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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2022182331
(43)【公開日】2022-12-08
(54)【発明の名称】スイッチング電源装置
(51)【国際特許分類】
H02M 3/28 20060101AFI20221201BHJP
【ＦＩ】
H02M3/28 H
【審査請求】未請求
【請求項の数】6
【出願形態】ＯＬ
(21)【出願番号】P 2021089838
(22)【出願日】2021-05-28
(71)【出願人】
【識別番号】000106276
【氏名又は名称】サンケン電気株式会社
(71)【出願人】
【識別番号】521233736
【氏名又は名称】台湾三墾電気股▲分▼有限公司
(74)【上記1名の代理人】
【識別番号】100097113
【弁理士】
【氏名又は名称】堀 城之
(74)【代理人】
【識別番号】100162363
【弁理士】
【氏名又は名称】前島 幸彦
(72)【発明者】
【氏名】菅原 岳樹
(72)【発明者】
【氏名】廖 振宇
(72)【発明者】
【氏名】中野 利浩
【テーマコード（参考）】
5H730
【Ｆターム（参考）】
5H730AA14
5H730AS01
5H730AS02
5H730AS11
5H730BB43
5H730BB57
5H730CC01
5H730DD03
5H730DD04
5H730EE02
5H730EE07
5H730FD01
5H730FD31
5H730FG05
5H730FG22
5H730VV03
5H730VV06
5H730XC06
(57)【要約】 （修正有）
【課題】ダイナミック負荷変動に対する応答性を改善したスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】交流入力電力ＡＣを所望の直流出力電力に変換してＬＥＤ負荷２に供給するスイッチング電源装置１であって、オンオフ制御されるスイッチング素子であるスイッチング素子Ｑ１と、ＬＥＤ負荷２に直列に接続され、インピーダンスを可変制御することでＬＥＤ負荷２に流れる電流リプルを低減するリプル電流低減回路５と、ＬＥＤ負荷２とリプル電流低減回路５との接続点Ｂにおけるフィードバック電圧ＶＦＢ ２に基づきスイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御する制御回路４と、を具備する。制御回路４は、調光信号の応答を所定時間の間不感させて出力電圧Ｖｏｕｔを初期電圧まで上昇させ、所定時間経過後にフィードバック電圧ＶＦＢ ２の電圧リプルの大きさに応じて設定した目標平均電圧で、フィードバック電圧ＶＦＢ ２を平均値制御する。
【選択図】図１
【解決手段】交流入力電力ＡＣを所望の直流出力電力に変換してＬＥＤ負荷２に供給するスイッチング電源装置１であって、オンオフ制御されるスイッチング素子であるスイッチング素子Ｑ１と、ＬＥＤ負荷２に直列に接続され、インピーダンスを可変制御することでＬＥＤ負荷２に流れる電流リプルを低減するリプル電流低減回路５と、ＬＥＤ負荷２とリプル電流低減回路５との接続点Ｂにおけるフィードバック電圧ＶＦＢ ２に基づきスイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御する制御回路４と、を具備する。制御回路４は、調光信号の応答を所定時間の間不感させて出力電圧Ｖｏｕｔを初期電圧まで上昇させ、所定時間経過後にフィードバック電圧ＶＦＢ ２の電圧リプルの大きさに応じて設定した目標平均電圧で、フィードバック電圧ＶＦＢ ２を平均値制御する。
【選択図】図１
【特許請求の範囲】
【請求項1】
交流入力電力を所望の直流出力電力に変換してＬＥＤ負荷に供給するスイッチング電源
装置であって、
オンオフ制御されるスイッチング素子と、
前記ＬＥＤ負荷に直列に接続され、インピーダンスを可変制御することで前記ＬＥＤ負
荷に流れる電流リプルを低減するリプル電流低減回路と、
前記ＬＥＤ負荷と前記リプル電流低減回路との接続点におけるフィードバック電圧に基
づき前記スイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、を具備し、
前記制御回路は、調光信号に基づき前記ＬＥＤ負荷に流れる電流を可変制御することで
前記ＬＥＤ負荷の照度を調光する調光演算器と、
前記フィードバック電圧の電圧リプルの大きさに応じて設定した目標平均電圧で、前記
フィードバック電圧を平均値制御し、前記調光演算器からの調光目標値の増加を検出して
前記調光目標値の不感時間を設け、前記不感時間帯に前記ＬＥＤ負荷とリプル電流低減回
路の電圧を所定の目標電圧まで上昇させ、かつ、前記不感時間経過後に前記調光目標値に
基づき制御を行うことを特徴とするスイッチング電源装置。
装置であって、
オンオフ制御されるスイッチング素子と、
前記ＬＥＤ負荷に直列に接続され、インピーダンスを可変制御することで前記ＬＥＤ負
荷に流れる電流リプルを低減するリプル電流低減回路と、
前記ＬＥＤ負荷と前記リプル電流低減回路との接続点におけるフィードバック電圧に基
づき前記スイッチング素子をオンオフ制御する制御回路と、を具備し、
前記制御回路は、調光信号に基づき前記ＬＥＤ負荷に流れる電流を可変制御することで
前記ＬＥＤ負荷の照度を調光する調光演算器と、
前記フィードバック電圧の電圧リプルの大きさに応じて設定した目標平均電圧で、前記
フィードバック電圧を平均値制御し、前記調光演算器からの調光目標値の増加を検出して
前記調光目標値の不感時間を設け、前記不感時間帯に前記ＬＥＤ負荷とリプル電流低減回
路の電圧を所定の目標電圧まで上昇させ、かつ、前記不感時間経過後に前記調光目標値に
基づき制御を行うことを特徴とするスイッチング電源装置。
【請求項2】
前記制御回路は、前記調光演算器からの調光目標値の減少を検出して前記演算信号の不
感時間を設け、前記不感時間帯に前記ＬＥＤ負荷とリプル電流低減回路の電圧を所定の目
標電圧まで上昇させ、かつ、前記不感時間経過後に前記調光目標値に基づき制御を行うこ
とを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
感時間を設け、前記不感時間帯に前記ＬＥＤ負荷とリプル電流低減回路の電圧を所定の目
標電圧まで上昇させ、かつ、前記不感時間経過後に前記調光目標値に基づき制御を行うこ
とを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
【請求項3】
前記制御回路は、前記調光演算器からの調光目標値を徐々に変化させて目標値に到達さ
せながら制御を行うことを特徴とする請求項１乃至２項記載のスイッチング電源装置。
せながら制御を行うことを特徴とする請求項１乃至２項記載のスイッチング電源装置。
【請求項4】
前記制御回路は、前記目標平均電圧で前記フィードバック電圧を平均値制御に移行した
後、前記フィードバック電圧のボトム電圧を検出し、検出したボトム電圧が予め設定され
た基準ボトム電圧になるように前記目標平均電圧を補正することを特徴とする請求項１乃
至３項記載のスイッチング電源装置。
後、前記フィードバック電圧のボトム電圧を検出し、検出したボトム電圧が予め設定され
た基準ボトム電圧になるように前記目標平均電圧を補正することを特徴とする請求項１乃
至３項記載のスイッチング電源装置。
【請求項5】
前記制御回路は、調光信号によって前記ＬＥＤ負荷を流れるＬＥＤ電流が小さくなるほ
ど、低い前記目標平均電圧に設定することを特徴とする請求項１乃至３項記載のスイッチ
ング電源装置。
ど、低い前記目標平均電圧に設定することを特徴とする請求項１乃至３項記載のスイッチ
ング電源装置。
【請求項6】
前記制御回路は、入力電圧が大きいほど、低い前記目標平均電圧に設定することを特徴
とする請求項１乃至３項記載のスイッチング電源装置。
とする請求項１乃至３項記載のスイッチング電源装置。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、交流入力電力を所望の直流出力電力に変換してＬＥＤ負荷に供給するスイッ
チング電源装置に関する。
