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(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2022055358
(43)【公開日】2022-04-07
(54)【発明の名称】昇圧整流器
(51)【国際特許分類】
H02M 7/12 20060101AFI20220331BHJP
【ＦＩ】
H02M7/12 P
【審査請求】有
【請求項の数】20
【出願形態】ＯＬ
【外国語出願】
(21)【出願番号】P 2021157191
(22)【出願日】2021-09-27
(31)【優先権主張番号】17/034,446
(32)【優先日】2020-09-28
(33)【優先権主張国・地域又は機関】US
(71)【出願人】
【識別番号】504162361
【氏名又は名称】台達電子工業股▲ふん▼有限公司
(74)【代理人】
【識別番号】110001139
【氏名又は名称】ＳＫ特許業務法人
(74)【代理人】
【識別番号】100130328
【弁理士】
【氏名又は名称】奥野 彰彦
(74)【代理人】
【識別番号】100130672
【弁理士】
【氏名又は名称】伊藤 寛之
(72)【発明者】
【氏名】ジャン、ヨンテク
(72)【発明者】
【氏名】クマール、ミシャ
(72)【発明者】
【氏名】サディレック、トーマス
(72)【発明者】
【氏名】バルボサ、ピーター
【テーマコード（参考）】
5H006
【Ｆターム（参考）】
5H006AA02
5H006CA07
5H006CB01
5H006CC01
5H006CC02
5H006CC08
5H006DA04
5H006DB01
5H006DB05
5H006DC02
5H006DC05
(57)【要約】 （修正有）
【課題】単相入力電圧で動作する昇圧整流器及び非線形補償信号に応じて動作する制御回路を提供する。
【解決手段】単相入力電圧で動作する昇圧整流器３００は、入力段３０５と、スイッチングコンバータ段３１０と、出力段３２０と、デカップリング段３１５と、制御回路３５０と、を備える。入力段は、第１端子及び第２端子と、第１入力フィルタコンデンサＣ１及び第２入力フィルタコンデンサＣ２と、を備える。スイッチングコンバータ段は、入力端子と、第１相端子及び第２相端子と、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４を含む整流回路と、昇圧インダクタＬ１、Ｌ２からなるインダクタ回路と、第１スイッチＳ１及び第２スイッチＳ２と、相出力コンデンサＣＲと、を有する。
【選択図】図３
【解決手段】単相入力電圧で動作する昇圧整流器３００は、入力段３０５と、スイッチングコンバータ段３１０と、出力段３２０と、デカップリング段３１５と、制御回路３５０と、を備える。入力段は、第１端子及び第２端子と、第１入力フィルタコンデンサＣ１及び第２入力フィルタコンデンサＣ２と、を備える。スイッチングコンバータ段は、入力端子と、第１相端子及び第２相端子と、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４を含む整流回路と、昇圧インダクタＬ１、Ｌ２からなるインダクタ回路と、第１スイッチＳ１及び第２スイッチＳ２と、相出力コンデンサＣＲと、を有する。
【選択図】図３
【特許請求の範囲】
【請求項1】
単相入力電圧で動作するように構成された昇圧整流器であって、
入力段と、スイッチングコンバータ段と、出力段と、デカップリング段と、制御回路とを備え、
前記入力段は、（ｉ）前記単相入力電圧を受ける前記第１及び第２端子と、（ｉｉ）第１及び第２入力フィルタコンデンサとを備え、
前記スイッチングコンバータ段は、（ａ）前記入力段の前記第１及び第２端子に結合された入力端子と、（ｂ）第１及び第２相端子とを有し、
前記スイッチングコンバータ段は、
（ｉ）前記入力端子と前記第１及び第２相端子との間に結合された整流回路と、
（ｉｉ）前記入力端子と前記第１及び第２相端子との間に結合された第１及び第２昇圧インダクタを備えるインダクタ回路と、
（ｉｉｉ）直列接続された第１及び第２スイッチと、
（ｉｖ）前記第１及び第２相端子との間に接続された相出力コンデンサとを有し、
前記スイッチングコンバータ段の前記第１及び第２スイッチは、前記第１及び第２スイッチの間にコモン端子を備えており、前記コモン端子は、前記入力段の前記第１及び第２入力フィルタコンデンサによって、それぞれ前記入力段の前記第１及び第２端子に結合されており、
前記出力段は、前記相出力コンデンサに蓄積されたエネルギーを出力負荷へ伝達するように構成され、
前記デカップリング段は、前記スイッチングコンバータ段と前記出力段との間を高インピーダンスでデカップリングするように構成され、
前記制御回路は、（ｉ）前記単相入力電圧の大きさと、（ｉｉ）前記出力負荷にかかる電圧、又は、前記出力負荷に流れる電流と、から得られる非線形補償信号に応じて前記第１及び第２スイッチを動作させるように構成される、昇圧整流器。
入力段と、スイッチングコンバータ段と、出力段と、デカップリング段と、制御回路とを備え、
前記入力段は、（ｉ）前記単相入力電圧を受ける前記第１及び第２端子と、（ｉｉ）第１及び第２入力フィルタコンデンサとを備え、
前記スイッチングコンバータ段は、（ａ）前記入力段の前記第１及び第２端子に結合された入力端子と、（ｂ）第１及び第２相端子とを有し、
前記スイッチングコンバータ段は、
（ｉ）前記入力端子と前記第１及び第２相端子との間に結合された整流回路と、
（ｉｉ）前記入力端子と前記第１及び第２相端子との間に結合された第１及び第２昇圧インダクタを備えるインダクタ回路と、
（ｉｉｉ）直列接続された第１及び第２スイッチと、
（ｉｖ）前記第１及び第２相端子との間に接続された相出力コンデンサとを有し、
前記スイッチングコンバータ段の前記第１及び第２スイッチは、前記第１及び第２スイッチの間にコモン端子を備えており、前記コモン端子は、前記入力段の前記第１及び第２入力フィルタコンデンサによって、それぞれ前記入力段の前記第１及び第２端子に結合されており、
前記出力段は、前記相出力コンデンサに蓄積されたエネルギーを出力負荷へ伝達するように構成され、
前記デカップリング段は、前記スイッチングコンバータ段と前記出力段との間を高インピーダンスでデカップリングするように構成され、
前記制御回路は、（ｉ）前記単相入力電圧の大きさと、（ｉｉ）前記出力負荷にかかる電圧、又は、前記出力負荷に流れる電流と、から得られる非線形補償信号に応じて前記第１及び第２スイッチを動作させるように構成される、昇圧整流器。
【請求項2】
請求項１に記載の昇圧整流器であって、
前記整流回路は、フルブリッジ構成で接続された第１、第２、第３、及び第４ダイオードで構成される、昇圧整流器。
