特開 2022-183908 ＤＣ／ＤＣコンバータ

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2022183908

(43)【公開日】2022-12-13

(54)【発明の名称】ＤＣ／ＤＣコンバータ

(51)【国際特許分類】

   H02M 3/28 20060101AFI20221206BHJP

【ＦＩ】

H02M3/28 Q

【審査請求】未請求

【請求項の数】3

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2021091431

(22)【出願日】2021-05-31

(71)【出願人】

【識別番号】000004606

【氏名又は名称】ニチコン株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110000475

【氏名又は名称】特許業務法人みのり特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】山口 雅史

【テーマコード（参考）】

5H730

【Ｆターム（参考）】

5H730AA14

5H730BB66

5H730CC01

5H730DD03

5H730DD04

5H730DD16

5H730EE03

5H730EE04

5H730EE07

5H730EE13

5H730FF09

5H730FG02

5H730FG12

(57)【要約】

【課題】電力変換効率の低下を回避し、かつ急峻な電力変動と負荷変動の影響を回避して、広い出力電圧範囲に対応することが可能なＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】絶縁トランスＴｒと、１次側回路１１と、２次側回路１２と、制御部１３とを備えるＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａであって、制御部１３は、１次側回路１１にフルブリッジ動作を行わせる第１制御と、フルブリッジ動作においてスイッチング素子Ｑ３を停止させる変形ハーフブリッジ動作を１次側回路１１に行わせる第２制御と、変形ハーフブリッジ動作からフルブリッジ動作への移行時の制御であって、スイッチング素子Ｑ３のオン幅が広くなるように、スイッチング素子Ｑ３のオンタイミングをスイッチング素子Ｑ２のオンタイミングに合わせ、かつスイッチング素子Ｑ３のオフタイミングを移行時間の経過に応じて遅らせる第３制御と、を実行することを特徴とする。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

１次側コイルおよび２次側コイルを含む絶縁トランスと、
前記１次側コイルに接続された１次側回路と、
前記２次側コイルに接続された２次側回路と、
前記１次側回路を制御する制御部と、
を備えるＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記１次側回路は、
第１アームおよび第２アームで構成される第１レグと第３アームおよび第４アームで構成される第２レグとが並列接続されたフルブリッジ回路と、共振コイルと、共振コンデンサと、を備え、
前記第１アームおよび前記第２アームの第１接続点と前記第３アームおよび前記第４アームの第２接続点との間において、前記共振コイル、前記共振コンデンサおよび前記１次側コイルが直列接続されており、
前記第１アーム、前記第２アーム、前記第３アーム、前記第４アームの各アームは、
前記制御部の制御下でオン／オフするスイッチング素子と、
前記スイッチング素子に逆方向に並列接続されたダイオードと、
前記スイッチング素子に並列接続されたコンデンサと、を備え、
前記制御部は、
前記１次側回路にフルブリッジ動作を行わせる第１制御と、
前記フルブリッジ動作において前記第１アーム、前記第２アーム、前記第３アーム、前記第４アームのうちの一のアームを停止させる変形ハーフブリッジ動作を前記１次側回路に行わせる第２制御と、
前記変形ハーフブリッジ動作から前記フルブリッジ動作への移行時の制御であって、移行時間の経過に応じて前記一のアームのオン幅が広くなるように、前記一のアームのオンタイミングを当該アームの対角の位置にあるアームのオンタイミングに合わせ、かつ前記一のアームのオフタイミングを前記移行時間の経過に応じて遅らせる第３制御と、
を実行することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項2】

前記制御部は、
前記フルブリッジ動作から前記変形ハーフブリッジ動作への移行時の制御であって、移行時間の経過に応じて前記一のアームのオン幅が狭くなるように、前記一のアームのオンタイミングを当該アームの対角の位置にあるアームのオンタイミングに合わせ、かつ前記一のアームのオフタイミングを前記移行時間の経過に応じて早める第４制御を実行する
ことを特徴とする請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。

【請求項3】

前記２次側回路は、フルブリッジ回路であり、
前記制御部は、前記第１制御および前記第２制御の実行中に、前記２次側回路に対して同期整流制御を行う
ことを特徴とする請求項１または２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。

【背景技術】

【0002】

近年、電気自動車用の急速充電器は、電気自動車のバッテリー容量の増加に伴い、１００［ｋＷ］を超える大容量のものが増加しつつある。そのため、急速充電器で使用される電源ユニットの小型化、高効率化、低コスト化がより重要になっている。

【0003】

また、急速充電器の充電仕様については、日本国内においてはＣＨＡｄｅＭＯ協議会が規定している。市販されている電気自動車のバッテリー電圧の多くが３５０～４００［Ｖ］程度であるのに対して、ＣＨＡｄｅＭＯ規格は、１５０～５００［Ｖ］の広い電圧範囲に連続して対応することを要求している。

【0004】

急速充電器の電源ユニットは、ＡＣ／ＤＣ電源部とＤＣ／ＤＣ電源部とを備える。ＤＣ／ＤＣ電源部として、従来は電圧電流型のＤＣ／ＤＣコンバータが使用されていたが、近年は上記の背景を踏まえて、電流共振技術を利用したＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータが使用されつつある。ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータは、高効率、低ノイズという利点がある一方で、電力変動と負荷変動（負荷に供給される電圧の変動）に課題がある。

