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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2022181517
(43)【公開日】2022-12-08
(54)【発明の名称】共振型電力変換回路及び非接触給電システム
(51)【国際特許分類】
H02M 3/155 20060101AFI20221201BHJP
H02J 50/10 20160101ALI20221201BHJP
【ＦＩ】
H02M3/155 Q
H02J50/10
【審査請求】未請求
【請求項の数】9
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2021088509
(22)【出願日】2021-05-26
(71)【出願人】
【識別番号】000002945
【氏名又は名称】オムロン株式会社
(71)【出願人】
【識別番号】304021831
【氏名又は名称】国立大学法人千葉大学
(74)【代理人】
【識別番号】100101454
【弁理士】
【氏名又は名称】山田 卓二
(74)【代理人】
【識別番号】100189555
【弁理士】
【氏名又は名称】徳山 英浩
(74)【代理人】
【識別番号】100091524
【弁理士】
【氏名又は名称】和田 充夫
(72)【発明者】
【氏名】三島 大地
(72)【発明者】
【氏名】長岡 真吾
(72)【発明者】
【氏名】上松 武
(72)【発明者】
【氏名】関屋 大雄
【テーマコード（参考）】
5H730
【Ｆターム（参考）】
5H730AA14
5H730AA15
5H730AS13
5H730BB21
5H730BB61
5H730CC04
5H730EE01
5H730EE07
5H730EE08
5H730EE59
5H730FD01
5H730FD31
5H730FG05
5H730FG07
5H730FG11
5H730FG12
(57)【要約】
【課題】簡単な構成で、演算コストを大幅に軽減する共振型電力変換回路等を提供する。
【解決手段】本発明の共振型電力変換回路は、第１のＬＣ共振回路とスイッチング素子を含み、出力電圧又は出力電流を負荷に出力する共振回路と、出力電圧又は出力電流である出力情報を検出する検出回路と、検出された出力情報に基づいて、動作周波数に対する出力情報の特性における極大点を探索して、探索された極大点に対応する動作周波数を決定する演算制御部と、決定された動作周波数を有する駆動制御信号を発生して、駆動制御信号に基づいてスイッチング素子を周波数制御する信号発生部とを備える。共振回路は、極大点に対応する、負荷に依存しない負荷非依存点を有する動作周波数に対する出力情報の特性を有し、出力情報を含む駆動制御信号をスイッチング素子に帰還させ、駆動制御信号による周波数制御により前記負荷非依存点で駆動する。
【選択図】図１
【解決手段】本発明の共振型電力変換回路は、第１のＬＣ共振回路とスイッチング素子を含み、出力電圧又は出力電流を負荷に出力する共振回路と、出力電圧又は出力電流である出力情報を検出する検出回路と、検出された出力情報に基づいて、動作周波数に対する出力情報の特性における極大点を探索して、探索された極大点に対応する動作周波数を決定する演算制御部と、決定された動作周波数を有する駆動制御信号を発生して、駆動制御信号に基づいてスイッチング素子を周波数制御する信号発生部とを備える。共振回路は、極大点に対応する、負荷に依存しない負荷非依存点を有する動作周波数に対する出力情報の特性を有し、出力情報を含む駆動制御信号をスイッチング素子に帰還させ、駆動制御信号による周波数制御により前記負荷非依存点で駆動する。
【選択図】図１
【特許請求の範囲】
【請求項1】
第１のＬＣ共振回路とスイッチング素子を含み、出力電圧又は出力電流を負荷に出力する共振回路と、
前記出力電圧又は出力電流である出力情報を検出する検出回路と、
前記検出された出力情報に基づいて、所定の極大点探索法を用いて、動作周波数に対する出力情報の特性における極大点又は所望の電圧を探索して、探索された極大点又は所望の電圧に対応する動作周波数を決定する演算制御部と、
前記決定された動作周波数を有する駆動制御信号を発生して、前記駆動制御信号に基づいて前記スイッチング素子を周波数制御する信号発生部とを備え、
前記共振回路は、前記極大点又は所望の電圧に対応する、前記負荷に依存しない負荷非依存点を有する前記動作周波数に対する出力情報の特性を有し、
前記共振回路は、前記出力情報を含む駆動制御信号を前記スイッチング素子に帰還させ、前記駆動制御信号による周波数制御により前記負荷非依存点で駆動する、
共振型電力変換回路。
前記出力電圧又は出力電流である出力情報を検出する検出回路と、
前記検出された出力情報に基づいて、所定の極大点探索法を用いて、動作周波数に対する出力情報の特性における極大点又は所望の電圧を探索して、探索された極大点又は所望の電圧に対応する動作周波数を決定する演算制御部と、
前記決定された動作周波数を有する駆動制御信号を発生して、前記駆動制御信号に基づいて前記スイッチング素子を周波数制御する信号発生部とを備え、
前記共振回路は、前記極大点又は所望の電圧に対応する、前記負荷に依存しない負荷非依存点を有する前記動作周波数に対する出力情報の特性を有し、
前記共振回路は、前記出力情報を含む駆動制御信号を前記スイッチング素子に帰還させ、前記駆動制御信号による周波数制御により前記負荷非依存点で駆動する、
共振型電力変換回路。
【請求項2】
前記極大点探索法は、山登り法である、
請求項１に記載の共振型電力変換回路。
請求項１に記載の共振型電力変換回路。
【請求項3】
前記信号発生部は、ＰＷＭ信号である前記駆動制御信号に基づいて、前記スイッチング素子をスイッチング制御することで、前記スイッチング素子を周波数制御する、
請求項１又は２に記載の共振型電力変換回路。
請求項１又は２に記載の共振型電力変換回路。
【請求項4】
