特開 2022-162648 交流直流変換装置、交流変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2022162648

(43)【公開日】2022-10-25

(54)【発明の名称】交流直流変換装置、交流変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/06 20060101AFI20221018BHJP

   H02M 7/10 20060101ALI20221018BHJP

【ＦＩ】

H02M7/06 S

H02M7/06 G

H02M7/10 Z

【審査請求】未請求

【請求項の数】6

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2021067547

(22)【出願日】2021-04-13

(71)【出願人】

【識別番号】000002107

【氏名又は名称】住友重機械工業株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100105924

【弁理士】

【氏名又は名称】森下 賢樹

(74)【代理人】

【識別番号】100116274

【弁理士】

【氏名又は名称】富所 輝観夫

(72)【発明者】

【氏名】木内 康太

【テーマコード（参考）】

5H006

【Ｆターム（参考）】

5H006CA07

5H006CB01

5H006CB04

5H006CB09

5H006CC02

5H006DA04

5H006DB01

5H006DC05

(57)【要約】

【課題】構成が簡素な交流直流変換装置や交流変換装置を提供する。
【解決手段】インバータ装置１０は、入力される３相の交流電圧を直流電圧に整流するコンバータ１１と、整流された直流電圧を平滑する平滑コンデンサ１２１と、平滑コンデンサ１２１と直列に接続される増圧コンデンサ１２２と、入力される３相の交流電圧によって増圧コンデンサ１２２を充電する充電経路１２４が形成され、充電された増圧コンデンサ１２２によってコンバータ１１が出力する直流電圧を増加させる増圧モードと、充電経路１２４が形成されない通常モードを切替可能なモード切替部５０と、を備える。
【選択図】図２

【特許請求の範囲】

【請求項1】

入力される交流電圧を直流電圧に整流する整流部と、
整流された直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサと直列に接続される増圧コンデンサと、
入力される交流電圧によって前記増圧コンデンサを充電する充電経路が形成され、充電された前記増圧コンデンサによって前記整流部が出力する直流電圧を増加させる増圧モードと、前記充電経路が形成されない通常モードを切替可能なモード切替部と、
を備える交流直流変換装置。

【請求項2】

前記整流部には互いに位相が異なる多相の交流電圧が入力され、
前記充電経路は前記多相の交流電圧のうち少なくとも一つの相の交流電圧を前記平滑コンデンサおよび前記増圧コンデンサの接続部分に加える経路である、
請求項１に記載の交流直流変換装置。

【請求項3】

前記増圧モードにおいて前記整流部が出力する直流電圧は、前記通常モードにおいて前記整流部が出力する直流電圧の定数倍である請求項１または２に記載の交流直流変換装置。

【請求項4】

前記整流部によって整流された直流電圧を降圧する降圧部を更に備える請求項１から３のいずれかに記載の交流直流変換装置。

【請求項5】

前記降圧部は前記整流部によって整流された直流電圧を所定の目標電圧まで降圧し、
前記モード切替部は前記通常モードにおいて前記整流部が出力する直流電圧が前記目標電圧より低い場合に前記増圧モードに切り替える、
請求項４に記載の交流直流変換装置。

【請求項6】

入力される交流電圧を直流電圧に整流する整流部と、
整流された直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、
前記平滑コンデンサと直列に接続される増圧コンデンサと、
入力される交流電圧によって前記増圧コンデンサを充電する充電経路が形成され、充電された前記増圧コンデンサによって前記整流部が出力する直流電圧を増加させる増圧モードと、前記充電経路が形成されない通常モードを切替可能なモード切替部と、
前記整流部によって整流された直流電圧を降圧する降圧部と、
前記降圧部によって降圧された直流電圧を交流電圧に変換する直流交流変換部と、
を備える交流変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は交流電圧を直流電圧に変換する技術および交流電圧を交流電圧に変換する技術に関する。