【0005】

そのため、ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータに昇降圧コンバータを追加し、ＬＬＣ方式のＤＣ／ＤＣコンバータを電力変動と負荷変動の影響を受けにくい共振周波数で使用し、昇降圧コンバータで電流制御する方法が行われる。この方法によれば、電力変動と負荷変動の影響を抑制して、広い出力電圧範囲に対応することができる。しかしながら、この方法では、昇降圧コンバータで損失が発生するため、電力変換効率が低下するという課題がある。

【0006】

特許文献１には、絶縁トランスと、絶縁トランスの１次側に設けられた１次側フルブリッジ回路と、１次側フルブリッジ回路を高電圧時にフルブリッジ動作させ、低電圧時にハーフブリッジ動作させる制御部と、を備えるＤＣ／ＤＣコンバータが記載されている。特許文献１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータでは、制御部が、フルブリッジ動作とハーフブリッジ動作との切り替えを行うときに、入力電力に応じたパルス幅の駆動信号により切り替え後の駆動を行う。特許文献１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータは、昇降圧コンバータ等の追加回路を備えていないので、電力変換効率の低下を回避して、広い出力電圧範囲に対応することができる。

【0007】

しかしながら、特許文献１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータでは、入力電力に応じたパルス幅の駆動信号により切り替え後の駆動を行ったとしても、切り替えた瞬間に急峻な電力変動（電力ジャンプ）が発生するので、円滑に切り替えることができず、負荷に供給される電圧が変動する。すなわち、特許文献１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータでは、動作の切り替え時に電力変動と負荷変動の影響を受けるという課題が生じる。

【0008】

特許文献２には、絶縁トランスと、絶縁トランスの１次側に設けられた１次側フルブリッジ回路と、１次側フルブリッジ回路をフルブリッジ動作または特定変形ハーフブリッジ動作させる制御部と、を備えるＤＣ／ＤＣコンバータが記載されている。制御部は、入力電圧が低電圧の範囲で高く、かつ軽負荷時にフルブリッジ動作から特定変形ハーフブリッジ動作に切り替え、１次側フルブリッジ回路を構成するいずれか１つのスイッチング素子をオフさせて他のスイッチング素子を発振（オン／オフ）させる。特許文献２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータは、昇降圧コンバータ等の追加回路を備えていないので、電力変換効率の低下を回避して、広い出力電圧範囲に対応することができる。

【0009】

しかしながら、特許文献２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータにおいても、切り替えた瞬間に電力ジャンプが発生するので、円滑に切り替えることができず、負荷に供給される電圧が変動する。すなわち、特許文献２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータでは、特許文献１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータと同様に、動作の切り替え時に電力変動と負荷変動の影響を受けるという課題が生じる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0010】

【特許文献1】特開２０１３－１８８０８４号公報

【特許文献2】特開２０１１－１４２７６５号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0011】

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであって、その課題とするところは、電力変換効率の低下を回避し、かつ急峻な電力変動と負荷変動の影響を回避して、広い出力電圧範囲に対応することが可能なＤＣ／ＤＣコンバータを提供することにある。

【課題を解決するための手段】

【0012】

上記課題を解決するために、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、
１次側コイルおよび２次側コイルを含む絶縁トランスと、
前記１次側コイルに接続された１次側回路と、
前記２次側コイルに接続された２次側回路と、
前記１次側回路を制御する制御部と、
を備えるＤＣ／ＤＣコンバータであって、
前記１次側回路は、
第１アームおよび第２アームで構成される第１レグと第３アームおよび第４アームで構成される第２レグとが並列接続されたフルブリッジ回路と、共振コイルと、共振コンデンサと、を備え、
前記第１アームおよび前記第２アームの第１接続点と前記第３アームおよび前記第４アームの第２接続点との間において、前記共振コイル、前記共振コンデンサおよび前記１次側コイルが直列接続されており、
前記第１アーム、前記第２アーム、前記第３アーム、前記第４アームの各アームは、
前記制御部の制御下でオン／オフするスイッチング素子と、
前記スイッチング素子に逆方向に並列接続されたダイオードと、
前記スイッチング素子に並列接続されたコンデンサと、を備え、
前記制御部は、
前記１次側回路にフルブリッジ動作を行わせる第１制御と、
前記フルブリッジ動作において前記第１アーム、前記第２アーム、前記第３アーム、前記第４アームのうちの一のアームを停止させる変形ハーフブリッジ動作を前記１次側回路に行わせる第２制御と、
前記変形ハーフブリッジ動作から前記フルブリッジ動作への移行時の制御であって、移行時間の経過に応じて前記一のアームのオン幅が広くなるように、前記一のアームのオンタイミングを当該アームの対角の位置にあるアームのオンタイミングに合わせ、かつ前記一のアームのオフタイミングを前記移行時間の経過に応じて遅らせる第３制御と、
を実行することを特徴とする。