前記駆動制御信号は、前記スイッチング素子をオン又はオフする２値信号である、
請求項３に記載の共振型電力変換回路。
請求項３に記載の共振型電力変換回路。
【請求項5】
請求項１～４のうちのいずれか１つに記載の共振型電力変換回路を備える送電装置と、
受電装置と、
を備える非接触給電システムであって、
前記受電装置は、
前記第１のＬＣ共振回路と結合し、前記第１のＬＣ共振回路からの交流電力を受電する第２のＬＣ共振回路と、
前記第２のＬＣ共振回路で受電された交流電力を直流電力に整流して所定の負荷に出力する整流回路と、
を備える、非接触給電システム。
受電装置と、
を備える非接触給電システムであって、
前記受電装置は、
前記第１のＬＣ共振回路と結合し、前記第１のＬＣ共振回路からの交流電力を受電する第２のＬＣ共振回路と、
前記第２のＬＣ共振回路で受電された交流電力を直流電力に整流して所定の負荷に出力する整流回路と、
を備える、非接触給電システム。
【請求項6】
前記送電装置はさらに、
前記第１のＬＣ共振回路の前段に設けられ、所定の直流電圧を交流電圧に変換して前記第１のＬＣ共振回路に出力するインバータ回路を、
備える、請求項５に記載の非接触給電システム。
前記第１のＬＣ共振回路の前段に設けられ、所定の直流電圧を交流電圧に変換して前記第１のＬＣ共振回路に出力するインバータ回路を、
備える、請求項５に記載の非接触給電システム。
【請求項7】
前記受電装置はさらに、
前記受電装置の出力情報を検出して無線送信する受電制御部を備え、
前記送電装置はさらに、
前記第１のＬＣ共振回路の前段に設けられ、所定の交流電圧に基づいて入力電流の波形を整形することにより力率を改善する力率改善回路と、
前記無線送信された出力情報を無線受信して、前記出力情報に基づいて前記力率改善回路の動作を制御する力率改善回路制御部と、
を備える、請求項６に記載の非接触給電システム。
前記受電装置の出力情報を検出して無線送信する受電制御部を備え、
前記送電装置はさらに、
前記第１のＬＣ共振回路の前段に設けられ、所定の交流電圧に基づいて入力電流の波形を整形することにより力率を改善する力率改善回路と、
前記無線送信された出力情報を無線受信して、前記出力情報に基づいて前記力率改善回路の動作を制御する力率改善回路制御部と、
を備える、請求項６に記載の非接触給電システム。
【請求項8】
前記受電装置において前記整流回路と前記負荷との間に挿入され、入力される直流電圧を所定の直流電圧に変換する第１のＤＣ／ＤＣコンバータと、
前記送電装置において前記インバータ回路の前段に設けられ、入力される直流電圧を所定の直流電圧に変換する第２のＤＣ／ＤＣコンバータと、
のうちの少なくとも１つを備え、
前記第１のＬＣ共振回路のインダクタと前記第２のＬＣ共振回路のインダクタとの間の結合度ｋが変化したときに、前記負荷の出力電圧に基づいて、前記出力電圧が所定の電圧になるように、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータと前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータのうちのいずれか１つを制御する電圧制御部を、
備える、請求項６又は７に記載の非接触給電システム。
前記送電装置において前記インバータ回路の前段に設けられ、入力される直流電圧を所定の直流電圧に変換する第２のＤＣ／ＤＣコンバータと、
のうちの少なくとも１つを備え、
前記第１のＬＣ共振回路のインダクタと前記第２のＬＣ共振回路のインダクタとの間の結合度ｋが変化したときに、前記負荷の出力電圧に基づいて、前記出力電圧が所定の電圧になるように、前記第１のＤＣ／ＤＣコンバータと前記第２のＤＣ／ＤＣコンバータのうちのいずれか１つを制御する電圧制御部を、
備える、請求項６又は７に記載の非接触給電システム。
【請求項9】
前記送電装置はさらに、
前記インバータ回路の前段に設けられ、所定の交流電圧を整流して直流電圧に変換して前記インバータ回路に出力する整流回路を、
備える、請求項６～８のうちのいずれか１つに記載の非接触給電システム。
前記インバータ回路の前段に設けられ、所定の交流電圧を整流して直流電圧に変換して前記インバータ回路に出力する整流回路を、
備える、請求項６～８のうちのいずれか１つに記載の非接触給電システム。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、共振型電力変換回路と、前記共振型電力変換回路を用いた非接触給電システムとに関する。
【背景技術】
【0002】
従来、無人搬送車（ＡＧＶ（Automatic Guided Vehicle)などの移動体はリチウムイオンバッテリーなどの充電池を搭載している。この充電池を充電するときは、ＡＧＶを充電ステーションまで移動させた後、ＡＧＶに搭載された受電コイルを、充電ステーションの送電コイルに電磁的に結合させて非接触充電システムにおいて非接触充電を行う。
【0003】
前記非接触充電システムの一例である図１２の非接触給電システムにおいては、トランスＴＲ１１の１次側コイルのインダクタＬ１１と、抵抗Ｒ１１と、キャパシタＣ１１との直列共振回路に、電圧ｖ１１の交流電源３１が接続される。また、トランスＴＲ１１の２次側コイルのインダクタＬ１２と、抵抗Ｒ１２と、キャパシタＣ１２との直列共振回路に負荷抵抗ＲＬが接続される。ここで、トランスＴＲ１１のインダクタＬ１１，Ｌ１２は互いに結合度ｋで電磁的に結合される。交流電源３１から電流ｉ１１を流したときに、負荷抵抗ＲＬに電圧ｖ１２が印加されて電流ｉ１２が流れる。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【0004】
【非特許文献1】Mohammad Mahdi Ahmadi, et al., "A Self-Tuned Class-E Power Oscillator," IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, VOL. 34, NO. 5, MAY 2019.