チング電源装置に関する。
【背景技術】
【0002】
本出願人は、以下に示す特許文献１によって、簡素な電源構成でＬＥＤ負荷に流れる電
流の電流リプルを小さくするスイッチング電源装置を提供した。特許文献１では、ＬＥＤ
負荷に直列に接続されリプル電流低減回路として、ＭＯＳＦＥＴ等で構成された可変イン
ピーダンス素子を備えたフィードバック型定電流制御回路を用いている。この構成により
、ＬＥＤ負荷の両端電圧を一定にし、ＬＥＤ負荷に流れる電流の電流リプルを低減するよ
うに制御している。
流の電流リプルを小さくするスイッチング電源装置を提供した。特許文献１では、ＬＥＤ
負荷に直列に接続されリプル電流低減回路として、ＭＯＳＦＥＴ等で構成された可変イン
ピーダンス素子を備えたフィードバック型定電流制御回路を用いている。この構成により
、ＬＥＤ負荷の両端電圧を一定にし、ＬＥＤ負荷に流れる電流の電流リプルを低減するよ
うに制御している。
【先行技術文献】
【特許文献】
【0003】
【特許文献1】特開２０１２－１６４６３３号公報
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0004】
従来技術では、ＬＥＤ負荷とリプル電流低減回路との接続点におけるフィードバック電
圧ＶＦＢの平均電圧が予め設定された目標平均電圧Ｖｒｅｆになるようにスイッチング素
子をオンオフ制御することにより直流出力電力を所定値に制御している。このフィードバ
ック電圧ＶＦＢは、図７に示すように、出力電圧ＶＯＵＴと同様の電圧リプル（電圧変動
）を含む。そして、フィードバック電圧ＶＦＢの電圧リプルは、図７（ａ）、（ｂ）に示
すように、負荷の大きくなるほど大きくなり、図７（ｃ）、（ｄ）に示すように、出力コ
ンデンサの劣化に伴って大きくなる。
圧ＶＦＢの平均電圧が予め設定された目標平均電圧Ｖｒｅｆになるようにスイッチング素
子をオンオフ制御することにより直流出力電力を所定値に制御している。このフィードバ
ック電圧ＶＦＢは、図７に示すように、出力電圧ＶＯＵＴと同様の電圧リプル（電圧変動
）を含む。そして、フィードバック電圧ＶＦＢの電圧リプルは、図７（ａ）、（ｂ）に示
すように、負荷の大きくなるほど大きくなり、図７（ｃ）、（ｄ）に示すように、出力コ
ンデンサの劣化に伴って大きくなる。
【0005】
そして、図７（ｄ）に示すようにフィードバック電圧ＶＦＢが電圧リプルによって可変
インピーダンス素子が定電流動作できない電圧以下に下がると、ＬＥＤ負荷の両端電圧が
必要な電圧を維持できなくなり、結果としてＬＥＤ負荷に流れる電流値が周期的に下がっ
てちらつきとして目に見えてしまう。従って、可変インピーダンス素子が定電流制御を行
う事ができる最低限の電圧や各種バラつき（目標平均電圧Ｖｒｅｆ等）、そして、過渡動
作時におけるフィードバック電圧ＶＦＢのアンダーシュートを考慮して設定した動作マー
ジン電圧ＶＭを設定し、この動作マージン電圧ＶＭをフィードバック電圧ＶＦＢが下回ら
ないように、目標平均電圧Ｖｒｅｆが設定される。
インピーダンス素子が定電流動作できない電圧以下に下がると、ＬＥＤ負荷の両端電圧が
必要な電圧を維持できなくなり、結果としてＬＥＤ負荷に流れる電流値が周期的に下がっ
てちらつきとして目に見えてしまう。従って、可変インピーダンス素子が定電流制御を行
う事ができる最低限の電圧や各種バラつき（目標平均電圧Ｖｒｅｆ等）、そして、過渡動
作時におけるフィードバック電圧ＶＦＢのアンダーシュートを考慮して設定した動作マー
ジン電圧ＶＭを設定し、この動作マージン電圧ＶＭをフィードバック電圧ＶＦＢが下回ら
ないように、目標平均電圧Ｖｒｅｆが設定される。
【0006】
しかしながら、このように設定された目標平均電圧Ｖｒｅｆは、出力コンデンサのある
程度の劣化や最大負荷時の電圧リプルが大きい状態を見越して設定することになる。従っ
て、出力コンデンサが劣化していない場合や、軽負荷時や中負荷時の電圧リプルが小さい
状態では、図７（ａ）、（ｂ）に示すように、フィードバック電圧ＶＦＢが動作マージン
よりもかなり余裕を持った高い電圧で推移することになり、その余裕分が電源損失となっ
てしまうという問題点があった。
また、調光機能を備えたスイッチング電源装置では、例えば調光数％などの深調光から
８０％あるいは１００％調光から１０％に明るさを可変した場合、急激な負荷変動を伴う
ためスイッチング電源装置のフィードバック制御の応答が追い付かず前述の動作マージン
ＶＭを割り込み、明るさのちらつきが出てしまう問題を生じる。
程度の劣化や最大負荷時の電圧リプルが大きい状態を見越して設定することになる。従っ
て、出力コンデンサが劣化していない場合や、軽負荷時や中負荷時の電圧リプルが小さい
状態では、図７（ａ）、（ｂ）に示すように、フィードバック電圧ＶＦＢが動作マージン
よりもかなり余裕を持った高い電圧で推移することになり、その余裕分が電源損失となっ
てしまうという問題点があった。
また、調光機能を備えたスイッチング電源装置では、例えば調光数％などの深調光から
８０％あるいは１００％調光から１０％に明るさを可変した場合、急激な負荷変動を伴う
ためスイッチング電源装置のフィードバック制御の応答が追い付かず前述の動作マージン
ＶＭを割り込み、明るさのちらつきが出てしまう問題を生じる。
【0007】
本発明は、上記問題点を鑑みてなされたものであり、その課題を解決し、電源効率をさ
らに改善するとともに、調光に伴うダイナミック負荷変動の影響によるちらつきを無くす
ことのできるスイッチング電源装置を提供することにある。
らに改善するとともに、調光に伴うダイナミック負荷変動の影響によるちらつきを無くす
ことのできるスイッチング電源装置を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【0008】
本発明のスイッチング電源装置は、交流入力電力を所望の直流出力電力に変換してＬＥ
Ｄ負荷に供給するスイッチング電源装置であって、オンオフ制御されるスイッチング素子
と、前記ＬＥＤ負荷に直列に接続され、インピーダンスを可変制御することで前記ＬＥＤ
負荷に流れる電流リプルを低減するリプル電流低減回路と、前記ＬＥＤ負荷と前記リプル
電流低減回路との接続点におけるフィードバック電圧に基づき前記スイッチング素子をオ
ンオフ制御する制御回路と、を具備し、前記制御回路は、調光信号に基づき前記ＬＥＤ負
荷に流れる電流を可変制御することで前記ＬＥＤ負荷の照度を調光する調光演算器と、前
記フィードバック電圧の電圧リプルの大きさに応じて設定した目標平均電圧で、前記フィ
ードバック電圧を平均値制御し、前記調光演算器からの調光目標値の増加を検出して前記
調光目標値の不感時間を設け、前記不感時間帯に前記ＬＥＤ負荷とリプル電流低減回路の
電圧を所定の目標電圧まで上昇させ、かつ、前記不感時間経過後に前記調光目標値に基づ
き制御を行うことを特徴とする。
Ｄ負荷に供給するスイッチング電源装置であって、オンオフ制御されるスイッチング素子
と、前記ＬＥＤ負荷に直列に接続され、インピーダンスを可変制御することで前記ＬＥＤ
負荷に流れる電流リプルを低減するリプル電流低減回路と、前記ＬＥＤ負荷と前記リプル
電流低減回路との接続点におけるフィードバック電圧に基づき前記スイッチング素子をオ
ンオフ制御する制御回路と、を具備し、前記制御回路は、調光信号に基づき前記ＬＥＤ負
荷に流れる電流を可変制御することで前記ＬＥＤ負荷の照度を調光する調光演算器と、前
記フィードバック電圧の電圧リプルの大きさに応じて設定した目標平均電圧で、前記フィ
ードバック電圧を平均値制御し、前記調光演算器からの調光目標値の増加を検出して前記
調光目標値の不感時間を設け、前記不感時間帯に前記ＬＥＤ負荷とリプル電流低減回路の
電圧を所定の目標電圧まで上昇させ、かつ、前記不感時間経過後に前記調光目標値に基づ
き制御を行うことを特徴とする。
【発明の効果】
【0009】
本発明によれば、調光信号に大きな変化があった場合でも、ＬＥＤ負荷とリプル電流低
減回路の動作電圧を確保することで、ちらつきを生じずに安定した調光を行える。また、
フィードバック電圧ＶＦＢ２の電圧リプルが小さい動作環境では、目標平均電圧を低い値
に設定することができ、電源効率を改善できるという効果を奏する。