【0013】

この構成によれば、移行時間の経過に応じて一のアームのオン幅が広くなるように、一のアームのオンタイミングを当該アームの対角の位置にあるアームのオンタイミングに合わせ、かつ一のアームのオフタイミングを移行時間の経過に応じて遅らせるので、移行時に、動作の切り替えに伴う急峻な電力変動（電力ジャンプ）や貫通電流が発生せず、負荷に供給される電圧が変動するのを抑制できる。また、この構成によれば、昇降圧コンバータ等の追加回路が不要になるので、当該追加回路に起因する電力変換効率の低下を回避できる。

【0014】

前記ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記制御部は、
前記フルブリッジ動作から前記変形ハーフブリッジ動作への移行時の制御であって、移行時間の経過に応じて前記一のアームのオン幅が狭くなるように、前記一のアームのオンタイミングを当該アームの対角の位置にあるアームのオンタイミングに合わせ、かつ前記一のアームのオフタイミングを前記移行時間の経過に応じて早める第４制御を実行することが好ましい。

【0015】

この構成によれば、移行時間の経過に応じて一のアームのオン幅が狭くなるように、一のアームのオンタイミングを当該アームの対角の位置にあるアームのオンタイミングに合わせ、かつ一のアームのオフタイミングを移行時間の経過に応じて早めるので、移行時に、動作の切り替えに伴う急峻な電力変動が発生せず、負荷に供給される電圧が変動するのを抑制できる。

【0016】

前記ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
前記２次側回路は、フルブリッジ回路であり、
前記制御部は、前記第１制御および前記第２制御の実行中に、前記２次側回路に対して同期整流制御を行うよう構成できる。

【発明の効果】

【0017】

本発明によれば、電力変換効率の低下を回避し、かつ急峻な電力変動と負荷変動の影響を回避して、広い出力電圧範囲に対応することが可能なＤＣ／ＤＣコンバータを提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0018】

【図1】本発明の第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。

【図2】第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの各アームの状態を示す図であって、（Ａ）はフルブリッジ動作時、（Ｂ）は変形ハーフブリッジ動作時、（Ｃ）は第１の移行時、（Ｄ）は第２の移行時における図である。

【図3】変形ハーフブリッジ動作時およびフルブリッジ動作時における電流経路を示す図であって、（Ａ）はモード１、（Ｂ）はモード２、（Ｃ）はモード２－１、（Ｄ）はモード２－２における図である。

【図4】変形ハーフブリッジ動作時における電流経路を示す図であって、（Ａ）はモード３、（Ｂ）はモード４、（Ｃ）はモード４－１、（Ｄ）はモード４－２における図である。

【図5】第１の移行時における電流経路を示す図であって、（Ａ）はモード３、（Ｂ）はモード３－１－１、（Ｃ）はモード３－１－２における図である。

【図6】第１の移行時における電流経路を示す図であって、（Ａ）はモード４－０、（Ｂ）はモード４－１、（Ｃ）はモード４－２における図である。

【図7】第２の移行時における電流経路を示す図であって、（Ａ）はモード３、（Ｂ）はモード４、（Ｃ）はモード４－０－１における図である。

【図8】第２の移行時における電流経路を示す図であって、（Ａ）はモード４－０－２、（Ｂ）はモード４－１、（Ｃ）はモード４－２における図である。

【図9】フルブリッジ動作時における電流経路を示す図であって、（Ａ）はモード３、（Ｂ）はモード４、（Ｃ）はモード４－１、（Ｄ）はモード４－２における図である。

【図10】（Ａ）は本発明の第２実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。（Ｂ）は本発明の第３実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路図である。

【発明を実施するための形態】

【0019】

以下、添付図面を参照して、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの実施形態について説明する。

【0020】

［第１実施形態］
図１に、本発明の第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａを示す。ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａは、絶縁トランスＴｒと、１次側回路１１と、２次側回路１２と、制御部１３とを備える。

【0021】

絶縁トランスＴｒは、ｎ１巻線からなる１次側コイルと、センタータップを介して直列接続されたｎ２巻線およびｎ３巻線からなる２次側コイルと、を含む高周波絶縁トランスである。絶縁トランスＴｒは容量に応じて１個または複数個で構成してもよい。

【0022】

１次側回路１１は、入力端Ｔ１，Ｔ２と、フルブリッジ回路と、共振コンデンサＣｒと、共振コイルＬｒと、励磁コイルＬｍとを備える。共振コイルＬｒは、その一部またはすべてを絶縁トランスＴｒの漏れインダクタンスで構成することができ、励磁コイルＬｍは、絶縁トランスＴｒの励磁インダクタンスで構成することができる。

【0023】

入力端Ｔ１－Ｔ２間には、直流の入力電圧Ｖｉが印加される。入力電圧Ｖｉは、例えば、入力端Ｔ１，Ｔ２に接続された前段のＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧である。