前記整流回路は、フルブリッジ構成で接続された第１、第２、第３、及び第４ダイオードで構成される、昇圧整流器。
【請求項3】
請求項１に記載の昇圧整流器であって、
前記第１及び第２昇圧インダクタは、それぞれ前記入力段の前記第１及び第２端子を前記整流回路へ接続する、昇圧整流器。
前記第１及び第２昇圧インダクタは、それぞれ前記入力段の前記第１及び第２端子を前記整流回路へ接続する、昇圧整流器。
【請求項4】
請求項１に記載の昇圧整流器であって、
前記整流回路は、それぞれ前記入力段の前記第１及び第２端子を前記第１及び第２昇圧インダクタへ接続する、昇圧整流器。
前記整流回路は、それぞれ前記入力段の前記第１及び第２端子を前記第１及び第２昇圧インダクタへ接続する、昇圧整流器。
【請求項5】
請求項１に記載の昇圧整流器であって、
前記出力段は、直列接続された第１及び第２出力コンデンサを備え、
前記第１及び第２出力コンデンサは、前記第１及び第２出力コンデンサの間にコモン端子を有し、
前記出力段の前記第１及び第２出力コンデンサの間の前記コモン端子と、前記スイッチングコンバータ段の前記第１及び第２スイッチの間の前記コモン端子とが接続される、昇圧整流器。
前記出力段は、直列接続された第１及び第２出力コンデンサを備え、
前記第１及び第２出力コンデンサは、前記第１及び第２出力コンデンサの間にコモン端子を有し、
前記出力段の前記第１及び第２出力コンデンサの間の前記コモン端子と、前記スイッチングコンバータ段の前記第１及び第２スイッチの間の前記コモン端子とが接続される、昇圧整流器。
【請求項6】
請求項５に記載の昇圧整流器であって、
ブロッキングコンデンサを更に備え、
前記出力段の前記第１及び第２出力コンデンサの間の前記コモン端子と、前記スイッチングコンバータ段の前記第１及び第２スイッチの間の前記コモン端子とが、前記ブロッキングコンデンサによって接続される、昇圧整流器。
ブロッキングコンデンサを更に備え、
前記出力段の前記第１及び第２出力コンデンサの間の前記コモン端子と、前記スイッチングコンバータ段の前記第１及び第２スイッチの間の前記コモン端子とが、前記ブロッキングコンデンサによって接続される、昇圧整流器。
【請求項7】
請求項１に記載の昇圧整流器であって、
前記デカップリング段は結合インダクタを備える、昇圧整流器。
前記デカップリング段は結合インダクタを備える、昇圧整流器。
【請求項8】
請求項１に記載の昇圧整流器であって、
前記デカップリング段は、センタータップ付きの１次巻線を有するトランスを備え、
前記デカップリング段の前記１次巻線は、前記スイッチングコンバータ段の前記第１及びと第２スイッチとの間の前記コモン端子に接続されている、昇圧整流器。
前記デカップリング段は、センタータップ付きの１次巻線を有するトランスを備え、
前記デカップリング段の前記１次巻線は、前記スイッチングコンバータ段の前記第１及びと第２スイッチとの間の前記コモン端子に接続されている、昇圧整流器。
【請求項9】
請求項１に記載の昇圧整流器であって、
前記デカップリング段は、１次巻線を有するトランスを備え、
前記デカップリング段の前記１次巻線は、前記スイッチングコンバータ段の前記第１及び第２相端子へ、共振型回路によって接続されている、昇圧整流器。
前記デカップリング段は、１次巻線を有するトランスを備え、
前記デカップリング段の前記１次巻線は、前記スイッチングコンバータ段の前記第１及び第２相端子へ、共振型回路によって接続されている、昇圧整流器。
【請求項10】
請求項９に記載の昇圧整流器であって、
前記共振型回路は、１つ以上の共振型インダクタと１つ以上の共振型コンデンサを備える、昇圧整流器。
前記共振型回路は、１つ以上の共振型インダクタと１つ以上の共振型コンデンサを備える、昇圧整流器。
【請求項11】
請求項１０に記載の昇圧整流器であって、
前記共振型回路は、前記スイッチングコンバータ段の前記第１及び第２相端子間に接続された直列接続された共振コンデンサを備え、前記直列接続された共振コンデンサは、前記トランスの前記１次巻線に結合されたコモン端子を有する、昇圧整流器。
前記共振型回路は、前記スイッチングコンバータ段の前記第１及び第２相端子間に接続された直列接続された共振コンデンサを備え、前記直列接続された共振コンデンサは、前記トランスの前記１次巻線に結合されたコモン端子を有する、昇圧整流器。
【請求項12】
請求項１に記載の昇圧整流器であって、
前記スイッチングコンバータ段に直列接続された第３及び第４スイッチを更に備え、
前記第３及び第４スイッチは、前記第３及び第４スイッチの間にコモン端子を有し、
前記デカップリング段は、１次巻線を有するトランスを有し、
前記デカップリング段の前記１次巻線は、前記スイッチングコンバータ段の前記第１及び第２スイッチの間の前記コモン端子と、前記スイッチングコンバータ段の前記第３及び第４スイッチの間の前記コモン端子との間に接続されている、昇圧整流器。
前記スイッチングコンバータ段に直列接続された第３及び第４スイッチを更に備え、
前記第３及び第４スイッチは、前記第３及び第４スイッチの間にコモン端子を有し、
前記デカップリング段は、１次巻線を有するトランスを有し、
前記デカップリング段の前記１次巻線は、前記スイッチングコンバータ段の前記第１及び第２スイッチの間の前記コモン端子と、前記スイッチングコンバータ段の前記第３及び第４スイッチの間の前記コモン端子との間に接続されている、昇圧整流器。
【請求項13】
請求項１２に記載の昇圧整流器であって、
共振型回路を更に備え、
前記共振型回路は、前記トランスの前記１次巻線に結合され、且つ、前記スイッチングコンバータ段の前記第１及び第２スイッチとの間の前記コモン端子と、前記スイッチングコンバータ段の前記第３及び第４スイッチとの間の前記コモン端子との間に結合される、昇圧整流器。
共振型回路を更に備え、
前記共振型回路は、前記トランスの前記１次巻線に結合され、且つ、前記スイッチングコンバータ段の前記第１及び第２スイッチとの間の前記コモン端子と、前記スイッチングコンバータ段の前記第３及び第４スイッチとの間の前記コモン端子との間に結合される、昇圧整流器。
【請求項14】
請求項１に記載の昇圧整流器であって、
前記デカップリング段は、前記出力段の仮想グランドとなるセンタータップ付きの２次巻線を有するトランスを備える、昇圧整流器。
前記デカップリング段は、前記出力段の仮想グランドとなるセンタータップ付きの２次巻線を有するトランスを備える、昇圧整流器。
【請求項15】
請求項１に記載の昇圧整流器であって、
前記単相入力電圧の大きさは、前記単相入力電圧の２乗平均平方根の値を含む、昇圧整流器。
前記単相入力電圧の大きさは、前記単相入力電圧の２乗平均平方根の値を含む、昇圧整流器。
【請求項16】
請求項１に記載の昇圧整流器であって、