減回路の動作電圧を確保することで、ちらつきを生じずに安定した調光を行える。また、
フィードバック電圧ＶＦＢ２の電圧リプルが小さい動作環境では、目標平均電圧を低い値
に設定することができ、電源効率を改善できるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【0010】
【図1】本発明に係るスイッチング電源装置の実施の形態の構成を示す回路図である。
【図4】本発明に係るスイッチング電源装置の実施の形態をバックブーストコンバータで構成した例を示す回路図である。
【図7】従来のスイッチング電源装置における出力電圧及びフィードバック電圧の波形図である。
【発明を実施するための形態】
【0011】
以下、図を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。なお、以下の実施の形態に
おいて、同様の機能を示す構成には、同一の符号を付して適宜説明を省略する。
おいて、同様の機能を示す構成には、同一の符号を付して適宜説明を省略する。
【0012】
本実施の形態のスイッチング電源装置は、交流入力電力を直流出力電力に変換してＬＥ
Ｄ負荷に供給するスイッチング電源装置であって、ＬＥＤ負荷に直列に接続されリプル電
流低減回路として、ＭＯＳＦＥＴ等で構成された可変インピーダンス素子を備えたフィー
ドバック型定電流制御回路を用い、ＬＥＤ負荷および直列に接続されたリプル電流低減回
路の出力電圧Ｖｏｕｔを起動時に予め設定された目標電圧まで上昇させ、目標電圧に到達
後、ＬＥＤ負荷とリプル電流低減回路との接続点におけるフィードバック電圧ＶＦＢ２の
平均電圧を、フィードバック電圧ＶＦＢ２の電圧リップルの大きさに応じて変化させる。
Ｄ負荷に供給するスイッチング電源装置であって、ＬＥＤ負荷に直列に接続されリプル電
流低減回路として、ＭＯＳＦＥＴ等で構成された可変インピーダンス素子を備えたフィー
ドバック型定電流制御回路を用い、ＬＥＤ負荷および直列に接続されたリプル電流低減回
路の出力電圧Ｖｏｕｔを起動時に予め設定された目標電圧まで上昇させ、目標電圧に到達
後、ＬＥＤ負荷とリプル電流低減回路との接続点におけるフィードバック電圧ＶＦＢ２の
平均電圧を、フィードバック電圧ＶＦＢ２の電圧リップルの大きさに応じて変化させる。
【0013】
（実施の形態）
実施の形態のスイッチング電源装置１は、直列接続されたｎ個のＬＥＤ素子（ＬＥＤ２
１～ＬＥＤ２ｎ）からなるＬＥＤ負荷２を駆動するフライバック型コンバータであり、図
１を参照すると、整流回路ＤＢと、トランスＴＲと、スイッチング素子Ｑ１と、整流平滑
回路３と、制御回路４と、リプル電流低減回路５と、補助電源６とを備えている。
実施の形態のスイッチング電源装置１は、直列接続されたｎ個のＬＥＤ素子（ＬＥＤ２
１～ＬＥＤ２ｎ）からなるＬＥＤ負荷２を駆動するフライバック型コンバータであり、図
１を参照すると、整流回路ＤＢと、トランスＴＲと、スイッチング素子Ｑ１と、整流平滑
回路３と、制御回路４と、リプル電流低減回路５と、補助電源６とを備えている。
【0014】
整流回路ＤＢは、周知のダイオードブリッジ回路であり、交流入力電源ＡＣに接続され
、交流入力電力を一方向の脈流に整流し、トランスＴＲに出力する。
、交流入力電力を一方向の脈流に整流し、トランスＴＲに出力する。
【0015】
トランスＴＲは、一次巻線Ｗ１と二次巻線Ｗ２と三次巻線Ｗ３とを備えている。一次巻
線Ｗ１の一端は、整流回路ＤＢに接続され、他端は、スイッチング素子Ｑ１のドレイン端
子に接続されている。二次巻線Ｗ２の両端間には、整流平滑回路３が接続され、三次巻線
Ｗ３の両端間には、補助電源６が接続されている。
線Ｗ１の一端は、整流回路ＤＢに接続され、他端は、スイッチング素子Ｑ１のドレイン端
子に接続されている。二次巻線Ｗ２の両端間には、整流平滑回路３が接続され、三次巻線
Ｗ３の両端間には、補助電源６が接続されている。
【0016】
スイッチング素子Ｑ１は、制御回路４で生成された駆動信号（ＰＷＭ信号）により駆動
されるＦＥＴ（Field Effect Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transi
stor）等の素子で構成される。本実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１をＭＯＳＦＥＴ
として説明する。スイッチング素子Ｑ１のソース端子は接地され、ゲート端子は制御回路
４のＶＧ端子に接続されている。
されるＦＥＴ（Field Effect Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transi
stor）等の素子で構成される。本実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１をＭＯＳＦＥＴ
として説明する。スイッチング素子Ｑ１のソース端子は接地され、ゲート端子は制御回路
４のＶＧ端子に接続されている。
【0017】
整流平滑回路３は、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ１から構成され、ダイオードＤ１
のカソードとコンデンサＣ１の一端との接続点ＡがＬＥＤ負荷２を構成するＬＥＤ２１の
アノードに接続され、コンデンサＣ１の他端が接地されている。なお、コンデンサＣ１は
、出力コンデンサであり、本実施の形態では、電解コンデンサで構成したが、他のコンデ
ンサでも良い。そして、電解コンデンサの寿命と容量については、一般に電解液が封口部
を介して外部に蒸散する現象が支配的であり、静電容量の減少、損失角の正接の増大とな
って現れる。
のカソードとコンデンサＣ１の一端との接続点ＡがＬＥＤ負荷２を構成するＬＥＤ２１の
アノードに接続され、コンデンサＣ１の他端が接地されている。なお、コンデンサＣ１は
、出力コンデンサであり、本実施の形態では、電解コンデンサで構成したが、他のコンデ
ンサでも良い。そして、電解コンデンサの寿命と容量については、一般に電解液が封口部
を介して外部に蒸散する現象が支配的であり、静電容量の減少、損失角の正接の増大とな
って現れる。
【0018】
リプル電流低減回路５は、インピーダンスを可変制御するフィードバック型定電流制御
回路として機能し、可変インピーダンス素子Ｑ２と、検出抵抗Ｒｓと、を備えている。可
変インピーダンス素子Ｑ２は、ＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＢｉＴｒ等の素子で構成される。本実
施の形態では、可変インピーダンス素子Ｑ２をＭＯＳＦＥＴとして説明する。
回路として機能し、可変インピーダンス素子Ｑ２と、検出抵抗Ｒｓと、を備えている。可
変インピーダンス素子Ｑ２は、ＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＢｉＴｒ等の素子で構成される。本実
施の形態では、可変インピーダンス素子Ｑ２をＭＯＳＦＥＴとして説明する。
【0019】
可変インピーダンス素子Ｑ２のドレイン端子は、ＬＥＤ負荷２を構成するＬＥＤ２ｎの
カソードに接続され、ソース端子は検出抵抗Ｒｓを介して接地され、ゲート端子は制御回
路４のＺＲ端子を介して誤差増幅器ＡＭＰ１の出力端子に接続されている。
カソードに接続され、ソース端子は検出抵抗Ｒｓを介して接地され、ゲート端子は制御回
路４のＺＲ端子を介して誤差増幅器ＡＭＰ１の出力端子に接続されている。
【0020】
検出抵抗Ｒｓと可変インピーダンス素子Ｑ２のソース端子との接続点は、制御回路４の
ｃｃ端子を介して誤差増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子に接続されている。検出抵抗Ｒｓは
、ＬＥＤ負荷２に流れるＬＥＤ電流ＩＬＥＤを電圧信号に変換して誤差増幅器ＡＭＰ１に
出力する。
ｃｃ端子を介して誤差増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子に接続されている。検出抵抗Ｒｓは
、ＬＥＤ負荷２に流れるＬＥＤ電流ＩＬＥＤを電圧信号に変換して誤差増幅器ＡＭＰ１に
出力する。
【0021】
調光演算器４７は、ＤＩＭ端子から入力される調光信号に応じたデジタル化された調光