【0024】

フルブリッジ回路は、直列接続された第１アームおよび第２アームで構成される第１レグと、直列接続された第３アームおよび第４アームで構成される第２レグとを備える。第１レグと第２レグとは、並列接続される。第１アームは、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１を備える。第２アームは、スイッチング素子Ｑ２、ダイオードＤ２、コンデンサＣ２を備える。第３アームは、スイッチング素子Ｑ３、ダイオードＤ３、コンデンサＣ３を備える。第４アームは、スイッチング素子Ｑ４、ダイオードＤ４、コンデンサＣ４を備える。

【0025】

スイッチング素子Ｑ１には、高周波でスイッチングが可能なスイッチング素子が用いられる。例えば、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）－ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ（窒化ガリウム）－ＭＯＳＦＥＴ等の電力半導体スイッチング素子である。スイッチング素子Ｑ２～Ｑ４についても同様である。

【0026】

ダイオードＤ１は、スイッチング素子Ｑ１の電流路に逆方向に並列接続される。ダイオードＤ１は、スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードでもよいし、スイッチング素子Ｑ１とは独立した個別ダイオードでもよい。ダイオードＤ２～Ｄ４についても同様である。

【0027】

コンデンサＣ１は、スイッチング素子Ｑ１の電流路およびダイオードＤ１に並列接続される。コンデンサＣ１は、スイッチング素子Ｑ１の寄生キャパシタでもよいし、スイッチング素子Ｑ１とは独立した個別コンデンサでもよい。コンデンサＣ２～Ｃ４についても同様である。

【0028】

スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２の第１接続点Ｘ１と、スイッチング素子Ｑ３およびスイッチング素子Ｑ４の第２接続点Ｘ２は、共振コンデンサＣｒおよび共振コイルＬｒを介してｎ１巻線に直列接続される。励磁コイルＬｍは、ｎ１巻線に並列接続される。

【0029】

図１では、共振コイルＬｒおよび励磁コイルＬｍを絶縁トランスＴｒのｎ１巻線と別に記載しているが、共振コイルＬｒおよび励磁コイルＬｍは、ｎ１巻線に含めてもよい。図３～図１０では、励磁コイルＬｍをｎ１巻線に含めている。

【0030】

図１では、第１接続点Ｘ１とｎ１巻線との間に共振コンデンサＣｒおよび共振コイルＬｒを設けているが、ｎ１巻線と第２接続点Ｘ２との間に共振コンデンサＣｒおよび共振コイルＬｒを設けてもよい。または、共振コンデンサＣｒおよび共振コイルＬｒの一方を、第１接続点Ｘ１とｎ１巻線との間に設け、他方を、ｎ１巻線と第２接続点Ｘ２との間に設けてもよい。または、共振コンデンサＣｒおよび共振コイルＬｒの定数を分割して、ｎ１巻線の両側に設けてもよい。

【0031】

２次側回路１２は、ダイオードＤ５，Ｄ６と、コンデンサＣｏと、出力端Ｔ３，Ｔ４とを備える。２次側回路１２は、ｎ２巻線およびｎ３巻線の誘起電圧をダイオードＤ５，Ｄ６で整流し、コンデンサＣｏで平滑することで、直流の電圧（出力電圧Ｖｏ）に変換して出力する。

【0032】

制御部１３は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４をオン／オフさせるためのスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の各駆動回路と、各駆動回路に制御信号を送るための制御回路とを含む。制御回路は、アナログ制御回路で構成されていてもよいし、マイクロコントローラ等を使用したデジタル制御回路で構成されていてもよいし、アナログ制御回路とデジタル制御回路とを組み合わせた回路で構成されていてもよい。

【0033】

制御部１３は、第１～第４制御を行う。第１制御は１次側回路１１にフルブリッジ動作を行わせる制御であり、第２制御は１次側回路１１に変形ハーフブリッジ動作を行わせる制御であり、第３制御は変形ハーフブリッジ動作からフルブリッジ動作への移行時の制御であり、第４制御はフルブリッジ動作から変形ハーフブリッジ動作への移行時の制御である。

【0034】

図２（Ａ）は、１次側回路１１にフルブリッジ動作を行わせる第１制御時のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の状態を示す図である。制御部１３は、第１レグの上アームを構成するスイッチング素子Ｑ１と下アームを構成するスイッチング素子Ｑ２とに対して、デッドタイムを設けた背反動作を行わせ、第２レグの上アームを構成するスイッチング素子Ｑ３と下アームを構成するスイッチング素子Ｑ４とに対しても、デッドタイムを設けた背反動作を行わせる。さらに、制御部１３は、スイッチング素子Ｑ１とその対角の位置にあるスイッチング素子Ｑ４とを同タイミングでオンオフさせ、スイッチング素子Ｑ２とその対角の位置にあるスイッチング素子Ｑ３とを同タイミングでオンオフさせる。

【0035】

図２（Ｂ）は、１次側回路１１に変形ハーフブリッジ動作を行わせる第２制御時のスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の状態を示す図である。変形ハーフブリッジ動作は、フルブリッジ動作においてスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のうちの一のスイッチング素子（本実施形態では、スイッチング素子Ｑ３）を停止させる動作である。すなわち、制御部１３は、スイッチング素子Ｑ３を連続オフ状態にさせる一方で、スイッチング素子Ｑ４をスイッチング素子Ｑ１と同タイミングでオンオフさせる。