前記制御回路は、前記非線形補償信号に基づいて、前記第１及び第２スイッチの共通のスイッチング周期を決定する、昇圧整流器。
前記制御回路は、前記非線形補償信号に基づいて、前記第１及び第２スイッチの共通のスイッチング周期を決定する、昇圧整流器。
【請求項17】
請求項１６に記載の昇圧整流器であって、
前記スイッチング周期は、前記非線形補償信号に基づいて電圧制御発振器を駆動する制御信号によって調整される、昇圧整流器。
前記スイッチング周期は、前記非線形補償信号に基づいて電圧制御発振器を駆動する制御信号によって調整される、昇圧整流器。
【請求項18】
請求項１７に記載の昇圧整流器であって、
前記制御信号は、前記非線形補償信号と、前記出力負荷にかかる前記電圧又は前記出力負荷に流れる前記電流に基づくフィードバック信号との積である、昇圧整流器。
前記制御信号は、前記非線形補償信号と、前記出力負荷にかかる前記電圧又は前記出力負荷に流れる前記電流に基づくフィードバック信号との積である、昇圧整流器。
【請求項19】
請求項１に記載の昇圧整流器であって、
前記制御回路は、前記昇圧整流器の入出力電圧から得られるフィードフォワード信号と、出力電圧フィードバック制御信号とを合成する、昇圧整流器。
前記制御回路は、前記昇圧整流器の入出力電圧から得られるフィードフォワード信号と、出力電圧フィードバック制御信号とを合成する、昇圧整流器。
【請求項20】
請求項１に記載の昇圧整流器であって、
非線形補償回路を更に備え、
前記非線形補償回路は、前記第１及び第２スイッチを動作させるために用いられる出力信号を生成するように、前記昇圧整流器の入出力電圧の両方から得られるフィードフォワード信号と、出力電圧フィードバック制御信号とを合成する、昇圧整流器。
非線形補償回路を更に備え、
前記非線形補償回路は、前記第１及び第２スイッチを動作させるために用いられる出力信号を生成するように、前記昇圧整流器の入出力電圧の両方から得られるフィードフォワード信号と、出力電圧フィードバック制御信号とを合成する、昇圧整流器。
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、力率改善（ＰＦＣ）を備えたフロントエンド整流器に関するものである。より具体的には、本発明は、ソフトスイッチングを備えた単相ＰＦＣ整流器に関するものである。
【背景技術】
【0002】
航空業界では、電力負荷と電源特性は、ＤＯ－１６０規格（ｈｔｔｐｓ：／／ｗｗｗ．ｒｔｃａ．ｏｒｇ／ｃｏｎｔｅｎｔ／ｐｕｂｌｉｃａｔｉｏｎｓ）で規制されており、航空機用電力機器に対する厳しい高調波規制を規定している。さらに、最新の航空機用配電システムでは、搭載されている発電機の性能を向上させたり、搭載されている受動素子（例えば、トランスやフィルタ）を小型化したりするために、最大８００Ｈｚのライン周波数が使用されている。例えば、非特許文献１～３を参照されたい。
【先行技術文献】
【非特許文献】
【0003】
【非特許文献1】Technology for the more and all electric aircraft of the future, by P. Wheeler, published in 2016 IEEE International Conference on Automatica (ICA-ACCA), Curico, 2016, pp. 1-5
【非特許文献2】Advances in AC-DC power conversion topologies for More Electric Aircraft, by B. Sarlioglu, published in 2012 IEEE Transportation Electrification Conference and Expo (ITEC), Dearborn, MI, 2012, pp. 1-6
【非特許文献3】Recent Advances of Power Electronics Applications in More Electric Aircrafts, by J. He et al., published in AIAA/IEEE Electric Aircraft Technologies Symposium (EATS), Cincinnati, OH, 2018, pp. 1-8
【非特許文献4】A Simple Digital DCM Control Scheme for Boost PFC Operating in Both CCM and DCM, by S. F. Lim et alius, published in IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 47, no. 4, pp. 1802-1812, July-Aug. 2011
【非特許文献5】Digital control for improved efficiency and reduced harmonic distortion over wide load range in boost PFC rectifiers, by F. Chen et alius, published in IEEE Trans. Power Electron., vol. 25, no. 10, pp. 2683-2692, Oct. 2010
【非特許文献6】Dynamic Strategy for Efficiency Estimation in a CCM-Operated Front-End PFC Converter for Electric Vehicle Onboard Charger, by J. Lu et al., published in IEEE Transactions on Transportation Electrification, vol. 3, no. 3, pp. 545-553, Sept. 2017
【非特許文献7】Performance Evaluation of Bridgeless PFC Boost Rectifier s, by L. Huber, et al., in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 23, no. 3, pp. 1381-1390, May 2008
【非特許文献8】Review of GaN totem-pole bridgeless PFC, by Q. Huang et alius, published in CPSS Transactions on Power Electronics and Applications, vol. 2, no. 3, pp. 187-196, Sept. 2017
