特開 2022-170018 交流負荷駆動装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2022170018

(43)【公開日】2022-11-10

(54)【発明の名称】交流負荷駆動装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 5/45 20060101AFI20221102BHJP

   H02M 7/12 20060101ALI20221102BHJP

   H02M 7/48 20070101ALI20221102BHJP

【ＦＩ】

H02M5/45

H02M7/12 Q

H02M7/48 E

【審査請求】未請求

【請求項の数】9

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2021075842

(22)【出願日】2021-04-28

(71)【出願人】

【識別番号】000004709

【氏名又は名称】株式会社ノーリツ

(74)【代理人】

【識別番号】110001195

【氏名又は名称】弁理士法人深見特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】土屋 友範

(72)【発明者】

【氏名】内倉 政治

【テーマコード（参考）】

5H006

5H750

5H770

【Ｆターム（参考）】

5H006AA02

5H006BB05

5H006CA01

5H006CB01

5H006CB04

5H006CC01

5H006DA02

5H006DA04

5H006DB01

5H006DC02

5H006DC05

5H750AA04

5H750AA10

5H750BA01

5H750BA08

5H750CC02

5H750CC06

5H750CC16

5H750DD13

5H750DD18

5H750FF02

5H750FF05

5H750FF06

5H770AA09

5H770BA01

5H770BA09

5H770CA02

5H770DA03

5H770EA07

5H770GA19

5H770HA02W

5H770HA02Y

5H770HA03W

5H770HA04X

(57)【要約】

【課題】インバータ回路の直流側に力率改善回路を備えた構成において、交流入力電流を高精度に推定する。
【解決手段】倍電圧整流回路２０は、交流電源２からの交流入力電圧Ｖａｃを直流リンク電圧Ｖｄｃに変換する。インバータ回路３０は、倍電圧整流回路２０から出力された直流リンク電圧Ｖｄｃを、交流負荷５を駆動する交流電圧に変換する。昇圧ＰＡＭ回路１５は、交流入力電圧Ｖａｃのゼロクロス点毎にスイッチング素子１８のオン期間を設けることで、交流電源２及びリアクトル１６を含む電流経路を形成する。制御装置５０は、直流リンク電圧Ｖａｃの目標値に対する偏差に応じて、スイッチング素子１８のオン期間の時間長を調整する。制御装置５０は、インバータ回路３０の出力電力の算出値と、スイッチング素子１８のオン期間に係る制御データとに基づいて、交流入力電流Ｉａｃの推定値を算出する。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

交流電源からの交流電力によって交流負荷を駆動する交流負荷駆動装置であって、
前記交流電源からの交流入力電圧を直流電圧に変換する整流回路と、
前記整流回路から出力された直流リンク電圧を前記交流負荷を駆動する交流電圧に変換するインバータ回路と、
前記交流電源及び前記整流回路の間に接続された力率改善回路と、
前記インバータ回路及び前記力率改善回路を制御するとともに、前記交流電源から前記交流負荷駆動装置への交流入力電流を推定するための制御装置とを備え、
前記力率改善回路は、
前記交流電源及び前記整流回路の間に接続されたリアクトルと、
導通時に前記交流電源及び前記リアクトルを経由する電流経路を形成するためのスイッチング素子とを有し、
前記制御装置は、
前記交流負荷が指令値に従って動作する様に、前記インバータ回路から前記交流負荷へ供給される交流電流を制御するとともに、前記交流入力電圧のゼロクロス点に応答してターンオンされる前記スイッチング素子のオン期間の制御によって前記直流リンク電圧を目標値に制御し、かつ、
前記インバータ回路の前記交流電流の検出値に基づく前記インバータ回路の出力電力の算出値と、前記スイッチング素子の前記オン期間に係る制御データの実績値とに基づいて、前記交流入力電流の推定値を算出する、交流負荷駆動装置。

【請求項2】

前記制御装置は、
前記交流入力電圧、前記インバータ回路の出力電力、及び、前記制御データの相互の対応関係を予め格納した第１のルックアップテーブルを、前記インバータ回路の出力電力の算出値及び前記制御データの実績値によって参照することで前記交流入力電圧の推定値を算出し、更に、
前記インバータ回路の出力電力の算出値を効率係数で除算することで算出された交流入力電力を、算出された前記交流入力電圧の推定値で除算することによって前記交流入力電流の推定値を算出する、請求項１記載の交流負荷駆動装置。

【請求項3】

前記第１のルックアップテーブルは、前記インバータ回路の出力の複数の段階値と、前記交流入力電圧の複数の段階値との組み合わせで規定される複数の区分のそれぞれにおける前記制御データの実績値をテーブル値として予め格納する様に構成され、
前記制御装置は、
前記インバータ回路の出力電力の前記複数の段階値のうちの、前記インバータ回路の出力電力の算出値に対応する１個又は２個の段階値に対応する、前記複数の区分のうちの区分群から前記制御データの実績値に近い前記テーブル値を有する１個又は複数個の区分を抽出して、抽出された当該１個又は複数個の区分に対応する前記交流入力電圧の１個又は複数個の段階値から前記交流入力電圧の推定値を算出する、請求項２記載の交流負荷駆動装置。