【0036】

図２（Ｃ）および図２（Ｄ）は、変形ハーフブリッジ動作からフルブリッジ動作への移行時（第３制御時）におけるスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４の状態を示す図である。図２（Ｃ）は第１の移行時を示し、図２（Ｄ）は第１の移行時よりも移行が進んだ状態である第２の移行時を示す。

【0037】

制御部１３は、変形ハーフブリッジ動作からフルブリッジ動作への移行時（第３制御時）において、移行時間の経過に応じて、図２（Ｃ）の第１の移行時から図２（Ｄ）の第２の移行時のように、変形ハーフブリッジ動作時に停止させていたスイッチング素子（本実施形態では、スイッチング素子Ｑ３）のオン幅が広くなるように、スイッチング素子Ｑ３のオンタイミングを対角の位置にあるスイッチング素子（本実施形態では、スイッチング素子Ｑ２）のオンタイミングに合わせ、かつスイッチング素子Ｑ３のオフタイミングを移行時間の経過に応じて遅らせる。最終的に、スイッチング素子Ｑ３をスイッチング素子Ｑ２と同タイミングでオフさせることで、フルブリッジ動作への移行が完了する。

【0038】

変形ハーフブリッジ動作時に停止させていたスイッチング素子（本実施形態では、スイッチング素子Ｑ３）のオン幅は、動作上問題なければ、一定時間割合で広げてもよい。オン幅の変化と出力（電圧、電流、電力）との関係が非線形になる場合は、出力が安定して推移するような、充分な時間をとった一定時間割合でオン幅を広げるか、出力の変化に合わせてオン幅の変化の割合を調整してもよい。制御部１３がデジタル制御によりオン幅を広げる場合は、所定のステップ単位でオン幅を増加させてもよい。

【0039】

制御部１３は、フルブリッジ動作から変形ハーフブリッジ動作への移行時（第４制御時）において、第３制御時とは逆に、移行時間の経過に応じて、変形ハーフブリッジ動作時に停止させるスイッチング素子（本実施形態では、スイッチング素子Ｑ３）のオン幅が狭くなるように、スイッチング素子Ｑ３のオンタイミングを対角の位置にあるスイッチング素子（本実施形態では、スイッチング素子Ｑ２）のオンタイミングに合わせ、かつスイッチング素子Ｑ３のオフタイミングを移行時間の経過に応じて早める。最終的に、スイッチング素子Ｑ３を連続オフ状態にさせることで、変形ハーフブリッジ動作への移行が完了する。

【0040】

変形ハーフブリッジ動作時に停止させるスイッチング素子（本実施形態では、スイッチング素子Ｑ３）のオン幅は、動作上問題なければ、一定時間割合で狭めてもよい。オン幅の変化と出力（電圧、電流、電力）との関係が非線形になる場合は、出力が安定して推移するような、充分な時間をとった一定時間割合でオン幅を狭めるか、出力の変化に合わせてオン幅の変化の割合を調整してもよい。制御部１３がデジタル制御によりオン幅を狭める場合は、所定のステップ単位でオン幅を減少させてもよい。

【0041】

図３および図４に、変形ハーフブリッジ動作時における電流経路を示す。図５および図６に、第１の移行時における電流経路を示し、図７および図８に、第２の移行時における電流経路を示す。図３および図９に、フルブリッジ動作時における電流経路を示す。なお、図３～図９において、電流経路を示す実線の矢印は「負荷電流」を表し、破線の矢印は「循環電流」を表す。

【0042】

［変形ハーフブリッジ動作時］
図３（Ａ）に示すように、変形ハーフブリッジ動作時のモード１では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンしているので、入力電圧Ｖｉが共振コイルＬｒと共振コンデンサＣｒで構成される直列共振回路に印加され、直列共振回路による共振電流が負荷電流として流れる。絶縁トランスＴｒの２次側には変圧比に応じた電圧が誘起されるので、２次側回路１２にも負荷電流が流れる。また、絶縁トランスＴｒの１次側の電圧が励磁コイルＬｍに印加されるので、１次側回路１１には循環電流も流れる。直列共振回路による共振が終了して負荷電流がゼロになると、モード２に移行する。

【0043】

図３（Ｂ）に示すように、変形ハーフブリッジ動作時のモード２では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４を経由して循環電流のみが流れる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がターンオフすると、デッドタイム期間であるモード２－１に移行する。

【0044】

図３（Ｃ）に示すように、変形ハーフブリッジ動作時のモード２－１では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がターンオフしたことにより、コンデンサＣ２，Ｃ３に溜まった電荷が放電し、コンデンサＣ１，Ｃ４が充電される。コンデンサＣ２，Ｃ３の放電およびコンデンサＣ１，Ｃ４の充電が終了すると、同じくデッドタイム期間であるモード２－２に移行する。

【0045】

図３（Ｄ）に示すように、変形ハーフブリッジ動作時のモード２－２では、共振コイルＬｒに溜まっているエネルギーにより、ダイオードＤ２，Ｄ３を経由して循環電流が流れ続ける。２次側回路１２にも、ダイオードＤ６を経由して循環電流が流れる。スイッチング素子Ｑ２がターンオンすると、モード３に移行する。

