(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2022166965
(43)【公開日】2022-11-04
(54)【発明の名称】ＡＣ／ＤＣコンバータ
(51)【国際特許分類】
H02M 3/28 20060101AFI20221027BHJP
H02M 7/06 20060101ALI20221027BHJP
【ＦＩ】
H02M3/28 H
H02M7/06 A
【審査請求】未請求
【請求項の数】12
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2021072431
(22)【出願日】2021-04-22
(71)【出願人】
【識別番号】000116024
【氏名又は名称】ローム株式会社
(74)【代理人】
【識別番号】110001933
【氏名又は名称】弁理士法人 佐野特許事務所
(72)【発明者】
【氏名】秦野 裕之
【テーマコード（参考）】
5H006
5H730
【Ｆターム（参考）】
5H006AA02
5H006CA07
5H006CB01
5H730AA18
5H730AS01
5H730BB23
5H730BB57
5H730CC04
5H730DD04
5H730EE02
5H730EE07
5H730EE59
5H730FD01
5H730FF19
5H730FG01
(57)【要約】 （修正有）
【課題】１コンバータ方式で力率改善と出力安定化を両立することのできるＡＣ／ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】ＡＣ／ＤＣコンバータ１は、一次巻線Ｌｐ及び二次巻線Ｌｓを備えるトランスＴＸと、交流入力電圧Ｖｉｎを全波整流または半波整流することにより脈流電圧ＶＢを生成して一次巻線Ｌｐに出力する整流器ＤＢと、トランスＴＸをフライバック方式で駆動する第１スイッチＳ１１と、トランスＴＸのキックバック電圧で充電されるキャパシタＣ１０と、キャパシタＣ１０の充電電圧ＶＨを用いてトランスＴＸをフォワード方式で駆動する第２スイッチＳ１２と、二次巻線Ｌｓに現れる誘起電圧Ｖｄを整流及び平滑して直流出力電圧Ｖｏｕｔを生成する整流平滑部ＲＳと、第１スイッチＳ１１及び第２スイッチＳ１２それぞれのオン／オフ制御を行うように構成されたコントローラ１００を有する。
【選択図】図２
【解決手段】ＡＣ／ＤＣコンバータ１は、一次巻線Ｌｐ及び二次巻線Ｌｓを備えるトランスＴＸと、交流入力電圧Ｖｉｎを全波整流または半波整流することにより脈流電圧ＶＢを生成して一次巻線Ｌｐに出力する整流器ＤＢと、トランスＴＸをフライバック方式で駆動する第１スイッチＳ１１と、トランスＴＸのキックバック電圧で充電されるキャパシタＣ１０と、キャパシタＣ１０の充電電圧ＶＨを用いてトランスＴＸをフォワード方式で駆動する第２スイッチＳ１２と、二次巻線Ｌｓに現れる誘起電圧Ｖｄを整流及び平滑して直流出力電圧Ｖｏｕｔを生成する整流平滑部ＲＳと、第１スイッチＳ１１及び第２スイッチＳ１２それぞれのオン／オフ制御を行うように構成されたコントローラ１００を有する。
【選択図】図２
【特許請求の範囲】
【請求項1】
一次巻線及び二次巻線を備えるように構成されたトランスと、
交流入力電圧を全波整流または半波整流することにより脈流電圧を生成して前記一次巻線に出力するように構成された整流器と、
前記トランスをフライバック方式で駆動するように構成された第１スイッチと、
前記トランスのキックバック電圧で充電されるように構成されたキャパシタと、
前記キャパシタの充電電圧を利用して前記トランスをフォワード方式で駆動するように構成された第２スイッチと、
前記二次巻線に現れる誘起電圧を整流及び平滑して直流出力電圧を生成するように構成された整流平滑部と、
前記第１スイッチ及び前記第２スイッチそれぞれのオン／オフ制御を行うように構成されたコントローラと、
を有する、ＡＣ／ＤＣコンバータ。
交流入力電圧を全波整流または半波整流することにより脈流電圧を生成して前記一次巻線に出力するように構成された整流器と、
前記トランスをフライバック方式で駆動するように構成された第１スイッチと、
前記トランスのキックバック電圧で充電されるように構成されたキャパシタと、
前記キャパシタの充電電圧を利用して前記トランスをフォワード方式で駆動するように構成された第２スイッチと、
前記二次巻線に現れる誘起電圧を整流及び平滑して直流出力電圧を生成するように構成された整流平滑部と、
前記第１スイッチ及び前記第２スイッチそれぞれのオン／オフ制御を行うように構成されたコントローラと、
を有する、ＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項2】
前記第１スイッチは、前記一次巻線と基準電位端との間に直列接続されており、前記キャパシタと前記第２スイッチは、前記一次巻線の両端間に直列接続されている、請求項１に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項3】
前記整流平滑部は、第１ダイオード及び第２ダイオードと、インダクタと、出力キャパシタと、を含み、
前記第１ダイオードのアノードは、前記二次巻線の第１端に接続されており、
前記第２ダイオードのアノードと前記出力キャパシタの第１端は、いずれも前記二次巻線の第２端に接続されており、
前記第１ダイオード及び前記第２ダイオードそれぞれのカソードは、いずれもインダクタの第１端に接続されており、
前記インダクタ及び前記出力キャパシタそれぞれの第２端は、いずれも前記直流出力電圧の出力端に接続されている、請求項１または２に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。
前記第１ダイオードのアノードは、前記二次巻線の第１端に接続されており、
前記第２ダイオードのアノードと前記出力キャパシタの第１端は、いずれも前記二次巻線の第２端に接続されており、
前記第１ダイオード及び前記第２ダイオードそれぞれのカソードは、いずれもインダクタの第１端に接続されており、
前記インダクタ及び前記出力キャパシタそれぞれの第２端は、いずれも前記直流出力電圧の出力端に接続されている、請求項１または２に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項4】
前記コントローラは、
前記一次巻線から基準電位端に向けて一次電流が流れる第１フェイズと、
前記一次巻線に蓄えられたエネルギが前記二次巻線から二次電流として放出されると共に前記一次巻線から前記キャパシタに向けて充放電電流が流れる第２フェイズと、
前記キャパシタから前記一次巻線に向けて前記充放電電流が流れると共に前記二次巻線から前記二次電流が放出される第３フェイズと、
前記基準電位端から前記一次巻線に向けて前記一次電流が回生すると共に前記整流平滑部のインダクタに蓄えられたエネルギが前記二次電流として放出される第４フェイズと、
を所定の周期で順次切り替えるように前記第１スイッチ及び前記第２スイッチそれぞれのオン／オフ制御を行う、請求項１～３のいずれか一項に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。
前記一次巻線から基準電位端に向けて一次電流が流れる第１フェイズと、
前記一次巻線に蓄えられたエネルギが前記二次巻線から二次電流として放出されると共に前記一次巻線から前記キャパシタに向けて充放電電流が流れる第２フェイズと、
前記キャパシタから前記一次巻線に向けて前記充放電電流が流れると共に前記二次巻線から前記二次電流が放出される第３フェイズと、
前記基準電位端から前記一次巻線に向けて前記一次電流が回生すると共に前記整流平滑部のインダクタに蓄えられたエネルギが前記二次電流として放出される第４フェイズと、
を所定の周期で順次切り替えるように前記第１スイッチ及び前記第２スイッチそれぞれのオン／オフ制御を行う、請求項１～３のいずれか一項に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項5】
前記コントローラは、前記脈流電圧に応じた入力監視信号、前記直流出力電圧に応じた第１出力帰還信号、前記第１出力帰還信号を鈍らせた第２出力帰還信号、及び、前記一次電流に応じた検出信号に基づいて、力率改善と出力安定化を両立するように前記第１スイッチ及び前記第２スイッチそれぞれのオン／オフ制御を行う、請求項４に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項6】
前記コントローラは、
前記入力監視信号、前記第２出力帰還信号及び前記検出信号に基づいて前記第１スイッチのオフタイミングを設定するための第１内部信号を生成するように構成された第１内部信号生成部と、
前記入力監視信号と前記第１出力帰還信号に基づいて前記第２スイッチのオン時間を設定するための第２内部信号を生成するように構成された第２内部信号生成部と、
少なくとも前記第１内部信号及び前記第２内部信号に基づいて前記第１スイッチ及び前記第２スイッチそれぞれの駆動信号を生成するように構成されたロジック部と、
を含む、請求項５に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。
前記入力監視信号、前記第２出力帰還信号及び前記検出信号に基づいて前記第１スイッチのオフタイミングを設定するための第１内部信号を生成するように構成された第１内部信号生成部と、
前記入力監視信号と前記第１出力帰還信号に基づいて前記第２スイッチのオン時間を設定するための第２内部信号を生成するように構成された第２内部信号生成部と、
少なくとも前記第１内部信号及び前記第２内部信号に基づいて前記第１スイッチ及び前記第２スイッチそれぞれの駆動信号を生成するように構成されたロジック部と、
を含む、請求項５に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項7】
前記第１内部信号生成部は、或る周期における前記一次電流の回生量が大きいほど次の周期における前記第１スイッチのオフタイミングを遅らせるように前記第１内部信号を生成する、請求項６に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項8】
前記第１内部信号生成部は、
前記入力監視信号と前記第２出力帰還信号を掛け合わせて乗算信号を生成するように構成された第１乗算器と、