【請求項4】

前記制御装置は、前記スイッチング素子のオン期間の時間長が最低でも最小オン時間は確保される様に前記力率改善回路を制御し、
前記制御装置は、前記スイッチング素子の前記オン期間の時間長が前記最小オン時間に制御されている場合には、前記第１のルックアップテーブルに代えて、前記交流入力電圧、前記インバータ回路の出力電力、及び、前記直流リンク電圧の相互の対応関係を予め格納した第２のルックアップテーブルを、前記インバータ回路の出力電力の算出値及び前記直流リンク電圧の検出値によって参照することで前記交流入力電圧の推定値を算出する、請求項２又は３に記載の交流負荷駆動装置。

【請求項5】

前記制御装置は、
前記インバータ回路の出力電力、及び、前記効率係数の対応関係を予め格納した第３のルックアップテーブルを、前記インバータ回路の出力電力の算出値で参照することによって、前記交流入力電力を算出するための前記効率係数を可変に設定する、請求項２～４のいずれか１項に記載の交流負荷駆動装置。

【請求項6】

前記制御データは、前記交流電源からの前記交流電圧の半周期に対する前記スイッチング素子のオン期間の時間比であるオンデューティである、請求項１～５のいずれか１項に記載の交流負荷駆動装置。

【請求項7】

前記制御データは、前記スイッチング素子のオン期間の時間長である、請求項１記載の交流負荷駆動装置。

【請求項8】

前記制御データは、前記スイッチング素子のオン期間の時間長であり、
前記第１のルックアップテーブルは、前記交流電源の周波数公称値毎に作成される、請求項２～５のいずれか１項に記載の交流負荷駆動装置。

【請求項9】

前記交流負荷は、ヒートポンプ加熱式給湯器の構成機器である、請求項１～８のいずれか１項に記載の交流負荷駆動装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、交流負荷駆動装置に関し、より特定的には、交流電力が入力される交流負荷駆動装置に関する。

【背景技術】

【0002】

交流電力系統からの電力供給によって動作する電気機器において、交流入力電流が過大にならない様に監視するニーズがある。通常、交流入力電流の検出には絶縁が必要になるため、電流センサ（代表的には、カレントトランス）を配置すると機器コストが上昇する。

【0003】

このため、特許第５０２４８２７号公報（特許文献１）には、ブラシレスＤＣモータを駆動するインバータ装置において、交流電源からの交流入力電流を推定する技術が記載される。特許文献１のインバータ装置では、ブラシレスＤＣモータに流れる電流の検出値から算出される消費電力と、インバータ装置の直流リンク電圧の検出値とから、インバータ装置への交流入力電圧が推定され、更に、当該交流入力電圧（推定値）と、消費電力（算出値）とを用いて、インバータ装置への交流入力電流を推定する技術が記載されている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特許第５０２４８２７号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

特許文献１のインバータ装置では、交流電源からの交流電圧が倍電圧整流回路によって直流電圧に変換されて、インバータの直流リンク電圧とされる、所謂、コンデンサインプット型の構成とされている。この様な構成では、力率を改善するために、ＰＦＣ（Power Factor Correction）回路が配置されることがある。

【0006】

しかしながら、特許文献１では、ＰＦＣ回路の配置は全く考慮されていないため、同じ手法で、力率改善のためのＰＦＣ回路が直流側に配置された構成のインバータ装置に対する交流入力電流を推定した場合には、推定精度が低下することが懸念される。

【0007】

本発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、本発明の目的は、インバータ回路の直流側に力率改善回路を備えた構成の交流負荷駆動装置において、機器コストを抑制して、交流入力電流を推定することである。

【課題を解決するための手段】

【0008】

本発明のある局面では、交流電源からの交流電力によって交流負荷を駆動する交流負荷駆動装置が提供される。交流負荷駆動装置は、整流回路と、インバータ回路と、交流電源及び整流回路の間に接続された力率改善回路と、制御装置とを備える。整流回路は、交流電源からの交流入力電圧を直流電圧に変換する。インバータ回路は、整流回路から出力された直流リンク電圧を交流負荷を駆動する交流電圧に変換する。力率改善回路は、交流電源及び整流回路の間に接続されたリアクトルと、スイッチング素子とを有する。スイッチング素子は、導通時に交流電源及びリアクトルを経由する電流経路を形成する様に配置される。制御装置は、インバータ回路及びスイッチング素子を制御するとともに、交流電源から交流負荷駆動装置への交流入力電流を推定する。制御装置は、交流負荷が指令値に従って動作する様に、インバータ回路から交流負荷へ供給される交流電流を制御するとともに、交流入力電圧のゼロクロス点に応答してターンオンされるスイッチング素子のオン期間の制御によって直流リンク電圧を目標値に制御する。更に、制御装置は、インバータ回路の交流電流の検出値に基づくインバータ回路の出力電力の算出値と、スイッチング素子のオン期間に係る制御データの実績値とに基づいて、交流入力電流の推定値を算出する。

【発明の効果】

【0009】

本発明によれば、インバータ回路の出力電力の算出値に加えて、力率改善回路のスイッチング素子のオン期間に係る制御データの実績値を用いて、交流入力電流の推定値を算出することによって、交流入力電流を精度良く監視することができる。

