特開 2022-55731 電力変換装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2022055731

(43)【公開日】2022-04-08

(54)【発明の名称】電力変換装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/48 20070101AFI20220401BHJP

【ＦＩ】

H02M7/48 E

【審査請求】未請求

【請求項の数】9

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2020163316

(22)【出願日】2020-09-29

(71)【出願人】

【識別番号】709004846

【氏名又は名称】阿部 力也

(74)【代理人】

【識別番号】110002343

【氏名又は名称】特許業務法人 東和国際特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】阿部 力也

【テーマコード（参考）】

5H770

【Ｆターム（参考）】

5H770AA01

5H770DA05

5H770DA12

5H770DA13

5H770DA22

5H770DA30

5H770DA44

5H770EA01

(57)【要約】

【課題】スイッチング回路とトランスを用いることによって、コイルの電流利用率が高い、直流と交流の双方向の変換を行う新たな方式の電力変換装置を提供する。
【解決手段】電力変換装置としてのインバータ装置１０１は、スイッチング回路４０と、トランス３０を備える。トランス３０は、例えば、９個のスロットおよび隣接する２つのスロットに収納された９個の一次側コイルＡ～Ｉを備えた一次側コア１１と、９個の突極Ｐ１～Ｐ９と磁気結合し、二次側コイル２２が卷回された３個の突極Ｐｕ～Ｐｗを備えた二次側コア２１とを備えている。一次側コイルＡ～Ｉの口出線は順次直列接続されて一つの閉回路を形成し、９個のハーフブリッジの接続点に接続されている。制御回路５０が、スイッチング回路４０の各トランジスタのオン・オフを切り換えることにより、二次側コイル２２に交流電圧を発生させる。コンバータ装置として駆動することもできる。
【選択図】図２

【特許請求の範囲】

【請求項1】

直流と交流の双方向の変換を行う電力変換装置であって、
スイッチング回路と、
トランスを備え、
前記スイッチング回路は、直流側のプラス側ラインに接続された上アームのスイッチング素子と前記直流側のマイナス側ラインに接続された下アームのスイッチング素子からなるｎ（ｎは４以上の整数）個のハーフブリッジを有し、
前記トランスは、前記ハーフブリッジの前記上アームと前記下アームの２個の前記スイッチング素子の接続点間に接続されたｎ個の第１のコイルと、該第１のコイルのそれぞれと絶縁されて、ｎ個の前記第１のコイルの内の複数の前記第１のコイルと磁気的に結合するｍ個（ｍは１以上の整数）の第２のコイルを有し、
ｎ個の前記第１のコイルが直列接続されて閉回路を形成し、
前記第２のコイルが交流側のラインに接続されていることを特徴とする、
電力変換装置。

【請求項2】

制御回路をさらに備え、
該制御回路は、一の前記ハーフブリッジの前記上アームの前記スイッチング素子と他の前記ハーフブリッジの前記下アームの前記スイッチング素子を導通させるとともに、他の前記スイッチング素子が非導通となるように、前記スイッチング素子の導通・非導通を所定の周期で切り換えることを特徴とする、請求項１に記載の電力変換装置。

【請求項3】

前記制御回路が、導通状態から非導通状態に切り換える前記スイッチング素子に対しては、パルス幅が漸減するゲート信号を、次に非導通状態から導通状態に切り換える前記スイッチング素子に対しては、パルス幅が漸増するゲート信号を、同時に出力することを特徴とする、請求項２に記載の電力変換装置。

【請求項4】

ｎ個の前記１のコイルにそれぞれコンデンサが並列接続されていることを特徴とする、請求項１から３のいずれか１に記載の電力変換装置。

【請求項5】

前記トランスが、第１共通磁路から突出してそれぞれ前記第１のコイルが卷回されたｎ個の第１磁路を備えた第１のコアと、第２共通磁路から突出して前記第１磁路と磁気結合しそれぞれ前記第２のコイルが卷回された第２磁路を備えた第２のコアとを有することを特徴とする、請求項１から４のいずれか１に記載の電力変換装置。

【請求項6】

各前記第２磁路に対して、複数かつ同数の前記第１磁路が磁気結合していることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。

【請求項7】

前記第１共通磁路と前記第２共通磁路のいずれかが環状に形成され、前記第１磁路と前記第２磁路とが径方向に位置していることを特徴とする、請求項５または６に記載の電力変換装置。