目標値を生成し、ＤＡＣ４８は、調光演算器４７によって生成されたデジタル化された調
光目標値をアナログ信号に変換して誤差増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子に入力する。
目標値を生成し、ＤＡＣ４８は、調光演算器４７によって生成されたデジタル化された調
光目標値をアナログ信号に変換して誤差増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子に入力する。
【0022】
誤差増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子は、ＤＡＣ４８からアナログ信号に変換された調
光目標値の信号（参照電圧値ＶＩＲ）を入力する。
光目標値の信号（参照電圧値ＶＩＲ）を入力する。
【0023】
誤差増幅器ＡＭＰ１の出力端子は、可変インピーダンス素子Ｑ２のゲート端子に接続さ
れる。誤差増幅器ＡＭＰ１は、ＬＥＤ負荷２に流れるＬＥＤ電流ＩＬＥＤと基準値（参照
電圧値ＶＩＲ）とに基づく誤差信号を可変インピーダンス素子Ｑ２に出力する。詳細には
、誤差増幅器ＡＭＰ１は、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤが基準値（参照電圧値ＶＩＲ）よりも小さ
くなるほど誤差信号の電圧レベルを大きくし、可変インピーダンス素子Ｑ２のドレイン・
ソース間の抵抗値を低くする。
また、誤差増幅器ＡＭＰ１は、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤが基準値（参照電圧値ＶＩＲ）より
も大きくなるほど誤差信号の電圧レベルを小さくし、可変インピーダンス素子Ｑ２のドレ
イン・ソース間の抵抗値を高くするように動作する。
れる。誤差増幅器ＡＭＰ１は、ＬＥＤ負荷２に流れるＬＥＤ電流ＩＬＥＤと基準値（参照
電圧値ＶＩＲ）とに基づく誤差信号を可変インピーダンス素子Ｑ２に出力する。詳細には
、誤差増幅器ＡＭＰ１は、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤが基準値（参照電圧値ＶＩＲ）よりも小さ
くなるほど誤差信号の電圧レベルを大きくし、可変インピーダンス素子Ｑ２のドレイン・
ソース間の抵抗値を低くする。
また、誤差増幅器ＡＭＰ１は、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤが基準値（参照電圧値ＶＩＲ）より
も大きくなるほど誤差信号の電圧レベルを小さくし、可変インピーダンス素子Ｑ２のドレ
イン・ソース間の抵抗値を高くするように動作する。
【0024】
すなわち、リプル電流低減回路５の可変インピーダンス素子Ｑ２は、誤差増幅器ＡＭＰ
１の出力に応じて、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤが基準値（参照電圧値ＶＩＲ）になるように、ド
レイン・ソース間の抵抗値を連続的に変化させる可変インピーダンス素子として機能する
。これにより、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤに含まれる電流リプルを低減することができる。なお
、リプル電流低減回路５の応答速度は、制御回路４の応答速度よりも高く設定され、好ま
しくは交流入力電源ＡＣの周波数よりも高く設定される。
１の出力に応じて、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤが基準値（参照電圧値ＶＩＲ）になるように、ド
レイン・ソース間の抵抗値を連続的に変化させる可変インピーダンス素子として機能する
。これにより、ＬＥＤ電流ＩＬＥＤに含まれる電流リプルを低減することができる。なお
、リプル電流低減回路５の応答速度は、制御回路４の応答速度よりも高く設定され、好ま
しくは交流入力電源ＡＣの周波数よりも高く設定される。
【0025】
制御回路４は、スタート部４１と、内部電源部４２と、ＡＤＣ（アナログデジタルコン
バータ）４３と、演算器４４と、ＰＷＭ生成部４５と、ドライバ４６と、調光演算器４７
と、ＤＡＣ（デジタルアナログコンバータ）４８とを備えている。なお、制御回路４は、
全部がデジタル制御回路（ソフトウェアによって動作する回路も含む）でも良く、またそ
の構成要素の一部がデジタル制御回路であっても良く、さらに、全部がアナログ制御回路
であっても良い。
バータ）４３と、演算器４４と、ＰＷＭ生成部４５と、ドライバ４６と、調光演算器４７
と、ＤＡＣ（デジタルアナログコンバータ）４８とを備えている。なお、制御回路４は、
全部がデジタル制御回路（ソフトウェアによって動作する回路も含む）でも良く、またそ
の構成要素の一部がデジタル制御回路であっても良く、さらに、全部がアナログ制御回路
であっても良い。
【0026】
スタート部４１は、ＳＴ端子と抵抗Ｒ２とを介して整流回路ＤＢとトランスＴＲの一次
巻線Ｗ１との接続点に接続されていると共に、Ｖｃｃ端子を介してダイオードＤ２及びコ
ンデンサＣ２から構成される補助電源６に接続されている。スタート部４１は、起動時に
補助電源６のコンデンサＣ２を充電し、起動後に補助電源６からの電力を、制御回路４内
の内部電源を生成する内部電源回路（ＲＥＧ）４２に供給する。
巻線Ｗ１との接続点に接続されていると共に、Ｖｃｃ端子を介してダイオードＤ２及びコ
ンデンサＣ２から構成される補助電源６に接続されている。スタート部４１は、起動時に
補助電源６のコンデンサＣ２を充電し、起動後に補助電源６からの電力を、制御回路４内
の内部電源を生成する内部電源回路（ＲＥＧ）４２に供給する。
【0027】
ＡＤＣ４３１は、ＣＶ１端子を介して、整流平滑回路３の電圧を検出する電圧検出回路
７を構成する抵抗Ｒ３とＲ４の接続点に接続され、該接続点の電圧がフィードバック電圧
ＶＦＢ１とし入力される。
ＡＤＣ４３２は、ＣＶ２端子を介して、ＬＥＤ負荷２とリプル低減回路５（可変インピ
ーダンス素子Ｑ２のドレイン端子）の接続点Ｂに接続され、接続点Ｂの電圧がフィードバ
ック電圧ＶＦＢ２とし入力される。
そして、ＡＤＣ４３１、ＡＤＣ４３２は、フィードバック電圧ＶＦＢ１、ＶＦＢ２が含
む電圧リプルの周期よりも十分に短い間隔（例えば、２０μｓ）でフィードバック電圧Ｖ
ＦＢ１、ＶＦＢ２をサンプリングし、デジタル化された電圧に変換して演算器４４に出力
する。
７を構成する抵抗Ｒ３とＲ４の接続点に接続され、該接続点の電圧がフィードバック電圧
ＶＦＢ１とし入力される。
ＡＤＣ４３２は、ＣＶ２端子を介して、ＬＥＤ負荷２とリプル低減回路５（可変インピ
ーダンス素子Ｑ２のドレイン端子）の接続点Ｂに接続され、接続点Ｂの電圧がフィードバ
ック電圧ＶＦＢ２とし入力される。
そして、ＡＤＣ４３１、ＡＤＣ４３２は、フィードバック電圧ＶＦＢ１、ＶＦＢ２が含
む電圧リプルの周期よりも十分に短い間隔（例えば、２０μｓ）でフィードバック電圧Ｖ
ＦＢ１、ＶＦＢ２をサンプリングし、デジタル化された電圧に変換して演算器４４に出力
する。
【0028】
演算器４４は、図２を参照すると、初期電圧設定部４４０と、平均電圧算出部４４１と、
平均値制御部４４２と、操作量算出部４４３と、ボトム電圧検出部４４４と、ボトム電圧
比較部４４５と、目標値補正部４４６、目標値設定部４４７として機能する。
平均値制御部４４２と、操作量算出部４４３と、ボトム電圧検出部４４４と、ボトム電圧
比較部４４５と、目標値補正部４４６、目標値設定部４４７として機能する。
【0029】
初期電圧設定部４４０は、起動時に初期設定する初期電圧とＡＤＣ４３１から入力され
るフィードバック電圧ＶＦＢ１とを比較することで、初期電圧とフィードバック電圧ＶＦ
Ｂ１との誤差を算出し、算出した誤差を誤差信号Ｖｓｔとして操作量算出部４４３に出力
する。
ここで初期電圧はＬＥＤ負荷２とリプル低減回路５とが定電流制御を行う事ができる最
低限の電圧以上に設定されている。
るフィードバック電圧ＶＦＢ１とを比較することで、初期電圧とフィードバック電圧ＶＦ
Ｂ１との誤差を算出し、算出した誤差を誤差信号Ｖｓｔとして操作量算出部４４３に出力
する。
ここで初期電圧はＬＥＤ負荷２とリプル低減回路５とが定電流制御を行う事ができる最