【図面の簡単な説明】

【0010】

【図1】本実施の形態に係る交流負荷駆動装置の構成を説明する概略図である。

【図2】図１における昇圧ＰＡＭ回路の動作を説明するための波形図である。

【図3】昇圧ＰＡＭ制御を説明するブロック図である。

【図4】本実施の形態に係る交流負荷駆動装置における交流入力電流推定の制御処理を説明するフローチャートである。

【図5】交流入力電圧の推定に用いられるルックアップテーブルの構成を説明する概念図である。

【図6】図５に示されたルックアップテーブルを用いた交流入力電圧の推定値の算出手法を説明する概念図である。

【図7】第１の変形例を説明するフローチャートである。

【図8】第１の変形例で用いられるルックアップテーブルの構成を説明する概念図である。

【図9】第２の変形例に係るルックアップテーブルを説明する概念図である。

【図10】第３の変形例に係るルックアップテーブルを説明する概念図である。

【発明を実施するための形態】

【0011】

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では図中の同一又は相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。

【0012】

図１は、本実施の形態に係る交流負荷駆動装置１０の構成を説明する概略図である。
図１を参照して、交流負荷駆動装置１０は、交流電源２からの交流電力によって交流負荷５を駆動する。交流電源２は、代表的には、電源周波数ｆａｃ（ｆａｃ＝５０［Ｈｚ］又は６０［Ｈｚ］）の商用電力系統によって構成される。交流負荷５は、代表的には、ブラシレスＤＣモータ等の交流電力の供給によって回転駆動されるモータを含む。例えば、交流負荷駆動装置１０は、ヒートポンプ加熱式給湯器に搭載されて、ヒートポンプ加熱式給湯器の構成機器（例えば、コンプレッサ駆動用のモータ及びファンモータ）を交流負荷５として駆動する。以下では、交流負荷５がモータであるものとして説明を進める。

【0013】

ヒートポンプ加熱式給湯器では、交流電力系統からの入力電流（交流入力電流）に制約があるため、当該入力電流を常時監視して、制約値を超えない様に、必要に応じて消費電力を調整する必要がある。上述の様に、交流入力電流の監視のためにカレントトランスを配置すると機器コストが上昇するため、カレントトランスを配置することなく、交流入力電流を推定することが求められる。

【0014】

交流負荷駆動装置１０は、倍電圧整流回路２０及びインバータ回路３０に加えて、ＰＦＣ回路の一例である昇圧ＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）回路１５と、ゼロクロス検出器４０と、制御装置５０とを備える。即ち、昇圧ＰＡＭ回路１５は、「力率改善回路」の一実施例に対応する。

【0015】

交流電源２は、電力線ＡＣＬ１，ＡＣＬ２によって、倍電圧整流回路２０と接続される。倍電圧整流回路２０は、「整流回路」の一実施例に対応し、ダイオードＤ１，Ｄ２と、キャパシタＣ１，Ｃ２とを有する。ダイオードＤ１及びＤ２と、キャパシタＣ１及びＣ２とは、それぞれ、高電圧側の電力線ＰＬ及び低電圧側の電力線ＮＬの間に接続される。

【0016】

キャパシタＣ１の正極端子は、導通状態のダイオードＤ１を経由して電力線ＡＣＬ１と接続される電力線ＰＬに接続される。キャパシタＣ１の負極端子、及び、キャパシタＣ２の正極端子は、電力線ＡＣＬ２と接続される。キャパシタＣ２の負極端子は、導通状態のダイオードＤ２を経由して電力線ＡＣＬ１と接続される電力線ＮＬに接続される。

【0017】

インバータ回路３０は、特許文献１にも記載される一般的な三相インバータで構成されて、電力線ＰＬ及びＮＬの電圧差に相当する直流リンク電圧Ｖｄｃを振幅とするパルス電圧によって構成された交流電圧を、交流負荷５に対して出力する。

【0018】

昇圧ＰＡＭ回路１５は、電力線ＡＣＬ１又はＡＣＬ２に介挿接続されるリアクトル１６と、ダイオードＤ３～Ｄ６によるダイオードブリッジ１７と、スイッチング素子１８とを有する。ダイオードブリッジ１７の入力側の端子Ｔ１，Ｔ２は、電力線ＡＣＬ１及びＡＣＬ２に接続される。スイッチング素子１８は、ダイオードブリッジ１７の出力側の端子Ｔ３，Ｔ４の間に接続される。スイッチング素子１８は、代表的には、トランジスタで構成されて、制御装置５０からの制御信号Ｓｐａｍに従ってオンオフされる。

【0019】

ゼロクロス検出器４０は、交流電源２からの交流入力電圧Ｖａｃの極性（正／負）が入れ替わるゼロクロス点を検出する。例えば、ゼロクロス検出器４０は、ゼロクロス点の検出毎にパルス信号を制御装置５０に対して出力する。交流電源２からは、交流入力電流Ｉａｃが、交流負荷駆動装置１０に対して供給される。

【0020】

制御装置５０は、マイクロコンピュータで構成することが可能であり、予め格納されたプログラムの実行によるソフトウェア処理、及び／又は、電子回路によるハードウェア処理によって、後述する制御処理及び電流推定処理を実行する。

【0021】

次に、交流負荷駆動装置１０の基本的な回路動作を説明する。まず、昇圧ＰＦＣ回路１５を除いた構成を考えると、交流入力電圧Ｖａｃ＞０の半周期では、ダイオードＤ１の導通により、キャパシタＣ１が充電される一方で、交流入力電圧Ｖａｃ＜０の半周期では、ダイオードＤ２の導通により、キャパシタＣ２が充電される。従って、直流リンク電圧Ｖｄｃは、交流入力電圧Ｖａｃの振幅の２倍まで上昇することができる。又、インバータ回路３０が交流負荷５を駆動するための電力消費に応じて、直流リンク電圧Ｖｄｃは低下する。