前記検出信号の極性を反転させて反転検出信号を生成するように構成された第１極性反転器と、
前記検出信号の回生ピーク値をサンプル／ホールドして回生ピーク検出信号を生成するように構成されたサンプル／ホールド回路と、
前記乗算信号と前記回生ピーク検出信号とを足し合わせて加算信号を生成するように構成された加算器と、
前記反転検出信号と前記加算信号とを比較して前記第１内部信号を生成するように構成されたコンパレータと、
を含む、請求項７に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。
前記入力監視信号と前記第２出力帰還信号を掛け合わせて乗算信号を生成するように構成された第１乗算器と、
前記検出信号の極性を反転させて反転検出信号を生成するように構成された第１極性反転器と、
前記検出信号の回生ピーク値をサンプル／ホールドして回生ピーク検出信号を生成するように構成されたサンプル／ホールド回路と、
前記乗算信号と前記回生ピーク検出信号とを足し合わせて加算信号を生成するように構成された加算器と、
前記反転検出信号と前記加算信号とを比較して前記第１内部信号を生成するように構成されたコンパレータと、
を含む、請求項７に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項9】
前記第２内部信号生成部は、
前記入力監視信号の極性を反転させて反転入力監視信号を生成するように構成された第２極性反転器と、
前記反転入力監視信号と前記第１出力帰還信号を掛け合わせて前記第２内部信号を生成するように構成された第２乗算器と、
を含む、請求項６～８のいずれか一項に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。
前記入力監視信号の極性を反転させて反転入力監視信号を生成するように構成された第２極性反転器と、
前記反転入力監視信号と前記第１出力帰還信号を掛け合わせて前記第２内部信号を生成するように構成された第２乗算器と、
を含む、請求項６～８のいずれか一項に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項10】
前記第１スイッチ及び前記第２スイッチは、ワイドバンドギャップ半導体を用いたパワーデバイスである、請求項１～９のいずれか一項に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項11】
前記一次巻線に直列接続されたインダクタをさらに有する、請求項１～１０のいずれか一項に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。
【請求項12】
前記トランスは、漏れインダクタンス成分を持つ漏洩トランスである、請求項１～１１のいずれか一項に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本明細書中に開示されている発明は、ＡＣ／ＤＣコンバータに関する。
【背景技術】
【0002】
従来、交流入力電圧から直流出力電圧を生成するＡＣ／ＤＣコンバータは、ＡＣアダプタ及び充電器などの様々なアプリケーションで利用されている（例えば、本願出願人による特許文献１を参照）。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0003】
【特許文献1】特開２０１７－９９２６１号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0004】
しかしながら、ＰＦＣ［power factor correction］機能とＤＣ／ＤＣ機能を単一のコンバータで実現する１コンバータ方式のＡＣ／ＤＣコンバータでは、力率改善と出力安定化（出力リップル低減及び負荷応答性向上）を両立することが困難であった。
【0005】
本明細書中に開示されている発明は、本願の発明者により見出された上記課題に鑑み、１コンバータ方式で力率改善と出力安定化を両立することのできるＡＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
【課題を解決するための手段】
【0006】
例えば、本明細書中に開示されているＡＣ／ＤＣコンバータは、一次巻線及び二次巻線を備えるように構成されたトランスと、交流入力電圧を全波整流または半波整流することにより脈流電圧を生成して前記一次巻線に出力するように構成された整流器と、前記トランスをフライバック方式で駆動するように構成された第１スイッチと、前記トランスのキックバック電圧で充電されるように構成されたキャパシタと、前記キャパシタの充電電圧を利用して前記トランスをフォワード方式で駆動するように構成された第２スイッチと、前記二次巻線に現れる誘起電圧を整流及び平滑して直流出力電圧を生成するように構成された整流平滑部と、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチそれぞれのオン／オフ制御を行うように構成されたコントローラと、を有する。
【0007】
なお、その他の特徴、要素、ステップ、利点、及び、特性については、以下に続く発明を実施するための形態及びこれに関する添付の図面によって、さらに明らかとなる。
【発明の効果】
【0008】
本明細書中に開示されている発明によれば、１コンバータ方式で力率改善と出力安定化を両立することのできるＡＣ／ＤＣコンバータを提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【0009】
【発明を実施するための形態】
【0010】
＜ＡＣ／ＤＣコンバータ（比較例）＞
図１は、ＡＣ／ＤＣコンバータの比較例（＝後出の実施形態と対比される２コンバータ方式の一般的な回路構成例）を示す図である。本比較例のＡＣ／ＤＣコンバータ１は、一次回路系１ｐ（ＧＮＤ１系）と二次回路系１ｓ（ＧＮＤ２系）との間を電気的に絶縁しつつ、交流入力電圧Ｖｉｎから直流出力電圧Ｖｏｕｔを生成する絶縁型スイッチング電源であり、整流器ＤＢと、ＰＦＣコンバータ１０と、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０とを有する。
図１は、ＡＣ／ＤＣコンバータの比較例（＝後出の実施形態と対比される２コンバータ方式の一般的な回路構成例）を示す図である。本比較例のＡＣ／ＤＣコンバータ１は、一次回路系１ｐ（ＧＮＤ１系）と二次回路系１ｓ（ＧＮＤ２系）との間を電気的に絶縁しつつ、交流入力電圧Ｖｉｎから直流出力電圧Ｖｏｕｔを生成する絶縁型スイッチング電源であり、整流器ＤＢと、ＰＦＣコンバータ１０と、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０とを有する。
【0011】
整流器ＤＢは、一次回路系１ｐに設けられており、交流電源ＡＣから供給される交流入力電圧Ｖｉｎを全波整流または半波整流して脈流電圧ＶＢを生成する。整流器ＤＢとしては、例えば、４つのダイオードＤ１～Ｄ４を組み合わせたダイオードブリッジを好適に用いることができる。
【0012】
本図に即してダイオードＤ１～Ｄ４の接続関係について述べる。ダイオードＤ１のアノードとダイオードＤ３のカソードは、整流器ＤＢの第１入力端として、例えば、交流電源ＡＣのライブノード（＝非接地側ノード）に接続されている。ダイオードＤ２のアノードとダイオードＤ４のカソードは、整流器ＤＢの第２入力端として、例えば、交流電源ＡＣのニュートラルノード（＝接地側ノード）に接続されている。ダイオードＤ１及びＤ２それぞれのカソードは、整流器ＤＢの第１出力端として、いずれも脈流電圧ＶＢの印加端に接続されている。ダイオードＤ３及びＤ４それぞれのアノードは、整流器ＤＢの第２出力端として、いずれも一次回路系１ｐの接地端ＧＮＤ１に接続されている。なお、交流電源ＡＣと整流器ＤＢとの間には、各種保護素子（ヒューズなど）及び各種フィルタ（Ｘキャパシタ並びにコモンモードフィルタなど）を設けてもよい。
【0013】
ＰＦＣコンバータ１０は、交流入力電圧Ｖｉｎの位相と交流入力電流Ｉｉｎの位相を合わせ込んで力率を１に近付けつつ、脈流電圧ＶＢから所望の直流電圧ＶＤＣを生成する電力変換装置の一種であり、ＰＦＣコントローラＣＴＲＬ１と、種々のディスクリート部品（スイッチＳ１、抵抗Ｒ１～Ｒ５、キャパシタＣ１並びにＣ２、ダイオードＤ５並びにＤ６、及び、インダクタＬ１）を含む。なお、ＰＦＣコンバータ１０は、一次回路系１ｐに設けられている。
【0014】
キャパシタＣ１、抵抗Ｒ１及びインダクタＬ１それぞれの第１端は、いずれも脈流電圧ＶＢの印加端に接続されている。抵抗Ｒ１の第２端と抵抗Ｒ２の第１端は、互いに接続されており、相互間の接続ノードから入力監視信号ＶＢｍ（＝脈流電圧ＶＢの分圧電圧に相当）が引き出されている。キャパシタＣ１及び抵抗Ｒ２それぞれの第２端は、いずれも接地端ＧＮＤ１に接続されている。なお、キャパシタＣ１の容量値は小さいので、脈流電圧ＶＢは、交流入力電圧Ｖｉｎの正ピーク電位と接地電位（＝接地端ＧＮＤ１の電位）との間を所定の周波数（例えば１００Ｈｚ又は１２０Ｈｚ）で上下する全波整流波形となる。
【0015】
スイッチＳ１（本図ではＮＭＯＳＦＥＴ［N-channel type metal oxide semiconductor field effect transistor］）のドレインとダイオードＤ６のカソードは、いずれもインダクタＬ１の第２端とダイオードＤ５のアノードに接続されている。スイッチＳ１のソース、ダイオードＤ６のアノード及び抵抗Ｒ５の第１端は、互いに接続されており、それらの接続ノードから検出信号Ｖｓ１が引き出されている。抵抗Ｒ５の第２端は、接地端ＧＮＤ１に接続されている。スイッチＳ１のゲートには、ゲート駆動信号Ｇ１が入力されている。例えば、スイッチＳ１は、ゲート駆動信号Ｇ１がハイレベルであるときにオンして、ゲート駆動信号Ｇ１がローレベルであるときにオフする。
【0016】
ダイオードＤ５のカソードとキャパシタＣ２及び抵抗Ｒ３それぞれの第１端は、いずれも直流電圧ＶＤＣの印加端に接続されている。抵抗Ｒ３の第２端と抵抗Ｒ４の第１端は、互いに接続されており、相互間の接続ノードから出力監視信号ＶＤＣｍ（＝直流電圧ＶＤＣの分圧電圧に相当）が引き出されている。キャパシタＣ２及び抵抗Ｒ４それぞれの第２端は、いずれも接地端ＧＮＤ１に接続されている。
【0017】