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0005】
【0006】
（課題１）送電コイルと受電コイルとの間の位置関係が変化するとインダクタンスが変化し、共振周波数ｆｒが変化しスイッチング周波数ｆｓｗとｆｒが不一致することにより効率悪化などの悪影響を及ぼす。これにより、スイッチング周波数を共振周波数に一致させるためにはスイッチング素子の駆動回路を制御するための機構が必要となる。また、インダクタンスの変化により充電回路の出力電圧、出力電流等の出力特性が変化するため充電池の充電プロファイルを満たすための回路設計や制御が複雑になる。
【0007】
（課題２）充電池の残量によって負荷が変動し、その結果、充電回路の出力電圧、出力電流等の出力特性が変動する。これにより、充電池の充電プロファイルを満たすための回路設計や制御が複雑になる。
【0008】
従って、前記２つの課題を解決するための複雑な制御及び制御に伴う機構の追加が必要になり、電力変換効率の低下、体積や重量、コストの増加という問題点があった。
【0009】
これらの２つの課題を解決するために、非特許文献１に開示された図１４のＥ級共振型インバータ回路が提案されているが、課題２を解決するためには、１８０度の位相が反転して負荷非依存性を有する必要があるが、位相を反転するためには位相制御が必要である。しかし、当該位相制御を行う演算制御部の演算コストが多大になるという問題点があった。
【0010】
本発明の目的は以上の問題点を解決し、前記２つの課題を解決することができ、しかも従来技術に比較して演算コストを大幅に軽減することができる共振型電力変換回路と、前記共振型電力変換回路を用いた非接触給電システムを提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0011】
本発明の一態様に係る共振型電力変換回路は、
第１のＬＣ共振回路とスイッチング素子を含み、出力電圧又は出力電流を負荷に出力する共振回路と、
前記出力電圧又は出力電流である出力情報を検出する検出回路と、
前記検出された出力情報に基づいて、所定の極大点探索法を用いて、動作周波数に対する出力情報の特性における極大点又は所望の電圧を探索して、探索された極大点又は所望の電圧に対応する動作周波数を決定する演算制御部と、
前記決定された動作周波数を有する駆動制御信号を発生して、前記駆動制御信号に基づいて前記スイッチング素子を周波数制御する信号発生部とを備え、
前記共振回路は、前記極大点又は所望の電圧に対応する、前記負荷に依存しない負荷非依存点を有する前記動作周波数に対する出力情報の特性を有し、
前記共振回路は、前記出力情報を含む駆動制御信号を前記スイッチング素子に帰還させ、前記駆動制御信号による周波数制御により前記負荷非依存点で駆動する。
第１のＬＣ共振回路とスイッチング素子を含み、出力電圧又は出力電流を負荷に出力する共振回路と、
前記出力電圧又は出力電流である出力情報を検出する検出回路と、
前記検出された出力情報に基づいて、所定の極大点探索法を用いて、動作周波数に対する出力情報の特性における極大点又は所望の電圧を探索して、探索された極大点又は所望の電圧に対応する動作周波数を決定する演算制御部と、
前記決定された動作周波数を有する駆動制御信号を発生して、前記駆動制御信号に基づいて前記スイッチング素子を周波数制御する信号発生部とを備え、
前記共振回路は、前記極大点又は所望の電圧に対応する、前記負荷に依存しない負荷非依存点を有する前記動作周波数に対する出力情報の特性を有し、
前記共振回路は、前記出力情報を含む駆動制御信号を前記スイッチング素子に帰還させ、前記駆動制御信号による周波数制御により前記負荷非依存点で駆動する。
【発明の効果】
【0012】
従って、本発明によれば、以上のように構成することで、前記２つの課題を解決することができ、しかも従来技術に比較して演算コストを大幅に軽減することができる共振型電力変換回路と、前記共振型電力変換回路を用いた非接触給電システムを提供することにある。
【図面の簡単な説明】
【0013】
【図1】実施形態に係る共振型電力変換回路の構成例を示す回路図である。
【図10B】変形例１に係るＬＣ共振回路１３Ａの構成例を示す回路図である。
【図10C】変形例２に係るＬＣ共振回路１３Ｂの構成例を示す回路図である。
【図10D】変形例３に係るＬＣ共振回路１３Ｃの構成例を示す回路図である。
【図10E】変形例４に係るＬＣ共振回路１３Ｄの構成例を示す回路図である。
【図10F】変形例５に係るＬＣ共振回路１３Ｅの構成例を示す回路図である。
【図11B】変形例６に係るＬＣ共振回路１４Ａの構成例を示す回路図である。
【図11C】変形例７に係るＬＣ共振回路１４Ｂの構成例を示す回路図である。
【図11D】変形例８に係るＬＣ共振回路１４Ｃの構成例を示す回路図である。
【図11E】変形例９に係るＬＣ共振回路１４Ｄの構成例を示す回路図である。
【図11F】変形例１０に係るＬＣ共振回路１４Ｅの構成例を示す回路図である。
【図12】従来技術に係る共振型電力変換回路を用いた非接触給電システムの回路例を示す回路図である。
【図14】従来技術に係るＥ級共振型インバータ回路の回路例を示す回路図である。
【発明を実施するための形態】
【0014】
以下、本発明に係る実施形態及び変形例について図面を参照して説明する。なお、同一又は同様の構成要素については同一の符号を付している。
【0015】
【0016】
図１４において、Ｅ級共振型インバータ回路９０は、分圧抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２、帰還インダクタＬＦ及び分圧キャパシタＣｎ１，Ｃｎ２からなる直流バイアス回路３１Ａと、ＭＯＳ電界効果トランジスタ（以下、ＭＯＳトランジスタという。）Ｑ１と、インダクタＬ２１，Ｌ２２と、キャパシタＣ２１，Ｃ２２と、負荷抵抗ＲＬとを備えて構成される。
【0017】