【0022】

図示は省略しているが、直流リンク電圧Ｖｄｃの検出器（電圧センサ）、及び、インバータ回路３０における三相電流ｉｕ．ｉｖ，ｉｗの検出器が、一般的なインバータ制御のために配置されている。三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ及び直流リンク電圧Ｖｄｃの検出値は、制御装置５０に入力される。

【0023】

三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、特許文献１に示される様に、三相インバータの少なくとも２相に配置されたシャント抵抗によって検出することができる。或いは、インバータ回路３０全体の電流を検出するための１個のシャント抵抗による検出値と、三相インバータのスイッチングパターンとを用いて、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することも可能である。

【0024】

例えば、制御装置５０は、特許文献１と同様の、ｄ－ｑ軸変換による励磁成分のｄ軸電流Ｉｄ及びｄ軸電圧Ｖｄと、トルク成分のｑ軸電流Ｉｑ及びｑ軸電圧Ｖｑを用いたベクトル制御によって、交流負荷５としてのＤＣブラシレスモータ（図示せず）の出力トルク及び／又は回転速度を制御する。具体的には、交流負荷５を指令値に従って動作させるために設定されたｄ軸電流及びｑ軸電流の指令値に従って、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流が制御されるように、インバータ回路３０（三相インバータ）のスイッチング制御信号Ｓｉｎｖが制御装置５０によって生成されることで、モータ電流の制御による上述のモータ制御が実行される。

【0025】

図２には、昇圧ＰＡＭ回路１５の動作を説明するための波形図の一例が示される。
図２中には、交流入力電圧Ｖａｃに対する、昇圧ＰＡＭ回路１５が非配置のときの交流入力電流Ｉａｃ（点線）、及び、昇圧ＰＡＭ回路１５の動作時における交流入力電流Ｉａｃ（実線）が示される。

【0026】

点線で示される様に、コンデンサインプット型の構成では、交流入力電圧Ｖａｃのゼロクロス点から遅れて、キャパシタＣ１又はＣ２を充電する交流入力電流Ｉａｃが立ち上がる。このため、電流が流れない無通電期間が発生することにより、力率が低下する。リアクトル１６の配置によって電流波形を滑らかにしても、力率の改善には限界がある。

【0027】

これに対して、昇圧ＰＡＭ回路１５は、交流入力電圧Ｖａｃのゼロクロス点を起点として、制御信号ＳｐａｍのＨレベル期間を設けることによって、スイッチング素子１８のオン期間を発生させる。図１から理解される様に、スイッチング素子１８をオンすると、交流入力電圧Ｖａｃ＞０の半周期ではダイオードＤ３及びＤ６の導通により、又、交流入力電圧Ｖａｃ＜０の半周期ではダイオードＤ４及びＤ５の導通により、交流電源２及びリアクトル１６による電流経路を形成することができる。これにより、ゼロクロス点直後での無通電期間を解消する様に、交流入力電流Ｉａｃを発生することができる。

【0028】

スイッチング素子１８のオフ期間では、交流入力電圧ＶａｃによってキャパシタＣ１又はＣ２を充電することで、交流入力電流Ｉａｃが流れる。この結果、図２中に実線で示される様に、交流入力電流Ｉａｃの無通電期間が減少することで、力率を大きく改善することができる。

【0029】

又、スイッチング素子１８のオン期間では、リアクトル１６にエネルギが蓄積されるため、当該オン期間長Ｔｐａｍ（図２）の調整によって、直流リンク電圧Ｖｄｃを制御することができる。尚、交流入力電圧Ｖａｃの半周期Ｔａｃ（Ｔａｃ＝１／（２・ｆａｃ））によって、スイッチング素子１８のオン期間長Ｔｐａｍを除算することで、スイッチング素子１８のオンデューティＤｐａｍを求めることができる（Ｄｐａｍ＝Ｔｐａｍ／Ｔａｃ）。

【0030】

図３には、直流リンク電圧Ｖｄｃを制御するための昇圧ＰＡＭ回路の制御を説明するブロック図が示される。

【0031】

図３に示される様に、制御装置５０は、昇圧ＰＡＭ回路１５を制御するための、Ｖｄｃ設定部５２と、偏差演算部５４と、制御演算部５６とを有する。Ｖｄｃ設定部５２は、交流負荷５の条件に応じて、直流リンク電圧Ｖｄｃの電圧指令値Ｖｄｃ＊を生成する。例えば、Ｖｄｃ設定部５２は、交流負荷５であるモータの回転速度に従って、電圧指令値Ｖｄｃ＊を可変に設定する。この場合には、当該回転速度でモータに発生する逆起電圧よりも直流リンク電圧Ｖｄｃが高くなる様に、電圧指令値Ｖｄｃ＊が設定される。

【0032】

偏差演算部５４は、電圧指令値Ｖｄｃ＊から、直流リンク電圧Ｖｄｃの検出値を減算することによって、電圧偏差ΔＶｄｃを算出する。制御演算部５６は、電圧偏差ΔＶｄｃに対する所定の制御演算、例えば、ＰＩ（比例積分）制御演算によって、昇圧ＰＡＭ回路１５の指令値（ＰＡＭ指令値）を生成する。例えば、ＰＡＭ指令値は、図２中に示されたスイッチング素子１８のオン期間長Ｔｐａｍである。