このように接続された種々のディスクリート部品のうち、特に、スイッチＳ１、インダクタＬ１、ダイオードＤ５及びキャパシタＣ２は、スイッチＳ１をオン／オフすることによりインダクタＬ１を駆動して脈流電圧ＶＢから所望の直流電圧ＶＤＣを生成する昇圧型スイッチング出力段として機能する。
【0018】
ＰＦＣコントローラＣＴＲＬ１は、電源電圧ＶＣＣの供給を受けて動作する半導体集積回路装置（いわゆる電源制御ＩＣ）であり、直流電圧ＶＤＣを目標値に合わせ込みながら力率を１に近付けるようにゲート駆動信号Ｇ１を生成する。本図に即して述べると、ＰＦＣコントローラＣＴＲＬ１は、入力監視信号ＶＢｍと検出信号Ｖｓ１に応じた力率改善制御を行いつつ、出力監視信号ＶＤＣｍに応じた出力帰還制御を行うことにより、スイッチＳ１のゲート駆動信号Ｇ１を生成する。
【0019】
上記構成から成るＰＦＣコンバータ１０の電力変換動作について簡単に説明する。スイッチＳ１がオンすると、脈流電圧ＶＢの印加端からインダクタＬ１、スイッチＳ１及び抵抗Ｒ５を介して接地端ＧＮＤ１に向けた電流が流れるので、インダクタＬ１にエネルギが蓄えられる。このとき、スイッチＳ１のドレイン電圧は、スイッチＳ１を介して接地端ＧＮＤ１とほぼ同電位まで低下する。従って、ダイオードＤ５が逆バイアスとなるので、キャパシタＣ２からスイッチＳ１に向けて電流が逆流することはない。
【0020】
一方、スイッチＳ１がオフすると、インダクタＬ１に蓄積されていたエネルギが逆起電圧として放出される。このとき、ダイオードＤ５は順バイアスとなるので、ダイオードＤ５を介して流れる電流は、後段のＤＣ／ＤＣコンバータ２０へ流れると共にキャパシタＣ２を介して接地端ＧＮＤ１にも流れ込み、キャパシタＣ２を充電する。
【0021】
上記のスイッチング動作が繰り返されることにより、ＰＦＣコンバータ１０では、脈流電圧ＶＢを昇圧した直流電圧ＶＤＣが生成される。なお、ＰＦＣコントローラＣＴＲＬ１による力率改善制御及び出力帰還制御については、周知の技術を適用すれば足りるので、詳細な説明を省略する。
【0022】
ＤＣ／ＤＣコンバータ２０は、一次回路系１ｐ（ＧＮＤ１系）と二次回路系１ｓ（ＧＮＤ２系）との間を電気的に絶縁しつつ直流電圧ＶＤＣから所望の直流出力電圧Ｖｏｕｔを生成する電力変換装置の一種であり、ＤＣ／ＤＣコントローラＣＴＲＬ２と、種々のディスクリート部品（スイッチＳ２、抵抗Ｒ６～Ｒ１１、キャパシタＣ３～Ｃ５、ダイオードＤ７～Ｄ９、トランスＴＸ、フォトカプラＰＣ及びシャントレギュレータＳＲ）を含む。なお、フォトカプラＰＣは、例えば、二次回路系１ｓに設けられた発光ダイオードＬＥＤと、一次回路系１ｐに設けられたフォトトランジスタＰＴと、を組み合わせて成る。
【0023】
トランスＴＸは、一次回路系１ｐと二次回路系１ｓとの間を電気的に絶縁しつつ互いに磁気結合された一次巻線Ｌｐ（巻数Ｎｐ）と二次巻線Ｌｓ（巻数Ｎｓ）を含む。また、本図では明示していないが、トランスＴＸは、ＰＦＣコントローラＣＴＲＬ１及びＤＣ／ＤＣコントローラＣＴＲＬ２それぞれの電源電圧ＶＣＣを生成するための手段として、一次回路系１ｐに設けられた補助巻線を含んでいてもよい。
【0024】
一次巻線Ｌｐの第１端（巻始端）と抵抗Ｒ７及びキャパシタＣ３それぞれの第１端は、いずれも直流電圧ＶＤＣの印加端に接続されている。抵抗Ｒ７及びキャパシタＣ３それぞれの第２端は、いずれもダイオードＤ７のカソードに接続されている。ダイオードＤ７のアノードは、一次巻線Ｌｐの第２端（巻終端）に接続されている。このように接続された抵抗Ｒ７、キャパシタＣ３及びダイオードＤ７は、アクティブクランパとして機能する。
【0025】
スイッチＳ２（本図ではＮＭＯＳＦＥＴ）のドレインとダイオードＤ８のカソードは、いずれも一次巻線Ｌｐの第２端とダイオードＤ７のアノードに接続されている。スイッチＳ２のソース、ダイオードＤ８のアノード及び抵抗Ｒ６の第１端は、互いに接続されており、相互間の接続ノードから検出信号Ｖｓ２が引き出されている。抵抗Ｒ６の第２端は、接地端ＧＮＤ１に接続されている。スイッチＳ２のゲートには、ゲート駆動信号Ｇ２が入力されている。例えば、スイッチＳ２は、ゲート駆動信号Ｇ２がハイレベルであるときにオンして、ゲート駆動信号Ｇ２がローレベルであるときにオフする。
【0026】
二次巻線Ｌｓの第１端（巻始端）とキャパシタＣ４の第１端は、いずれも二次回路系１ｓの接地端ＧＮＤ２に接続されている。二次巻線Ｌｓの第２端（巻終端）は、ダイオードＤ９のアノードに接続されている。ダイオードＤ９のカソードとキャパシタＣ４の第２端は、いずれも直流出力電圧Ｖｏｕｔの印加端に接続されている。
【0027】
このように接続された種々のディスクリート部品のうち、特に、スイッチＳ２、トランスＴＸ、ダイオードＤ９及びキャパシタＣ４は、直流電圧ＶＤＣから直流出力電圧Ｖｏｕｔを生成するフライバック方式の絶縁型スイッチング出力段として機能する。また、その中でも、ダイオードＤ９及びキャパシタＣ４は、二次巻線Ｌｓに現れる誘起電圧Ｖｄを整流及び平滑して直流出力電圧Ｖｏｕｔを生成する整流平滑部ＲＳとして機能する。
【0028】
なお、トランスＴＸの巻数比ｎ（＝Ｎｐ／Ｎｓ）は、直流電圧ＶＤＣから所望の直流出力電圧Ｖｏｕｔが得られるように任意に調整すればよい。より具体的に述べると、巻数比ｎが大きいほど直流出力電圧Ｖｏｕｔは低くなり、巻数比ｎが小さいほど直流出力電圧Ｖｏｕｔは高くなる。
【0029】
フォトトランジスタＰＴのコレクタは、出力帰還信号ＦＢ（＝後述する一次側帰還電流Ｉｆｂ１）の印加端として、ＤＣ／ＤＣコントローラＣＴＲＬ２に接続されている。フォトトランジスタＰＴのエミッタは、一次回路系１ｐの接地端ＧＮＤ１に接続されている。発光ダイオードＬＥＤのアノードと抵抗Ｒ８の第１端は、いずれも直流出力電圧Ｖｏｕｔの印加端に接続されている。発光ダイオードＬＥＤのカソードと抵抗Ｒ８の第２端は、いずれもシャントレギュレータＳＲのカソードに接続されている。
【0030】
シャントレギュレータＳＲのアノードは、接地端ＧＮＤ２に接続されている。シャントレギュレータＳＲの制御端ＲＥＦは、直流出力電圧Ｖｏｕｔの印加端と接地端ＧＮＤ２との間に直列接続された抵抗Ｒ９及びＲ１０相互間の接続ノード、すなわち、分圧電圧Ｖｄｉｖ（＝｛Ｒ１０／（Ｒ９＋Ｒ１０）｝×Ｖｏｕｔ）の印加端に接続されている。キャパシタＣ５と抵抗Ｒ１１は、シャントレギュレータＳＲの制御端ＲＥＦとカソードとの間に直列接続されている。
【0031】
シャントレギュレータＳＲは、制御端ＲＥＦに印加される分圧電圧Ｖｄｉｖと所定の内部基準電圧Ｖｒｅｆとがイマジナリショートするように、発光ダイオードＬＥＤに流れる二次側帰還電流Ｉｆｂ２を制御する。
【0032】
具体的に述べると、Ｖｄｉｖ＞Ｖｒｅｆであるときには、両者の差分値（＝｜Ｖｄｉｖ－Ｖｒｅｆ｜）が大きいほど二次側帰還電流Ｉｆｂ２が増大される。その結果、発光ダイオードＬＥＤの発光が強くなるので、フォトトランジスタＰＴに流れる一次側帰還電流Ｉｆｂ１が増大する。一方、Ｖｄｉｖ＜Ｖｒｅｆであるときには、両者の差分値（＝｜Ｖｄｉｖ－Ｖｒｅｆ｜）が大きいほど二次側帰還電流Ｉｆｂ２が低減される。その結果、発光ダイオードＬＥＤの発光が弱くなるので、フォトトランジスタＰＴに流れる一次側帰還電流Ｉｆｂ１が減少する。
【0033】
このように、上記の回路要素群（抵抗Ｒ８～Ｒ１０、キャパシタＣ５、シャントレギュレータＳＲ及びフォトカプラＰＣ）は、直流出力電圧Ｖｏｕｔとその目標値（＝｛（Ｒ９＋Ｒ１０）／Ｒ１０｝×Ｖｒｅｆ）との差分値に応じた一次側帰還電流Ｉｆｂ１（延いては出力帰還信号ＦＢ）を生成する出力帰還信号生成部ＦＢＧＮＲとして機能する。
【0034】
ＤＣ／ＤＣコントローラＣＴＲＬ２は、電源電圧ＶＣＣの供給を受けて動作する半導体集積回路装置（いわゆる電源制御ＩＣ）であり、直流電圧ＶＤＣから所望の直流出力電圧Ｖｏｕｔが得られるようにゲート駆動信号Ｇ２を生成する。本図に即して述べると、ＤＣ／ＤＣコントローラＣＴＲＬ２は、出力帰還信号ＦＢに応じた出力帰還制御を行うことにより、スイッチＳ２のゲート駆動信号Ｇ２を生成する。
【0035】
上記構成から成るＤＣ／ＤＣコンバータ２０の電力変換動作について簡単に説明する。スイッチＳ２がオンされているときには、直流電圧ＶＤＣの印加端から一次巻線Ｌｐ、スイッチＳ２及び抵抗Ｒ６を介して接地端ＧＮＤ１に向けた一次電流Ｉｓｗが流れるので、一次巻線Ｌｐにエネルギが蓄えられる。
【0036】
その後、スイッチＳ２がオフされると、一次巻線Ｌｐと磁気結合された二次巻線Ｌｓに誘起電圧Ｖｄが発生する。このとき、ダイオードＤ９は順バイアスとなるので、ダイオードＤ９を介して流れる二次電流Ｉｏｄは、直流出力電圧Ｖｏｕｔの印加端へ流れると共にキャパシタＣ４を介して接地端ＧＮＤ２にも流れ込み、キャパシタＣ４を充電する。
【0037】
上記のスイッチング動作が繰り返されることにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ２０では、一次回路系１ｐと二次回路系１ｓとの間を電気的に絶縁しつつ、直流電圧ＶＤＣから所望の直流出力電圧Ｖｏｕｔが生成される。
【0038】
本比較例のＡＣ／ＤＣコンバータ１では、ＰＦＣコンバータ１０とＤＣ／ＤＣコンバータ２０を別個独立に設けた２コンバータ方式が採用されているので、力率改善と出力安定化（出力リップル低減及び負荷応答性向上）を比較的容易に両立することができる。
【0039】
ただし、２コンバータ方式を採用するためには、大型のインダクタＬ１（例えば１００～数百μＨ）と、複数の電源制御ＩＣ（例えばＰＦＣコントローラＣＴＲＬ１とＤＣ／ＤＣコントローラＣＴＲＬ２）が必要になる。そのため、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の大型化及びコストアップが問題となり得る。
【0040】
上記の問題を解消するための手段として、従来、ＰＦＣ機能とＤＣ／ＤＣ機能を単一のコンバータで実現する１コンバータ方式のＡＣ／ＤＣコンバータも種々提案されている。しかしながら、基本的に相反する２つの特性（力率改善と出力安定化）を同時に満足することは決して容易ではなく、仮にコンバータを一つに集約することができても、多くの追加構成要素（補助巻線または絶縁ゲートドライバなど）を別途必要とする場合があった。
【0041】
そこで、以下では、１コンバータ方式で力率改善と出力安定化を両立することのできる新規な実施形態を提案する。