【背景技術】

【0002】

交流電圧を直流電圧に変換する交流直流変換装置として図１に示す構成のものが知られている。この交流直流変換装置は、入力される３相の交流電圧を直流電圧に整流するコンバータ１１と、直流電圧を平滑する平滑コンデンサ１２と、直流電圧を降圧する降圧回路３０と、直流電圧を昇圧する昇圧回路４０を備える。コンバータ１１は、３相の交流電圧を一定の方向（図の下から上に向かう方向）に整流するダイオード１１１～１１６を備える。降圧回路３０は、降圧のためのスイッチング動作を行うトランジスタ３１と、ダイオード３２と、インダクタ３３を備える。昇圧回路４０は、昇圧のためのスイッチング動作を行うトランジスタ４１と、ダイオード４２を備える。インダクタ３３は、降圧回路３０と昇圧回路４０で共用される。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【特許文献1】特開平９－１４９６４３号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

図１の交流直流変換装置に降圧回路３０と昇圧回路４０の両方が設けられているのは、コンバータ１１で整流後の直流電圧が目標電圧より高い場合と低い場合があるためである。図１の右表はコンバータ１１に入力される交流電圧とコンバータ１１で整流後の直流電圧（入力交流電圧の√2倍）を示すが、整流後の直流電圧が目標電圧の320Vより高い場合と低い場合がある。整流後の直流電圧が目標電圧320Vより高い場合は降圧回路３０によって目標電圧まで降圧し、整流後の直流電圧が目標電圧320Vより低い場合は昇圧回路４０によって目標電圧まで昇圧する。このように、コンバータ１１で整流後の直流電圧が目標電圧より高くも低くもなり得る場合、降圧回路３０と昇圧回路４０の両方が必要となるため、構成の複雑化やコストの増大を招いていた。

【0005】

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、構成が簡素な交流直流変換装置や交流変換装置を提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0006】

上記課題を解決するために、本発明のある態様の交流直流変換装置は、入力される交流電圧を直流電圧に整流する整流部と、整流された直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑コンデンサと直列に接続される増圧コンデンサと、入力される交流電圧によって増圧コンデンサを充電する充電経路が形成され、充電された増圧コンデンサによって整流部が出力する直流電圧を増加させる増圧モードと、充電経路が形成されない通常モードを切替可能なモード切替部と、を備える。

【0007】

この態様によれば、増圧コンデンサを利用した増圧モードによって、整流部が出力する直流電圧を増加させることができるため、整流部の後段に昇圧回路を設ける必要がなくなる。

【0008】

本発明の別の態様は、交流変換装置である。この装置は、入力される交流電圧を直流電圧に整流する整流部と、整流された直流電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑コンデンサと直列に接続される増圧コンデンサと、入力される交流電圧によって増圧コンデンサを充電する充電経路が形成され、充電された増圧コンデンサによって整流部が出力する直流電圧を増加させる増圧モードと、充電経路が形成されない通常モードを切替可能なモード切替部と、整流部が出力する直流電圧を交流電圧に変換する直流交流変換部と、を備える。

【0009】

なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法、装置、システム、記録媒体、コンピュータプログラムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

【発明の効果】

【0010】

本発明によれば、構成が簡素な交流直流変換装置や交流変換装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

【0011】

【図1】従来の交流直流変換装置を示す。

【図2】インバータ装置の構成を概略的に示す。

【図3】図１の例に対して本実施形態を適用した例を示す。

【発明を実施するための形態】

【0012】

以下、図面を参照しながら、本発明を実施するための形態について詳細に説明する。説明および図面において同一または同等の構成要素、部材、処理には同一の符号を付し、重複する説明は適宜省略する。図示される各部の縮尺や形状は、説明を容易にするために便宜的に設定されており、特に言及がない限り限定的に解釈されるものではない。実施形態は例示であり、本発明の範囲を何ら限定するものではない。実施形態に記載されるすべての特徴やその組合せは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