【請求項8】

前記第１共通磁路と前記第２共通磁路とが環状に形成され、前記第１磁路と前記第２磁路とが軸方向に位置していることを特徴とする、請求項５または６に記載の電力変換装置。

【請求項9】

前記トランスが、それぞれ前記第１のコイルを卷回したｎ個のサブトランスからなり、該サブトランスのそれぞれに第２のサブコイルが卷回され、前記第２のコイルが、直列接続された複数の前記第２のサブコイルからなることを特徴とする、請求項１から４のいずれか１に記載の電力変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、電力変換装置に関し、詳しくは、直流と交流の双方向の変換を行う電力変換装置に関する。

【背景技術】

【0002】

電力変換装置として、例えば、インバータは交流出力電圧の周波数を可変制御できることから、電動機を含む各種のアクチュエータの速度制御に用いられている。電圧形インバータでは、トランジスタやサイリスタなどの半導体スイッチング素子を用いて直流をスイッチングし、方形波の交流電圧を得ている。三相交流電圧を出力する場合、三相ブリッジ回路を１２０度通電駆動あるいは１８０度通電駆動と呼ばれる通電角制御による駆動が行われる。

【0003】

例えば、１２０度通電駆動では、三相ブリッジ回路のすべての相のトランジスタを１２０度の期間オン状態にし、６０度の期間オフ状態にすることを繰り返している。また、１８０度通電駆動では、各トランジスタを１８０度間隔でオン状態とオフ状態を繰り返している。そして、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相に接続されたトランジスタのスイッチングのタイミングを、それぞれ電気角で１２０度位相をずらすことによってＵ，Ｖ，Ｗの各相に位相のずれた電流を供給している。

【0004】

また、出力をなるべく正弦波に近い電圧（または電流）とするために、例えば、特許文献１に開示されているように、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御によってスイッチング素子をスイッチングすることが行われている。ＰＷＭ制御では、変調波の周波数が高いほどより正弦波に近い出力が得られる。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0005】

【特許文献1】特開昭６１－１０９６７号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

このため、各コイルに流れる電流は、例えば、最も一般的な１２０度通電駆動では、ゼロとなる期間があり、コイルに流す電流の利用率が直流を連続的に流す場合に比べて、３分の２程度に低くなるという問題がある。また、正弦波駆動を行う場合も、コイルに流れる電流は正弦波状に増減するため、コイルに流せる電流の利用率は、π分の２程度に低くなる。

【0007】

本発明は、これらの実情に鑑みてなされたものであり、多数のスイッチング素子とトランスを用い、コイルに直流を連続的に流すことによって、コイルの電流利用率が高い、直流と交流の双方向の変換を行う新たな方式の電力変換装置を提供することをその目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0008】

上記課題を解決するために、本発明の第１の技術手段は、直流と交流の双方向の変換を行う電力変換装置であって、スイッチング回路と、トランスを備え、前記スイッチング回路は、直流側のプラス側ラインに接続された上アームのスイッチング素子と前記直流側のマイナス側ラインに接続された下アームのスイッチング素子からなるｎ（ｎは４以上の整数）個のハーフブリッジを有し、前記トランスは、前記ハーフブリッジの前記上アームと前記下アームの２個の前記スイッチング素子の接続点間に接続されたｎ個の第１のコイルと、該第１のコイルのそれぞれと絶縁されて、ｎ個の前記第１のコイルの内の複数の前記第１のコイルと磁気的に結合するｍ個（ｍは１以上の整数）の第２のコイルを有し、ｎ個の前記第１のコイルが直列接続されて閉回路を形成し、前記第２のコイルが交流側のラインに接続されていることを特徴とするものである。

【0009】

第２の技術手段は、第１の技術手段において、制御回路をさらに備え、該制御回路は、一の前記ハーフブリッジの前記上アームの前記スイッチング素子と他の前記ハーフブリッジの前記下アームの前記スイッチング素子を導通させるとともに、他の前記スイッチング素子が非導通となるように、前記スイッチング素子の導通・非導通を所定の周期で切り換えることを特徴とするものである。

【0010】

第３の技術手段は、第２の技術手段において、前記制御回路が、導通状態から非導通状態に切り換える前記スイッチング素子に対しては、パルス幅が漸減するゲート信号を、次に非導通状態から導通状態に切り換える前記スイッチング素子に対しては、パルス幅が漸増するゲート信号を同時に出力することを特徴とするものである。