図１４のＥ級共振型インバータ回路９０において、電源電圧ＶＤＤはインダクタＬ２１を介してＭＯＳトランジスタＱ２１のドレインに印加されるとともに、分圧抵抗Ｒｄ１，Ｒｄ２により分圧された直流バイアス電圧がＭＯＳトランジスタＱ２１のゲートに印加される。負荷抵抗Ｒｏの両端の出力電圧Ｖｏは分圧キャパシタＣｎ１，Ｃｎ２により分圧された後、帰還インダクタＬＦを介してゲート信号としてＭＯＳトランジスタＱ１のゲートに印加される。ＭＯＳトランジスタＱ１で発生される出力ソース電圧ＶｓはキャパシタＣ１，Ｃ２及びインダクタＬ２を介して出力電圧Ｖｏとして負荷抵抗ＲＬに出力される。ここで、ＭＯＳトランジスタＱ１のゲートに印加されるゲート電圧信号Ｖｆは、図１５に示すように、出力電圧Ｖｏに対して１４０度だけ移相された電圧となる。
【0018】
以上のように構成された非特許文献１に係るＥ級共振型インバータ回路９０では、出力電圧Ｖｏの波形に対してゲート電圧信号Ｖｆの位相が１４０度しかシフトできないため、課題２を解決することができないため、共振回路のインダクタンス及び負荷変動に対応するための制御が必要になるという問題点があった。
【0019】
そこで、本発明に係る実施形態では、課題１及び２をともに解決することができる共振型電力変換回路及び、前記共振型電力変換回路を用いた非接触給電システムについて以下に説明する。
【0020】
（実施形態）
図１は実施形態に係る共振型電力変換回路の構成例を示す回路図である。図１において、実施形態に係る共振型電力変換回路は、共振回路１と、検出回路２と、制御回路１０とを備えて構成される。ここで、共振型電力変換回路は具体的には、共振型インバータ回路である。制御回路１０は、演算制御部３と、信号発生部４とを備える。ここで、共振回路１は、直流電源５と、平滑インダクタＬｆと、スイッチング素子であるＭＯＳトランジスタＱ１と、キャパシタＣｓ，Ｃ０と、インダクタＬ０とを備えて、ＬＣ共振回路を構成する。
図１は実施形態に係る共振型電力変換回路の構成例を示す回路図である。図１において、実施形態に係る共振型電力変換回路は、共振回路１と、検出回路２と、制御回路１０とを備えて構成される。ここで、共振型電力変換回路は具体的には、共振型インバータ回路である。制御回路１０は、演算制御部３と、信号発生部４とを備える。ここで、共振回路１は、直流電源５と、平滑インダクタＬｆと、スイッチング素子であるＭＯＳトランジスタＱ１と、キャパシタＣｓ，Ｃ０と、インダクタＬ０とを備えて、ＬＣ共振回路を構成する。
【0021】
図１の共振型電力変換回路において、直流電源５からの入力電圧Ｖｉｎは平滑インダクタＬｆを介して、スイッチング素子として動作するＭＯＳトランジスタＱ１のドレイン－ソース間及び共振キャパシタＣｓに印加される。ＭＯＳトランジスタＱ１のゲートには、信号発生部４からの、スイッチング素子Ｑ１を駆動制御するゲート電圧信号Ｖｆ（駆動制御信号）が印加され、ＭＯＳトランジスタＱ１はゲート電圧信号Ｖｆに基づいてオン又はオフでスイッチング制御される。
【0022】
なお、共振回路１において、共振キャパシタＣｓ，Ｃ０は非接触給電システムにおける送電側共振キャパシタに対応する。また、共振インダクタＬ０は、非接触給電システムにおけるトランス（送電コイル）の自己インダクタンスに対応する。
【0023】
検出回路２は、負荷抵抗ＲＬの電圧を検出して直流電圧に変換して演算制御部３に出力する。検出回路２において、負荷抵抗ＲＬの電圧を分圧抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧して、分圧後の電圧を整流ダイオードＤ１により整流した後、平滑キャパシタＣｓｍにより平滑することで、出力電圧Ｖｏを得て演算制御部３に出力する。
【0024】
演算制御部３は、検出された出力電圧Ｖｏに基づいて、例えば山登り法などの極大値検索法を用いて、図５又は図７の動作周波数決定処理を実行することで、動作周波数に対する出力電圧Ｖｏの特性における出力電圧Ｖｏの極大値を検索し、検索された出力電圧Ｖｏの極大値に対応する動作周波数を決定して信号発生部４に出力する。信号発生部４は、入力される動作周波数を有するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を発生して、ゲート電圧信号ＶｆとしてＭＯＳトランジスタＱ１のゲートに印加するこことで、ＭＯＳトランジスタＱ１及びＬＣ共振回路を含む共振回路１の周波数を制御する。
【0025】
図２は図１のＭＯＳトランジスタＱ１に印加するゲート電圧信号Ｖｆと出力電圧Ｖ０との間の関係およびそれらの位相差θを示す波形図である。図２から明らかなように、ゲート電圧信号Ｖｆと出力電圧Ｖ０との間において、位相差θが存在するときは、出力電圧Ｖｏの極大値から離隔している状態となる。
【0026】
図３Ａは図１の共振型電力変換回路のシミュレーション結果であって、パラメータＬ０／Ｌ０ｒａｔｅ＝０．９のときの、動作周波数ｆに対する出力電圧Ｖｏ及び位相差θを示すグラフである。また、図３Ｂは、図１の共振型電力変換回路のシミュレーション結果であって、パラメータＬ０／Ｌ０ｒａｔｅ＝１．０のときの、動作周波数ｆに対する出力電圧Ｖｏ及び位相差θを示すグラフである。さらに、図３Ｃは、図１の共振型電力変換回路のシミュレーション結果であって、パラメータＬ０／Ｌ０ｒａｔｅ＝１．１のときの、動作周波数ｆに対する出力電圧Ｖｏ及び位相差θを示すグラフである。図３Ａ以降の図面において、Ｌｏｒａｔｅは共振インダクタＬ０の基準素子値（インダクタンス値）であり、ＲＬｒａｔｅは負荷抵抗ＲＬの基準素子値（抵抗値）である。
【0027】
【0028】
図３Ｂから明らかなように、動作周波数に対して出力電圧Ｖｏは、負荷非依存点１０１である極大点が存在し、このとき、位相差θは０度（符号１０２）であって、負荷非依存性とゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）を達成することができる。
【0029】
図３Ａに示すように、インダクタンスＬ０の変化によって、出力電圧Ｖｏは、負荷非依存点１０１から１１１に変化し、位相差θは０度（符号１１２）となり、対応する動作周波数に制御する。また、図３Ｃに示すように、インダクタンスＬ０の変化によって、出力電圧Ｖｏは、負荷非依存点１０１から１２１に変化し、位相差θは０度（符号１２２）になり、対応する動作周波数に制御する。