【0042】
＜ＡＣ／ＤＣコンバータ（第１実施形態）＞
図２は、ＡＣ／ＤＣコンバータの第１実施形態を示す図である。本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１は、先出の比較例（図１）と同じく、交流入力電圧Ｖｉｎから直流出力電圧Ｖｏｕｔを生成する絶縁型スイッチング電源であるが、２コンバータ方式ではなく１コンバータ方式を採用している点で先出の比較例（図１）と大きく異なる。
図２は、ＡＣ／ＤＣコンバータの第１実施形態を示す図である。本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１は、先出の比較例（図１）と同じく、交流入力電圧Ｖｉｎから直流出力電圧Ｖｏｕｔを生成する絶縁型スイッチング電源であるが、２コンバータ方式ではなく１コンバータ方式を採用している点で先出の比較例（図１）と大きく異なる。
【0043】
比較例（図１）と対比して述べると、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１では、先出のスイッチＳ１並びにＳ２、抵抗Ｒ３～Ｒ７、キャパシタＣ２並びにＣ３、ダイオードＤ５～Ｄ８、インダクタＬ１、ＰＦＣコントローラＣＴＲＬ１、及び、ＤＣ／ＤＣコントローラＣＴＲＬ２がそれぞれ省略される一方、これらの構成要素に代えて、スイッチＳ１１並びにＳ１２、抵抗Ｒ１２並びにＲ１３、キャパシタＣ１０～Ｃ１４、ダイオードＤ１０～Ｄ１２、インダクタＬ２、及び、コントローラ１００が新たに設けられている。
【0044】
そこで、既出の構成要素については、図１と同一の符号を付すことで重複した説明を省略し、以下では、本実施形態の新規部分について重点的な説明を行う。
【0045】
ＡＣ／ＤＣコンバータ１の一次回路系１ｐにおいて、一次巻線Ｌｐの第１端（巻始端）とキャパシタＣ１０の第１端は、いずれも脈流電圧ＶＢの印加端に接続されている。このように、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１では、比較例（図１）のインダクタＬ１及びダイオードＤ５が省略されたことに伴い、整流器ＤＢから一次巻線Ｌｐに対して脈流電圧ＶＢが直接的に出力されている。
【0046】
キャパシタＣ１０の第２端は、スイッチＳ１２（本図ではＮＭＯＳＦＥＴ）のドレインとダイオードＤ１２のカソードに接続されている。スイッチＳ１２のソースとダイオードＤ１２のアノードは、いずれも一次巻線Ｌｐの第２端（巻終端）に接続されている。すなわち、キャパシタＣ１０とスイッチＳ１２は、一次巻線Ｌｐの両端間に直列接続されている。スイッチＳ１２のゲートには、ゲート駆動信号Ｇ１２が入力されている。例えば、スイッチＳ１２は、ゲート駆動信号Ｇ１２がハイレベルであるときにオンして、ゲート駆動信号Ｇ１２がローレベルであるときにオフする。ダイオードＤ１２は、スイッチＳ１２のボディダイオードであってもよい。
【0047】
スイッチＳ１１（本図ではＮＭＯＳＦＥＴ）のドレインとダイオードＤ１１のカソードは、いずれも一次巻線Ｌｐの第２端に接続されている。スイッチＳ１１のソースとダイオードＤ１１のアノードは、いずれも接地端ＧＮＤ１（＝基準電位端に相当）に接続されている。すなわち、スイッチＳ１１は、一次巻線Ｌｐと接地端ＧＮＤ１との間に直列接続されている。スイッチＳ１１のゲートには、ゲート駆動信号Ｇ１１が入力されている。例えば、スイッチＳ１１は、ゲート駆動信号Ｇ１１がハイレベルであるときにオンして、ゲート駆動信号Ｇ１１がローレベルであるときにオフする。ダイオードＤ１１は、スイッチＳ１１のボディダイオードであってもよい。
【0048】
スイッチＳ１１のドレイン・ソース間（＝一次巻線Ｌｐの第２端と接地端ＧＮＤ１との間）には、キャパシタＣ１１及びＣ１２が直列接続されており、相互間の接続ノードから第１検出信号Ｖｓ（＝スイッチ電圧Ｖｓｗの分圧電圧に相当）が引き出されている。なお、本図では、スイッチ電圧Ｖｓｗの分圧手段としてキャパシタＣ１１及びＣ１２を用いたが、スイッチ電圧Ｖｓｗは抵抗で分圧してもよい。また、スイッチ電圧Ｖｓｗを別方式で検出する場合（例えばトランスＴＸの補助巻き線を用いる場合）には、キャパシタＣ１１及びＣ１２を省略することも可能である。
【0049】
なお、詳細は後述するが、スイッチＳ１１は、トランスＴＸをフライバック方式で駆動するように構成された第１スイッチに相当する。また、スイッチＳ１２は、キャパシタＣ１０の充電電圧ＶＨを利用してトランスＴＸをフォワード方式で駆動するように構成された第２スイッチに相当する。なお、キャパシタＣ１０は、トランスＴＸをフライバック方式で駆動したときに一次巻線Ｌｐに生じるキックバック電圧ＶＯＲを用いて充電される。
【0050】
整流器ＤＢの第２出力端（＝ダイオードＤ３及びＤ４それぞれのアノード）と接地端ＧＮＤ１との間には、抵抗Ｒ１３が接続されており、両者の接続ノードから第２検出信号Ｉｓが引き出されている。なお、整流器ＤＢの第１出力端（＝ダイオードＤ１及びＤ２それぞれのカソード）から一次巻線Ｌｐ、スイッチＳ１１及び抵抗Ｒ１３を介して整流器ＤＢの第２出力端に向かう方向に一次電流Ｉｓｗが流れているときには、第２検出信号Ｉｓが負極性（＜ＧＮＤ１）となる。一方、上記とは逆の方向に一次電流Ｉｓｗが回生しているときには、第２検出信号Ｉｓが正極性（＞ＧＮＤ１）となる。
【0051】
また、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の一次回路系１ｐにおいて、フォトトランジスタＰＴのコレクタは、抵抗Ｒ１２及びキャパシタＣ１４それぞれの第１端に接続されている。抵抗Ｒ１２の第２端とキャパシタＣ１３の第１端は、互いに接続されており、相互間の接続ノードから平滑出力帰還信号ＳＳが引き出されている。キャパシタＣ１３及びＣ１４それぞれの第２端は、いずれも接地端ＧＮＤ１に接続されている。
【0052】
このように、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１では、直流出力電圧Ｖｏｕｔに応じた出力帰還信号ＦＢ（＝時定数の小さい第１出力帰還信号に相当）のほかに、出力帰還信号ＦＢを鈍らせた平滑出力帰還信号ＳＳ（＝時定数の大きい第２出力帰還信号に相当）が生成されており、２重時定数の出力帰還ループが形成されている。言い換えると、１系統の一次側帰還電流Ｉｆｂ１から時定数の異なる２系統の出力帰還信号ＦＢ及び平滑出力帰還信号ＳＳが生成されており、コントローラ１００では、両信号を用いて出力帰還制御が行われる。
【0053】
なお、詳細は後述するが、時定数が比較的小さい出力帰還信号ＦＢは、主として出力安定化（出力リップル低減及び負荷応答性向上）を目的としたスイッチＳ１２のオン／オフ制御に用いられる。これに対して、時定数が比較的大きい平滑出力帰還信号ＳＳは、主として力率改善を目的としたスイッチＳ１１のオン／オフ制御に用いられる。
【0054】
一方、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の二次回路系１ｓにおいて、二次巻線Ｌｓの第１端（巻始端）とキャパシタＣ４及びダイオードＤ１０それぞれの第１端は、いずれも二次回路系１ｓの接地端ＧＮＤ２に接続されている。二次巻線Ｌｓの第２端（巻終端）は、ダイオードＤ９のアノードに接続されている。ダイオードＤ９及びＤ１０それぞれのカソードは、いずれもインダクタＬ２の第１端に接続されている。インダクタＬ２及びキャパシタＣ４それぞれの第２端は、いずれも直流出力電圧Ｖｏｕｔの印加端に接続されている。
【0055】
このように、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１では、二次回路系１ｓに設けられた整流平滑部ＲＳの構成要素として、先出のダイオードＤ９及びキャパシタＣ４のほか、フォワード方式の絶縁型スイッチング出力段に倣い、ダイオードＤ１０（＝フライホイールダイオードに相当）とインダクタＬ２（＝チョークコイルに相当）が追加されている。
【0056】
なお、二次回路系１ｓに追加されたインダクタＬ２は、比較例（図１）のインダクタＬ１と比べて非常に小さいインダクタンス（例えば数μＨ）で足りるので、その素子サイズも遥かに小型で済む。
【0057】
コントローラ１００は、先出のＰＦＣコントローラＣＴＲＬ１及びＤＣ／ＤＣコントローラＣＴＲＬ２と同様、電源電圧ＶＣＣの供給を受けて動作する半導体集積回路装置（いわゆる電源制御ＩＣ）である。本図に即して述べると、コントローラ１００は、脈流電圧ＶＢに応じた入力監視信号ＶＢｍ、直流出力電圧Ｖｏｕｔに応じた出力帰還信号ＦＢ並びに平滑出力帰還信号ＳＳ、及び、一次電流Ｉｓｗに応じた第１検出信号Ｖｓ並びに第２検出信号Ｉｓに基づいてゲート駆動信号Ｇ１１及びＧ１２を生成することにより、力率改善と出力安定化を両立するようにスイッチＳ１１及びＳ１２それぞれのオン／オフ制御を行う。また、コントローラ１００は、一次巻線Ｌｐの第２端（＝スイッチＳ１１のドレイン）から引き出されるスイッチ電圧Ｖｓｗを用いて、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の起動時に電源電圧ＶＣＣを立ち上げるための起動回路を備えている。
【0058】
図３は、ＡＣ／ＤＣコンバータ１による電力変換動作の一例（交流入力電圧Ｖｉｎの絶対値が比較的低い状態）を示す図であり、上から順に、ゲート駆動信号Ｇ１１並びにＧ１２、一次電流Ｉｓｗ（実線）並びにキャパシタＣ１０の充放電電流Ｉｃ（破線）、及び、二次電流Ｉｏｄが描写されている。
【0059】
なお、一次電流Ｉｓｗの極性については、一次巻線ＬｐからスイッチＳ１１を介して接地端ＧＮＤ１に向かう方向を正とし、接地端ＧＮＤ１からスイッチＳ１１またはダイオードＤ１１を介して一次巻線Ｌｐに向かう方向を負とする。一方、充放電電流Ｉｃの極性については、キャパシタＣ１０からスイッチＳ１２を介して一次巻線Ｌｐに向かう方向を正とし、一次巻線ＬｐからスイッチＳ１２またはダイオードＤ１２を介してキャパシタＣ１０に向かう方向を負とする。
【0060】
また、図４～図７は、それぞれ、図３における第１フェイズ（＝時刻ｔ１～ｔ２）、第２フェイズ（＝時刻ｔ２～ｔ３）、第３フェイズ（＝時刻ｔ３～ｔ４）及び第４フェイズ（＝時刻ｔ４～ｔ５）の電流経路を示す図である。
【0061】