【0013】

図２は、本発明の交流変換装置の実施形態としてのインバータ装置１０の構成を概略的に示す。インバータ装置１０は、交流電源から入力される互いに位相が異なる多相の交流電圧を整流して直流電圧に変換する整流部としてのコンバータ１１と、コンバータ１１で整流された直流電圧を平滑して波形を整える平滑コンデンサ１２１と、コンバータ１１によって整流された直流電圧を降圧する降圧部としての降圧回路３０と、降圧回路３０で降圧された直流電圧を平滑して波形を整える平滑コンデンサ１３０と、降圧回路３０によって降圧された直流電圧を交流電圧に変換する直流交流変換部としてのインバータ１３を備える。

【0014】

コンバータ１１は、交流電源から入力される３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の交流電圧を一定の方向（図の下から上に向かう方向）に整流するダイオード１１１～１１６を備える。ダイオード１１１はＵ相の交流電圧が正の時に電流を流し、ダイオード１１２はＵ相の交流電圧が負の時に電流を流し、ダイオード１１３はＶ相の交流電圧が正の時に電流を流し、ダイオード１１４はＶ相の交流電圧が負の時に電流を流し、ダイオード１１５はＷ相の交流電圧が正の時に電流を流し、ダイオード１１６はＷ相の交流電圧が負の時に電流を流す。これらのブリッジ状に接続されたダイオード１１１～１１６によって、コンバータ１１の高電位出力端子１１７と低電位出力端子１１８の間には、方向が一定で大きさが変動する脈流が現われる。平滑コンデンサ１２１および後述する増圧コンデンサ１２２は、コンバータ１１で得られた脈流を平滑して波形の整った直流電圧を生成する。

【0015】

降圧回路３０は、コンバータ１１の高電位出力端子１１７に接続され、降圧のためのスイッチング動作を行うトランジスタ３１と、トランジスタ３１の出力段とコンバータ１１の低電位出力端子１１８の間に接続され、低電位側から高電位側に電流を流すダイオード３２と、トランジスタ３１の出力段に接続され、降圧された直流電圧を出力するインダクタ３３を備える。トランジスタ３１がオンの時はコンバータ１１の高電位出力端子１１７からの高電位Ｖ_ＤＣがインダクタ３３に加わり、トランジスタ３１がオフの時はダイオード３２を介してコンバータ１１の低電位出力端子１１８からの低電位Ｖ_ｓｓがインダクタ３３に加わる。

【0016】

この結果、インダクタ３３はトランジスタ３１のオンとオフの比に応じた高電位Ｖ_ＤＣと低電位Ｖ_ｓｓの間の直流電位Ｖ_ｏｕｔを出力する。すなわち、降圧回路３０の動作周期Ｔにおけるトランジスタ３１のオン時間をＴ_ＯＮ、オフ時間をＴ_ＯＦＦとすれば（Ｔ＝Ｔ_ＯＮ＋Ｔ_ＯＦＦ）、Ｖ_ｏｕｔ≒（Ｔ_ＯＮＶ_ＤＣ＋Ｔ_ＯＦＦＶ_ｓｓ）／（Ｔ_ＯＮ＋Ｔ_ＯＦＦ）と表される。このような降圧回路３０によれば、コンバータ１１が出力した高電位Ｖ_ＤＣを、高電位Ｖ_ＤＣ以下かつ低電位Ｖ_ｓｓ以上の任意の直流電位Ｖ_ｏｕｔまで降下させることができる。極端な場合として、降圧回路３０の動作周期Ｔでトランジスタ３１が常にオンの場合（Ｔ＝Ｔ_ＯＮ）はＶ_ｏｕｔ≒Ｖ_ＤＣとなって高電位Ｖ_ＤＣは降下せず、降圧回路３０の動作周期Ｔでトランジスタ３１が常にオフの場合（Ｔ＝Ｔ_ＯＦＦ）はＶ_ｏｕｔ≒Ｖ_ｓｓとなって高電位Ｖ_ＤＣは最低電位Ｖ_ｓｓまで降下する。