【0046】

図４（Ａ）に示すように、変形ハーフブリッジ動作時のモード３では、スイッチング素子Ｑ２がターンオンしたことにより、共振コンデンサＣｒに溜まった電荷が放電し、スイッチング素子Ｑ２およびダイオードＤ４を経由して、循環電流とは逆向きの負荷電流（共振電流）が流れる。２次側回路１２にも、ダイオードＤ６を経由して負荷電流が流れる。循環電流は、スイッチング素子Ｑ２またはダイオードＤ２とダイオードＤ３とを経由して流れる。負荷電流がゼロになり、循環電流の向きが反転すると、モード４に移行する。

【0047】

図４（Ｂ）に示すように、変形ハーフブリッジ動作時のモード４では、スイッチング素子Ｑ２およびダイオードＤ４を経由して循環電流が流れる。スイッチング素子Ｑ２がターンオフすると、デッドタイム期間であるモード４－１に移行する。

【0048】

図４（Ｃ）に示すように、変形ハーフブリッジ動作時のモード４－１では、スイッチング素子Ｑ２がターンオフしたことにより、コンデンサＣ１に溜まった電荷が放電し、コンデンサＣ２が充電される。コンデンサＣ１の放電およびコンデンサＣ２の充電が終了すると、同じくデッドタイム期間であるモード４－２に移行する。

【0049】

図４（Ｄ）に示すように、変形ハーフブリッジ動作時のモード４－２では、共振コイルＬｒに溜まっているエネルギーにより、ダイオードＤ１，Ｄ４を経由して循環電流が流れ続ける。２次側回路１２にも、ダイオードＤ５を経由して循環電流が流れる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がターンオンすると、モード１に移行する。

【0050】

［第１の移行時］
変形ハーフブリッジ動作からフルブリッジ動作への第１の移行時におけるモード１からモード２－２は、変形ハーフブリッジ動作時のモード１からモード２－２と同じなので、説明を省略する。

【0051】

第１の移行時のモード３では、変形ハーフブリッジ動作時にオフしていたスイッチング素子Ｑ３が、対角の位置にあるスイッチング素子Ｑ２のオンタイミングに合わせターンオンしてオン状態になっている（図２（Ｃ）参照）。

【0052】

図５（Ａ）に示すように、第１の移行時のモード３では、１次側回路１１には共振コイルＬｒと共振コンデンサＣｒとによる共振電流（負荷電流）がスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３を経由して流れ、２次側回路１２にもダイオードＤ６を経由して負荷電流が流れる。また、絶縁トランスＴｒの１次側の電圧が励磁コイルＬｍに印加されるので、１次側回路１１にはスイッチング素子Ｑ２またはダイオードＤ２とスイッチング素子Ｑ３またはダイオードＤ３とを経由して循環電流も流れる。共振が終了して負荷電流がゼロになり、スイッチング素子Ｑ３がターンオフすると、モード３－１－１に移行する。

【0053】

図５（Ｂ）に示すように、第１の移行時のモード３－１－１では、スイッチング素子Ｑ３がターンオフしたことにより、コンデンサＣ４に溜まった電荷が放電し、コンデンサＣ３が充電される。コンデンサＣ４の放電が終了すると、モード３－１－２に移行する。

【0054】

図５（Ｃ）に示すように、第１の移行時のモード３－１－２では、ダイオードＤ２，Ｄ３を経由して循環電流が流れ続ける。循環電流がゼロになり、循環電流の向きが反転すると、モード４－０に移行する。

【0055】

図６（Ａ）に示すように、第１の移行時のモード４－０では、スイッチング素子Ｑ２およびダイオードＤ４を経由して循環電流が流れる。スイッチング素子Ｑ２がターンオフすると、モード４－１に移行する。

【0056】

図６（Ｂ）に示すように、第１の移行時のモード４－１では、スイッチング素子Ｑ２がターンオフしたことにより、コンデンサＣ１に溜まった電荷が放電し、コンデンサＣ２が充電される。コンデンサＣ１の放電およびコンデンサＣ２の充電が終了すると、モード４－２に移行する。

【0057】

図６（Ｃ）に示すように、第１の移行時のモード４－２では、共振コイルＬｒに溜まっているエネルギーにより、ダイオードＤ１，Ｄ４を経由して循環電流が流れ続ける。２次側回路１２にも、ダイオードＤ５を経由して循環電流が流れる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がターンオンすると、モード１に移行する。

【0058】

［第２の移行時］
第１の移行時よりも移行が進んだ状態である第２の移行時のモード１からモード２－２は、第１の移行時のモード１からモード２－２と同じなので、説明を省略する。

【0059】

第２の移行時のモード３では、第１の移行時のモード３と同様に、スイッチング素子Ｑ３がスイッチング素子Ｑ２のオンタイミングに合わせターンオンしてオン状態になっている。しかしながら、第２の移行時のモード３では、スイッチング素子Ｑ３のターンオフのタイミングが第１の移行時よりも遅く、スイッチング素子Ｑ３のオン幅（オン期間）が第１の移行時よりも長くなっている（図２（Ｄ）参照）。