まず、図３（特に時刻ｔ１～ｔ２）及び図４を参照しながら、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の第１フェイズについて説明する。第１フェイズでは、スイッチＳ１１がオンしてスイッチＳ１２がオフしている（Ｇ１１＝Ｈ、Ｇ１２＝Ｌ）。このとき、整流器ＤＢの第１出力端（＝脈流電圧ＶＢの印加端）から一次巻線Ｌｐ及びスイッチＳ１１を介して接地端ＧＮＤ１に向かう方向に正極性の一次電流Ｉｓｗが流れる。その結果、一次巻線Ｌｐにエネルギが蓄えられる。なお、第１フェイズでは、ダイオードＤ９が逆バイアスとなるので、二次電流Ｉｏｄは流れない。
【0062】
次に、図３（特に時刻ｔ２～ｔ３）及び図５を参照しながら、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の第２フェイズについて説明する。第２フェイズでは、スイッチＳ１１がオフされて、一次電流Ｉｓｗが遮断される（Ｇ１１＝Ｈ→Ｌ）。このとき、一次巻線Ｌｐと磁気結合された二次巻線Ｌｓに誘起電圧Ｖｄが発生して、ダイオードＤ９が順バイアスとなる。その結果、ダイオードＤ９及びインダクタＬ２を介する二次電流Ｉｏｄは、直流出力電圧Ｖｏｕｔの印加端へ流れると共にキャパシタＣ４を介して接地端ＧＮＤ２にも流れ込み、キャパシタＣ４を充電する。このように、第２フェイズでは、フライバック方式により一次回路系１ｐから二次回路系１ｓに電力が伝達される。
【0063】
また、第２フェイズでは、スイッチＳ１１のオフに伴い、一次巻線Ｌｐにキックバック電圧ＶＯＲ（＝ｎ×（Ｖｏｕｔ＋ＶＬ＋Ｖｆ）、ただしＶＬ及びＶｆはそれぞれインダクタＬ２の両端間電圧及びダイオードＤ９の順方向降下電圧）が生じる。従って、一次巻線Ｌｐの第２端に現れるスイッチ電圧Ｖｓｗは、脈流電圧ＶＢにキックバック電圧ＶＯＲを足し合わせた電圧値ＶＢ＋ＶＯＲまで急峻に跳ね上がる。
【0064】
なお、スイッチＳ１１のオフ直後には、スイッチＳ１２が未だオフしているが、スイッチ電圧Ｖｓｗの上昇に伴い、ダイオードＤ１２が順バイアスとなる。従って、一次巻線ＬｐからダイオードＤ１２を介してキャパシタＣ１０に向かう方向に負極性の充放電電流Ｉｃ（＝充電電流に相当）が流れるので、キャパシタＣ１０が充電される。
【0065】
その後、スイッチＳ１１がオフしてから所定のデッドタイム（数十ｎｓ～数百ｎｓ）が経過すると、図５で示したように、スイッチＳ１２がオンする（Ｇ１２＝Ｌ→Ｈ）。その結果、ダイオードＤ１２を介して流れていた充放電電流ＩｃがスイッチＳ１２を介して流れるようになるので、ダイオードＤ１２での電力損失が抑制される。これら一連の充電動作により、キャパシタＣ１０の第２端に現れる充電電圧ＶＨは、スイッチ電圧Ｖｓｗとほぼ同電位（ＶＢ＋ＶＯＲ）まで上昇する。すなわち、キャパシタＣ１０の両端間電圧（＝ＶＨ－ＶＢ）は、ほぼキックバック電圧ＶＯＲまで上昇する。
【0066】
このように、第２フェイズでは、一次巻線Ｌｐに蓄えられたエネルギが二次巻線Ｌｓから二次電流Ｉｏｄとして放出されると共に、一次巻線ＬｐからキャパシタＣ１０に向けて負極性の充放電電流Ｉｃ（＝充電電流に相当）が流れる。すなわち、フライバック方式のキックバック電圧ＶＯＲを利用してキャパシタＣ１０の充電が行われる。
【0067】
次に、図３（特に時刻ｔ３～ｔ４）及び図６を参照しながら、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の第３フェイズについて説明する。第３フェイズでは、スイッチＳ１１がオフしてスイッチＳ１２がオンしている（Ｇ１１＝Ｌ、Ｇ１２＝Ｈ）。このとき、キックバック電圧ＶＯＲにより充電されたキャパシタＣ１０が電源のように振る舞い、キャパシタＣ１０からスイッチＳ１２を介して一次巻線Ｌｐに向かう方向に正極性の充放電電流Ｉｃ（＝放電電流に相当）が流れ始める。その結果、ダイオードＤ９が順バイアスとなるので、インダクタＬ２を介して二次電流Ｉｏｄが流れる。
【0068】
このように、第３フェイズでは、キャパシタＣ１０から一次巻線Ｌｐに向けて正極性の充放電電流Ｉｃ（＝放電電流に相当）が流れると共に、二次巻線Ｌｓから二次電流Ｉｏｄが放出される。すなわち、第３フェイズでは、スイッチＳ１１のオフに伴うフライバック動作（＝フライバック方式での電力伝達）に加えて、スイッチＳ１２のオンに伴うフォワード動作（＝フォワード方式での電力伝達）が併用された状態となる。その結果、フライバック方式の単独使用時（＝スイッチＳ１２の常時オフ時）と比べて出力安定化を図ることが可能となる（詳細は後述）。
【0069】
なお、脈流電圧ＶＢが周期的に接地電位近傍まで低下しているときには、第２フェイズでキャパシタＣ１０を充電することができない場合もあり得る。そのような場合であっても第３フェイズのフォワード動作に破綻（＝キャパシタＣ１０に蓄えられた電荷の枯渇）を来さないためには、フライバック方式の単独使用時と比べてスイッチＳ１１のオン期間（＝或る周期の第４フェイズ開始タイミングから次の周期の第１フェイズ終了タイミングまで）を長めに設定し、一次巻線Ｌｐに余剰な一次電流Ｉｓｗを流しておくことが望ましい。このようなオン期間の設定によれば、脈流電圧ＶＢが比較的高いときに第２フェイズでキャパシタＣ１０に十分な量（＝一周期では放電し切らない量）の電荷を備蓄しておくことができるので、脈流電圧ＶＢの低下時でもフォワード動作に破綻を来しにくくなる。
【0070】
次に、図３（特に時刻ｔ４～ｔ５）及び図７を参照しながら、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の第４フェイズについて説明する。第４フェイズでは、スイッチＳ１２がオフされて、充放電電流Ｉｃが遮断される（Ｇ１２＝Ｌ→Ｈ）。このとき、一次巻線Ｌｐは、第３フェイズと同じ向きに一次電流Ｉｓｗを流し続けようとする。
【0071】
なお、スイッチＳ１２のオフ直後には、スイッチＳ１１が未だオフしているが、スイッチ電圧Ｖｓｗの低下に伴い、ダイオードＤ１１が順バイアスとなる。従って、接地端ＧＮＤ１からダイオードＤ１１を介して一次巻線Ｌｐに向かう方向に負極性の一次電流Ｉｓｗが回生する。
【0072】
その後、図７で示したように、電流臨界モード（または電流連続モード）によりスイッチＳ１１がオンする（Ｇ１１＝Ｌ→Ｈ）。その結果、ダイオードＤ１１を介して流れていた一次電流ＩｓｗがスイッチＳ１１を介して流れるようになるので、ダイオードＤ１１での電力損失が抑制される。これら一連の回生動作により、キャパシタＣ１には一次電流Ｉｓｗの回生量に相当する電荷が蓄えられる。すなわち、或る周期のフォワード動作で流れた電流（電荷）の一部を回生して次の周期のフライバック動作に利用することができる。
【0073】
また、一次回路系１ｐで一次電流Ｉｓｗが回生している間、二次回路系１ｓでは、インダクタＬ２に蓄えられたエネルギの放出により二次電流Ｉｏｄが流れ続ける。
【0074】
このように、第４フェイズでは、接地端ＧＮＤ１から一次巻線Ｌｐに向けて一次電流Ｉｓｗが回生すると共に、インダクタＬ２に蓄えられたエネルギが二次電流Ｉｏｄとして放出される。従って、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の変換効率を高めることが可能となる。
【0075】
さらに、第４フェイズは、フォワード方式で必要となるトランスＴＸのリセット動作も兼ねている。フォワード方式では、トランスＴＸを一方向にのみ励磁するので、スイッチＳ１２のオフ期間において、一次巻線Ｌｐに蓄えられたエネルギを速やかに放出しなければ、行き場を無くした電荷によりスイッチ電圧Ｖｓｗが大きく跳ね上がってしまう。そのため、フォワード方式のコンバータには、一般にスナバ回路（リセット回路）またはアクティブクランパが設けられている。
【0076】
一方、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１では、スイッチＳ１２がオフされた後、スイッチＳ１１又はダイオードＤ１１を介して一次電流Ｉｓｗが回生する。このとき、スイッチ電圧Ｖｓｗは、接地電位（＝接地端ＧＮＤ１の電位）を基準としてクランプされる。従って、スナバ回路またはアクティブクランパが不要となる。
【0077】
なお、スイッチＳ１１は、時刻ｔ５において、一次巻線Ｌｐに蓄えられたエネルギが尽きて一次電流Ｉｓｗが負極性から正極性に転じた後もオン状態に維持される。すなわち、ＡＣ／ＤＣコンバータ１は、第４フェイズから先出の第１フェイズに戻る。
【0078】
コントローラ１００は、図３で示したように、上記の第１フェイズ～第４フェイズを所定の周期で順次切り替えるように、スイッチＳＷ１１及びＳＷ１２それぞれのオン／オフ制御を行う。その結果、ＡＣ／ＤＣコンバータ１では、１コンバータ方式でＰＦＣ機能とＤＣ／ＤＣ機能を実現することが可能となる。
【0079】
以下では、本実施形態の特長をまとめて述べる。第１の特長として、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１は、サブ電源を要することなくトランスＴＸの逆起電力（＝フライバック動作時のキックバック電圧ＶＯＲ）を利用してフライバック方式とフォワード方式を併用した電力伝達を行うことが可能である。このような動作によれば、ＰＦＣ機能とＤＣ／ＤＣ機能の双方を単一のコンバータで実現することができる。従って、２コンバータ方式で必須となるＰＦＣ用のインダクタ（図１のインダクタＬ１）が不要となる。
【0080】
特に、ＰＦＣ用のインダクタには、電力変換用のトランスＴＸと電力的に同等のスペックが要求されるので、トランスＴＸとほぼ同じサイズ（体積）が必要となる。そのため、ＰＦＣ用のインダクタを省略することにより、ＡＣ／ＤＣコンバータ１を大幅に小型化することが可能となる。
【0081】
第２の特長として、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１は、スイッチＳ１１を主にＰＦＣ用とし、スイッチＳ１２を主に出力安定化用として、それぞれを使い分けることにより、力率改善と出力安定化という相反する２つの特性を単一のコンバータで両立する。
【0082】
なお、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１では、スイッチＳ１１のオン／オフによりフライバック動作とこれに伴うキャパシタＣ１０の充電が行われて、スイッチＳ１２のオン／オフによりキャパシタＣ１０の放電とこれに伴うフォワード動作が行われる。