【0033】

尚、オン期間長Ｔｐａｍには、最小オン時間Ｔｐａｍｍｉｎが設けられており、ＰＩ制御演算によって、Ｔｐａｍ＜Ｔｐａｍｍｉｎが算出された場合には、Ｔｐａｍ＝Ｔｐａｍｍｉｎに修正される。即ち、交流入力電圧Ｖａｃのゼロクロス点毎に、スイッチング素子１８のオン期間が、最低でも最小オン時間Ｔｐａｍｍｉｎは設けられることになる。尚、Ｔｐａｍｍｉｎ＝０として、最小オン時間Ｔｐａｍｍｉｎを設けないことも可能である。

【0034】

この様にして、本実施の形態に係る交流負荷駆動装置１０では、昇圧ＰＡＭ回路１５の動作を伴って、倍電圧整流回路２０によるＡＣ／ＤＣ変換、及び、インバータ回路３０によるＤＣ／ＡＣ変換により、交流電源２からの交流電力によって、交流負荷５が駆動される。以下では、交流負荷駆動装置１０での上述の動作時における、交流入力電流Ｉａｃの推定処理について説明する。

【0035】

図４には、交流負荷駆動装置１０における交流入力電流推定の制御処理を説明するフローチャートが示される。図４に示された制御処理は、交流負荷駆動装置１０の運転中において制御装置５０によって繰り返し実行される。

【0036】

制御装置５０は、ステップ（以下、単に「Ｓ」と表記する）１１０では、センサによるモータ電流（ここでは、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）及び直流リンク電圧Ｖｄｃの検出値を取得する。制御装置５０は、Ｓ１２０では、インバータ回路３０から交流負荷５（モータ）へ出力されるインバータ電力Ｐｉｎｖを算出する。

【0037】

例えば、インバータ電力Ｐｉｎｖは、特許文献１にも記載される様に、ベクトル制御に用いられるｄ軸及びｑ軸の電圧、電流を用いて、下記の様に算出することができる。

【0038】

三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを用いて、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑは、下記の式（１）に従って算出される。

【0039】

【数1】

【0040】

式（１）中のθは、モータの回転角度［ｒａｄ］であり、センサ検出値、又は、演算による推定値（例えば、角速度ωの推定値或いは検出値の積分値）を用いることができる。

【0041】

ｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑは、モータ定数であるＲａ，Ｌｄ，Ｌｑと、モータ回転速度に相当する角速度ω（検出値或いは推定値）と、電機子鎖交磁束φとを用いて、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑから、式（２），（３）によって算出される。

【0042】

【数2】

【0043】

公知の様に、式（１），（２）に示された、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑ、並びに、ｄ軸電圧Ｖｄ及びｑ軸電圧Ｖｑを用いたベクトル制御によって、モータの回転速度又はトルクを制御することが可能である。これらのベクトル制御で用いられる電流及び電圧を用いて、式（４）によって、インバータ電力Ｐｉｎｖを算出することができる。

【0044】

Ｐｉｎｖ＝Ｖｄ・Ｉｄ＋Ｖｑ＋Ｉｑ …（４）
制御装置５０は、Ｓ１３０では、Ｓ１２０で算出されたインバータ電力Ｐｉｎｖを効率係数ηで除算することにより、下記の式（５）を用いて、交流電源２から入力されるＡＣ皮相電力Ｐａｃを算出する。

【0045】

Ｐａｃ＝Ｐｉｎｖ／η …（５）
尚、効率係数η（η＜１．０）は、ＡＣ／ＤＣ変換効率、及び、力率の積に相当する。例えば、効率係数ηは、実機実験等で予め求めた一定値とすることができる。

【0046】

制御装置５０は、Ｓ１４０では、ＰＡＭ昇圧回路１５の制御データ（ＰＡＭ制御データ）の実績値を取得する。ＰＡＭ制御データは、昇圧ＰＡＭ回路１５のスイッチング素子１８のオンデューティＤｐａｍを含む。

【0047】

Ｓ１４０では、図３に示した、直流リンク電圧Ｖｄｃの制御におけるスイッチング素子１８のオン期間長Ｔｐａｍの実績値を取得して、オンデューティＤｐａｍを実績値として求めることができる（Ｄｐａｍ＝Ｔｐａｍ／Ｔａｃ）。

【0048】

制御装置１５０は、Ｓ１５０では、予め作成されたルックアップテーブルの参照により、インバータ電力Ｐｉｎｖ（Ｓ１３０）及びＰＡＭ制御データ（Ｓ１４０）から、交流入力電圧Ｖａｃの推定値を算出する。

【0049】

図５には、Ｓ１５０で用いられるルックアップテーブル２００の構成を説明するための概念図が示される。

【0050】

図５に示される様に、ルックアップテーブル２００は、インバータ電力Ｐｉｎｖが段階値Ｐ１～Ｐｍ（Ｐ１＜Ｐ２＜…＜Ｐｍ）のｍ段階（ｍ：２以上の整数）に区切られ、交流入力電力Ｖａｃが段階値Ｖ１～Ｖｎ（Ｖ１＜Ｖ２＜…＜Ｖｎ）のｎ段階（ｎ：２以上の整数）に区切られた、（ｍ×ｎ）個の複数の区分のそれぞれにおいて、ＰＡＭ制御データＴ１１～Ｔｍｎがテーブル値として格納されることで構成される。各ＰＡＭ制御データは、上述のスイッチング素子１８のオンデューティＤｐａｍとすることができる。