【0011】

第４の技術手段は、第１から第３のいずれか１の技術手段において、ｎ個の前記１のコイルにそれぞれコンデンサが並列接続されていることを特徴とするものである。

【0012】

第５の技術手段は、第１から第４のいずれか１の技術手段において、前記トランスが、第１共通磁路から突出してそれぞれ前記第１のコイルが卷回されたｎ個の第１磁路を備えた第１のコアと、第２共通磁路から突出して前記第１磁路と磁気結合しそれぞれ前記第２のコイルが卷回された第２磁路を備えた第２のコアとを有することを特徴とするものである。

【0013】

第６の技術手段は、第５の技術手段において、各前記第２磁路に対して、複数かつ同数の前記第１磁路が磁気結合していることを特徴とするものである。

【0014】

第７の技術手段は、第５または第６の技術手段において、前記第１共通磁路と前記第２共通磁路のいずれかが環状に形成され、前記第１磁路と前記第２磁路とが径方向に位置していることを特徴とするものである。

【0015】

第８の技術手段は、第５または第６の技術手段において、前記第１共通磁路と前記第２共通磁路とが環状に形成され、前記第１磁路と前記第２磁路とが軸方向に位置していることを特徴とするものである。

【0016】

第９の技術手段は、第１から第４のいずれか１の技術手段において、前記トランスが、それぞれ前記第１のコイルを卷回したｎ個のサブトランスからなり、該サブトランスのそれぞれに第２のサブコイルが卷回され、前記第２のコイルが、直列接続された複数の前記第２のサブコイルからなることを特徴とするものである。

【発明の効果】

【0017】

本発明によれば、複数のスイッチング素子とトランスを用いることによって、コイルの電流利用率が高い、直流と交流の双方向の変換を行う新たな方式の電力変換装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【0018】

【図1】本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置（インバータ装置）の概略を示す図である。

【図2】図１に示すインバータ装置の等価回路を示す図である。

【図3】図１あるいは図１０に示すインバータ装置、図１１に示すコンバータ装置のスイッチング素子のオン・オフ状態の遷移を示す図である。

【図4】図１に示すンバータ装置の一次側コイルに流れる電流と、二次側ユニットを削除した際に、各突極に現れる極性を示す図である。

【図5】図１に示すインバータ装置において、二次側ユニットを削除した際に、一次側コアの各突極に現れる極性の遷移を示す図である。

【図6】図１に示すインバータ装置の一次側ユニットを回転磁石に置き替えたモデルを示す図である。

【図7】図６に示す二次側ユニットの各コイルに発生する電圧を示す図である。

【図8】本発明の第２の実施形態に係る電力変換装置（インバータ装置）のトランスの概略を示す図である。

【図9】本発明の第３の実施形態に係る電力変換装置（インバータ装置）の概略を示す図である。

【図10】本発明の第４の実施形態に係る電力変換装置（インバータ装置）の制御回路を除く等価回路を示す図である。

【図11】本発明の第５の実施形態に係る電力変換装置（コンバータ装置）の制御回路を除く等価回路を示す図である。

【図12】本発明の第６の実施形態に係る電力変換装置（インバータ装置）の制御回路を除く等価回路を示す図である。

【図13】本発明の電力変換装置における、スイッチング素子へのゲート信号について説明するための図である。

【発明を実施するための形態】

【0019】

以下、図面を参照しながら、本発明の電力変換装置に係る好適な実施形態として、まず、直流を交流に変換するインバータ装置について説明し、その後、交流を直流に変換するコンバータ装置について説明する。以下の説明において、異なる図面においても同じ符号を付した構成は同様のものであるとして、その説明を省略する場合がある。なお、本発明はこれらの実施形態での例示に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された事項の範囲内および均等の範囲内におけるすべての変更を含む。

【0020】

［第１の実施形態］
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電力変換装置（インバータ装置）の概略を示す図であり、図２は、図１に示すインバータ装置の等価回路を示す図である。本実施形態のインバータ装置１０１は、図１に示すように、一次側ユニット１０と二次側ユニット２０からなるトランス３０と、スイッチング回路４０を備えている。スイッチング回路４０には直流電源６０が接続される。また、インバータ装置１０１は、スイッチング回路４０をスイッチング動作させるためのゲート信号を出力する制御回路５０を備えている。