【0030】
図４は図３Ｂのグラフにおいて、図１の共振型電力変換回路で山登り法による周波数制御を行ったときの制御例を示すグラフである。図４から明らかなように、出力電圧曲線の極大点又は所望の電圧に負荷非依存点１０１を有するときに、山登り法による周波数制御を行ったとき、ＳＳ１～ＳＳ５に示すように、予め設定した周波数から一方向に周波数を変化し、電圧の傾きが反転したこと検出し、周波数の変化の方向を反転させ、これを繰り返し、電圧の極大点又は所望の電圧を探索することができる。なお、後者の「所望の電圧を探索する」場合は以下の通りである。負荷変動範囲を広げた場合に軽負荷に（負荷抵抗大）となったとき、図３Ａ～図３ＣのＲＬ／ＲＬｒａｔｅ＝８，１０のように、極大点を持ちません。したがって、制御の目標値は極大点に代えて、出力電圧値（結果的にこの点が極大点又はその近傍となる共振回路の設定）が所望の電圧となるように、負荷変動によるグラフの変化に依存することなく制御してもよい。
【0031】
【0032】
図５のステップＳ１において、共振回路１の出力電圧Ｖｏを検出し、これを出力電圧Ｖ０として設定する。次いで、ステップＳ２において、出力電圧Ｖ０≧Ｖｔであるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ３に進む一方、ＮＯのときはステップＳ９に進む。ステップＳ３では、動作周波数ｆを所定のシフト周波数Δｆだけ低下させ、すなわち、動作周波数ｆに対して（ｆ－Δｆ）を代入し、共振回路１の出力電圧Ｖｏを検出し、出力電圧Ｖｏを電圧Ｖ１に代入する。また、ステップとＳ４では、動作周波数ｆを所定のシフト周波数Δｆだけ増大させ（元の動作周波数に戻し）、すなわち、動作周波数ｆに対して（ｆ＋Δｆ）を代入し、共振回路１の出力電圧Ｖｏを検出し、出力電圧Ｖｏを電圧Ｖ２に代入する。
【0033】
次いで、ステップＳ５において、Ｖ０＜Ｖ１かつＶ１＞Ｖ２であるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ６に進む一方、ＮＯのときはステップＳ７に進む。ステップＳ６では、動作周波数ｆを所定のシフト周波数Δｆｄだけ低下させ、すなわち、動作周波数ｆに対して（ｆ－Δｆｄ）を代入した後、ステップＳ１に戻る。一方、ステップＳ７では、Ｖ０＞Ｖ１かつＶ１＜Ｖ２であるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ８に進む一方、ＮＯのときはステップＳ１に戻る。ステップＳ８では、動作周波数ｆを所定のシフト周波数Δｆｕだけ増大させ、すなわち、動作周波数ｆに対して（ｆ＋Δｆｕ）を代入した後、ステップＳ１に戻る。さらに、ステップＳ９では、動作周波数ｆを負荷非依存点の動作周波数として決定し、当該動作周波数決定処理を終了する。
【0034】
【0035】
図６は図５の動作周波数決定処理により動作周波数を決定したときの動作周波数ｆに対する出力電圧Ｖｏのグラフにおける制御例を示すグラフである。図６から明らかなように、動作周波数に対する出力電圧Ｖｏの特性において、動作点Ａから動作点Ｂを経て、負荷非依存点１０１に達することがわかる。
【0036】
図７は図１の制御回路１０により実行される詳細な動作周波数決定処理を示すフローチャートである。図７の動作周波数決定処理を実行するとき、以下の初期化処理がまず実行される。なお、各数値は一例を示すものである。
【0037】
＜初期化処理＞
評価関数値の境界値：ＥＶＡＬ＿ＢＯＵＮＤＡＲＹ←０．０２５
進行幅のデフォルト値：ＤＥＦＡＵＬＴ＿ＤＦ←９．０×１０３
動作周波数のデフォルト値：ＤＥＦＡＵＬＴ＿Ｆ←０．９４３×１０６
サンプリング計数値の最大値：ＳＡＭＰＬＩＮＧ＿ＣＯＵＮＴ＿ＭＡＸ←２０００
最大動作周波数：ＭＡＸ＿Ｆ←１．２×１０６
最小動作周波数：ＭＩＮ＿Ｆ←０．８×１０６
目標電圧：Ｖ＿ＲＥＦ←１．４４
評価関数値の現在値：ｅｖａｌＮｏｗ←０
評価関数値のプリセット値：ｅｖａｌＰｒｅ←１．０×１０１０
進行幅：ｄＦ←ＤＥＦＡＵＬＴ＿ＤＦ
動作周波数の現在値：ｆＮＯＷ←ＤＥＦＡＵＬＴ＿Ｆ
動作周波数のプリセット値：ｆＰｒｅ←ＤＥＦＡＵＬＴ＿Ｆ
サンプリング計数値：ｓａｍｐｌｉｎｇＣｏｕｎｔ←０
評価関数値の境界値：ＥＶＡＬ＿ＢＯＵＮＤＡＲＹ←０．０２５
進行幅のデフォルト値：ＤＥＦＡＵＬＴ＿ＤＦ←９．０×１０３
動作周波数のデフォルト値：ＤＥＦＡＵＬＴ＿Ｆ←０．９４３×１０６
サンプリング計数値の最大値：ＳＡＭＰＬＩＮＧ＿ＣＯＵＮＴ＿ＭＡＸ←２０００
最大動作周波数：ＭＡＸ＿Ｆ←１．２×１０６
最小動作周波数：ＭＩＮ＿Ｆ←０．８×１０６
目標電圧：Ｖ＿ＲＥＦ←１．４４
評価関数値の現在値：ｅｖａｌＮｏｗ←０
評価関数値のプリセット値：ｅｖａｌＰｒｅ←１．０×１０１０
進行幅：ｄＦ←ＤＥＦＡＵＬＴ＿ＤＦ
動作周波数の現在値：ｆＮＯＷ←ＤＥＦＡＵＬＴ＿Ｆ
動作周波数のプリセット値：ｆＰｒｅ←ＤＥＦＡＵＬＴ＿Ｆ
サンプリング計数値：ｓａｍｐｌｉｎｇＣｏｕｎｔ←０
【0038】
図７のステップＳ１１では、共振回路１の出力電圧Ｖｏのサンプル値ｖＳａｍｐｌｅを入力した後、ステップＳ１１～Ｓ１２からなる動作周波数変更間隔処理Ｐ１を実行する。
【0039】
動作周波数変更間隔処理Ｐ１は、サンプリング計数値の最大値ＳＡＭＰＬＩＮＧ＿ＣＯＵＮＴ＿ＭＡＸで定義された回数毎に動作周波数を変更可能にする処理である。ステップＳ１２では、サンプリング計数値ｓａｍｐｌｉｎｇＣｏｕｎｔを１だけインクリメントし、ステップＳ１３では、ｓａｍｐｌｉｎｇＣｏｕｎｔ≧ＳＡＭＰＬＩＮＧ＿ＣＯＵＮＴ＿ＭＡＸであるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ１４に進む一方、ＮＯのときはステップＳ２２に進む。なお、ステップＳ２２では、動作周波数のプリセット値ｆＰｒｅを動作周波数の現在値ｆＮｏｗとして代入してステップＳ３８に進む。
【0040】