低限の電圧以上に設定されている。
【0030】
平均電圧算出部４４１は、ＡＤＣ４３２から入力されるフィードバック電圧ＶＦＢ２に
基づき、例えば、交流入力電源ＡＣの１周期毎にフィードバック電圧ＶＦＢ２の平均電圧
ＶＡｖｅを算出し、算出した平均電圧ＶＡｖｅを平均値制御部４４２に出力する。
基づき、例えば、交流入力電源ＡＣの１周期毎にフィードバック電圧ＶＦＢ２の平均電圧
ＶＡｖｅを算出し、算出した平均電圧ＶＡｖｅを平均値制御部４４２に出力する。
【0031】
操作量算出部４４３は、起動時において初期電圧近傍までＡ点の出力電圧が上昇すると
、初期電圧設定部４４０の誤差信号から平均値制御部４４２の誤差信号へ切り替える。こ
の切り替え移行時の出力電圧変動を緩やかにしてＬＥＤ負荷のちらつきなどの誤動作を防
止するために、平均値制御部４４２からの誤差信号を予め設定された上限値に設定する。
これは、まず起動時に初期電圧設定部４４０によるフィードバック制御が行われて整流
平滑回路７の接続点Ａの出力電圧Ｖｏｕｔが初期電圧に向けて上昇していく。出力電圧Ｖ
ｏｕｔが初期電圧に到達するまでに平均値制御部４４２からの誤差信号が予め設定された
上限値に達する。ここで、操作量算出部４４３は初期電圧設定部４４０によるフィードバ
ック制御から平均値制御部４４２によるフィードバック制御へと切り替える。次に、平均
値制御部４４２の誤差信号を目標平均電圧Ｖｒｅｆと平均電圧ＶＡｖｅとの誤差信号に基
づき上限値から徐々に低下させ、予め設定された下限値に達する。下限値に達した時点で
目標平均電圧Ｖｒｅｆを目標値補正部４４６からの補正値で補正するように移行させる。
、初期電圧設定部４４０の誤差信号から平均値制御部４４２の誤差信号へ切り替える。こ
の切り替え移行時の出力電圧変動を緩やかにしてＬＥＤ負荷のちらつきなどの誤動作を防
止するために、平均値制御部４４２からの誤差信号を予め設定された上限値に設定する。
これは、まず起動時に初期電圧設定部４４０によるフィードバック制御が行われて整流
平滑回路７の接続点Ａの出力電圧Ｖｏｕｔが初期電圧に向けて上昇していく。出力電圧Ｖ
ｏｕｔが初期電圧に到達するまでに平均値制御部４４２からの誤差信号が予め設定された
上限値に達する。ここで、操作量算出部４４３は初期電圧設定部４４０によるフィードバ
ック制御から平均値制御部４４２によるフィードバック制御へと切り替える。次に、平均
値制御部４４２の誤差信号を目標平均電圧Ｖｒｅｆと平均電圧ＶＡｖｅとの誤差信号に基
づき上限値から徐々に低下させ、予め設定された下限値に達する。下限値に達した時点で
目標平均電圧Ｖｒｅｆを目標値補正部４４６からの補正値で補正するように移行させる。
【0032】
操作量算出部４４３は、まず起動時の初期電圧設定部４４０から入力される誤差信号に
基づいて、スイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御するＰＷＭ（パルス幅変調）信号のオン
時間を増減させる操作量Δを算出し、算出した操作量ΔをＰＷＭ生成部４５に出力する。
算出した操作量Δがほぼゼロの所定の範囲内になると、初期電圧設定部４４０から入力
される誤差信号を切り離して、平均値制御部４４２から入力される誤差信号に基づいて、
スイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御するＰＷＭ（パルス幅変調）信号のオン時間を増減
させる操作量Δを算出し、算出した操作量ΔをＰＷＭ生成部４５に出力する。
基づいて、スイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御するＰＷＭ（パルス幅変調）信号のオン
時間を増減させる操作量Δを算出し、算出した操作量ΔをＰＷＭ生成部４５に出力する。
算出した操作量Δがほぼゼロの所定の範囲内になると、初期電圧設定部４４０から入力
される誤差信号を切り離して、平均値制御部４４２から入力される誤差信号に基づいて、
スイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御するＰＷＭ（パルス幅変調）信号のオン時間を増減
させる操作量Δを算出し、算出した操作量ΔをＰＷＭ生成部４５に出力する。
【0033】
ボトム電圧検出部４４４は、ＡＤＣ４３から入力されるフィードバック電圧ＶＦＢ２の
ボトム電圧ＶＢを検出する。ボトム電圧検出部４４４は、例えば、ＡＤＣ４３から入力さ
れるフィードバック電圧ＶＦＢ２電圧値が、１サンプリング前の電圧値と１サンプリング
後の電圧値とのいずれにも下回った場合、その電圧値をボトム電圧ＶＢとして検出する。
ボトム電圧ＶＢを検出する。ボトム電圧検出部４４４は、例えば、ＡＤＣ４３から入力さ
れるフィードバック電圧ＶＦＢ２電圧値が、１サンプリング前の電圧値と１サンプリング
後の電圧値とのいずれにも下回った場合、その電圧値をボトム電圧ＶＢとして検出する。
【0034】
ボトム電圧比較部４４５は、予め設定された基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆと、ボトム電圧
検出部４４４によって検出されたボトム電圧ＶＢとを比較し、比較結果を目標値補正部４
４６に出力する。なお、基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆは、各種素子のバラつきや過渡動作時
におけるフィードバック電圧ＶＦＢ２のアンダーシュートを考慮しても、可変インピーダ
ンス素子である可変インピーダンス素子Ｑ２が定電流制御を行う事ができる最低限の電圧
を上回る値に設定されている。
検出部４４４によって検出されたボトム電圧ＶＢとを比較し、比較結果を目標値補正部４
４６に出力する。なお、基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆは、各種素子のバラつきや過渡動作時
におけるフィードバック電圧ＶＦＢ２のアンダーシュートを考慮しても、可変インピーダ
ンス素子である可変インピーダンス素子Ｑ２が定電流制御を行う事ができる最低限の電圧
を上回る値に設定されている。
【0035】
目標値補正部４４６は、ボトム電圧ＶＢが基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆを下回っている場
合、平均値制御部４４２が平均電圧ＶＡｖｅと比較する目標平均電圧Ｖｒｅｆを上げる方
向に補正し、ボトム電圧ＶＢが基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆを上回っている場合、平均値制
御部４４２が平均電圧ＶＡｖｅと比較する目標平均電圧Ｖｒｅｆを下げる方向に補正する
。なお、目標平均電圧Ｖｒｅｆの補正幅は、予め設定された補正値としても良く、ボトム
電圧ＶＢと基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆとの差分に基づいて算出された補正値としても良い
。
合、平均値制御部４４２が平均電圧ＶＡｖｅと比較する目標平均電圧Ｖｒｅｆを上げる方
向に補正し、ボトム電圧ＶＢが基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆを上回っている場合、平均値制
御部４４２が平均電圧ＶＡｖｅと比較する目標平均電圧Ｖｒｅｆを下げる方向に補正する
。なお、目標平均電圧Ｖｒｅｆの補正幅は、予め設定された補正値としても良く、ボトム
電圧ＶＢと基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆとの差分に基づいて算出された補正値としても良い
。
【0036】
目標値設定部４４７は、調光演算器４７によって生成された基準電圧値を目標平均電圧
Ｖｒｅｆに変換する変換テーブルや変換式を有し、調光演算器４７によって生成された調
光電圧値に応じて変換した目標平均電圧Ｖｒｅｆを平均値制御部４４２に設定する。また
、目標値設定部４４７はボトム電圧検出部４４４、ボトム電圧比較部４４５、目標値補正
部４４６を介してボトム電圧ＶＢと基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆとの差分に基づいた補正値