【0021】

本実施形態のインバータ装置１０１は、直流電源６０から三相交流を得るためのインバータである。トランス３０の一次側ユニット１０は、環状のコアの内側にｎ（ｎは４以上の整数であり、本実施形態ではｎ＝９）個のスロット（溝）をほぼ等間隔に形成した電磁鋼板を複数枚積層した一次側コア１１と、一次側コア１１の各スロットに収納した９個のコイル（一次側コイル）Ａ～Ｉからなる一次側コイル１２を備えている。本発明の電力変換装置をインバータ装置として機能させる場合、一次側コア１１が本発明の第１のコアに相当し、一次側コイルＡ～Ｉが本発明の第１のコイルに相当する。

【0022】

また、二次側ユニット２０は、中心部分からｍ（ｍは２以上の整数であり、本実施形態ではｍ＝３）個の二次側の突極Ｐｕ～Ｐｗをほぼ等間隔に形成した電磁鋼板を複数枚積層した二次側コア２１と、３個の突極Ｐｕ～Ｐｗのそれぞれに卷回した二次側コイル２２ｕ～２２ｗからなる二次側コイル２２とを備えている。一次側コア１１と二次側コア２１とは一体に形成されていてもよく、また、別体に形成されていてもよい。図１に示す破線は、一次側コア１１と二次側コア２１との境界を示している。本発明の電力変換装置をインバータ装置として機能させる場合、二次側コア２１が本発明の第２のコアに相当し、二次側コイル２２が本発明の第２のコイルに相当する。

【0023】

本実施形態で用いるトランス３０は、一次側ユニット１０の一次側コア１１の周辺部の共通磁路となる部分を環状に形成し、一次側コア１１の内側に二次側ユニット２０を配置した構造となっているが、二次側ユニット２０の二次側コア２１を環状に形成し、二次側コア２１の内側に一次側ユニット１０を配置してもよい。いずれの場合も、一次側コア１１の突極Ｐ１～Ｐ９と二次側コア２１の突極Ｐｕ～Ｐｗとは、径方向に位置することになる。

【0024】

一次側コア１１は、９個のスロットによって形成された９個の突極Ｐ１～Ｐ９を有している。なお、一次側コア１１の突極Ｐ１～Ｐ９は、本発明の第１磁路に相当する。また、一次側コア１１の突極Ｐ１～Ｐ９と二次側コア２１の突極Ｐｕ～Ｐｗは、１個の二次側の突極Ｐｕ～Ｐｗに対して隣接する３個の一次側の突極Ｐ１～Ｐ９が接触あるいは一体に形成されることで磁気的に結合している。本実施形態のインバータ装置１０１は、三相交流を出力する装置であり、二次側コイル２２ｕ～２２ｗは外部の三相負荷に接続される。なお、二次側の突極Ｐｕ～Ｐｗは、本発明の第２磁路に相当する。

【0025】

一次側コア１１と二次側コア２１のそれぞれに一次側コイルＡ～Ｉと二次側コイル２２ｕ～２２ｗを設け易くするために、一次側コア１１と二次側コア２１を適宜の箇所で別体の部分コアに分けて形成し、各部分コアの接続箇所の積層断面を櫛形とし、各部分コアの櫛形の端部を互いに重ねて一体構造化することで、部分コア間の磁気抵抗の増加を防ぐことができる。

【0026】

例えば、一次側コア１１は、第１部分コアとして、一次側コア１１の周辺部の環状部分と各突極Ｐ１～Ｐ９とを有する部分、第２部分コアとして、二次側コア２１の各突極Ｐｕ～Ｐｗの先端の円弧状部分、第３部分コアとして、二次側コア２１の中心部と各突極Ｐｕ～Ｐｗの二次側コイル２２ｕ～２２ｗを卷回したコイル卷回部分、の３つの部分コアに分けて形成する。そして、第１部分コアの各突極Ｐ１～Ｐ９の先端部分の積層鋼板の積層断面が櫛形となるように形成するとともに、第２部分コアには、それぞれ一次側コア１１の突極Ｐ１～Ｐ９に向けて突出する突出部分を形成し、この突出部分の積層断面が櫛形となるように形成する。そして、第１部分コアと第２部分コアの断面が櫛形の積層コアの櫛形端部を互いに重ねた接触部とすることによって両者を一体化する。第２の部分コアと第３の部分コアの接触部についても同様に、積層断面が櫛形となるように積層し両者を一体化する。