次いで、ステップＳ１４において、検出された出力電圧Ｖｏのサンプル値ｖＳａｍｐｌｅが目標電圧Ｖ＿ＲＥＦに近いほど評価関数値が小さくなるような評価関数値ｅｖａｌＮｏｗを計算する評価関数値計算処理Ｐ２を実行する。具体的には、例えば次式を用いて、評価関数値の現在値ｅｖａｌＮｏｗを計算する。
【0041】
ｅｖａｌＮｏｗ＝（ｖＳａｍｐｌｅ－Ｖ＿ＲＥＦ）２
【0042】
次いで、ステップＳ１５～Ｓ１７からなる進行幅決定処理Ｐ３を実行する。
【0043】
図８は、図７の進行幅決定処理Ｐ３における進行幅ｄｆを設定するためのグラフを示す図である。図８に示すように、評価関数値が一定の基準値である境界値ＥＶＡＬ＿ＢＯＵＮＤＡＲＹよりも小さくなれば、進行幅ｄｆの絶対値｜ｄｆ｜を小さくするように、進行幅ｄｆを設定する。ステップＳ１５では、ｅｖａｌＮｏｗ≦ＥＶＡＬ＿ＢＯＵＮＤＡＲＹであるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ１６に進む一方、ＮＯのときはステップＳ１７に進む。ステップＳ１６では、例えば次式を用いて進行幅ｄｆを計算した後、ステップＳ１３に進む。
【0044】
【数1】
【0045】
一方、ステップＳ１７では、例えば次式を用いて進行幅ｄｆを計算した後、ステップＳ１３に進む。
【0046】
【数2】
【0047】
次いで、ステップＳ１８～Ｓ２１からなる山登り法による動作周波数探索処理Ｐ４を実行する。動作周波数探索処理Ｐ４では、前回の評価よりも今回の評価の方が良くなればそのままの方向で進み、悪化すれば進行方向を変更する。ステップＳ１８では、ｅｖａｌＮｏｗ≦ｅｖａｌＰｒｅであるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ１９に進む一方、ＮＯのときはステップＳ２０に進む。ステップＳ１９では、進行幅ｄｆを進行幅ｄｆに代入した後、ステップＳ２１に進む。一方、ステップＳ２０では、進行幅ｄｆにマイナスを付与した－ｄｆを進行幅ｄｆに代入した後、ステップＳ２１に進む。ステップＳ２１において、動作周波数のプリセット値ｆＰｒｅと進行幅ｄｆとを加算して、加算結果を動作周波数の現在値ｆＮｏｗとし設定し、ステップＳ３１に進む。
【0048】
次いで、ステップＳ３１～Ｓ３３からなる変数変更処理Ｐ５を実行する。ステップＳ３１では、動作周波数の現在値ｆＮｏｗを動作周波数のプリセット値ｆＰｒｅとして設定し、ステップＳ３２では、評価関数値の現在値ｅｖａｌＮｏｗを評価関数値のプリセット値ｅｖａｌＰｒｅとして設定する。次いで、ステップＳ３３では、サンプリング計数値ｓａｍｐｌｉｎｇＣｏｕｎｔを０にリセットし、ステップＳ３４に進む。
【0049】
次いで、ステップＳ３４～Ｓ３７からなる帯域幅制限処理Ｐ６を実行する。ステップＳ３４では、ｆＮｏｗ＞ＭＡＸ＿Ｆであるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ３５に進む一方、ＮＯのときはステップＳ３６に進む。ステップＳ３５では、最大動作周波数ＭＡＸ＿Ｆを動作周波数の現在値ｆＮｏｗとして設定し、ステップＳ３６に進む。ステップＳ３６では、ｆＮｏｗ＜ＭＡＸ＿Ｆであるか否かが判断され、ＹＥＳのときはステップＳ３７に進む一方、ＮＯのときはステップＳ３８に進む。ステップＳ３７では、最小動作周波数ＭＩＮ＿Ｆを動作周波数の現在値ｆＮｏｗとして設定し、ステップＳ３８に進む。
【0050】
ステップＳ３８では、動作周波数が決定されたと判断し、動作周波数の現在値ｆＮｏｗを動作周波数として出力して、動作周波数決定処理を終了する。
【0051】
以上説明したように、本実施形態に係る共振型電力変換回路によれば、ＬＣ共振回路及びスイッチング素子Ｑ１を有する共振回路１を備えた共振型電力変換回路であって、共振回路１の出力電圧を負荷ＲＬに出力し、その出力電圧に基づいて、共振型電力変換回路の動作周波数を決定して決定された動作周波数で動作するようにスイッチング素子Ｑ１をゲート電圧信号Ｖｆ（駆動制御信号）を用いてオン／オフ制御し、ここで、共振回路１が、出力電圧が最大となる極大値で保持する動作周波数を決定する。従って、共振回路１のインダクタンス又はキャパシタンスが変化しても、共振回路１が、出力電圧が最大となる極大値で保持するように動作周波数を保持できるので、その位相状態を保持し、負荷に依存しない負荷非依存特性と、共振回路１におけるゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）を実現できる。これにより、上述の課題１及び２を解決することができる。
【0052】
（適用例）
図９は図１の共振型電力変換回路を非接触給電システムに適用したときの当該非接触給電システムの構成例を示すブロック図である。図９において、構成要素１２～２４が図１の共振回路１に対応し、構成要素２０が図１の検出回路２に対応し、構成要素１７が図１の制御回路１０に対応する。
図９は図１の共振型電力変換回路を非接触給電システムに適用したときの当該非接触給電システムの構成例を示すブロック図である。図９において、構成要素１２～２４が図１の共振回路１に対応し、構成要素２０が図１の検出回路２に対応し、構成要素１７が図１の制御回路１０に対応する。
【0053】
図９において、非接触給電システムは、送電装置１００と、受電装置２００とを備えて構成される。ここで、送電装置１００は、力率改善回路（以下、ＰＦＣ回路という。）１１と、ＰＦＣ回路１１の動作を制御するＰＦＣ制御部１６と、インバータ回路１２と、送電ＬＣ共振回路１３と、インバータ制御部１７と、アンテナ１５Ａを有する無線通信回路１５とを備えて構成される。一方、受電装置２００は、受電ＬＣ共振回路１４と、整流回路２２と、ＤＣ／ＤＣコンバータ２３と、負荷２４と、負荷２４の電圧及び電流を検出してＤＣ／ＤＣコンバータ２３を制御する制御部２０と、アンテナ２５Ａを有する無線通信回路２５とを備えて構成される。ここで、ＰＦＣ回路１１は、所定の交流電圧に基づいて入力電流の波形を整形することにより力率を改善する。また、インバータ回路１２は、入力される所定の直流電圧を交流電圧に変換する。
【0054】