で補正される。目標値設定部４４７は、調光演算器４７によって生成された調光電圧値が
低くＬＥＤ電流ＩＬＥＤが低くなるほど、低い目標平均電圧Ｖｒｅｆに変換して設定する
。すなわち、スイッチング電源装置１において、フィードバック電圧ＶＦＢ２の平均電圧
ＶＡｖｅは、調光信号によって変化する電圧リプルの大小に応じて、電圧リプルが大きく
なるほど高く、電圧リプルが小さくなるほど低くなるように制御される。
Ｖｒｅｆに変換する変換テーブルや変換式を有し、調光演算器４７によって生成された調
光電圧値に応じて変換した目標平均電圧Ｖｒｅｆを平均値制御部４４２に設定する。また
、目標値設定部４４７はボトム電圧検出部４４４、ボトム電圧比較部４４５、目標値補正
部４４６を介してボトム電圧ＶＢと基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆとの差分に基づいた補正値
で補正される。目標値設定部４４７は、調光演算器４７によって生成された調光電圧値が
低くＬＥＤ電流ＩＬＥＤが低くなるほど、低い目標平均電圧Ｖｒｅｆに変換して設定する
。すなわち、スイッチング電源装置１において、フィードバック電圧ＶＦＢ２の平均電圧
ＶＡｖｅは、調光信号によって変化する電圧リプルの大小に応じて、電圧リプルが大きく
なるほど高く、電圧リプルが小さくなるほど低くなるように制御される。
【0037】
ＰＷＭ生成部４５は、操作量算出部４４３からの操作量Δに基づいてオン時間を増減さ
せたＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号によりドライバ４６を介してスイッチング
素子Ｑ１をオンオフ制御する。なお、本実施の形態のように、交流入力電源ＡＣの１周期
毎に算出された平均電圧ＶＡｖｅと目標平均電圧Ｖｒｅｆとの誤差に基づいてオン時間の
操作量Δを算出している場合、ＰＷＭ信号のオン時間は、交流入力電源ＡＣの１周期にお
いて一定となる。
せたＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号によりドライバ４６を介してスイッチング
素子Ｑ１をオンオフ制御する。なお、本実施の形態のように、交流入力電源ＡＣの１周期
毎に算出された平均電圧ＶＡｖｅと目標平均電圧Ｖｒｅｆとの誤差に基づいてオン時間の
操作量Δを算出している場合、ＰＷＭ信号のオン時間は、交流入力電源ＡＣの１周期にお
いて一定となる。
【0038】
調光演算器４７は、外部からのＰＷＭ変調された調光信号ＤＩＭを積分して調光目標値
として目標値設定部４４７へ出力するとともに、ＤＡＣ４８を介してリプル電流低減回路
５を構成する誤差増幅器ＡＭＰ１へ参照電圧値ＶＺＲＥＦとして出力する。
ここで、調光演算器４７は調光信号ＤＩＭを積分して調光目標値を生成しているが、調
光信号ＤＩＭの変化（増加または減少）があらかじめ定めた値より大きくなった場合、調
光演算器４７は初期電圧設定部４４０に初期電圧設定の指示を送りＢ接続点（Ｖｏｕｔ）
を初期電圧まで上昇させる制御を開始する。同時に、調光演算器４７はＢ接続点（Ｖｏｕ
ｔ）が初期電圧まで上昇するまでの時間に相当する不感時間（例えば１００ｍｓ）を持た
せ、不感時間経過後に調光目標値と参照電圧値ＶＺＲＥＦを出力する。
あるいは、調光信号ＤＩＭの増加があらかじめ定めた値より大きくなった場合に限り上
記の動作を行い、調光信号ＤＩＭの減少があらかじめ定めた値より大きくなった場合には
、不感時間帯の中でＢ接続点（Ｖｏｕｔ）を初期電圧まで上昇させる制御を省いてもよい
。
また、調光演算器４７をマイコンなどで構成するなどにより、不感時間経過後の調光目
標値と参照電圧値ＶＺＲＥＦを出力する。この時、調光目標値と参照電圧値ＶＺＲＥＦは
フィルターなどを介して徐々に変化させて目標値または電圧値に到達させることが好まし
い。
これにより、調光信号ＤＩＭの変化（増加／減少）が大きくなった場合にリプル電流低
減回路５の動作電圧が下限値を割り込んでＬＥＤ負荷のちらつきを生じないようにするこ
とができる。
として目標値設定部４４７へ出力するとともに、ＤＡＣ４８を介してリプル電流低減回路
５を構成する誤差増幅器ＡＭＰ１へ参照電圧値ＶＺＲＥＦとして出力する。
ここで、調光演算器４７は調光信号ＤＩＭを積分して調光目標値を生成しているが、調
光信号ＤＩＭの変化（増加または減少）があらかじめ定めた値より大きくなった場合、調
光演算器４７は初期電圧設定部４４０に初期電圧設定の指示を送りＢ接続点（Ｖｏｕｔ）
を初期電圧まで上昇させる制御を開始する。同時に、調光演算器４７はＢ接続点（Ｖｏｕ
ｔ）が初期電圧まで上昇するまでの時間に相当する不感時間（例えば１００ｍｓ）を持た
せ、不感時間経過後に調光目標値と参照電圧値ＶＺＲＥＦを出力する。
あるいは、調光信号ＤＩＭの増加があらかじめ定めた値より大きくなった場合に限り上
記の動作を行い、調光信号ＤＩＭの減少があらかじめ定めた値より大きくなった場合には
、不感時間帯の中でＢ接続点（Ｖｏｕｔ）を初期電圧まで上昇させる制御を省いてもよい
。
また、調光演算器４７をマイコンなどで構成するなどにより、不感時間経過後の調光目
標値と参照電圧値ＶＺＲＥＦを出力する。この時、調光目標値と参照電圧値ＶＺＲＥＦは
フィルターなどを介して徐々に変化させて目標値または電圧値に到達させることが好まし
い。
これにより、調光信号ＤＩＭの変化（増加／減少）が大きくなった場合にリプル電流低
減回路５の動作電圧が下限値を割り込んでＬＥＤ負荷のちらつきを生じないようにするこ
とができる。
【0039】
図３に図１に示すスイッチング電源装置１において、調光信号ＤＩＭの大幅な変化の開
始（時刻ｔ０）から定常動作（時刻ｔ３）に至るまでの出力電圧ＶＯＵＴのシーケンス図
を示す。図３に示すように時刻ｔ０～ｔ１にかけて出力電圧ＶＯＵＴは初期電圧を目標に
制御され、時刻ｔ１にて初期電圧に到達後、平均値制御に移行する。出力電圧ＶＯＵＴは
平均値制御の予め設定された目標値の下限値に向けて徐々に低下させる制御を行い、時刻
ｔ２にて目標値の下限値に達する。ここで下限値に達した時刻ｔ２で平均値制御部４４２
は、目標平均電圧Ｖｒｅｆを目標値補正部４４６からの補正値で補正するように移行させ
る。接続点Ａの出力電圧ＶＯＵＴはボトム電圧検出部４４４からの基準ボトム電圧ＶＢｒ
ｅｆ信号を基にした基準ボトム電圧になるように平均値制御が行われる。
以上のように、調光信号ＤＩＭの大幅な変化があると、出力電圧ＶＯＵＴの目標値を初
期電圧～平均値制御～基準ボトム電圧の平均値制御に切り替えることで、ＬＥＤ負荷のち
らつき防止をすることができる。特に、平均値制御～基準ボトム電圧の平均値制御に切り
替えることで目標値電圧とフィードバック電圧ＶＦＢの差分が大きくならない。これは、
平均値制御はスイッチング周期毎に目標平均値が更新されるように制御を行わせて目標平
均値を徐々に下げることができる。すなわち、基準ボトム電圧の平均値制御においては、
目標平均値の更新は交流入力電力の商用周波数周期８～１０ｍｓとなり、初期電圧から目
標平均値を徐々に下げることが困難なためであり、一旦、平均値制御を介することで安定
して移行できる。
これにより、図1に示す制御回路４のＶｃｃ電圧も出力電圧ＶＯＵＴ同様に変化するの
で安定した電源電圧を確保できる利点がある。
始（時刻ｔ０）から定常動作（時刻ｔ３）に至るまでの出力電圧ＶＯＵＴのシーケンス図
を示す。図３に示すように時刻ｔ０～ｔ１にかけて出力電圧ＶＯＵＴは初期電圧を目標に
制御され、時刻ｔ１にて初期電圧に到達後、平均値制御に移行する。出力電圧ＶＯＵＴは
平均値制御の予め設定された目標値の下限値に向けて徐々に低下させる制御を行い、時刻
ｔ２にて目標値の下限値に達する。ここで下限値に達した時刻ｔ２で平均値制御部４４２
は、目標平均電圧Ｖｒｅｆを目標値補正部４４６からの補正値で補正するように移行させ
る。接続点Ａの出力電圧ＶＯＵＴはボトム電圧検出部４４４からの基準ボトム電圧ＶＢｒ
ｅｆ信号を基にした基準ボトム電圧になるように平均値制御が行われる。
以上のように、調光信号ＤＩＭの大幅な変化があると、出力電圧ＶＯＵＴの目標値を初
期電圧～平均値制御～基準ボトム電圧の平均値制御に切り替えることで、ＬＥＤ負荷のち