【0027】

各部分コアを一体化する前に、一次側コア１１の突極Ｐ１～Ｐ９および二次側コア２１の突極Ｐｕ～Ｐｗに、一次側コイルＡ～Ｉを卷回したボビンを装着するか、あるいは、一次側コイルＡ～Ｉを直接卷回しておく。そして、第１部分コアと第２部分コアとは、第１部分コアの内側から第２部分コアを径方向に押し付けることによって一体化を行い、第２部分コアと第３部分コアとは、第２部分コアに対して二次側コイル２２ｕ～２２ｗを設けた第３部分コアを周方向に回転させることによって一体化ができる。このように、各部分コアの境界付近の接触部では、それぞれの電磁鋼板の接触部の積層断面を櫛形となるように形成し、接触部で櫛形コアが噛み合うように一体化することによって、各部分コアの結合強度が増すとともに接触部での磁気抵抗の増加を抑えることができる。したがって、一次側コア１１と二次側コア２１を別体に形成する場合は、一次側コア１１と二次側コア２１の境界は、実際の接触部と一致しない。

【0028】

一次側コア１１の各スロットに収納した９個の一次側コイルＡ～Ｉは、隣接するスロット間にコイル収納された、いわゆる集中巻となっている。本明細書では、例えば、「一次側コイルＡ」は、２つの隣接するスロットに収納されたコイル辺Ａおよびコイル辺ａと、これらの２つのコイル辺Ａ，ａを接続するコイル端と、２本の口出線を有するものを意味し、「コイル辺Ａ」が、一次側コイルＡの２つのコイル辺の一方のコイル辺を示すものとする。

【0029】

一次側ユニット１０の９個の一次側コイルＡ～Ｉは、９個のスロットによって形成される９個の突極Ｐ１～Ｐ９のそれぞれに卷回されているともいえる。このように、本実施形態では、一次側コイルＡ～Ｉは、一次側コア１１に等間隔で設けられた９個のスロットに収納されているために、位相差２π／ｎ（ｎ＝９）を有して設けられている。しかし、これに限定される必要はなく、例えば、９個のスロットの周方向長さを異ならせることによって、一次側コア１１の突極Ｐ１～Ｐ９のそれぞれの間隔や幅が異なっていてもよい。

【0030】

なお、本実施形態では、一次側コイルＡ～Ｉのそれぞれは、９個のスロットの隣り合う２個のスロットに１個のコイルを巻く集中巻としているが、複数のスロットをまたいで１個のコイルを巻く分布巻としてもよい。分布巻を採用した場合、各突極Ｐ１～Ｐ９には全てのコイルの合成磁界による磁極が現れる。

【0031】

スイッチング回路４０は、プラス側ライン６１に接続された上アーム側(プラス電源側)の９個のトランジスタＴＡ１～ＴＩ１と、マイナス側ライン６２に接続された下アーム側（マイナス電源側）の９個のトランジスタＴＡ２～ＴＩ２とを備えており、上アームの９個のトランジスタＴＡ１～ＴＩ１と、下アームの９個のトランジスタＴＡ２～ＴＩ２とは、それぞれ対をなしてハーフブリッジＴＡ～ＴＩを構成している。各トランジスタＴＡ１～ＴＩ２は、それぞれフリーホイルダイオードを備えている。各トランジスタＴＡ１～ＴＩ２は本発明のスイッチング素子に相当する。

【0032】

本発明では、スイッチング素子であるトランジスタＴＡ１とＴＡ２からなるハーフブリッジをハーフブリッジＴＡと呼ぶ、他のハーフブリッジについても同様であり、例えば、第１スイッチング素子のトランジスタＴＨ１とＴＨ２からなるハーフブリッジをハーフブリッジＴＨと呼ぶ。また、本発明では、ハーフブリッジのプラス側ライン６１に接続され、負荷に電流を供給する側の回路を上アームと呼び、ハーフブリッジのマイナス側ライン６２に接続され、負荷からの電流をマイナス側ライン６２に引き込む回路を下アームと呼ぶ。