ここで、送電装置１００と受電装置２００とは例えば充電などの電源供給のために互いに近傍に位置する。これにより、送電ＬＣ共振回路１３と受電ＬＣ共振回路１４とは例えば電磁的に結合してトランスＴＲ１を構成する。また、無線通信回路１５と無線通信回路２５とはそれぞれアンテナ１５Ａ，２５Ａを用いて無線通信を行うことで、必要な情報データを送受信する。
【0055】
なお、ＰＦＣ回路１１は、整流回路とＤＣ／ＤＣコンバータの縦続接続回路であってもよい。ＤＣ／ＤＣコンバータは、入力される直流電圧を所定の直流電圧に変換する。また、ＰＦＣ回路１１、もしくは整流回路とＤＣ／ＤＣコンバータの縦続接続回路を省略してもよい。ここで、ＰＦＣ回路１１を省略するときは、ＰＦＣ制御部１６を削除できる。なお、ＰＦＣ回路１１に代えて、整流回路とＤＣ／ＤＣコンバータの縦続接続回路を備えるときは、ＰＦＣ制御部１６に代えて、ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する電圧制御部を備える。
【0056】
さらに、送電側のＤＣ／ＤＣコンバータと、受電側のＤＣ／ＤＣコンバータ２３の少なくとも１つを省略してもよいが、以下のように出力電圧を制御する必要がある。
【0057】
図９の非接触給電システムにおいて、送受電コイルであるインダクタＬ１，Ｌ２間の距離が変化すると結合度ｋが変化する。これにより、共振特性が変化し、出力電圧が変化する。ここで、出力電圧を一定とするために、送電側又は／及び受電側のＤＣ／ＤＣコンバータにて電圧を制御する必要がある。ここで、送電側のＤＣ／ＤＣコンバータを制御するためには、受電側の制御部２０により検出した出力電圧の情報を、無線通信回路２５．１５を介して送電側のＤＣ／ＤＣコンバータの前記電圧制御部に送信する必要がある。一方、受電側のＤＣ／ＤＣコンバータ２３は、受電側の制御部２０により検出した出力電圧の情報に基づいて制御部２０により制御するように構成される。
【0058】
図１の送電装置１００において、ＰＦＣ回路１１は、例えば商用交流電源等の交流電源３０からの交流電圧である入力電圧Ｖｉｎを直流電圧に変換しかつ、ＰＦＣ制御部１６の制御のもとで所定の力率改善方法を用いて入力電圧に対して力率改善処理を行って出力電圧をインバータ回路１２に出力する。インバータ回路１２は入力される直流電圧を、インバータ制御部１７からの例えばＰＷＭゲート信号に基づいてスイッチングすることで、所定の交流電圧に変換して送電ＬＣ共振回路１３、受電ＬＣ共振回路１４を介して整流回路２２に出力する。
【0059】
ここで、ＰＦＣ制御部１６は、負荷２４への出力電圧及び出力電流等の負荷情報を、電圧及び電流検出部２０から無線通信回路２５，１５を介して受信して、当該負荷情報に基づいて、ＰＦＣ回路１１を、前記力率改善処理を行うように制御する。送電ＬＣ共振回路１３は、例えば図１０Ａに図示される、インダクタＬ１とキャパシタＣ１からなる共振回路であって、入力電圧に基づいて所定の共振周波数ｆｒで共振して当該共振周波数ｆｒを有する交流電圧を含む交流電力を発生して、送電ＬＣ共振回路１３に結合された受電ＬＣ共振回路１４に送電する。
【0060】
図１の受電装置２００において、受電ＬＣ共振回路１４は、例えば図１１Ａに図示される、インダクタＬ２とキャパシタＣ２からなるＬＣ共振回路であって、送電ＬＣ共振回路１３からの交流電力を受電して、当該交流電力の交流電圧を整流回路２２に出力する。整流回路２２は入力される交流電圧を直流電圧に整流して負荷２４に出力する。電圧及び電流検出部２０は、負荷２４への出力電圧及び出力電流を検出してそれらの情報を含む負荷情報を、無線通信回路２５，１５を介してＰＦＣ制御部１６に送信する。インバータ制御部１７はまた、負荷情報に基づいて、例えば所定のゲート電圧信号Ｖｆを発生してインバータ回路１２を制御することで、インバータ回路１２が所定の動作周波数で動作する。
【0061】
なお、整流回路２２は、例えば、半波整流回路、両波整流回路、フルブリッジ整流回路、ハーフアクティブ整流回路、倍電圧整流回路、又は倍電流整流回路などの整流回路であってもよい。
【0062】
以上説明したように、本実施形態に係る非接触給電システムによれば、図１の共振型電力変換回路を用いて構成することで、共振回路１のインダクタンス又はキャパシタンスが変化しても、共振回路１が、出力電圧が最大となる極大値で保持するように動作周波数を保持できるので、その位相状態を保持し、負荷に依存しない負荷非依存特性と、共振回路１におけるゼロボルトスイッチング（ＺＶＳ）を実現できる。これにより、上述の課題１及び２を解決して、送電装置１００から受電装置２００に対して送電できる。
【0063】
また、上述のように、インバータ回路１２、送電ＬＣ共振回路１３と、受電ＬＣ共振回路１４との部分回路に対して、本実施形態に係る共振型電力変換回路１を適用することで、出力特性を制御するためのＤＣ／ＤＣコンバータ２３及びその制御部を削減することができる。
【0064】
以下、送電ＬＣ共振回路１３をＬＣ共振回路１３といい。受電ＬＣ共振回路１４をＬＣ共振回路１４という。
【0065】
（変形例等）
以下において、ＬＣ共振回路１３及び１４の変形例等について説明する。以下のインダクタは、自己インダクタンス、励磁インダクタンス、又は漏れインダクタンス等を含んでおり、Ｌ３１、Ｌ４１、Ｌ４２はそれらとは異なるインダクタを設けることを意味する。また、下記の構成例はあくまで基本形式の回路であり、インダクタとキャパシタを直列又は並列に接続するそれらの数量は変更してもよい。
以下において、ＬＣ共振回路１３及び１４の変形例等について説明する。以下のインダクタは、自己インダクタンス、励磁インダクタンス、又は漏れインダクタンス等を含んでおり、Ｌ３１、Ｌ４１、Ｌ４２はそれらとは異なるインダクタを設けることを意味する。また、下記の構成例はあくまで基本形式の回路であり、インダクタとキャパシタを直列又は並列に接続するそれらの数量は変更してもよい。
【0066】
図１０Ａは図９のＬＣ共振回路１３の構成例を示す回路図である。図１０Ａにおいて、ＬＣ共振回路１３は、インダクタＬ１とキャパシタＣ１の直列回路により構成される。ここで、送電装置１００のＬＣ共振回路１３は、以下のＬＣ共振回路１３Ａ～１３Ｅのいずれかで構成されてもよい。