【0083】
一般に、１コンバータ方式では、ＰＦＣ機能を実現するために出力帰還信号の時定数を下げることが多く、これが出力安定化の阻害要因となっている。これに対して、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１では、力率改善を主目的としたスイッチＳ１１のオン／オフ制御に時定数が比較的大きい平滑出力帰還信号ＳＳが用いられており、出力安定化を主目的としたスイッチＳ１２のオン／オフ制御に時定数が比較的小さい出力帰還信号ＦＢが用いられている。このように、２重時定数の出力帰還ループを形成することにより、力率改善と出力安定化の両立が可能となる（詳細は後述）。
【0084】
第３の特長として、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１は、或る周期のフォワード動作で流れた電流（電荷）の一部を回生して、入力側のキャパシタＣ１に蓄えることができる。従って、交流入力電圧Ｖｉｎの絶対値が低下したときには、或る周期のフライバック動作で回生された電流（電荷）を次の周期のフライバック動作に利用することができるので、ＡＣ／ＤＣコンバータ１の高効率化に寄与し得る。
【0085】
次に、本実施形態の補足的な説明を行う。本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１において、一次回路系１ｐのトポロジは、先出の図２を一見すると、フライバック方式の絶縁型スイッチング出力段にアクティブクランパを加えた回路構成（＝図１におけるＤＣ／ＤＣコンバータ２０の一次側に相当）と同様であるかのように見える。
【0086】
しかしながら、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１では、二次回路系１ｓのトポロジとして、フォワード方式と同様の整流平滑部ＲＳが組み合わされており、ＡＣ／ＤＣコンバータ１全体の動作としては、先にも説明したように、単なるフライバック方式のコンバータと全く異なっている。
【0087】
また、このような動作の違いにより、ＡＣ／ＤＣコンバータ１を形成する回路素子の物性値も大きく異なる。例えば、比較例（図１）のアクティブクランパでは、トランスＴＸの漏洩分に相当する電荷を一周期毎にクランプすることができれば足りるので、キャパシタＣ３としては、非常に小容量（例えば１ｎＦ）で足りる。
【0088】
一方、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１では、先にも述べたように、フライバック動作と併用されるフォワード動作が脈流電圧ＶＢの低下時に破綻してしまわないように、キャパシタＣ１０に十分な電荷を蓄えておく必要がある。そのため、キャパシタＣ１０としては、キャパシタＣ３と比べて遥かに大きい容量値（キャパシタＣ３の１０３～１０５倍、例えば１～１００μＦ）が必要となる。
【0089】
なお、キャパシタＣ１０の充電電圧ＶＨ（≒ＶＢ＋ＶＯＲ）は、一般に数百Ｖを超える高電圧（例えば７００Ｖ）となる。そのため、スイッチＳ１１及びＳ１２としては、上記の高電圧に耐えることのできる高耐圧素子（例えば８００Ｖ耐圧）が必要となる。また、二次回路系１ｓに設けられるインダクタＬ２を小型化するためには、スイッチＳ１１及びＳ１２それぞれのスイッチング周波数を高める方が有利である（例えば数十ｋＨｚ～数百ｋＨｚ）。これらを鑑みると、スイッチＳＷ１１及びＳＷ１２としては、高耐圧で高周波数駆動が可能なデバイス、例えば、ワイドバンドギャップ半導体を用いたパワーデバイス（ＧａＮデバイスまたはＳｉＣデバイスなど）を用いることが望ましい。
【0090】
図８は、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１による力率改善動作を説明するための図であり、交流入力電圧Ｖｉｎ（実線）と交流入力電流Ｉｉｎ（破線）が描写されている。本図で示すように、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１では、交流入力電圧Ｖｉｎと交流入力電流Ｉｉｎがほぼ相似波形となっており、ＰＦＣ制御が適切に実施されていることが分かる。このようなＰＦＣ制御によれば、例えば、交流入力電流Ｉｉｎの第３次高調波成分（例えば、商用交流周波数が５０Ｈｚの場合には１５０Ｈｚ）を規格の範囲内に抑えることが可能となる。
【0091】
図９は、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１による出力安定化動作（特に出力リップル低減動作）を説明するための図である。なお、図中の実線は、フライバック方式及びフォワード方式の併用時における直流出力電圧Ｖｏｕｔの挙動を示している。一方、図中の破線は、フライバック方式の単独使用時における直流出力電圧Ｖｏｕｔの挙動（＝スイッチＳ１２を常にオフさせた場合の挙動）を対比のために示している。
【0092】
ＡＣ／ＤＣコンバータ１の力率を１に近付けるためには、交流入力電圧Ｖｉｎと交流入力電流Ｉｉｎ（延いては一次電流Ｉｓｗ）が相似波形となるようにＰＦＣ制御を行う必要がある。そのため、フライバック方式の単独使用時には、交流入力電圧Ｖｉｎ（延いては脈流電圧ＶＢ）の低下時に直流出力電圧Ｖｏｕｔも低下するので、出力リップル（＝直流出力電圧Ｖｏｕｔの周期的な変動）が生じてしまう。
【0093】
一方、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１であれば、フライバック方式及びフォワード方式を併用することにより、交流入力電圧Ｖｉｎの低下時における直流出力電圧Ｖｏｕｔの低下分をキャパシタＣ１０の放電により補填することができる（図中のハッチング領域を参照）。従って、負荷が一定であるときには、直流出力電圧Ｖｏｕｔをフラット化して出力リップルを低減することが可能となる（例えば目標値±５％以内）。
【0094】
また、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１であれば、交流入力電圧Ｖｉｎの低下時だけでなく、負荷の変動時にも直流出力電圧Ｖｏｕｔを高速に応答させることができる。従って、力率改善と出力安定化という相反する２つの特性を単一のコンバータで両立することが可能となる。
【0095】
＜コントローラ＞
図１０は、コントローラ１００の要部構成を示す図である。本構成例のコントローラ１００は、第１内部信号生成部１１０と、第２内部信号生成部１２０と、ロジック部１３０と、を含む。なお、コントローラ１００には、上記回路ブロックのほかにも異常保護回路などを適宜組み込むことが可能である。
図１０は、コントローラ１００の要部構成を示す図である。本構成例のコントローラ１００は、第１内部信号生成部１１０と、第２内部信号生成部１２０と、ロジック部１３０と、を含む。なお、コントローラ１００には、上記回路ブロックのほかにも異常保護回路などを適宜組み込むことが可能である。
【0096】
第１内部信号生成部１１０は、入力監視信号ＶＢｍ、平滑出力帰還信号ＳＳ及び第２検出信号Ｉｓに基づいてスイッチＳＷ１１のオフタイミングを設定するための第１内部信号Ｓ１１０を生成する回路ブロックであり、乗算器１１１と、加算器１１２と、極性反転器１１３と、コンパレータ１１４と、サンプル／ホールド回路１１５と、を含む。
【0097】
乗算器１１１は、入力監視信号ＶＢｍと平滑出力帰還信号ＳＳを掛け合わせて乗算信号Ｓ１１１（＝ＶＢｍ×ＳＳ）を生成する。なお、平滑出力帰還信号ＳＳは、出力帰還信号ＦＢを時定数τ（＝Ｒ１２×Ｃ１３）で鈍らせた信号であり、負荷が一定であればほぼＤＣ信号となる。従って、乗算信号Ｓ１１１は、入力監視信号ＶＢｍと相似する全波整流波形となる。また、乗算信号Ｓ１１１の波高値（ピーク値）は、平滑出力帰還信号ＳＳに応じた可変値となる。具体的に述べると、乗算信号Ｓ１１１の波高値は、平滑出力帰還信号ＳＳが高いほど高くなり、逆に、平滑出力帰還信号ＳＳが低いほど低くなる。
【0098】
加算器１１２は、乗算器１１１から出力される乗算信号Ｓ１１１と、サンプル／ホールド回路１１５から出力される回生ピーク検出信号Ｓ１１５とを足し合わせて加算信号Ｓ１１２（＝Ｓ１１１＋Ｓ１１５）を生成する。なお、加算信号Ｓ１１２は、乗算信号Ｓ１１１と同じく、入力監視信号ＶＢｍと相似する全波整流波形となる。
【0099】
極性反転器１１３は、第２検出信号Ｉｓ（＝Ｉｓｗ×Ｒ１３）の極性を反転させて反転検出信号Ｓ１１３を生成する。先にも述べた通り、スイッチＳ１１のオン期間において、一次巻線ＬｐからスイッチＳ１１を介して接地端ＧＮＤ１に向かう方向に正極性の一次電流Ｉｓｗが流れているときには、第２検出信号Ｉｓが負極性（＜ＧＮＤ１）となる。そのため、第２検出信号Ｉｓをそのままコンパレータ１１４に入力することはできないので、極性反転器１１３による極性反転処理が必要となる。なお、反転検出信号Ｓ１１３は、一次電流Ｉｓｗの増大に伴って上昇する。
【0100】
コンパレータ１１４は、極性反転器１１３から非反転入力端（＋）に入力される反転検出信号Ｓ１１３と、加算器１１２から反転入力端（－）に入力される加算信号Ｓ１１２を比較して比較信号Ｓ１１４を生成する。従って、比較信号Ｓ１１４は、Ｓ１１３＞Ｓ１１２であるときにハイレベルとなり、Ｓ１１３＜Ｓ１１２であるときにローレベルとなる。つまり、スイッチＳ１１のオン期間に流れる一次電流Ｉｓｗが増大して反転検出信号Ｓ１１３が加算信号Ｓ１１２よりも高くなると比較信号Ｓ１１４がハイレベルに立ち上がる。
【0101】
なお、比較信号Ｓ１１４は、第１内部信号Ｓ１１０（＝スイッチＳ１１のオフタイミング設定信号）としてロジック部１３０に出力されている。ロジック部１３０は、第１内部信号Ｓ１１０がハイレベルに立ち上がったときにスイッチＳ１１をオフして一次電流Ｉｓｗを遮断する。これを鑑みると、加算信号Ｓ１１２は、一次電流Ｉｓｗの正ピーク値（最大値）を設定するための閾値信号として理解することができる。
【0102】
また、加算信号Ｓ１１２は、先にも述べたように入力監視信号ＶＢｍと相似するので、一次電流Ｉｓｗの正ピーク値も入力監視信号ＶＢｍに追従して変化していく。従って、第１内部信号Ｓ１１０に応じてスイッチＳ１１のオフタイミングを設定してやれば、交流入力電圧Ｖｉｎと交流入力電流Ｉｉｎを相似波形に近付ける、すなわち、ＰＦＣ制御を実現することが可能となる。