【0033】

そして、隣接する一次側コイルＡ～Ｉがそれぞれ直列接続されて、全体で一つの閉回路を形成している。具体的には、コイル辺ａとコイル辺Ｂ、コイル辺ｂとコイル辺Ｃ、・・・、コイル辺ｉとコイル辺Ａのそれぞれぞれの口出線が接続される。さらに、一次側コイルＡ～Ｉの各口出線の接続点は、図１または図２に示すように、スイッチング回路４０の９個のハーフブリッジＴＡ～ＴＩの上アームと下アームの２個のトランジスタの各接続点に接続されている。

【0034】

さらに、本実施形態では、図１、図２に示すように、一次側コイルＡ～ＩにそれぞれコンデンサＣａ～Ｃｉが並列接続されている。各コンデンサＣａ～Ｃｉは、各トランジスタのオン・オフ(導通・非導通)状態を切り換える際に、各一次側コイルＡ～Ｉに印加される急激な電圧の変化を緩和させるものである。

【0035】

本実施形態では、制御回路５０は、トランス３０から二次側ユニット２０を取り除いたと仮定した際に、一次側ユニット１０内にＮ極とＳ極の２極の磁極が現れるように、スイッチング回路４０のプラス側ライン６１に接続された上アーム側のトランジスタＴＡ１～ＴＩ１、および、マイナス側ライン６２に接続された下アーム側のトランジスタＴ１２～Ｔ３２のオン・オフ状態を切り換えている。これによって、各一次側コイルＡ～Ｉに流れる電流の方向が切り換わる。

【0036】

以下、本実施形態のインバータ装置の動作について説明するが、説明を簡単にするために、まず、トランス３０から二次側ユニット２０を取り除いたと仮定した際に、一次側コア１１内に回転磁界が発生することについて説明する。

【0037】

図３は、図１に示すインバータ装置のスイッチング素子のオン・オフ状態の遷移を示す図であり、図４は、図１に示すンバータ電源装置の一次側コイルに流れる電流と、二次側ユニットを削除した際に、各突極に現れる極性を示す図である。図３において、ｔ１からｔ１０は時刻を示しており、上から下にかけて時間が経過する。また、それぞれの時刻においてオン状態にあるトランジスタを太枠で囲みハッチングを施している。また、図４には、時刻ｔ１～ｔ３における一次側コイルに流れる電流と、各突極に現れる極性を示している。

【0038】

一次側ユニット１０内に、全体として、Ｎ極、Ｓ極の２個の磁極を形成する場合、一次側ユニット１０の磁極ピッチは１８０°となる。制御回路５０は、一次側ユニット１０の磁極ピッチ（１８０°）に略等しいコイルピッチ離れた２個のコイルの口出線の接続点にそれぞれ接続される２個のハーフブリッジの内、一方のハーフブリッジの上アームのトランジスタと他方のハーフブリッジの下アームのトランジスタをオン状態にし、他のトランジスタをオフ状態にする。例えば、一次側コイルＡに対して１８０°に略等しいコイルピッチ離れたコイルは、一次側コイルＥまたは一次側コイルＦとなる。

【0039】

図３の時刻ｔ１で示すように、上アームのトランジスタＴＡ１と下アームのトランジスタＴＥ２がオン状態にあるとき、図２に示す直流電源６０からの電流は、プラス側ライン６１、トランジスタＴＡ１を経由して、一次側コイルＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄの直列回路を流れる経路と一次側コイルＩ，Ｈ，Ｇ，Ｆ，Ｅの直列回路を流れる経路に分かれ、さらに、下アームのトランジスタＴＥ２、マイナス側ライン６２を経由して流れる。

【0040】

図４（Ａ）でコイルに付した矢印は、時刻ｔ１において各一次側コイルＡ～Ｉを流れる電流を示したものであり、各一次側コイルＡ～Ｉを流れる電流によって生じた磁束は、図４（Ａ）に示す一次側の突極Ｐ１～Ｐ９を流れる。そして、二次側ユニット２０を削除したと仮定すると、突極Ｐ１～Ｐ４はＳ極となり、突極Ｐ５～Ｐ９はＮ極となる。このため、一次側コア１１内に発生する磁界の方向は、図４（Ａ）の矢印Ｘで示すように、突極Ｐ７から突極Ｐ２と突極Ｐ３の中間位置に向かう方向となる。