【0060】

図７（Ａ）に示すように、第２の移行時のモード３では、１次側回路１１には共振コイルＬｒと共振コンデンサＣｒとによる共振電流（負荷電流）がスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３を経由して流れ、２次側回路１２にもダイオードＤ６を経由して負荷電流が流れる。また、絶縁トランスＴｒの１次側の電圧が励磁コイルＬｍに印加されるので、１次側回路１１にはスイッチング素子Ｑ２またはダイオードＤ２とスイッチング素子Ｑ３またはダイオードＤ３とを経由して循環電流も流れる。上記のとおり、スイッチング素子Ｑ３のオン期間が第１の移行時よりも長いため、共振が終了して負荷電流がゼロになった後、循環電流がゼロになり、循環電流の向きが反転する。循環電流の向きが反転すると、モード４に移行する。

【0061】

図７（Ｂ）に示すように、第２の移行時のモード４では、スイッチング素子Ｑ３がオンの状態であるため、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ２を経由して循環電流が流れる。スイッチング素子Ｑ３がターンオフすると、モード４－０－１に移行する。

【0062】

図７（Ｃ）に示すように、第２の移行時のモード４－０－１では、スイッチング素子Ｑ３がターンオフしたことにより、コンデンサＣ４に溜まった電荷が放電し、コンデンサＣ１が充電される。コンデンサＣ４の放電が終了すると、モード４－０－２に移行する。

【0063】

図８（Ａ）に示すように、第２の移行時のモード４－０－２では、スイッチング素子Ｑ２およびダイオードＤ４を経由して循環電流が流れる。スイッチング素子Ｑ２がターンオフすると、モード４－１に移行する。

【0064】

図８（Ｂ）に示すように、第２の移行時のモード４－１では、スイッチング素子Ｑ２がターンオフしたことにより、コンデンサＣ１に溜まった電荷が放電し、コンデンサＣ２が充電される。コンデンサＣ１の放電およびコンデンサＣ２の充電が終了すると、モード４－２に移行する。

【0065】

図８（Ｃ）に示すように、第２の移行時のモード４－２では、共振コイルＬｒに溜まっているエネルギーにより、ダイオードＤ１，Ｄ４を経由して循環電流が流れ続ける。２次側回路１２にも、ダイオードＤ５を経由して循環電流が流れる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がターンオンすると、モード１に移行する。

【0066】

［フルブリッジ動作時］
フルブリッジ動作時のモード１からモード２－２は、図３に示した変形ハーフブリッジ動作時のモード１からモード２－２と同じなので、説明を省略する。

【0067】

図９（Ａ）に示すように、フルブリッジ動作時のモード３では、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がターンオンしたことにより、共振コンデンサＣｒに溜まった電荷が放電し、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３を経由して負荷電流（共振電流）が流れる。２次側回路１２にも、ダイオードＤ６を経由して負荷電流が流れる。さらに、スイッチング素子Ｑ２またはダイオードＤ２とスイッチング素子Ｑ３またはダイオードＤ３とを経由して循環電流が流れる。負荷電流がゼロになり、循環電流の向きが反転すると、モード４に移行する。

【0068】

図９（Ｂ）に示すように、フルブリッジ動作時のモード４では、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３を経由して循環電流が流れる。スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がターンオフすると、デッドタイム期間であるモード４－１に移行する。

【0069】

図９（Ｃ）に示すように、フルブリッジ動作時のモード４－１では、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３がターンオフしたことにより、コンデンサＣ１，Ｃ４に溜まった電荷が放電し、コンデンサＣ２，Ｃ３が充電される。コンデンサＣ１，Ｃ４の放電およびコンデンサＣ２，Ｃ３の充電が終了すると、同じくデッドタイム期間であるモード４－２に移行する。

【0070】

図９（Ｄ）に示すように、フルブリッジ動作時のモード４－２では、共振コイルＬｒに溜まっているエネルギーにより、ダイオードＤ１，Ｄ４を経由して循環電流が流れ続ける。２次側回路１２にも、ダイオードＤ５を経由して循環電流が流れる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がターンオンすると、モード１に移行する。

【0071】

本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａでは、変形ハーフブリッジ動作からフルブリッジ動作への移行時（第３制御時）に、変形ハーフブリッジ動作時にオフしていたスイッチング素子Ｑ３を対角の位置にあるスイッチング素子Ｑ２のオンタイミングに合わせターンオンさせるので、フルブリッジ動作時と同様の電流遷移となり、スイッチング素子Ｑ３のターンオン時に貫通電流が発生しない。さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａでは、スイッチング素子Ｑ３のオン幅が広くなるように、スイッチング素子Ｑ３のオフタイミングを移行時間の経過に応じて遅らせるので、変形ハーフブリッジ動作からフルブリッジ動作への円滑な移行が可能となる。