【非特許文献9】Design of GaN-Based MHz Totem-Pole PFC Rectifier, by Z. Liu et al., published in IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, vol. 4, no. 3, pp. 799-807, Sept. 2016
【非特許文献10】Application of GaN devices for 1 kW server power supply with integrated magnetics, by F. C. Lee et al., published in CPSS Transactions on Power Electronics and Applications, vol. 1, no. 1, pp. 3-12, Dec. 2016
【非特許文献11】GaN-based high frequency totem-pole bridgeless PFC design with digital implementation, by L. Xue et al., published in 2015 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), Charlotte, NC, 2015, pp. 759-766
【特許文献】
【0004】
【特許文献1】米国特許第８６８７３８８号明細書
【特許文献2】米国特許出願公開第２０１５／０２２９２２５号明細書
【0005】
図１は、従来の電流連続モード（ＣＣＭ）で動作するＰＦＣ昇圧整流器を示している。このＰＦＣ昇圧整流器は、約３～５ｋＨｚの帯域幅と低い全高調波歪（ＴＨＤ）を持つ能動入力電流成形制御方式により、５０または６０Ｈｚのライン周波数に最適化されている。８００Ｈｚのライン周波数で同様の電流成形性能を達成するためには、電流成形制御の帯域幅を約５０ｋＨｚにする必要がある。しかしながら、ハードスイッチングのＣＣＭＰＦＣ昇圧整流器では、要求効率や熱性能を満たすように、スイッチング周波数が１００ｋＨｚ以下で動作するように設計されているものが多く、このような広帯域の電流成形制御方式を実現することは難しい。非特許文献４～７を参照されたい。
【発明の概要】
【発明が解決しようとする課題】
【0006】
図２は、従来のトーテムポール型ブリッジレスＰＦＣ整流器に、電流臨界モードで動作するワイドバンドギャップ（ＷＢＧ）デバイスを搭載したものを示している。そのようなＰＦＣ整流器の例が非特許文献８～１０に開示されている。
【0007】
ＰＦＣ昇圧整流器で低ＴＨＤを実現するためには、昇圧インダクタ電流とライン入力電圧の両方のゼロクロッシングを、大幅な遅延なく適切に検出する必要がある。しかしながら、既存の電流検出技術では、伝播遅延のある市販のゲートドライバや処理速度の限られたデジタルコントローラに適用した場合、ライン周波数８００ＨｚでＴＨＤ５％以下の性能を実現することはできない。非特許文献１１を参照されたい。
【0008】
特許文献１（発明者Y. Jang et al. タイトル"Three-phase soft-switched PFC rectifier" ２０１４年４月１日登録）では、３相入力電圧アプリケーションで動作するＰＦＣ整流器を開示している。Ｊａｎｇ氏の整流器は、広帯域で能動電流成形制御方式を追加することなく、高いライン周波数においても、３相入力電圧に対して良好な力率と低ＴＨＤを実現している。このようなＰＦＣ整流器では、３相入力源のニュートラルラインがＰＦＣ整流器から絶縁されていると、３相入力接続部から電力を供給できても、入力電流に含まれるトリプレン高調波（３次高調波と３次高調波の奇数倍）が３相入力接続部を流れることができない。その結果、ＰＦＣ整流器のトリプレン高調波電流は、入力フィルタコンデンサを循環し、入力ポートに反射しないため、ＰＦＣ整流器に良好な力率が得られる。しかしながら、単相システムで動作する場合、ニュートラル接続部がなければ電力を供給することができない。従って、ＰＦＣ整流器のトリプレン高調波電流が単相入力ポートのニュートラルラインを流れるため、単相システムの力率が悪くなる。
【0009】
本開示は、単相入力電圧で動作する昇圧整流器と、非線形補償信号に応じて動作する制御回路を提供する。昇圧整流器は、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を行い、フィードフォワード信号を入力してスイッチング周波数を調整することで、低入力電流の全高調波歪（ＴＨＤ）を実現する。
【課題を解決するための手段】
【0010】
本発明の一実施形態によれば、単相入力電圧で動作するように構成された昇圧整流器であって、入力段と、スイッチングコンバータ段と、出力段と、デカップリング段と、制御回路とを備え、前記入力段は、（ｉ）前記単相入力電圧を受ける前記第１及び第２端子と、（ｉｉ）第１及び第２入力フィルタコンデンサとを備え、前記スイッチングコンバータ段は、（ａ）前記入力段の前記第１及び第２端子に結合された入力端子と、（ｂ）第１及び第２相端子とを有し、前記スイッチングコンバータ段は、（ｉ）前記入力端子と前記第１及び第２相端子との間に結合された整流回路と、（ｉｉ）前記入力端子と前記第１及び第２相端子との間に結合された第１及び第２昇圧インダクタを備えるインダクタ回路と、（ｉｉｉ）直列接続された第１及び第２スイッチと、（ｉｖ）前記第１及び第２相端子との間に接続された相出力コンデンサとを有し、前記スイッチングコンバータ段の前記第１及び第２スイッチは、前記第１及び第２スイッチの間にコモン端子を備えており、前記コモン端子は、前記入力段の前記第１及び第２入力フィルタコンデンサによって、それぞれ前記入力段の前記第１及び第２端子に結合されており、前記出力段は、前記相出力コンデンサに蓄積されたエネルギーを出力負荷へ伝達するように構成され、前記デカップリング段は、前記スイッチングコンバータ段と前記出力段との間を高インピーダンスでデカップリングするように構成され、前記制御回路は、（ｉ）前記単相入力電圧の大きさと、（ｉｉ）前記出力負荷にかかる電圧、又は、前記出力負荷に流れる電流と、から得られる非線形補償信号に応じて前記第１及び第２スイッチを動作させるように構成される、昇圧整流器が提供される。
【0011】
本発明の一実施形態によれば、非線形補償回路を備えたＰＦＣ電流不連続モード（ＤＣＭ）昇圧整流器は、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）と５％以下の入力電流ＴＨＤの両立を可能にする。非線形補償回路は、ＰＦＣ ＤＣＭ昇圧整流器の入力電圧と出力電圧の両方から得られるフィードフォワード信号と、出力電圧のフィードバック制御信号を合成したものである。広帯域で能動電流成形制御方式を追加することなく低ＴＨＤが実現できるため、本発明のＰＦＣ昇圧整流器は、高周波ライン電圧アプリケーション（例えば、航空産業）に適している。結果として得られる効率は、高い力率（ＨＰＦ）に繋がる。また、本発明のＰＦＣＤＣＭ昇圧整流器は、コモンモードノイズが低減されている。