【0051】

例えば、交流負荷駆動装置１０に対して、試験用に交流入力電圧Ｖａｃの検出器を取りつけた状態での実機試験において、交流負荷５の運転条件（即ち、消費電力）を変化させて、それぞれの条件における、インバータ電力Ｐｉｎｖ（算出値）、及び、Ｖａｃ実測値と組み合わせて、ＰＡＭ制御データの実験測定値を実績値として求め、各区分のテーブル値として格納することで、ルックアップテーブル２００を予め作成することができる。ルックアップテーブル２００は「第１のルックアップテーブル」の一実施例に対応する。或いは、テーブル値として格納される、ＰＡＭ制御データの実績値は、上述の実機実験での測定値に限定されず、電子計算機上でのシミュレーション試験によって得られた値（机上値）を含んでもよい。

【0052】

図５中にも示される様に、定性的には、インバータ電力Ｐｉｎｖが大きい程、又、交流入力電圧Ｖａｃが低い程、ＰＡＭ昇圧回路１５でのオンデューティＤｐａｍが大きくなる特性がある。又、交流入力電圧Ｖａｃが大きい領域では、オンデューティＤｐａｍは、上述の最小オン時間Ｔｐａｍｍｉｎに対応する一定値に固定される傾向にある。

【0053】

図６には、ルックアップテーブル２００を用いた交流入力電圧Ｖａｃの算出手法を説明する概念図が示される。

【0054】

図６では、インバータ出力電力Ｐｉｎｖの算出値（Ｓ１２０）が、図５の段階値Ｐ１～Ｐｍに対して、Ｐ５＜Ｐｉｎｖ＜Ｐ６、かつ、（Ｐｉｎｖ－Ｐ５）＞（Ｐ６－Ｐｉｎｖ）である場合に、ＰＡＭ制御データＴｄｔ（Ｓ１４０）が得られたケースが例示される。即ち、段階値Ｐ１～Ｐｍのうち、インバータ出力電力Ｐｉｎｖの算出値には、段階値Ｐ６が最も近く、Ｐ５が二番目に近い。

【0055】

このときに、Ｐｉｎｖ＝Ｐ６に対応する区分群のテーブル値Ｔ１６～Ｔｎ６のうち、ＰＡＭ制御データＴｄｔと最も近いテーブル値が探索される。図６の例では、Ｖａｃ＝Ｖ５に対応する区分のテーブル値Ｔ６５が、Ｔｄｔに最も近く、Ｖａｃ＝Ｖ６に対応する区分のテーブル値Ｔ６６が二番目に近い。即ち、Ｔ６６＜Ｔｄｔ＜Ｔ６５、かつ、（Ｔ６５－Ｔｄｔ）＜（Ｔｄｔ－Ｔ６６）である。

【0056】

最もシンプルには、インバータ出力電力Ｐｉｎｖの算出値に最も近い段階値Ｐ６に対応する区分群のうちの、Ｔｄｔに最も近いテーブル値Ｔ５６を有する区分に対応する段階値Ｖ５を、交流入力電圧Ｖａｃの推定値とすることができる。

【0057】

又は、Ｐｉｎｖ＝Ｐ６に属する区分群のうち、Ｔｄｔに最も近いテーブル値Ｔ６５の区分に対応する段階値Ｖ５と、Ｔｄｔに二番目に近いテーブル値Ｔ６６の区分に対応する段階値Ｖ６との線形補間によって、交流入力電圧Ｖａｃの推定値を求めることも可能である。即ち、段階値Ｖ５及びＶ６と、２個のテーブル値Ｔ６５，Ｔ６６との関数として、交流入力電圧Ｖａｃの推定値を算出することができる。

【0058】

例えば、下記の式（６）によって、交流入力電圧Ｖａｃを推定することができる。
Ｖａｃ＝Ｖ５＋（Ｖ６－Ｖ５）・ｋ …（６）
但し、ｋ＝（Ｔ６５－Ｔｄｔ）／（Ｔ６５－Ｔ６６）
或いは、線形補間の点数を更に増やして、インバータ出力電力Ｐｉｎｖの算出値に最も近い段階値Ｐ６に対応する区分群と、二番目に近い段階値Ｐ５に対応する区分群との各々で、ＰＡＭ制御データの実績値Ｔｄｔ（Ｓ１４０）に最も近いテーブル値を有する区分と、二番目に近いテーブル値を有する区分とを抽出して、計４個の区分のそれぞれのテーブル値を用いた線形補間によって、交流入力電圧Ｖａｃの推定値を求めることも可能である。

【0059】

例えば、図６の例では、４個のテーブル値Ｔ６５，Ｔ６６，Ｔ５５，Ｔ５６の関数として、式（６）中のｋを求める様にして、交流入力電圧Ｖａｃの推定値を算出することができる。

【0060】

この様にして、Ｓ１５０では、ルックアップテーブル２００の参照によって交流入力電圧Ｖａｃの推定値を算出することができるが、具体的な算出ロジックには自由度が存在する。

【0061】

再び図４を参照して、制御装置５０は、Ｓ１６０では、Ｓ１５０で算出された交流入力電圧Ｖａｃと、Ｓ１３０で算出されたＡＣ皮相電力Ｐａｃとを用いて、下記の式（７）により、交流入力電流Ｉａｃの推定値を算出する。