らつき防止をすることができる。特に、平均値制御～基準ボトム電圧の平均値制御に切り
替えることで目標値電圧とフィードバック電圧ＶＦＢの差分が大きくならない。これは、
平均値制御はスイッチング周期毎に目標平均値が更新されるように制御を行わせて目標平
均値を徐々に下げることができる。すなわち、基準ボトム電圧の平均値制御においては、
目標平均値の更新は交流入力電力の商用周波数周期８～１０ｍｓとなり、初期電圧から目
標平均値を徐々に下げることが困難なためであり、一旦、平均値制御を介することで安定
して移行できる。
これにより、図1に示す制御回路４のＶｃｃ電圧も出力電圧ＶＯＵＴ同様に変化するの
で安定した電源電圧を確保できる利点がある。
【0040】
図１に示すスイッチング電源装置１では、フライバック型コンバータの例を説明したが
、本発明は、バックコンバータ、ブーストコンバータ、バックブーストコンバータに適用
しても良く、図４及び図５にバックブーストコンバータで構成したスイッチング電源装置
１ａを示す。なお、スイッチング電源装置１ａにおいて、スイッチング電源装置１と同様
の機能を示す構成には、同一の符号を付して適宜説明を省略する。
、本発明は、バックコンバータ、ブーストコンバータ、バックブーストコンバータに適用
しても良く、図４及び図５にバックブーストコンバータで構成したスイッチング電源装置
１ａを示す。なお、スイッチング電源装置１ａにおいて、スイッチング電源装置１と同様
の機能を示す構成には、同一の符号を付して適宜説明を省略する。
【0041】
スイッチング電源装置１ａは、ダイオードＤ１として機能する同期整流素子Ｑ３を備え
、制御回路４ａは、同期整流素子Ｑ３を駆動するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ生成部４５
ａとドライバ４６ａとを備える。
、制御回路４ａは、同期整流素子Ｑ３を駆動するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ生成部４５
ａとドライバ４６ａとを備える。
【0042】
また、制御回路４ａには、リプル電流低減回路５を構成する誤差増幅器ＡＭＰ１が内蔵
されている。
されている。
【0043】
図６には、図１に示す接続点Ａの出力電圧Ｖout及び接続点Ｂのフィードバック電圧Ｖ
ＦＢ２の波形が示されている。図６において、（ａ）はコンデンサＣ１の劣化が小さい状態
での中負荷時、（ｂ）はコンデンサＣ１の劣化が小さい状態での定格負荷時、（ｃ）はコ
ンデンサＣ１の劣化が大きい状態での定格負荷時、（ｄ）はコンデンサＣ１の劣化がさら
に大きい状態での定格負荷時におけるそれぞれの出力電圧Ｖout及びフィードバック電圧
ＶＦＢの波形である。
ＦＢ２の波形が示されている。図６において、（ａ）はコンデンサＣ１の劣化が小さい状態
での中負荷時、（ｂ）はコンデンサＣ１の劣化が小さい状態での定格負荷時、（ｃ）はコ
ンデンサＣ１の劣化が大きい状態での定格負荷時、（ｄ）はコンデンサＣ１の劣化がさら
に大きい状態での定格負荷時におけるそれぞれの出力電圧Ｖout及びフィードバック電圧
ＶＦＢの波形である。
【0044】
本実施の形態では、図６（ａ）～（ｄ）に示すように、電圧リプルの大小に拘わらず、
ボトム電圧ＶＢが基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆになるように、フィードバック電圧ＶＦＢの
平均値制御が行われる。従って、フィードバック電圧ＶＦＢ２の平均電圧ＶＡｖｅは、動作
環境によって変化する電圧リプルの大小に応じて、電圧リプルが大きくなるほど高く、電
圧リプルが小さくなるほど低くなるように制御される。
ボトム電圧ＶＢが基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆになるように、フィードバック電圧ＶＦＢの
平均値制御が行われる。従って、フィードバック電圧ＶＦＢ２の平均電圧ＶＡｖｅは、動作
環境によって変化する電圧リプルの大小に応じて、電圧リプルが大きくなるほど高く、電
圧リプルが小さくなるほど低くなるように制御される。
【0045】
これにより、コンデンサＣ１の劣化が小さく、電圧リプルが小さい場合には、負荷の大
小に拘わりなく全ての領域で電源効率を改善することができる。例えば、図７（ａ）、（
ｂ）に示す従来の平均値制御におけるフィードバック電圧ＶＦＢの平均電圧ＶＡｖｅは、
中負荷時及び定格負荷時のいずれでも１．５Ｖであるのに対し、本実施の形態の平均値制
御におけるフィードバック電圧ＶＦＢ２の平均電圧ＶＡｖｅは、図６（ａ）に示す中負荷時
において１．０Ｖになり、図６（ｂ）に示す定格負荷時において１．２Ｖになる。つまり
、中負荷時では、Δ０．５Ｖ×ＬＥＤ電流ＩＬＥＤだけ電源損失を低減ができ、定格負荷
時では、Δ０．３Ｖ×ＬＥＤ電流ＩＬＥＤだけ電源損失を低減ができる。
小に拘わりなく全ての領域で電源効率を改善することができる。例えば、図７（ａ）、（
ｂ）に示す従来の平均値制御におけるフィードバック電圧ＶＦＢの平均電圧ＶＡｖｅは、
中負荷時及び定格負荷時のいずれでも１．５Ｖであるのに対し、本実施の形態の平均値制
御におけるフィードバック電圧ＶＦＢ２の平均電圧ＶＡｖｅは、図６（ａ）に示す中負荷時
において１．０Ｖになり、図６（ｂ）に示す定格負荷時において１．２Ｖになる。つまり
、中負荷時では、Δ０．５Ｖ×ＬＥＤ電流ＩＬＥＤだけ電源損失を低減ができ、定格負荷
時では、Δ０．３Ｖ×ＬＥＤ電流ＩＬＥＤだけ電源損失を低減ができる。
【0046】
また、従来のようにフィードバック電圧ＶＦＢの平均電圧ＶＡｖｅを固定する方式では
、図７（ｃ）、（ｄ）に示すような寿命末期や出力コンデンサの容量のバラつき等が生じ
ても、適切な動作マージンが最終的に確保するように見越して設計する必要があった。こ
れに対し、本実施の形態では、コンデンサＣ１のバラつきや、コンデンサＣ１の寿命末期
でも、図６（ｃ）、（ｄ）に示すようにフィードバック電圧ＶＦＢ２のボトム電圧ＶＢが基
準ボトム電圧ＶＢｒｅｆに下限値制御されているために安定しており、フィードバック電
圧ＶＦＢ２の量産によるバラつきが少ない。つまり、本実施の形態では、電源設計の簡素化
が見込める。
、図７（ｃ）、（ｄ）に示すような寿命末期や出力コンデンサの容量のバラつき等が生じ
ても、適切な動作マージンが最終的に確保するように見越して設計する必要があった。こ
れに対し、本実施の形態では、コンデンサＣ１のバラつきや、コンデンサＣ１の寿命末期
でも、図６（ｃ）、（ｄ）に示すようにフィードバック電圧ＶＦＢ２のボトム電圧ＶＢが基
準ボトム電圧ＶＢｒｅｆに下限値制御されているために安定しており、フィードバック電
圧ＶＦＢ２の量産によるバラつきが少ない。つまり、本実施の形態では、電源設計の簡素化
が見込める。
【0047】
さらに、従来のようにフィードバック電圧ＶＦＢの平均電圧ＶＡｖｅを固定する方式で
は、出力コンデンサの劣化が大きくなり、図７（ｃ）、（ｄ）に示すように、フィードバ
ック電圧ＶＦＢが動作マージン電圧ＶＭを下回ると、定格電流が取れなかったりちらつき
が発生したりする恐れがある。これに対し、本実施の形態では、出力コンデンサの劣化が
大きくなっても、図６（ｃ）、（ｄ）に示すようにフィードバック電圧ＶＦＢ２のボトム
電圧ＶＢが基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆに下限値制御しているため、フィードバック電圧Ｖ
ＦＢ２のボトム電圧ＶＢが基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆを大きく超えて下回ることなく、Ｌ
ＥＤ負荷２を問題なく駆動させることができ、緊急避難的に電源寿命を延長させることが
できる。
は、出力コンデンサの劣化が大きくなり、図７（ｃ）、（ｄ）に示すように、フィードバ
ック電圧ＶＦＢが動作マージン電圧ＶＭを下回ると、定格電流が取れなかったりちらつき
が発生したりする恐れがある。これに対し、本実施の形態では、出力コンデンサの劣化が
大きくなっても、図６（ｃ）、（ｄ）に示すようにフィードバック電圧ＶＦＢ２のボトム
電圧ＶＢが基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆに下限値制御しているため、フィードバック電圧Ｖ