【0012】
本発明は、以下の詳細な説明と添付図面とを合わせて検討すれば、より理解される。
【図面の簡単な説明】
【0013】
【図1】図１は、従来の電流連続モード（ＣＣＭ）で動作するＰＦＣ昇圧整流器を示している。このＰＦＣ昇圧整流器は、約３～５ｋＨｚの帯域幅と低い全高調波歪（ＴＨＤ）を持つ能動入力電流成形制御方式により、５０または６０Ｈｚのライン周波数に最適化されている。
【図7】図７は、非線形補償信号が適用されていない（すなわち、乗算器３６４で非線形補償項２ＶＣＲ－ＶＡＣ，ＲＭＳｓｉｎωｔを１に設定する）場合の、入力ライン電圧ＶＡＣの正の半周期にわたる、（ｉ）昇圧整流器３００のピーク入力電流７０１および平均入力電流７０２、ならびに（ｉｉ）対応するスイッチング周波数ｆＳを示している。
【図8】図８は、本発明の一実施形態における、非線形補償信号（すなわち、乗算器３６４で信号Ｇに非線形補償項２ＶＣＲ－ＶＡＣ，ＲＭＳｓｉｎωｔを乗算する）を適用した場合の、入力ライン電圧ＶＡＣの正の半周期にわたる、（ｉ）昇圧整流器３００のピーク入力電流７０３および平均入力電流７０４、ならびに（ｉｉ）対応するスイッチング周波数ｆＳを示している。
【図9】図９は、本発明の一実施形態における、昇圧整流器９００を示しており、この昇圧整流器９００は、直列接続されたスイッチＳ１とＳ２との間のコモンノードＮと、直列接続された出力コンデンサＣＯ１とＣＯ２との間の別のコモンノードとの間にブロッキングコンデンサＣＢを有する点で、図３の昇圧整流器３００とは異なる。
【図10】図１０は、本発明の一実施形態における、昇圧整流器１０００を示しており、この昇圧整流器１０００は、フルブリッジ構成のダイオードＤ１～Ｄ４を含む整流回路の下流に昇圧インダクタＬ１およびＬ２を有する点で、図３の昇圧整流器３００とは異なる。
【発明を実施するための形態】
【0014】
以下の実施形態を参照しながら本発明をより具体的に説明する。以下の本発明の好ましい実施形態の説明は、例示及び説明のみを目的として本明細書に提示されることに留意されたい。網羅的であること、又は開示された正確な形式に限定されることは意図されていない。
【0015】
図３は、本発明の一実施形態における、ＺＶＳで動作する昇圧整流器３００を示している。図３に示すように、昇圧整流器３００は、入力段３０５、スイッチングコンバータ段３１０、デカップリング段３１５、制御回路３５０、出力段３２０を含む。入力段３０５は、単相入力電圧源ＶＡＣと入力フィルタコンデンサＣ１、Ｃ２を含む。スイッチングコンバータ段３１０は、入力電圧源ＶＡＣの一方の端子と整流回路の一方の入力端子との間にそれぞれ結合された昇圧インダクタＬ１およびＬ２を含む。本実施形態では、整流回路は、フルブリッジ整流器としてフルブリッジ構成で接続されたダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４を含む。また、スイッチングコンバータ段３１０は、フライングコンデンサＣＲ（本明細書では「相出力コンデンサ」とも呼ぶ）と、それらの間にコモン端子（電気的にはコモンノードＮ）を有する直列接続のスイッチＳ１およびＳ２を含む。フライングコンデンサＣＲと直列接続されたスイッチＳ１およびＳ２の両方が、スイッチングコンバータ段３１０の相端子（ここでは整流回路の出力端子）の両端に接続されている。入力フィルタコンデンサＣ１及びＣ２は、それぞれ入力電圧源ＶＡＣの一方の端子と、スイッチＳ１およびＳ２との間のコモンノードＮとの間に接続されている。デカップリング段３１５は、スイッチングコンバータ段３１０の出力端子のコモンモードノイズ、すなわちコンデンサＣＲの両端のコモンモードノイズを出力段３２０から分離する結合インダクタＬＣを含む。出力段３２０は、直列接続された出力フィルタコンデンサＣＯ１及びＣＯ２を含み、それらの間のコモン端子はノードＮに電気的に接続されている。直列接続された出力フィルタコンデンサＣＯ１及びＣＯ２の間のコモンノードは、入力フィルタコンデンサＣ１及びＣ２の間のコモンノードに結合される。図３では、整流器３００の出力電圧ＶＯが、抵抗Ｒで表される抵抗出力負荷の両端に印加されている。本実施形態では、昇圧整流器３００は、ＰＦＣ ＤＣＭの昇圧整流器である。
【0016】
入力フィルタコンデンサＣ１及びＣ２は、入力電圧源ＶＡＣのピークと谷との間の中間電圧（例えば、入力電圧源ＶＡＣの振幅の１／２）をコモンノードＮに供給する。この構成では、コモンポイントＮの電圧は、昇圧インダクタＬ１およびＬ２の２つの電流を分離する。すなわち、インダクタＬ１の電流は、コンデンサＣ１の両端にかかる相電圧ＶＡＮにのみ依存し、インダクタＬ２の電流は、コンデンサＣ２の両端にかかる相電圧ＶＢＮにのみ依存する。本実施形態では、相電圧ＶＡＮおよびＶＢＮは、実質的に等しい大きさであるが、極性は反対である。具体的には、入力電圧源ＶＡＣの正の半周期の間にスイッチＳ１を閉じると、入力フィルタコンデンサＣ１は、直列接続されたインダクタＬ１とスイッチＳ１に電流を流す。同様に、入力電圧源ＶＡＣの負の半周期の間にスイッチＳ２を閉じると、入力フィルタコンデンサＣ２は、直列接続されたインダクタＬ２とスイッチＳ２に電流を流す。スイッチＳ１を開くと、インダクタＬ１に蓄えられたエネルギーがフライングコンデンサＣＲへ送られる。同様に、スイッチＳ２を開くと、インダクタＬ２に蓄えられたエネルギーがフライングコンデンサＣＲへ送られる。
【0017】
各スイッチング周期の関連部分にわたって、コモンノードＮの端子とフライングコンデンサＣＲの各端子との間の急激な電圧変化（すなわち、大きな電圧変化率（ｄＶ／ｄｔ））から生じる許容できないコモンモード電磁干渉（ＥＭＩ）ノイズを低減するように、結合インダクタＬＣは，フライングコンデンサＣＲを出力段３２０から分離する。この構成では、出力コモンモードノイズは、スイッチＳ１、Ｓ２とフライングコンデンサＣＲを含む比較的小さな回路またはループに含まれるため、非常に低くなる。さらに、結合インダクタＬＣが出力段３２０とスイッチＳ１，Ｓ２との間のインピーダンスを提供することにより、複数の並列整流器の間での並列化やインターリーブ動作が可能となる（すなわち、複数のスイッチングコンバータ段を同一の出力段にデカップリング段で並列結合することができる）。
【0018】