【0017】

以上の構成において、コンバータ１１、平滑コンデンサ１２１（および増圧コンデンサ１２２）、降圧回路３０（および平滑コンデンサ１３０）は、交流電源から入力される交流電圧を直流電圧に変換する本発明の交流直流変換装置を構成する。このような交流直流変換装置を経て、インバータ１３の高電位入力端子１３１と低電位入力端子１３２の間に入力される直流電圧をＶ_ｉｎと表す。高電位入力端子１３１が接続される高電位入力ラインの電位をＶ_ｄｄ、低電位入力端子１３２が接続される低電位入力ラインの電位をＶ_ｓｓとすれば、Ｖ_ｉｎ＝Ｖ_ｄｄ－Ｖ_ｓｓである。ここで、高電位入力ラインの電位Ｖ_ｄｄは、インダクタ３３が出力する直流電位Ｖ_ｏｕｔに等しい。以下、特に断らない限り、Ｖ_ｉｎは一定（例えば、後述する目標電圧320V）とする。

【0018】

インバータ１３は、高電位入力端子１３１と低電位入力端子１３２の間で入力される直流電圧Ｖ_ｉｎを３相の交流電圧に変換する。具体的には、直流電圧Ｖ_ｉｎに基づいてＵ相の交流電圧を生成するＵ相インバータ１３Ｕと、直流電圧Ｖ_ｉｎに基づいてＶ相の交流電圧を生成するＶ相インバータ１３Ｖと、直流電圧Ｖ_ｉｎに基づいてＷ相の交流電圧を生成するＷ相インバータ１３Ｗが並列に設けられる。各相のインバータ１３Ｕ、１３Ｖ、１３Ｗの構成は共通であるため、以下では適宜インバータ１３と総称してまとめて説明する。

【0019】

インバータ１３は、高い直流電源電位Ｖ_ｄｄが入力される高電位入力端子１３１と、低い直流電源電位Ｖ_ｓｓが入力される低電位入力端子１３２と、高電位入力端子１３１と低電位入力端子１３２の間に設けられてＶ_ｄｄとＶ_ｓｓの間で変動する交流電圧を出力する出力端子１３３を備える。高電位入力端子１３１と出力端子１３３の間には高電位トランジスタ１３４Ｈが接続され、低電位入力端子１３２と出力端子１３３の間には低電位トランジスタ１３４Ｌが接続される。高電位トランジスタ１３４Ｈは、その制御電極に接続された高電位ドライバ１３５Ｈからの制御信号に応じて導通状態が切り替えられる。低電位トランジスタ１３４Ｌは、その制御電極に接続された低電位ドライバ１３５Ｌからの制御信号に応じて導通状態が切り替えられる。

【0020】

具体的には、高電位ドライバ１３５Ｈおよび低電位ドライバ１３５Ｌからなるドライバ対１３５は、高電位トランジスタ１３４Ｈおよび低電位トランジスタ１３４Ｌからなるトランジスタ対１３４の導通状態を相補的に切り替えるスイッチング制御を行うことで直流電圧を交流電圧に変換する。ここで「相補的に切り替える」とは、各トランジスタ１３４Ｈ、１３４Ｌのオンとオフの状態が互いに逆となるように制御することを意味する。すなわち、トランジスタ１３４Ｈがオンの時はトランジスタ１３４Ｌをオフとし、トランジスタ１３４Ｌがオンの時はトランジスタ１３４Ｈをオフとする。これによって、高電位トランジスタ１３４Ｈがオンの時は出力端子１３３に高電位Ｖ_ｄｄが現われ、低電位トランジスタ１３４Ｌがオンの時は出力端子１３３に低電位Ｖ_ｓｓが現われる。このようなスイッチング制御を周期的に繰り返すことで、出力端子１３３には高電位Ｖ_ｄｄと低電位Ｖ_ｓｓが交互に現われるため交流電圧が生成される。

