明の目的で提供されている。網羅的であること、または本開示を限定することを意図するものではない。特定の実施形態の個々の要素または特徴は、一般に、その特定の実施形態に限定されず、適用可能な場合には交換可能であり、具体的に図示または説明されていなくても、選択された実施形態で使用することができる。これはまた、多くの方法で変形されてもよい。そのような変形は、本開示からの逸脱と見なされるべきではなく、すべてのそのような修正は、本開示の範囲内に含まれることが意図されている。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20】

【図21】

【外国語明細書】