【0062】

Ｉａｃ＝Ｐａｃ／Ｖａｃ …（７）
制御装置１５０は、Ｓ１７０では、Ｓ１６０で算出された交流入力電流Ｉａｃの監視処理を行う。例えば、算出された交流入力電流Ｉａｃが、予め定められた上限値より大きくなると、交流負荷５の運転条件を、消費電力低下側に修正することで、当該監視処理を実行することができる。

【0063】

この様に、本実施の形態に係る交流負荷駆動装置によれば、交流電源及びインバータの間にＰＦＣ回路（昇圧ＰＡＭ回路１５）が配置された構成において、ＰＦＣ回路の動作状態を反映して、電流センサ（カレントトランス）を配置することなく、交流入力電流を高精度に算出することができる。

【0064】

次に、推定精度を更に高めるための変形例を説明する。
（第１の変形例）
第１の変形例として、図７及び図８を用いて、昇圧ＰＡＭ回路１５でのオンデューティＤｐａｍが、最小オン時間Ｔｐａｍｍｉｎに対応する最小値に固定されたときの、交流入力電圧Ｖａｃの推定精度を向上するためのＳ１５０（図４）の変形例を説明する。

【0065】

図７に示される様に、第１の変形例では、制御装置１５０は、図４のＳ１５０において、Ｓ１５２，Ｓ１５４，Ｓ１５６を実行する。

【0066】

制御装置１５０は、Ｓ１５２において、スイッチング素子１８のオン期間長Ｔｐａｍが最小オン時間Ｔｐａｍｍｉｎであるか否かを判定する。上述の様に、Ｔｐａｍ＝Ｔｐａｍｍｉｎのとき、オンデューティも所定の最小値となる。

【0067】

制御装置１５０は、Ｔｐａｍ＞Ｔｐａｍｍｉｎのとき（Ｓ１５２のＮＯ判定時）には、Ｓ１５４に処理を進めて、交流入力電圧Ｖａｃの推定値を算出する。Ｓ１５４では、図５に示した、ＰＡＭ制御値データＴ１１～Ｔｍｎをテーブル値とするルックアップテーブル２００の参照により、交流入力電圧Ｖａｃが算出される。

【0068】

これに対して、制御装置１５０は、Ｔｐａｍ＝Ｔｐａｍｍｉｎのとき（Ｓ１５２のＹＥＳ判定時）には、Ｓ１５６に処理を進めて、交流入力電圧Ｖａｃの推定値を算出する。Ｓ１５６では、図５のルックアップテーブル２００に代えて、図８に示されるルックアップテーブル２１０の参照により、交流入力電圧Ｖａｃが算出される。

【0069】

図８を参照して、ルックアップテーブル２１０は、ルックアップテーブル２００と同様のインバータ電力Ｐｉｎｖ及び交流入力電力Ｖａｃによる（ｍ×ｎ）個の区分のそれぞれにおいて、直流リンク電圧Ｖｄｃ１１～Ｖｄｃｍｎがテーブル値として格納されることで構成される。ルックアップテーブル２１０は「第２のルックアップテーブル」の一実施例に対応する。

【0070】

例えば、上述した、交流負荷駆動装置１０に対して、試験用に交流入力電圧Ｖａｃの検出器を取りつけた状態での実機試験において、ＰＡＭ昇圧回路１５がＴｐａｍ＝Ｔｐｍｍｉｎで動作する下で、交流負荷５の運転条件（即ち、消費電力）を変化させて、それぞれの条件における、インバータ電力Ｐｉｎｖ（算出値）、Ｖａｃ実測値、及び、Ｖｄｃ実測値を採取することで、ルックアップテーブル２１０を作成することができる。

【0071】

図８中にも示される様に、定性的には、インバータ電力Ｐｉｎｖが小さい程、又、交流入力電圧Ｖａｃが高い程、最小オン時間Ｔｐａｍｍｉｎの下での直流リンク電圧Ｖｄｃが高くなる特性がある。又、交流入力電圧Ｖａｃが低い領域では、直流リンク電圧Ｖｄｃも一定値に固定される傾向にある。

【0072】

図８のルックアップテーブル２１０を参照する際にも、図６での説明において、ＰＡＭ制御値データを直流リンク電圧Ｖｄｃに置き換えることで、同様に、交流入力電圧Ｖａｃの推定値を算出することができる。

【0073】

即ち、Ｐ１～Ｐｍのうち、図４のＳ１２０で算出されたインバータ出力電力Ｐｉｎｖの算出値が最も近い１つ（例えば、Ｐｉ）が抽出される。そして、Ｐｉｎｖ＝Ｐｉに対応する区分群のうちの、直流リンク電圧Ｖｄｃの検出値と最も近いテーブル値を有する区分に対応する、段階値Ｖ１～Ｖｎのうちの１つを、交流入力電圧Ｖａｃの推定値とすることができる。

【0074】

或いは、インバータ出力電力Ｐｉｎｖの算出値に対応して選択された１個又は２個の段階値に対応する区分群において、直流リンク電圧Ｖｄｃの検出値と近いテーブル値を有する２個又は４個の区分を抽出して、段階値Ｖ１～Ｖｎのうちの２個の電圧値の線形補間によって交流入力電圧Ｖａｃの推定値を算出することも可能である。