【0072】

同様に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａでは、フルブリッジ動作から変形ハーフブリッジ動作への移行時（第４制御時）に、スイッチング素子Ｑ３をスイッチング素子Ｑ２のオンタイミングに合わせターンオンさせるので、スイッチング素子Ｑ３のターンオン時に貫通電流が発生しない。さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａでは、スイッチング素子Ｑ３のオン幅が狭くなるように、スイッチング素子Ｑ３のオフタイミングを移行時間の経過に応じて早めるので、フルブリッジ動作から変形ハーフブリッジ動作への円滑な移行が可能となる。

【0073】

したがって、本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａによれば、移行時に、動作の切り替えに伴う急峻な電力変動（電力ジャンプ）や貫通電流が発生せず、負荷に供給される出力電圧Ｖｏが変動するのを抑制できる。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａによれば、昇降圧コンバータ等の追加回路が不要になるので、当該追加回路に起因する電力変換効率の低下を回避できる。

【0074】

［第２実施形態］
図１０（Ａ）に、本発明の第２実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｂを示す。ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｂは、絶縁トランスＴｒ’の２次側コイルおよび２次側回路１２’の構成を除いて、第１実施形態と共通する。絶縁トランスＴｒ’は容量に応じて１個または複数個で構成してもよい。

【0075】

２次側回路１２’は、フルブリッジ接続されたダイオードＤ５～Ｄ８と、コンデンサＣｏと、出力端Ｔ３，Ｔ４とを備える。２次側回路１２’は、センタータップ付きではない絶縁トランスＴｒ’の２次側コイルの誘起電圧をダイオードＤ５～Ｄ８で整流し、コンデンサＣｏで平滑することで、直流の電圧（出力電圧Ｖｏ）に変換して出力する。

【0076】

本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｂは、第１実施形態と共通の効果を有する。さらに、本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｂは、第１実施形態と比較すると、大電力向けの回路構成となっている。

【0077】

［第３実施形態］
図１０（Ｂ）に、本発明の第３実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｃを示す。ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｃは、２次側回路１２’’の構成および制御部１３が２次側回路１２’’に対して同期整流制御を行うことを除いて、第２実施形態と共通する。

【0078】

２次側回路１２’’は、フルブリッジ回路と、コンデンサＣｏと、出力端Ｔ３，Ｔ４とを備える。フルブリッジ回路は、フルブリッジ接続された第５アーム～第８アームで構成される。第５アーム～第８アームは、第１実施形態の第１アーム～第４アームと共通の構成である。

【0079】

制御部１３は、少なくとも第１制御および第２制御の実行中に、２次側回路１２’’に対して同期整流制御を行う。例えば、制御部１３が同期整流制御をデジタル制御回路で行う場合、制御を簡素化するために、移行時（第３制御時および第４制御時）には同期整流制御を行わなくてもよい。一方、制御部１３が同期整流制御をアナログ制御回路で行う場合、移行時も２次側回路１２’’の電流波形に応じて同期整流制御を行ってもよい。

【0080】

同期整流制御時の制御部１３は、第５アーム～第８アームのスイッチング動作を、２次側共振電流の向きに同期させてオンオフする。例えば、制御部１３は、絶縁トランスＴｒ’の２次側コイルの電流の向き（極性）を検出し、電流の向きが正になるタイミングで第５アームのスイッチング素子Ｑ５と第８アームのスイッチング素子Ｑ８をオンさせ、電流が０になるタイミングで第５アームのスイッチング素子Ｑ５と第８アームのスイッチング素子Ｑ８をオフさせる。同様に、制御部１３は、絶縁トランスＴｒ’の２次側コイルの電流の向きを検出し、電流の向きが負になるタイミングで第６アームのスイッチング素子Ｑ６と第７アームのスイッチング素子Ｑ７をオンさせ、電流が０になるタイミングで第６アームのスイッチング素子Ｑ６と第７アームのスイッチング素子Ｑ７をオフさせる。

【0081】

本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｃは、第２実施形態と共通の効果を有する。さらに、本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｃは、第２実施形態と比較すると、２次側回路１２’’のオン抵抗が減少するので、電力変換効率を向上させることができる。

【0082】

［変形例］
以上、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。

【0083】

例えば、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御部は、少なくとも、
（１）１次側回路にフルブリッジ動作を行わせる第１制御と、
（２）フルブリッジ動作において第１アーム～第４アームのうちの一のアームを停止させる変形ハーフブリッジ動作を１次側回路に行わせる第２制御と、
（３）変形ハーフブリッジ動作からフルブリッジ動作への移行時の制御であって、移行時間の経過に応じて一のアームのオン幅が広くなるように、一のアームのオンタイミングを当該アームの対角の位置にあるアームのオンタイミングに合わせ、かつ一のアームのオフタイミングを移行時間の経過に応じて遅らせる第３制御と、
を実行するのであれば、適宜構成を変更できる。

【0084】

本発明の２次側回路は、絶縁トランスの２次側コイルに接続される回路であれば、適宜構成を変更できる。

【符号の説明】

【0085】

１Ａ～１Ｃ ＤＣ／ＤＣコンバータ
１１ １次側回路
１２，１２’，１２’’ ２次側回路
１３ 制御部

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】