【0021】

インバータ１３で生成された３相の交流電圧は、例えばモータ２０の駆動に使用される。モータ２０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相のコイル２０Ｕ、２０Ｖ、２０Ｗを持つ３相ブラシレスモータである。Ｕ相コイル２０ＵにはＵ相インバータ１３ＵからのＵ相電圧が印加されてＵ相電流が流れ、Ｖ相コイル２０ＶにはＶ相インバータ１３ＶからのＶ相電圧が印加されてＶ相電流が流れ、Ｗ相コイル２０ＷにはＷ相インバータ１３ＷからのＷ相電圧が印加されてＷ相電流が流れる。各相のインバータ１３Ｕ、１３Ｖ、１３Ｗは、モータ２０のホール素子Ｈ１、Ｈ２、Ｈ３が検知した回転子の回転位置に基づき、互いに位相が異なる交流電圧を各相のコイル２０Ｕ、２０Ｖ、２０Ｗに印加することで回転磁界を発生させる。この回転磁界によって回転する回転子から所望の回転動力が得られる。なお、モータ２０は、交流電圧で駆動される他のタイプのモータでもよい。また、モータ２０の相の数は３に限られず任意の自然数でよい。同様に、コンバータ１１に入力される交流電圧の相の数も３に限られず任意の自然数でよい。

【0022】

続いて、コンバータ１１が出力する直流電圧Ｖ_ＤＣを増加させるための増圧コンデンサ１２２について説明する。増圧コンデンサ１２２は平滑コンデンサ１２１と等しい容量を持ち、コンバータ１１の高電位出力端子１１７と低電位出力端子１１８の間に平滑コンデンサ１２１と直列に接続される。平滑コンデンサ１２１は高電位側に配置され、増圧コンデンサ１２２は低電位側に配置される。

【0023】

平滑コンデンサ１２１と増圧コンデンサ１２２の接続部分１２３と、交流電源からコンバータ１１に入力される３相の交流電圧のうち少なくとも一つの任意の相（図示の例ではＷ相）の交流電圧の入力端子の間には、第１接点６１と第２接点６２の間で切替可能なスイッチ６０が設けられる。スイッチ６０が第１接点６１に接続されている時は通常モードでコンバータ１１が動作し、スイッチ６０が第２接点６２に接続されている時は後述する増圧モードでコンバータ１１が動作する。

【0024】

増圧モードでは、Ｗ相の交流電圧を平滑コンデンサ１２１と増圧コンデンサ１２２の接続部分１２３に加える充電経路１２４が形成される。この充電経路１２４によってＷ相の交流電圧が正の時に増圧コンデンサ１２２が充電され、充電された増圧コンデンサ１２２によってコンバータ１１が出力する直流電圧（Ｖ_ＤＣ－Ｖ_ｓｓ）が増加する。

【0025】

Ｗ相の交流電圧が正の時は、Ｗ相の交流電圧によって正電位となる接続部分１２３と、Ｕ相またはＶ相の交流電圧によって負電位となる低電位出力端子１１８の間に加わるＷＵ相間電圧またはＷＶ相間電圧によって、増圧コンデンサ１２２がピーク電圧Ｖ_ｐまで充電される。また、Ｗ相の交流電圧が負の時は、Ｕ相またはＶ相の交流電圧によって正電位となる高電位出力端子１１７と、Ｗ相の交流電圧によって負電位となる接続部分１２３の間に加わるＵＷ相間電圧またはＶＷ相間電圧によって、平滑コンデンサ１２１がピーク電圧Ｖ_ｐまで充電される。この結果、コンバータ１１の出力端子１１７、１１８間には、平滑コンデンサ１２１と増圧コンデンサ１２２の電圧の和である２Ｖ_ｐが現れる。