図３は、フィードフォワード信号と出力電圧フィードバック制御信号を組み合わせた制御回路３５０のブロック図である。フィードフォワード信号は、ＰＦＣ ＤＣＭ昇圧整流器３００の入力電圧と出力電圧の両方から得られる。フィードフォワード信号は、出力負荷とは無関係に、所定の方法で制御システムを操縦するように応答する。一方、フィードバック制御信号は、出力負荷に応じて制御システムを応答させる。一実施形態では、制御回路３５０は、（ｉ）単相入力電圧の大きさ、及び、（ｉｉ）出力負荷にかかる電圧、又は、出力負荷に流れる電流から得られる非線形補償信号に応じて、スイッチＳ１及びＳ２を動作させるコントローラ及びゲートドライバ回路を含む。
【0019】
図３に示すように、制御回路３５０は、非線形補償回路３５５を含み、この非線形補償回路３５５は、スケーリングされた整流電圧ｋ｜｜ＶＡＣ｜｜を提供するように、スケール及び整流回路３６１で入力電圧ＶＡＣを受け取り、整流し、スケーリングする。そして、スケールされた整流電圧ｋ｜｜ＶＡＣ｜｜は、出力電圧ＶＯとスケール回路３６２からの出力から得られるスケールされた出力電圧２ｋＶＯから加算器３６３で減算される。加算器３６３は、電圧差ｋ（２ＶＯ－｜｜ＶＡＣ｜｜）を表す非線形補償項を提供する。そして、この非線形補償項は、乗算器３６４で、増幅器及び補償器３６０からの補償信号Ｇと乗算される。信号Ｇは、出力電圧ＶＯに基づいてフィードバック制御信号から得られる。補償信号Ｇと非線形補償項の積（非線形制御信号）により、電圧制御発振器ＶＣＯが駆動され、スイッチＳ１、Ｓ２を制御するゲート信号が生成される。スイッチＳ１とＳ２のゲート信号は、非線形制御信号と、電圧制御発振器ＶＣＯの実質的に一定の利得との積に比例するスイッチング周期ＴＳを持つ、デューティサイクルが約５０％の交互の重なり合わないパルスである。このようにして、制御回路３５０は、ＰＦＣ ＤＣＭ昇圧整流器３００において、能動電流成形制御方式を用いずに、低ＴＨＤと望ましいＨＰＦの両方を提供することができる。本実施形態では、非線形補償回路３５５は、制御回路３５０の一部であるコントローラに統合されている。一実施形態では、非線形補償回路３５５は、昇圧整流器３００の入力電圧および出力電圧の両方から得られるフィードフォワード信号を出力電圧フィードバック制御信号と組み合わせて、出力信号を生成するように適合され、制御回路３５０は、非線形補償回路３５５の出力信号に応じて、スイッチＳ１およびＳ２を動作させるように適合されている。いくつかの実施形態では、非線形補償回路３５５は、コントローラに組み込まれていてもよいし、制御回路３５０の一部として組み込まれていてもよい。他のいくつかの実施形態では、非線形補償回路３５５と制御回路３５０を別々に設けてもよい。
【0020】
図４は、本発明の一実施形態における、ＰＦＣ ＤＣＭ昇圧整流器３００の動作を説明するための回路図４００を示している。スイッチＳ１とＳ２は、ライン周波数よりもかなり高い共通のスイッチング周波数を持っているので、入力フィルタコンデンサＣ１とＣ２、フライングコンデンサＣＲ、および出力フィルタコンデンサＣＯ１とＣＯ２のリップル電圧は無視できると考えられ、これらにかかる電圧は、それぞれ一定の電圧ＶＡＮ、ＶＢＮ、ＶＣＲ、ＶＯ１、ＶＯ２で表すことができる。図４では、導体状態において、半導体スイッチＳ１とＳ２は、この分析ではその出力容量が無視されていないにもかかわらず、実質的に抵抗がゼロであるとみなされる（すなわち、短絡とみなされる）。さらに、図４では、結合インダクタＬＣを、磁化インダクタンスＬＭとリークインダクタンスＬＬＫ１、ＬＬＫ２を持つ２巻線理想トランスとしてモデル化している。コンデンサＣＲの両端の平均電圧は、電圧ＶＯ１とＶＯ２の和である出力電圧ＶＯに実質的に等しいため、コンデンサＣＲは定電圧源ＶＣＲとしてモデル化されている。図４では、電流と電圧の基準方向は、ＶＡＣ＞０、ＶＡＮ＞０、ＶＢＮ＜０の半周期区間に対応している。
【0021】
図５Ａ～５Ｉは、本発明の一実施形態における、スイッチＳ１およびＳ２の共通のスイッチング周期の様々な区分における回路図４００の位相段を示している。図６は、本発明の一実施形態における、図５Ａ～図５Ｉのスイッチング周期中の様々な電力段の主要な波形を示している。図６では、スイッチＳ１及びＳ２のゲート信号がそれぞれＳ１、Ｓ２というラベル付けがされている。同様に、定数Ｌ１とＬ２も、それぞれ昇圧インダクタＬ１とＬ２のインダクタンス値を表している。ＶＳ１、ＶＳ２、ＶＬＣは、それぞれ第１スイッチＳ１、第２スイッチＳ２、結合インダクタＬＣの電圧を表している。ｉＳ１とｉＳ２は、それぞれ第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２を流れる電流を表している。
【0022】
図６に示すように、スイッチＳ１とＳ２のゲート信号は重なり合わず、互いに実質的に１８０°オフセットしており、一方のスイッチが開いてから他方のスイッチが閉じるまでの間（例えば、時刻Ｔ１とＴ３の間）に短いデッドタイムがあることで、スイッチＳ１とＳ２の両方でＺＶＳを実現することができる。本発明のＰＦＣ ＤＣＭ昇圧整流器では、入出力電圧の範囲が変化してもＺＶＳを維持できるように、可変スイッチング周波数制御方式を採用している。このように、可変スイッチング周波数制御方式では、スイッチング周波数が低いほど負荷が高い、または入力電圧が低いことに対応し、スイッチング周波数が高いほど負荷が軽い、または入力電圧が高いことに対応している。本発明のＰＦＣ ＤＣＭ昇圧整流器は、不必要な高周波動作を避けるために、非常に軽い負荷やゼロ負荷では、制御されたバーストモードやパルススキップモードで動作してもよい。
【0023】
図５Ａおよび図６に示すように、時刻Ｔ０とＴ１の間の期間、スイッチＳ２が開いている間、および閉じたスイッチＳ１が時刻Ｔ１で開く直前に、昇圧インダクタＬ１のインダクタ電流ｉＬ１は、ＶＡＮ／Ｌ１で実質的に与えられる速度でスイッチＳ１を通って流れ、時刻Ｔ１でピーク値ＩＬ１ｐｋに達し、式１のように近似される。ここでＶＡＮは入力フィルタコンデンサＣ１の両端の相電圧、ＴＳは共通のスイッチング周期である。時刻Ｔ１でスイッチＳ１が開き、時刻Ｔ２でスイッチＳ２が閉じるまでのデッドタイムは、スイッチング周期ＴＳに比べて短いため、式１はＴ１とＴ２の間の時間を考慮していない。時刻Ｔ０とＴ１の間、リークインダクタンスＬＬＫ１に起因する出力電流ｉＯ１は式２で表される速度で減少し、リークインダクタンスＬＬＫ２に起因する出力電流ｉＯ２は式３で表される速度で増加する。ここで、ＶＣＲはフライングコンデンサＣＲの両端の電圧である。磁化インダクタンスＬＭに印加される磁化電流ｉＭは、出力電流ｉＯ１とｉＯ２の差で与えられる。この実施形態では、磁化インダクタＬＭは十分に大きいので、結合インダクタＬＣのリップル電流は、ＰＦＣ ＤＣＭの動作に有意な方法で影響を及ぼさない。
【0024】
【数1】
【0025】