【0075】

尚、周波数ｆａｃに対して、最小オン時間Ｔｐａｍｍｉｎが固定である場合には、周波数ｆａｃ毎、即ち、ｆａｃ＝５０［Ｈｚ］及びｆａｃ＝６０［Ｈｚ］で個別に、ルックアップテーブル２１０を作成する必要がある。

【0076】

（第２の変形例）
第２の変形例として、ＰＡＭ制御データとして、スイッチング素子１８のオンデューティＤｐａｍに代えて、オン期間長Ｔｐａｍを直接用いる変形例を説明する。

【0077】

図９に示される様に、図５に示された、昇圧ＰＡＭ回路１５におけるスイッチング素子１８のオンデューティＤｐａｍをテーブル値とするルックアップテーブル２００は、周波数ｆａｃ別に、スイッチング素子１８のオン期間長Ｔｐａｍをテーブル値とするルックアップテーブルに置き換えることが可能である。例えば、ｆａｃ＝５０［Ｈｚ］のときのオン期間長Ｔｐａｍをテーブル値とするルックアップテーブル２０１と、ｆａｃ＝６０［Ｈｚ］のときのオン期間長Ｔｐａｍをテーブル値とするルックアップテーブル２０２とによって、図５に示されたルックアップテーブル２００を置き換えることが可能である。

【0078】

この場合には、図４のＳ１５０において、Ｓ１４０（図４）で取得されたスイッチング素子１８のオン期間長Ｔｐａｍをデューティ換算することなく、交流電源２の周波数ｆａｃに対応する、ルックアップテーブル２０１及び２０２の一方を参照することで、同様に交流入力電圧Ｖａｃの推定値を算出することができる。

【0079】

ルックアップテーブル２０１，２０２は、ｆａｃ＝５０［Ｈｚ］及び６０「Ｈｚ］の両方において、ルックアップテーブル２００を作成するための上記実機試験を行うことによって作成できる。ルックアップテーブル２０１，２０２は、ルックアップテーブル２００と同様に、「第１のルックアップテーブル」の一実施例に対応する。

【0080】

（第３の変形例）
第３の変形例では、図４のＳ１３０におけるＡＣ皮相電力の算出に用いられる、式（５）中の効率係数ηを、ルックアップテーブル２２０を用いて可変に設定する。

【0081】

図１０には、インバータ電力Ｐｉｎｖに対して効率係数ηを設定するためのルックアップテーブルを説明するための概念図が示される。

【0082】

図１０に示される様に、例えば、ルックアップテーブル２２０は、図６と同様のインバータ出力電力Ｐｉｎｖのｎ個の区分のそれぞれに、実機試験等での測定結果から設定された効率係数η（η＝Ｐｉｎｖ／Ｐａｃ）のテーブル値を格納することによって構成することができる。ルックアップテーブル２２０は、「第３のルックアップテーブル」の一実施例に対応する。

【0083】

Ｓ１４０（図４）では、インバータ電力Ｐｉｎｖの段階値Ｐ１～Ｐｎのうち、Ｓ１２０で算出されたインバータ電力Ｐｉｎｖと最も近い１個の電力値に対応するテーブル値、又は、一番目及び二番目に近い２個の段階値に対応する２個のテーブル値の線形補間によって、Ｓ１３０での式（５）の演算で用いられる効率係数ηを設定することができる。これにより、交流入力電流Ｉａｃの推定精度を向上することができる。

【0084】

尚、ルックアップテーブル２００～２０２，２２０において、インバータ電力Ｐｉｎｖの段階値Ｐ１～Ｐｎは等間隔に設定することができる。或いは、段階値Ｐ１～Ｐｎについては、交流入力電流Ｉａｃの監視のために推定精度の向上が求められる領域、具体的には、大電力の領域において、低電力の領域よりも間隔が狭くなる様に設定されてもよい。

【0085】

尚、本実施の形態に係る交流負荷駆動装置１０は、上述した様に、ヒートポンプ加熱式給湯器での交流入力電流Ｉａｃの監視に好適であるが、交流電源から供給される交流電力を用いて、ＰＦＣ回路が配置されたＡＣ／ＤＣ変換、及び、インバータ回路によるＤＣ／ＡＣ変換によって交流負荷を駆動する構成であれば、任意の構成に対し適用することが可能である。

【0086】

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

【符号の説明】

【0087】

２ 交流電源、５ 交流負荷、１０ 交流負荷駆動装置、１５ 昇圧ＰＡＭ回路（力率改善回路：ＰＦＣ回路）、１６ リアクトル、１７ ダイオードブリッジ、１８ スイッチング素子、２０ 倍電圧整流回路、３０ インバータ回路、４０ ゼロクロス検出器、５０ 制御装置、５２ Ｖｄｃ設定部、５４ 偏差演算部、５６ 制御演算部、ＡＣＬ１，ＡＣＬ２ 電力線（ＡＣ）、Ｃ１，Ｃ２ キャパシタ、Ｄ１～Ｄ６ ダイオード、Ｉａｃ 交流入力電流、ＮＬ，ＰＬ 電力線（ＤＣ）、Ｐｉｎｖ インバータ電力、Ｔ１～Ｔ４ 端子、Ｖａｃ 交流入力電圧、Ｖｄｃ 直流リンク電圧、Ｖｄｃ＊ 電圧指令値、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ 三相電流。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】