【0067】
【0068】
図１０Ｃは変形例２に係るＬＣ共振回路１３Ｂの構成例を示す回路図である。図１０Ｃにおいて、ＬＣ共振回路１３Ｃは、インダクタＬ１及びキャパシタＣ１の直列回路と、キャパシタＣ３１との並列回路により構成される。
【0069】
図１０Ｄは変形例３に係るＬＣ共振回路１３Ｃの構成例を示す回路図である。図１０Ｄにおいて、ＬＣ共振回路１３Ｄは、インダクタＬ１及びキャパシタＣ３１の並列回路と、キャパシタＣ１との直列回路により構成される。
【0070】
図１０Ｅは変形例４に係るＬＣ共振回路１３Ｄの構成例を示す回路図である。図１０Ｅにおいて、ＬＣ共振回路１３Ｄは、インダクタＬ１及びキャパシタＣ１の直列回路と、インダクタＬ３１との並列回路に対して、直列に接続されたインダクタＬ３１を含み構成される。
【0071】
図１０Ｆは変形例５に係るＬＣ共振回路１３Ｅの構成例を示す回路図である。図１０Ｆにおいて、ＬＣ共振回路１３Ｅは、インダクタＬ１及びキャパシタＣ１の直列回路と、インダクタＬ３１との並列回路に対して、直列に接続されたキャパシタＣ３２を含み構成される。
【0072】
図１０Ａ～図１０Ｆから明らかなように、ＬＣ共振回路１３、１３Ａ～１３Ｅは、少なくとも１つのインダクタと、少なくとも１つのキャパシタとを含み、前記各インダクタと前記各キャパシタとが直列又は並列に接続されている。
【0073】
また、図９の受電装置２００のＬＣ共振回路１４は、以下のＬＣ共振回路１４Ａ～１４Ｅのいずれかで構成されてもよい。
【0074】
【0075】
【0076】
図１１Ｃは変形例７に係るＬＣ共振回路１４Ｂの構成例を示す回路図である。図１１Ｃにおいて、ＬＣ共振回路１４Ｂは、インダクタＬ２とキャパシタＣ２の直列回路と、キャパシタＣ４１との並列回路により構成される。
【0077】
図１１Ｄは変形例８に係るＬＣ共振回路１４Ｃの構成例を示す回路図である。図１１Ｄにおいて、ＬＣ共振回路１４Ｃは、インダクタＬ２とキャパシタＣ４１の並列回路と、キャパシタＣ２との直列回路により構成される。
【0078】
図１１Ｅは変形例９に係るＬＣ共振回路１４Ｄの構成例を示す回路図である。図１１Ｄにおいて、ＬＣ共振回路１４Ｄは、インダクタＬ２とキャパシタＣ２の直列回路と、キャパシタＣ４１との並列回路に対して直列に接続されたインダクタＬ４１を含み構成される。
【0079】
図１１Ｆは変形例１０に係るＬＣ共振回路１４Ｅの構成例を示す回路図である。図１１Ｅにおいて、ＬＣ共振回路１４Ｅは、インダクタＬ２とキャパシタＣ２の直列回路と、インダクタＬ４２との並列回路に対して接続されたキャパシタＣ４２を含み構成される。
【0080】
図１１Ａ～図１１Ｆから明らかなように、ＬＣ共振回路１４，１４Ａ～１４Ｅは、少なくとも１つのインダクタと、少なくとも１つのキャパシタとを含み、前記各インダクタと前記各キャパシタとが直列又は並列に接続されている。
【0081】
以上の実施形態においては、山登り法を用いて共振回路１の出力電圧Ｖｏの極大値を求めてそれに対応する動作周波数を決定しているが、本発明はこれに限らず、例えば最良優先検索法、最適化探索法、最急降下法、共役勾配法などの他の極大値探索法を用いて、共振回路１の出力電圧Ｖｏの極大値を求めてそれに対応する動作周波数を決定してもよい。
【0082】
以上の実施形態においては、スイッチング素子としてＭＯＳトランジスタＱ１を用いているが、本発明はこれに限らず、バイポーラトランジスタなどの、スイッチング素子を用いてもよい。
【0083】
以上の実施形態においては、検出回路２は共振回路１の出力電圧を検出して演算制御部３に出力しているが、本発明はこれに限らず、共振回路１の出力電流等の出力情報を検出して演算制御部３に出力し、演算制御部３は当該出力情報に基づいて、共振回路１を含む共振型電力変換回路の動作周波数を決定するように制御してもよい。
【産業上の利用可能性】
【0084】
以上詳述したように、本発明によれば、前記２つの課題を解決することができ、しかも従来技術に比較して演算コストを大幅に軽減することができる共振型電力変換回路と、前記共振型電力変換回路を用いた非接触給電システムを提供することができる。
【符号の説明】
【0085】
１ 共振回路
２ 検出回路
３ 演算制御部
４ 信号発生部
５ 直流電源
１０ 制御回路
１１ 力率改善回路（ＰＦＣ回路）
１２ インバータ回路
１３ 送電ＬＣ共振回路（ＬＣ共振回路）
１４ 受電ＬＣ共振回路（ＬＣ共振回路）
１５ 無線通信回路
１５Ａ アンテナ
１６ ＰＦＣ制御部
１７ インバータ制御部
２０ 制御部
２２ 整流回路
２３ ＤＣ／ＤＣコンバータ
２４ 負荷
２５ 無線通信回路
２５Ａ アンテナ
３０ 交流電源
Ｃｓ，Ｃ０～Ｃ２，Ｃｓｍ キャパシタ
Ｄ１ 整流ダイオード
Ｌｆ，Ｌ０ インダクタ
Ｑ１ ＭＯＳトランジスタ
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗
ＲＬ 負荷抵抗
ＴＲ１ トランス
２ 検出回路
３ 演算制御部
４ 信号発生部
５ 直流電源
１０ 制御回路
１１ 力率改善回路（ＰＦＣ回路）
１２ インバータ回路
１３ 送電ＬＣ共振回路（ＬＣ共振回路）
１４ 受電ＬＣ共振回路（ＬＣ共振回路）
１５ 無線通信回路
１５Ａ アンテナ
１６ ＰＦＣ制御部
１７ インバータ制御部
２０ 制御部
２２ 整流回路
２３ ＤＣ／ＤＣコンバータ
２４ 負荷
２５ 無線通信回路
２５Ａ アンテナ
３０ 交流電源
Ｃｓ，Ｃ０～Ｃ２，Ｃｓｍ キャパシタ
Ｄ１ 整流ダイオード
Ｌｆ，Ｌ０ インダクタ
Ｑ１ ＭＯＳトランジスタ
Ｒ１，Ｒ２ 抵抗
ＲＬ 負荷抵抗
ＴＲ１ トランス
【図1】
【図2】
【図3A】
【図3B】
【図3C】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10A】
【図10B】
【図10C】
【図10D】
【図10E】
【図10F】
【図11A】
【図11B】
【図11C】
【図11D】
【図11E】
【図11F】
【図12】
【図13】
【図14】
【図15】