図４に示すように、結合インダクタＬＣの２つの巻線は、出力電流ｉＯ１とｉＯ２のそれぞれの差動電流による磁束を相殺するので、磁化インダクタンスＬＭはコアの小さなギャップで飽和することなく供給される。
【0026】
図５Ｂは、本発明の一実施形態における、スイッチＳ１およびＳ２のスイッチング周期の時刻Ｔ１およびＴ２の間における回路図４００の位相段を示している。時刻Ｔ１にスイッチＳ１が開くと、昇圧インダクタＬ１のインダクタ電流ｉＬ１がスイッチＳ１の出力容量ＣＯＳＳ１を充電し始める。スイッチＳ１とＳ２の両端の電圧の和がフライングコンデンサＣＲの電圧ＶＣＲに拘束されるため、スイッチＳ１とＳ２の出力容量ＣＯＳＳ１とＣＯＳＳ２は、それぞれほぼ同じ速度で充放電する。時刻Ｔ２で、スイッチＳ２の出力容量ＣＯＳＳ２が完全に放電されるので、スイッチＳ２の反平行ダイオードが導通し始める。
【0027】
図５Ｃは、本発明の一実施形態における、スイッチＳ１およびＳ２のスイッチング周期の時刻Ｔ２およびＴ３の間における回路図４００の位相段を示している。図６に示すように、時刻Ｔ２で、スイッチＳ２のボディダイオードが順方向バイアスされると、インダクタ電流ｉＬ２は直線的に大きさが増し始める。時刻Ｔ３では、スイッチＳ２がＺＶＳで閉じ、スイッチＳ２にはインダクタ電流ｉＬ２が流れ始める。
【0028】
図５Ｄは、本発明の一実施形態における、スイッチＳ１およびＳ２のスイッチング周期の時刻Ｔ３およびＴ４の間における回路図４００の位相段を示している。スイッチＳ２には、インダクタ電流ｉＬ２が流れ続ける。昇圧インダクタＬ１の電流ｉＬ１は、時刻Ｔ４でゼロに減少する。
【0029】
ＤＣＭ動作を維持するために、時刻Ｔ３とＴ４の期間は、スイッチング周期ＴＳの１／２以下に保たれており、その結果、インダクタ電流ｉＬ１は、下降するよりも遅い速度で上昇する。このスイッチング方式では、フライングコンデンサＣＲの両端の最低電圧ＶＣＲｍｉｎは、最低値ＶＯｍｉｎとなることから、式４で表される。ここで、ＶＡＮＰＫは、入力フィルタコンデンサＣ１の両端のピーク相電圧を表し、ＶＡＣ，ＲＭＳは入力電圧ＶＡＣの２乗平均平方根（ＲＭＳ）値である。時刻Ｔ２からＴ４の間は、インダクタ電流ｉＬ１とｉＬ２が逆方向に流れるため、スイッチＳ２を流れる平均電流は個々の電流よりも小さくなり、結果的に電力損失が減少する。
【0030】
【数2】
【0031】
図５Ｅは、本発明の一実施形態における、スイッチＳ１およびＳ２のスイッチング周期の時刻Ｔ４およびＴ５の間における回路図４００の位相段を示している。時刻Ｔ４とＴ５の間で、インダクタ電流ｉＬ２がスイッチＳ２を流れ続け、ＶＢＮ／Ｌ２の速度で増加し、時刻Ｔ５でピーク値ＩＬ２ｐｋに達し、それはおよそ式５で表される。ここで、ＶＢＮは、入力フィルタコンデンサＣ２の両端の相電圧である。式１と式５から、インダクタのインダクタンスＬ１とＬ２が実質的に等しい場合、インダクタ電流ｉＬ１とｉＬ２のピーク値は、それぞれ対応する相電圧に比例することがわかる。
【0032】
【数3】
【0033】
図５Ｆは、本発明の一実施形態における、スイッチＳ１およびＳ２のスイッチング周期の時刻Ｔ５およびＴ６の間における回路図４００の位相段を示している。時刻Ｔ５で、スイッチＳ２が開くので、インダクタ電流ｉＬ２がスイッチＳ２の出力容量ＣＯＳＳ２の充電と、スイッチＳ１の出力容量ＣＯＳＳ１の放電が開始される。
【0034】
図５Ｇは、本発明の一実施形態における、スイッチＳ１およびＳ２のスイッチング周期の時刻Ｔ６およびＴ７の間における回路図４００の位相段を示している。時刻Ｔ６で、スイッチＳ１の出力容量ＣＯＳＳ１が完全に放電され、その反平行ダイオードが導通し始める。それと同時に、スイッチＳ１がＺＶＳで閉じることがある。図６に示すように、時刻Ｔ７でスイッチＳ１が閉じる。
【0035】
図５Ｈは、本発明の一実施形態における、スイッチＳ１およびＳ２のスイッチング周期の時刻Ｔ７およびＴ８の間における回路図４００の位相段を示している。スイッチＳ１が閉じると、増加しているインダクタ電流ｉＬ１が、インダクタ電流ｉＬ２と逆方向にスイッチＳ１を流れ、インダクタ電流ｉＬ１とｉＬ２の差に実質的に等しい電流がスイッチＳ１を流れる。
【0036】
図５Ｉは、本発明の一実施形態における、スイッチＳ１およびＳ２のスイッチング周期の時刻Ｔ８およびＴ９の間における回路図４００の位相段を示している。時刻Ｔ８で、インダクタ電流ｉＬ２はゼロになる。新たなスイッチング周期は、スイッチＳ１が開く時刻Ｔ９に開始される。
【0037】
図６に示すように、スイッチＳ１またはＳ２が閉じると、それに伴う相電圧が、フルブリッジ整流器の導通ダイオードを介して、接続された昇圧インダクタＬ１またはＬ２に印加される。逆に、スイッチＳ１またはＳ２が開くと、フライングコンデンサＣＲにかかる電圧ＶＣＲよりも低い相電圧が、接続されている昇圧インダクタＬ１またはＬ２に印加され、その昇圧インダクタに流れる電流ｉＬ１またはｉＬ２がゼロになるまで、その相電圧が維持される。したがって、スイッチング周期ＴＳでの平均インダクタ電流＜ＩＡＶＧ＞ＴＳは、式６で与えられる。ここで、Ｌは昇圧インダクタＬ１とＬ２の実質的に等しいインダクタンスで、ωはライン電圧の角周波数である。ＰＦＣを実現するためには、スイッチング周期ＴＳが２ＶＣＲ－ＶＡＣ，ＲＭＳｓｉｎωｔ、または、式７に比例することが好ましい。ここでＫは定数である。このようなスイッチング周波数では、式６は、式８になる。
【0038】
【数4】
【0039】
スイッチング周期ＴＳにおけるインダクタンスＬと、フライングコンデンサＣＲの両端にかかる電圧ＶＣＲは、ともに実質的に一定であるため、平均インダクタ電流＜ＩＡＶＧ＞ＴＳは、入力電圧に比例する（式９）。
【0040】
【数5】
【0041】
図３に戻ると、加算器３６３からの出力信号は、実質的に式７の非線形補償項２ＶＣＲ－ＶＡＣ，ＲＭＳｓｉｎωｔである。そのため、スイッチＳ１およびＳ２のゲート信号は、式７の非線形補償項２ＶＣＲ－ＶＡＣ，ＲＭＳｓｉｎωｔに比例したスイッチング周期ＴＳを持つ。これにより、ＰＦＣ ＤＣＭ昇圧整流器３００は、能動電流成形制御方式がなくても、自動的にＰＦＣを実現する。
【0042】
図７は、非線形補償信号が適用されていない場合（すなわち、乗算器３６４で非線形補償項２ＶＣＲ－ＶＡＣ，ＲＭＳｓｉｎωｔを１に設定する場合）の、入力ライン電圧ＶＡＣの正の半周期にわたる、（ｉ）ＰＦＣ ＤＣＭ昇圧整流器３００のピーク入力電流７０１および平均入力電流７０２、ならびに（ｉｉ）対応するスイッチング周波数ｆＳを示している。スイッチング周波数ｆＳは１／ＴＳに等しい。
【0043】