【0026】

以上のような増圧モードに対し、スイッチ６０が第１接点６１に接続されている通常モードでは、平滑コンデンサ１２１および増圧コンデンサ１２２は一つのコンデンサとして機能し、ＵＶＷ各相間電圧によって全体としてピーク電圧Ｖ_ｐまで充電される。この結果、コンバータ１１の出力端子１１７、１１８間にはピーク電圧Ｖ_ｐが現れる。このように、増圧モードにおいてコンバータ１１が出力する直流電圧（２Ｖ_ｐ）は、通常モードにおいてコンバータ１１が出力する直流電圧（Ｖ_ｐ）の定数倍（２倍）になっている。

【0027】

図示の例は平滑コンデンサ１２１に一個の増圧コンデンサ１２２を組み合わせて通常の２倍の出力電圧を得るものだが、二個以上の増圧コンデンサを組み合わせれば通常の３倍以上の出力電圧が得られる。このような回路は、電圧逓倍回路や電圧増倍回路と呼ばれており、多段のコンデンサとダイオードによって構成されたコッククロフト・ウォルトン回路等が知られている。

【0028】

以上のような通常モードと増圧モードを切り替えるためにモード切替部５０が設けられる。モード切替部５０は、通常モードにおいてコンバータ１１が出力する直流電圧が所定の目標電圧より低い場合に増圧モードに切り替える。具体的には、モード切替部５０は交流電源からコンバータ１１に入力される３相の交流電圧のうち少なくとも一つの相の交流電圧をモニタし、そこから演算されるコンバータ１１の出力電圧と目標電圧の比較結果に応じて、スイッチ６０を第１接点６１と第２接点６２の間で切り替えて通常モードと増圧モードを切り替える。

【0029】

図１の表に関して説明したように、「整流後」と示されるコンバータ１１の出力電圧は、「ＡＣ入力」と示されるコンバータ１１の入力電圧の√2倍と演算できる。従って、図示の例では、コンバータ１１の入力電圧が180V-220Vであれば、通常モードにおけるコンバータ１１の出力電圧が目標電圧である320Vより低くなることが分かる。そこで、モード切替部５０は増圧モードに切り替えることで、コンバータ１１の出力電圧が目標電圧320Vより高くなるようにする。一方、コンバータ１１の入力電圧が230V-265Vであれば、通常モードにおけるコンバータ１１の出力電圧が目標電圧である320Vより高くなることが分かる。この場合、モード切替部５０はコンバータ１１を通常モードで動作させる。

【0030】

図３は図１の例に対して本実施形態を適用した例を示す。前述の通り、コンバータ１１の入力電圧が180V-220Vの場合、モード切替部５０によってコンバータ１１が増圧モード（倍電圧整流）で動作する結果、コンバータ１１の出力電圧（整流後）が目標電圧320Vより高くなる。一方、コンバータ１１の入力電圧が230V-265Vの場合、コンバータ１１は通常モード（一般整流）で動作し、増圧モードにしなくても目標電圧320Vより高い直流電圧が出力される。

【0031】

このように、適宜増圧モードを利用することで、コンバータ１１の入力電圧によらず、コンバータ１１の出力電圧が目標電圧より高くなる。コンバータ１１の後段の降圧回路３０は、コンバータ１１の出力電圧を降圧することで目標電圧（320V）を生成できる。図１のようにコンバータ１１の後段に昇圧回路４０を設ける必要がなくなるため、構成を簡素化できコストを低減できる。

【0032】

以上、本発明を実施形態に基づいて説明した。実施形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

【0033】

なお、実施形態で説明した各装置の機能構成はハードウェア資源またはソフトウェア資源により、あるいはハードウェア資源とソフトウェア資源の協働により実現できる。ハードウェア資源としてプロセッサ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、その他のＬＳＩを利用できる。ソフトウェア資源としてオペレーティングシステム、アプリケーション等のプログラムを利用できる。

【符号の説明】

【0034】

１０ インバータ装置、１１ コンバータ、１３ インバータ、２０ モータ、３０ 降圧回路、５０ モード切替部、６０ スイッチ、１２１ 平滑コンデンサ、１２２ 増圧コンデンサ、１２３ 接続部分、１２４ 充電経路。

【図1】

【図2】

【図3】