【0103】
サンプル／ホールド回路１１５は、第２検出信号Ｉｓの回生ピーク値（＝負ピーク値）をサンプル／ホールドして回生ピーク検出信号Ｓ１１５を生成する。なお、接地端ＧＮＤ１からスイッチＳ１１またはダイオードＤ１１を介して一次巻線Ｌｐに向かう方向に負極性の一次電流Ｉｓｗが回生しているときには、第２検出信号Ｉｓが正極性（＞ＧＮＤ１）となる。従って、サンプル／ホールド回路１１５には、第２検出信号Ｉｓを直接的に入力することができる。
【0104】
図１１は、サンプル／ホールド回路１１５の一構成例を示す図である。本構成例のサンプル／ホールド回路１１５は、バッファ１１５ａと、ダイオード１１５ｂと、キャパシタ１１５ｃと、抵抗１１５ｄと、を含む。
【0105】
バッファ１１５ａの非反転入力端（＋）は、第２検出信号Ｉｓの印加端に接続されている。バッファ１１５ａの反転入力端（－）及び出力端は、いずれもダイオード１１５ｂのアノードに接続されている。ダイオード１１５ｂのカソード、及び、キャパシタ１１５ｃ並びに抵抗１１５ｄそれぞれの第１端は、いずれも回生ピーク検出信号Ｓ１１５の印加端に接続されている。キャパシタ１１５ｃ及び抵抗１１５ｄそれぞれの第２端は、いずれも接地端ＧＮＤ１に接続されている。
【0106】
本構成例のサンプル／ホールド回路１１５において、ダイオード１１５ｂは、第２検出信号Ｉｓが正極性であるとき（すなわち一次電流Ｉｓｗが回生しているとき）に順バイアスとなり、第２検出信号Ｉｓが負極性であるとき（すなわち一次電流Ｉｓｗが回生していないとき）に逆バイアスとなる。従って、複雑なサンプリング制御を要することなく第２検出信号Ｉｓの回生ピーク値をサンプル／ホールドすることが可能となる。
【0107】
次に、加算器１１２及びサンプル／ホールド回路１１５の導入意義について説明する。
【0108】
交流入力電圧Ｖｉｎが０Ｖ付近である場合には、交流入力電圧Ｖｉｎを全波整流した脈流電圧ＶＢが０Ｖ付近となり、さらには、脈流電圧ＶＢを分圧した入力監視信号ＶＢｍが０Ｖ付近となる。従って、入力監視信号ＶＢｍに平滑出力帰還信号ＳＳを掛け合わせた乗算信号Ｓ１１１も０Ｖ付近となる。そのため、仮に乗算信号Ｓ１１１にオフセットを与えていなければ、正極性の一次電流Ｉｓｗが流れていなくても比較信号Ｓ１１４がハイレベルに立ち上がってしまう。その結果、スイッチＳ１１のオン時間が短くなり過ぎるので、脈流電圧ＶＢが接地電位から大きく浮き上がってしまい、力率悪化の要因となり得る。
【0109】
そこで、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１では、加算器１１２及びサンプル／ホールド回路１１５を導入し、第２検出信号Ｉｓの回生ピーク値（＝或る周期における一次電流Ｉｓｗの回生量に相当）を回生ピーク検出信号Ｓ１１５として乗算信号Ｓ１１１に足し合わせている。
【0110】
本構成を採用することにより、第１内部信号生成部１１０では、或る周期における一次電流Ｉｓｗの回生量が大きいほど次の周期におけるスイッチＳ１１のオフタイミングを遅らせるように第１内部信号Ｓ１１０を生成することができる。従って、一次電流Ｉｓｗの回生分を放電し切るまでスイッチＳ１１のオン時間を確保することができる。
【0111】
図１２は、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１における脈流電圧ＶＢ及び充電電圧ＶＨそれぞれの挙動（交流入力電圧Ｖｉｎの絶対値が比較的低い状態）を示す図である。
【0112】
仮に、加算器１１２及びサンプル／ホールド回路１１５が未導入である場合、脈流電圧ＶＢの浮き上がり量Ｖｆｌｏａｔは、１００Ｖ近くに達し得る。一方、本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１であれば、本図で示すように、脈流電圧ＶＢの浮き上がり量Ｖｆｌｏａｔを数十Ｖ程度にまで抑制することができる。従って、一次電流Ｉｓｗの回生に伴う力率の悪化を招かずに済む。
【0113】
特に、一次電流Ｉｓｗの回生量が多いほど本構成が有効となり得る。逆に、一次電流Ｉｓｗの回生量がさほど大きくないのであれば、加算器１１２及びサンプル／ホールド回路１１５を省略し、乗算信号Ｓ１１１をコンパレータ１１４の非反転入力端（＋）に直接入力することも可能である。
【0114】
図１０に戻り、コントローラ１００の要部構成について説明を続ける。第２内部信号生成部１２０は、入力監視信号ＶＢｍと出力帰還信号ＦＢに基づいてスイッチＳ１２のオン時間を設定するための第２内部信号Ｓ１２０を生成する回路ブロックであり、極性反転器１２１と、乗算器１２２と、を含む。
【0115】
極性反転器１２１は、入力監視信号ＶＢｍの極性を反転させて反転入力監視信号Ｓ１２１を生成する。
【0116】
乗算器１２２は、反転入力監視信号Ｓ１２１と出力帰還信号ＦＢを掛け合わせて乗算信号Ｓ１２２（＝Ｓ１２１×ＦＢ）を生成する。従って、乗算信号Ｓ１２２の波高値（ピーク値）は、出力帰還信号ＦＢに応じた可変値となる。具体的に述べると、乗算信号Ｓ１２２の波高値は、出力帰還信号ＦＢが高いほど高くなり、逆に、出力帰還信号ＦＢが低いほど低くなる。なお、乗算信号Ｓ１２２は、第２内部信号Ｓ１２０（＝スイッチＳ１２のオン時間設定信号）としてロジック部１３０に出力されている。
【0117】
ロジック部１３０は、第２内部信号Ｓ１２０に応じてスイッチＳ１２のオン時間を設定する。より具体的に述べると、スイッチＳ１２のオン時間は、第２内部信号Ｓ１２０が高いほど長くなり、第２内部信号Ｓ１２０が低いほど短くなる。このようなオン時間制御によれば、直流出力電圧Ｖｏｕｔのリップル成分を補填するようにキャパシタＣ１０の放電制御を行うことができる（先出の図９を参照）。
【0118】
上記動作について補足する。直流出力電圧Ｖｏｕｔのリップル成分は、脈流電圧ＶＢがボトム値となるタイミングでボトム値となる。つまり、直流出力電圧Ｖｏｕｔがボトム値となるタイミングは、脈流電圧ＶＢに応じた入力監視信号ＶＢｍから知ることができる。そこで、入力監視信号ＶＢｍがボトム値となるタイミングでピーク値となる反転入力監視信号Ｓ１２１を用意し、この反転入力監視信号Ｓ１２１に基づいてスイッチＳ１２のオン時間を設定すれば、仮に出力帰還信号ＦＢがフラットであっても、直流出力電圧Ｖｏｕｔのリップル成分を補填するようにスイッチＳ１２のオン時間を調整することができる。
【0119】
具体的には、入力監視信号ＶＢｍ（延いては脈流電圧ＶＢ）が高いほどスイッチＳ１２のオン時間を短縮し、逆に、入力監視信号ＶＢｍ（延いては脈流電圧ＶＢ）が低いほどスイッチＳ１２のオン時間を延長すればよい。
【0120】
ロジック部１３０は、第１内部信号Ｓ１１０並びに第２内部信号Ｓ１２０、及び、第１検出信号Ｖｓに基づいて、スイッチＳ１１及びＳ１２それぞれのゲート駆動信号Ｇ１１及びＧ１２を生成する。
【0121】
例えば、ロジック部１３０は、第１検出信号Ｖｓに基づいて電流臨界モード（または電流連続モード）によりスイッチＳ１１のオンタイミングを決定してもよい。また、ロジック部１３０は、第１内部信号Ｓ１１０がハイレベルに立ち上がったときにスイッチＳ１１をオフしてもよい。また、ロジック部１３０は、スイッチＳ１１をオフしてから所定のデッドタイムが経過したときにスイッチＳ１２をオンしてもよい。また、ロジック部１３０は、スイッチＳ１２をオンしてから第２内部信号Ｓ１２０に応じて設定されるオン時間が経過したときにスイッチＳ１２をオフしてもよい。
【0122】
＜ＡＣ／ＤＣコンバータ（第２実施形態）＞
図１３は、ＡＣ／ＤＣコンバータの第２実施形態を示す図である。本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１は、先出の第１実施形態（図２）を基本としつつ、二次回路系１ｓのインダクタＬ２及びダイオードＤ１０を無くす代わりに、一次巻線Ｌｐに直列接続されたインダクタＬ３を有する。本図に即して述べると、インダクタＬ３は、例えば、一次巻線Ｌｐの第２端（巻終端）とスイッチＳ１１のドレインとの間に接続してもよい。このような構成であれば、先出の第１実施形態（図２）と同じく、１コンバータ方式で力率改善と出力安定化を両立することのできるＡＣ／ＤＣコンバータを形成することができる。
図１３は、ＡＣ／ＤＣコンバータの第２実施形態を示す図である。本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１は、先出の第１実施形態（図２）を基本としつつ、二次回路系１ｓのインダクタＬ２及びダイオードＤ１０を無くす代わりに、一次巻線Ｌｐに直列接続されたインダクタＬ３を有する。本図に即して述べると、インダクタＬ３は、例えば、一次巻線Ｌｐの第２端（巻終端）とスイッチＳ１１のドレインとの間に接続してもよい。このような構成であれば、先出の第１実施形態（図２）と同じく、１コンバータ方式で力率改善と出力安定化を両立することのできるＡＣ／ＤＣコンバータを形成することができる。
【0123】
＜ＡＣ／ＤＣコンバータ（第３実施形態）＞
図１４は、ＡＣ／ＤＣコンバータの第３実施形態を示す図である。本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１は、先出の第２実施形態（図１３）の変形例として、インダクタＬ３の代わりに、トランスＴＸとして漏れインダクタンス成分Ｌ４を持つ漏洩トランスが用いられている。このような構成であれば、先出の第１実施形態（図２）及び第２実施形態（図１３）と同じく、１コンバータ方式で力率改善と出力安定化を両立することのできるＡＣ／ＤＣコンバータを形成することができる。
図１４は、ＡＣ／ＤＣコンバータの第３実施形態を示す図である。本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータ１は、先出の第２実施形態（図１３）の変形例として、インダクタＬ３の代わりに、トランスＴＸとして漏れインダクタンス成分Ｌ４を持つ漏洩トランスが用いられている。このような構成であれば、先出の第１実施形態（図２）及び第２実施形態（図１３）と同じく、１コンバータ方式で力率改善と出力安定化を両立することのできるＡＣ／ＤＣコンバータを形成することができる。
【0124】