図８は、本発明の一実施形態における、非線形補償信号を適用した場合（すなわち、乗算器３６４で信号Ｇに非線形補償項２ＶＣＲ－ＶＡＣ，ＲＭＳｓｉｎωｔを乗算する場合）の、入力ライン電圧ＶＡＣの正の半周期にわたる、（ｉ）ＰＦＣ ＤＣＭ昇圧整流器３００のピーク入力電流７０３および平均入力電流７０４、ならびに（ｉｉ）対応するスイッチング周波数ｆＳを示している。図８に示すように、スイッチング周波数ｆＳは、式７の非線形補償項に応じて、入力電圧ＶＡＣと出力電圧ＶＯによって変化する。
【0044】
本発明の範囲内であれば、多くの変形や変更が可能である。例えば、図９は本発明のＰＦＣ ＤＣＭ昇圧整流器９００を示しているが、図３のＰＦＣ ＤＣＭ昇圧整流器３００との違いは、直列接続されたスイッチＳ１およびＳ２との間のコモンノードＮと、直列接続された出力フィルタコンデンサＣＯ１およびＣＯ２との間のコモンノードとの間にブロッキングコンデンサＣＢを有する点である。本実施形態では、出力段３２０の直列接続された出力フィルタコンデンサＣＯ１及びＣＯ２との間のコモン端子と、スイッチングコンバータ段３１０の直列接続されたスイッチＳ１及びＳ２との間のコモン端子が、ブロッキングコンデンサＣＢで接続されている。ブロッキングコンデンサＣＢは、コモンノードＮと、出力フィルタコンデンサＣＯ１及びＣＯ２との間のコモンノードを流れる低周波電流を大幅に減衰させる。ブロッキングコンデンサＣＢは、出力フィルタコンデンサＣＯ１およびＣＯ２のそれぞれよりも相対的にはるかに小さい容量を持つことができる。
【0045】
図１０は、本発明のＰＦＣ ＤＣＭ昇圧整流器１０００を示しているが、図３のＰＦＣ ＤＣＭ昇圧整流器３００との違いは、昇圧インダクタＬ１及びＬ２がダイオードＤ１～Ｄ４のフルブリッジ整流器の下流にある点である。
【0046】
図１１は、本発明の一実施形態における、その絶縁された出力段にＴＲを有するＰＦＣ ＤＣＭ昇圧整流器１１００を示している。図１１に示すように、トランスＴＲは、スイッチングコンバータ段の第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２との間のコモン端子に接続されたセンタータップ付きの１次巻線を含む。ＰＦＣ ＤＣＭ昇圧整流器１１００は、図３のＰＦＣ ＤＣＭ昇圧整流器３００の結合インダクタＬＣを、１次巻線と２次巻線のそれぞれに仮想グランドを設けるようにセンタータップされたＴＲに置き換えたものである。ブロッキングコンデンサＣＢ１、ＣＢ２は、１次巻線の各端子とスイッチングコンバータ段の相端子を接続する。整流器ＤＯ１とＤＯ２は、仮想グランドを設けるようにセンタータップされたトランスＴＲの２次巻線と直列接続される。本実施形態の出力段は、更に出力ＬＣフィルタを含んでいてもよく、この出力ＬＣフィルタは、図１１に示すように、整流器ＤＯ１およびＤＯ２と出力抵抗負荷Ｒとの間に結合された、出力インダクタＬＯおよび出力コンデンサＣＯを含んでいてもよい。
【0047】
図１２は、本発明の一実施形態における、フルブリッジ構成のスイッチＳ１～Ｓ４によって動作するＰＦＣ ＤＣＭ昇圧整流器１２００を示している。ＰＦＣ ＤＣＭ昇圧整流器１２００では、絶縁トランスＴＲの１次巻線とブロッキングコンデンサＣＢを含む直列回路が、スイッチＳ１とＳ２との間のコモンノードと、スイッチＳ３とＳ４との間のコモンノードをそれぞれ接続している。図３のＰＦＣ ＤＣＭ昇圧整流器３００と比較して、スイッチＳ３、Ｓ４を追加してスイッチＳ１、Ｓ２とフルブリッジ構成にすることで、より高い電力変換を実現している。
【0048】
図１３は、本発明の一実施形態における、共振インダクタＬＲと共振コンデンサＣＲ１、ＣＲ２を備えたハーフブリッジの共振型回路において、スイッチＳ１、Ｓ２によって動作するＰＦＣ ＤＣＭ昇圧整流器１３００を示している。ＰＦＣ ＤＣＭ昇圧整流器１３００では，絶縁トランスＴＲの１次巻線が、コモンノードＮとスイッチングコンバータ段の各相端子との間にＬＣ回路を形成するように、コモンノードＮと直列接続された共振コンデンサＣＲ１，ＣＲ２との間のコモンノードとの間で、インダクタＬＲと直列接続されている。本実施形態において、共振型回路によってスイッチングコンバータ段の相端子に接続される１次巻線を持つトランスＴＲはデカップリング段を形成する。一般に、このような共振型回路は、１つまたは複数の共振インダクタと１つまたは複数の共振コンデンサを含むことができる。この共振型回路は，図１３に示すように、スイッチングコンバータ段の相端子、直列接続された共振コンデンサＣＲ１とＣＲ２のコモン端子、およびトランスＴＲの１次巻線に接続された直列接続の共振コンデンサＣＲ１とＣＲ２を含む。したがって、図１３の例に示すように、トランスＴＲは、その１次巻線が共振型回路を介して相端子に接続されており、この回路は、１つ以上の共振インダクタと１つ以上の共振コンデンサを含んでいてもよい。
【0049】
図１４は、本発明の一実施形態における、共振インダクタＬＲと共振コンデンサＣＲを備えたフルブリッジの共振型回路において、スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４によって動作するＰＦＣ ＤＣＭ昇圧整流器１４００を示している。ＰＦＣ ＤＣＭ昇圧整流器１４００では、絶縁トランスＴＲの１次巻線が、コモンノードＮとスイッチングコンバータ段の各相端子との間にＬＣ回路を形成するように、絶縁トランスＴＲの１次巻線が，コモンノードＮと直列接続されたスイッチＳ３，Ｓ４との間のコモンノードとの間で，インダクタＬＲおよび共振コンデンサＣＲと直列接続されている。
【0050】
本発明のＰＦＣ ＤＣＭ整流整流器は、直列、並列、ＬＬＣ、ＬＣＣまたはＬＬＣＣ共振回路として、または任意の適切な組み合わせであるかどうかにかかわらず、任意の共振型タンク回路で動作することができる。
【0051】
したがって、この詳細な説明によれば、本発明の昇圧整流器は、非線形補償項を組み込んだフィードフォワード信号を出力電圧フィードバック制御信号に組み込むことにより、ゼロ電圧スイッチング、５％以下の入力電流全高調波歪，および調整されたスイッチング周波数を実現することができる。広帯域で能動電流成形制御方式を追加することなく、低ＴＨＤが実現できるため、ＨＰＦの効率化が図られる。少なくとも１つの実施形態では、非線形補償項は、入力電圧と出力電圧の両方から得られる。さらに、本開示のＰＦＣ ＤＣＭ昇圧整流器は、コモンモードノイズが低減されている。
【0052】
上記詳細な説明は、本発明の特定の実施形態を説明するために提供されるものであり、限定することを意図していない。本発明は、添付の特許請求の範囲に記載されている。
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5A】
【図5B】
【図5C】
【図5D】
【図5E】
【図5F】
【図5G】
【図5H】
【図5I】
【図6】
【図7】
【図8】
【図9】
【図10】
【図11】
【図12】
【図13】
【図14】
【外国語明細書】