ＦＢ２のボトム電圧ＶＢが基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆを大きく超えて下回ることなく、Ｌ
ＥＤ負荷２を問題なく駆動させることができ、緊急避難的に電源寿命を延長させることが
できる。
【0048】
また、軽負荷時はフィードバック電圧ＶＦＢ２の電圧リプルが小さくなり、電圧リプル
の検出が困難になることがある。そこで、デミング信号の入力等のフィードバック電圧Ｖ
ＦＢ２の電圧リプルが小さくなる環境条件において、目標平均電圧Ｖｒｅｆを固定した従来
の平均値制御等の他の制御に切り替えることで安定性を高めても良い。
の検出が困難になることがある。そこで、デミング信号の入力等のフィードバック電圧Ｖ
ＦＢ２の電圧リプルが小さくなる環境条件において、目標平均電圧Ｖｒｅｆを固定した従来
の平均値制御等の他の制御に切り替えることで安定性を高めても良い。
【0049】
なお、入力電圧を検出し、入力電圧に応じて変換した目標平均電圧Ｖｒｅｆを平均値制
御部４４２に設定しても良い。この場合、入力電圧が小さい（低い）ほど電圧リプルが大
きくなる。従って、入力電圧が大きい（高い）ほど、低い目標平均電圧Ｖｒｅｆに変換し
て設定する。これにより、フィードバック電圧ＶＦＢ２の平均電圧ＶＡｖｅは、入力電圧
によって変化する電圧リプルの大小に応じて、電圧リプルが大きくなるほど高く、電圧リ
プルが小さくなるほど低くなるように制御される。
御部４４２に設定しても良い。この場合、入力電圧が小さい（低い）ほど電圧リプルが大
きくなる。従って、入力電圧が大きい（高い）ほど、低い目標平均電圧Ｖｒｅｆに変換し
て設定する。これにより、フィードバック電圧ＶＦＢ２の平均電圧ＶＡｖｅは、入力電圧
によって変化する電圧リプルの大小に応じて、電圧リプルが大きくなるほど高く、電圧リ
プルが小さくなるほど低くなるように制御される。
【0050】
以上説明したように、本実施の形態は、交流入力電力ＡＣを所望の直流出力電力に変換
してＬＥＤ負荷２に供給するスイッチング電源装置１であって、オンオフ制御されるスイ
ッチング素子であるスイッチング素子Ｑ１と、ＬＥＤ負荷２に直列に接続され、インピー
ダンスを可変制御することでＬＥＤ負荷２に流れる電流リプルを低減するリプル電流低減
回路５と、ＬＥＤ負荷２とリプル電流低減回路５との接続点Ｂにおけるフィードバック電
圧ＶＦＢに基づきスイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御する制御回路４と、を具備し、制
御回路４は、フィードバック電圧ＶＦＢ２の電圧リプルの大きさに応じて設定した目標平
均電圧Ｖｒｅｆで、フィードバック電圧ＶＦＢを平均値制御する。
この構成により、フィードバック電圧ＶＦＢ２の電圧リプルが小さい動作環境では、目
標平均電圧Ｖｒｅｆを低い値に設定することができ、電源効率を改善することができる。
してＬＥＤ負荷２に供給するスイッチング電源装置１であって、オンオフ制御されるスイ
ッチング素子であるスイッチング素子Ｑ１と、ＬＥＤ負荷２に直列に接続され、インピー
ダンスを可変制御することでＬＥＤ負荷２に流れる電流リプルを低減するリプル電流低減
回路５と、ＬＥＤ負荷２とリプル電流低減回路５との接続点Ｂにおけるフィードバック電
圧ＶＦＢに基づきスイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御する制御回路４と、を具備し、制
御回路４は、フィードバック電圧ＶＦＢ２の電圧リプルの大きさに応じて設定した目標平
均電圧Ｖｒｅｆで、フィードバック電圧ＶＦＢを平均値制御する。
この構成により、フィードバック電圧ＶＦＢ２の電圧リプルが小さい動作環境では、目
標平均電圧Ｖｒｅｆを低い値に設定することができ、電源効率を改善することができる。
【0051】
さらに、本実施形態において、制御回路４は、フィードバック電圧ＶＦＢ２のボトム電
圧ＶＢを検出し、検出したボトム電圧ＶＢが予め設定された基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆに
なるように前記目標平均電圧を補正する。
この構成により、コンデンサＣ１の劣化が小さく、電圧リプルが小さい場合には、目標
平均電圧Ｖｒｅｆを低い値に補正することができるため、負荷の大小に拘わりなく全ての
領域で電源効率を改善することができる。
圧ＶＢを検出し、検出したボトム電圧ＶＢが予め設定された基準ボトム電圧ＶＢｒｅｆに
なるように前記目標平均電圧を補正する。
この構成により、コンデンサＣ１の劣化が小さく、電圧リプルが小さい場合には、目標
平均電圧Ｖｒｅｆを低い値に補正することができるため、負荷の大小に拘わりなく全ての
領域で電源効率を改善することができる。
【0052】
さらに、本実施形態において、制御回路４は、調光信号に基づきＬＥＤ負荷に流れる電
流を可変制御することでＬＥＤ負荷の照度を調光する調光演算器を備える。
調光演算器からの調光目標値の増加を検出して調光目標値の不感時間を設け、この不感
時間帯にＬＥＤ負荷とリプル電流低減回路の電圧を初期電圧まで上昇させ、かつ、不感時
間経過後に調光目標値に基づき制御を行うため、調光信号の急変に対してＬＥＤ負荷の照
度のちらつきを生じさせず安定した制御を行える。
流を可変制御することでＬＥＤ負荷の照度を調光する調光演算器を備える。
調光演算器からの調光目標値の増加を検出して調光目標値の不感時間を設け、この不感
時間帯にＬＥＤ負荷とリプル電流低減回路の電圧を初期電圧まで上昇させ、かつ、不感時
間経過後に調光目標値に基づき制御を行うため、調光信号の急変に対してＬＥＤ負荷の照
度のちらつきを生じさせず安定した制御を行える。
【0053】
以上、実施形態をもとに本発明を説明した。この実施形態は例示であり、それらの各構
成要素の組み合わせ等にいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の
範囲にあることは当業者に理解されるところである。
成要素の組み合わせ等にいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の
範囲にあることは当業者に理解されるところである。
【符号の説明】
【0054】
１、１ａ スイッチング電源装置
２ ＬＥＤ負荷
３ 整流平滑回路
４、４ａ 制御回路
５ リプル電流低減回路
６ 補助電源
７ 電圧検出回路
２１～２ｎ ＬＥＤ
４１ スタート部
４２ 内部電源部
４３１、４３２ ＡＤＣ
４４、４４ａ 演算器
４５、４５ａ ＰＷＭ生成部
４６、４６ａ ドライバ
４７ 調光演算器
４８ ＤＡＣ
４４０ 初期電圧設定部
４４１ 平均電圧算出部
４４２ 平均値制御部
４４３ 操作量算出部
４４４ ボトム電圧検出部
４４５ ボトム電圧比較部
４４６ 目標値補正部
４４７ 目標値設定部
ＡＣ 交流入力電源
ＡＭＰ１ 誤差増幅器
Ｃ１、Ｃ２ コンデンサ
Ｄ１ ダイオード
ＤＢ 整流回路
Ｑ１ スイッチング素子
Ｑ２ 可変インピーダンス素子
Ｑ３ 同期整流素子
Ｒ１～Ｒ４ 抵抗
Ｒｓ 検出抵抗
ＴＲ トランス
Ｗ１ 一次巻線
Ｗ２ 二次巻線
Ｗ３ 三次巻線
２ ＬＥＤ負荷
３ 整流平滑回路
４、４ａ 制御回路
５ リプル電流低減回路
６ 補助電源
７ 電圧検出回路
２１～２ｎ ＬＥＤ
４１ スタート部
４２ 内部電源部
４３１、４３２ ＡＤＣ
４４、４４ａ 演算器
４５、４５ａ ＰＷＭ生成部
４６、４６ａ ドライバ
４７ 調光演算器
４８ ＤＡＣ
４４０ 初期電圧設定部
４４１ 平均電圧算出部
４４２ 平均値制御部
４４３ 操作量算出部
４４４ ボトム電圧検出部
４４５ ボトム電圧比較部
４４６ 目標値補正部
４４７ 目標値設定部
ＡＣ 交流入力電源
ＡＭＰ１ 誤差増幅器
Ｃ１、Ｃ２ コンデンサ
Ｄ１ ダイオード
ＤＢ 整流回路
Ｑ１ スイッチング素子
Ｑ２ 可変インピーダンス素子
Ｑ３ 同期整流素子
Ｒ１～Ｒ４ 抵抗
Ｒｓ 検出抵抗
ＴＲ トランス
Ｗ１ 一次巻線
Ｗ２ 二次巻線
Ｗ３ 三次巻線
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【図6】
【図7】