第２実施形態（図１３）及び第３実施形態（図１４）について補足する。先出の第１実施形態（図２）で用いられているインダクタＬ２の役割は、フォワード時の電流過大防止及び効率改善となる。また、ダイオードＤ１０は、インダクタＬ２の電流経路用に用いられている。このダイオードＤ１０も効率改善に寄与している。第２実施形態（図１３）及び第３実施形態（図１４）の目的は、これら２つの部品を削減することにある。
【0125】
具体的に述べると、第２実施形態（図１３）では、上記２つの部品を無くしてその代わりに一次回路系１ｐにインダクタＬ３を挿入することで、フォワード時の電流過大防止の役割を持たせている。また、第３実施形態（図１４）では、第２実施形態（図１３）から更に素子削減を進めて、一次回路系１ｐにインダクタＬ３を追加する代わりにその機能を漏洩トランスで実現している。
【0126】
＜総括＞
以下では、上記で説明した種々の実施形態について総括的に述べる。
以下では、上記で説明した種々の実施形態について総括的に述べる。
【0127】
例えば、本明細書中に開示されているＡＣ／ＤＣコンバータは、一次巻線及び二次巻線を備えるように構成されたトランスと、交流入力電圧を全波整流または半波整流することにより脈流電圧を生成して前記一次巻線に出力するように構成された整流器と、前記トランスをフライバック方式で駆動するように構成された第１スイッチと、前記トランスのキックバック電圧で充電されるように構成されたキャパシタと、前記キャパシタの充電電圧を利用して前記トランスをフォワード方式で駆動するように構成された第２スイッチと、前記二次巻線に現れる誘起電圧を整流及び平滑して直流出力電圧を生成するように構成された整流平滑部と、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチそれぞれのオン／オフ制御を行うように構成されたコントローラと、を有する構成（第１の構成）とされている。
【0128】
上記第１の構成によるＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第１スイッチは、前記一次巻線と基準電位端との間に直列接続されており、前記キャパシタと前記第２スイッチは、前記一次巻線の両端間に直列接続されている構成（第２の構成）にしてもよい。
【0129】
上記第１または第２の構成によるＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記整流平滑部は、第１ダイオード及び第２ダイオードと、インダクタと、出力キャパシタと、を含み、前記第１ダイオードのアノードは、前記二次巻線の第１端に接続されており、前記第２ダイオードのアノードと前記出力キャパシタの第１端は、いずれも前記二次巻線の第２端に接続されており、前記第１ダイオード及び前記第２ダイオードそれぞれのカソードは、いずれもインダクタの第１端に接続されており、前記インダクタ及び前記出力キャパシタそれぞれの第２端は、いずれも前記直流出力電圧の出力端に接続されている構成（第３の構成）にしてもよい。
【0130】
上記第１～第３いずれかの構成によるＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記コントローラは、前記一次巻線から基準電位端に向けて一次電流が流れる第１フェイズと、前記一次巻線に蓄えられたエネルギが前記二次巻線から二次電流として放出されると共に前記一次巻線から前記キャパシタに向けて充放電電流が流れる第２フェイズと、前記キャパシタから前記一次巻線に向けて前記充放電電流が流れると共に前記二次巻線から前記二次電流が放出される第３フェイズと、前記基準電位端から前記一次巻線に向けて前記一次電流が回生すると共に前記整流平滑部のインダクタに蓄えられたエネルギが前記二次電流として放出される第４フェイズと、を所定の周期で順次切り替えるように前記第１スイッチ及び前記第２スイッチそれぞれのオン／オフ制御を行う構成（第４の構成）にしてもよい。
【0131】
上記第４の構成によるＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記コントローラは、前記脈流電圧に応じた入力監視信号、前記直流出力電圧に応じた第１出力帰還信号、前記第１出力帰還信号を鈍らせた第２出力帰還信号、及び、前記一次電流に応じた検出信号に基づいて、力率改善と出力安定化を両立するように前記第１スイッチ及び前記第２スイッチそれぞれのオン／オフ制御を行う構成（第５の構成）にしてもよい。
【0132】
上記第５の構成によるＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記コントローラは、前記入力監視信号、前記第２出力帰還信号及び前記検出信号に基づいて前記第１スイッチのオフタイミングを設定するための第１内部信号を生成するように構成された第１内部信号生成部と、前記入力監視信号と前記第１出力帰還信号に基づいて前記第２スイッチのオン時間を設定するための第２内部信号を生成するように構成された第２内部信号生成部と、少なくとも前記第１内部信号及び前記第２内部信号に基づいて前記第１スイッチ及び前記第２スイッチそれぞれの駆動信号を生成するように構成されたロジック部を含む構成（第６の構成）にしてもよい。
【0133】
上記第６の構成によるＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第１内部信号生成部は、或る周期における前記一次電流の回生量が大きいほど次の周期における前記第１スイッチのオフタイミングを遅らせるように前記第１内部信号を生成する構成（第７の構成）にしてもよい。
【0134】
上記第７の構成によるＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第１内部信号生成部は、前記入力監視信号と前記第２出力帰還信号を掛け合わせて乗算信号を生成するように構成された第１乗算器と、前記検出信号の極性を反転させて反転検出信号を生成するように構成された第１極性反転器と、前記検出信号の回生ピーク値をサンプル／ホールドして回生ピーク検出信号を生成するように構成されたサンプル／ホールド回路と、前記乗算信号と前記回生ピーク検出信号とを足し合わせて加算信号を生成するように構成された加算器と、前記反転検出信号と前記加算信号とを比較して前記第１内部信号を生成するように構成されたコンパレータと、を含む構成（第８の構成）にしてもよい。
【0135】
上記第６～第８いずれかの構成によるＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第２内部信号生成部は、前記入力監視信号の極性を反転させて反転入力監視信号を生成するように構成された第２極性反転器と、前記反転入力監視信号と前記第１出力帰還信号を掛け合わせて前記第２内部信号を生成するように構成された第２乗算器とを含む構成（第９の構成）にしてもよい。
【0136】
上記第１～第９いずれかの構成によるＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチは、ワイドバンドギャップ半導体を用いたパワーデバイスである構成（第１０の構成）にしてもよい。
【0137】
上記第１～第１０いずれかの構成によるＡＣ／ＤＣコンバータは、前記一次巻線に直列接続されたインダクタをさらに有する構成（第１１の構成）にしてもよい。
【0138】
また、上記第１～第１１いずれかの構成によるＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記トランスは、漏れインダクタンス成分を持つ漏洩トランスである構成（第１２の構成）にしてもよい。
【0139】
＜その他の変形例＞
なお、本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。
なお、本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。
【符号の説明】
【0140】
１ ＡＣ／ＤＣコンバータ
１ｐ 一次回路系
１ｓ 二次回路系
１０ ＰＦＣコンバータ
２０ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１００ コントローラ
１１０ 第１内部信号生成部
１１１ 乗算器
１１２ 加算器
１１３ 極性反転器
１１４ コンパレータ
１１５ サンプル／ホールド回路
１１５ａ バッファ
１１５ｂ ダイオード
１１５ｃ キャパシタ
１１５ｄ 抵抗
１２０ 第２内部信号生成部
１２１ 極性反転器
１２２ 乗算器
１３０ ロジック部
ＡＣ 交流電源
Ｃ１～Ｃ５、Ｃ１０～Ｃ１４ キャパシタ
ＣＴＲＬ１ ＰＦＣコントローラ
ＣＴＲＬ２ ＤＣ／ＤＣコントローラ
Ｄ１～Ｄ１２ ダイオード
ＤＢ 整流器（ダイオードブリッジ）
ＦＢＧＮＲ 出力帰還信号生成部
Ｌ１、Ｌ２ インダクタ
Ｌ３ インダクタ
Ｌ４ 漏れインダクタンス成分
ＬＥＤ 発光ダイオード
Ｌｐ 一次巻線
Ｌｓ 二次巻線
ＰＣ フォトカプラ
ＰＴ フォトトランジスタ
Ｒ１～Ｒ１３ 抵抗
ＲＳ 整流平滑部
Ｓ１、Ｓ２、Ｓ１１、Ｓ１２ スイッチ
ＳＲ シャントレギュレータ
ＴＸ トランス
１ｐ 一次回路系
１ｓ 二次回路系
１０ ＰＦＣコンバータ
２０ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１００ コントローラ
１１０ 第１内部信号生成部
１１１ 乗算器
１１２ 加算器
１１３ 極性反転器
１１４ コンパレータ
１１５ サンプル／ホールド回路
１１５ａ バッファ
１１５ｂ ダイオード
１１５ｃ キャパシタ
１１５ｄ 抵抗
１２０ 第２内部信号生成部
１２１ 極性反転器
１２２ 乗算器
１３０ ロジック部
ＡＣ 交流電源
Ｃ１～Ｃ５、Ｃ１０～Ｃ１４ キャパシタ
ＣＴＲＬ１ ＰＦＣコントローラ
ＣＴＲＬ２ ＤＣ／ＤＣコントローラ
Ｄ１～Ｄ１２ ダイオード
ＤＢ 整流器（ダイオードブリッジ）
ＦＢＧＮＲ 出力帰還信号生成部
Ｌ１、Ｌ２ インダクタ
Ｌ３ インダクタ
Ｌ４ 漏れインダクタンス成分
ＬＥＤ 発光ダイオード
Ｌｐ 一次巻線
Ｌｓ 二次巻線
ＰＣ フォトカプラ
ＰＴ フォトトランジスタ
Ｒ１～Ｒ１３ 抵抗
ＲＳ 整流平滑部
Ｓ１、Ｓ２、Ｓ１１、Ｓ１２ スイッチ
ＳＲ シャントレギュレータ
ＴＸ トランス
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】