【0041】

次に、図３の時刻ｔ２で示すように、下アームのトランジスタＴＥ２がオン状態からオフ状態になり、下アームのトランジスタＴＦ２がオフ状態からオン状態になると、図２に示す直流電源６０からの電流は、プラス側ライン６１、トランジスタＴＡ１を経由して、一次側コイルＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅの直列回路を流れる経路と一次側コイルＩ，Ｈ，Ｇ，Ｆの直列回路を流れる経路に分かれ、さらに、下アームのトランジスタＴＦ２、マイナス側ライン６２を経由して流れる。

【0042】

図４（Ｂ）でコイルに付した矢印は、時刻ｔ２において各一次側コイルＡ～Ｉを流れる電流を示したものであり、各一次側コイルＡ～Ｉを流れる電流によって生じた磁束によって、二次側ユニット２０を削除したと仮定すると、突極Ｐ１～Ｐ５はＳ極となり、突極Ｐ６～Ｐ９はＮ極となる。このため、一次側コア１１内に発生する磁界の方向は、図４（Ｂ）の矢印Ｘで示すように、突極Ｐ７と突極Ｐ８の中間位置から突極Ｐ３に向かう方向となる。

【0043】

さらに、図３の時刻ｔ３で示すように、上アームのトランジスタＴＡ１がオン状態からオフ状態になり、上アームのトランジスタＴＢ１がオフ状態からオン状態になると、図２に示す直流電源６０からの電流は、プラス側ライン６１、トランジスタＴＢ１を経由して、一次側コイルＢ，Ｃ，Ｄ，Ｅの直列回路を流れる経路と、一次側コイルＡ，Ｉ，Ｈ，Ｇ，Ｆの直列回路を流れる経路に分かれ、さらに、下アームのトランジスタＴＦ２、マイナス側ライン６２を経由して流れる。

【0044】

図４（Ｃ）でコイルに付した矢印は、時刻ｔ３において各一次側コイルＡ～Ｉを流れる電流を示したものであり、各一次側コイルＡ～Ｉを流れる電流によって生じた磁束によって、二次側ユニット２０を削除したと仮定すると、突極Ｐ２～Ｐ５はＳ極となり、突極Ｐ６～Ｐ１はＮ極となる。このため、一次側コア１１内に発生する磁界の方向は、図４（Ｃ）の矢印Ｘで示すように、突極Ｐ８から突極Ｐ３と突極Ｐ４の中間に向かう方向となる。

【0045】

このように、時刻ｔ１から時刻ｔ３において、一次側コア１１内に生じる磁束の方向は、４０°反時計方向に変化している。以降の動作についても同様であり、制御回路５０は、図３の遷移図に示すように、各スイッチング素子のオン・オフ状態を周期的に切り換えることによって、一次側コア１１内に回転磁界を発生させている。

【0046】

図５は、本実施形態のインバータ装置１０１において、二次側ユニット２０を削除した際に、一次側コア１１の各突極Ｐ１～Ｐ９に現れる極性の遷移を示す図である。図５に示す時刻ｔ１～ｔ１０は、図３に示す遷移図の時刻ｔ１～ｔ１０に対応しており、各突極Ｐ１～Ｐ９の極性が変化することで、一次側コア１１内に２極の回転磁界が生じることを示している。

【0047】

一次側ユニット１０と二次側ユニット２０とは互いに一体または接触して固定されているが、磁気的には、二次側ユニット２０の周囲を、一次側ユニット１０が疑似的に外転型の２極永久磁石回転子１５として回転しているモデルと同じと考えられる。図６は、図１に示すインバータ装置の一次側ユニット１０を回転磁石に置き替えたモデルを示す図であり、図７は、図６に示す二次側ユニットの各コイルに発生する電圧を示す図である。

【0048】

図６に示すように、本実施形態のインバータ装置１０１のトランス３０の一次側ユニット１０は、環状のヨーク１３内に、径方向に磁化されて、内周側がＮ極とＳ極の永久磁石１４を２個備えた２極永久磁石回転子１５として表される。２極永久磁石回転子１５が回転することによって、二次側コア２１の各突極Ｐｕ～Ｐｗを流れる磁束が変化する。これにより、二次側コイル２２ｕ～２２ｗに鎖交する磁束が変化し、二次側コイル２２ｕ～２２ｗには、それぞれ電圧ｅ_ｕ～ｅ_ｗの交流電圧が発生する。二次側ユニット２０の各二次側の突極Ｐｕ～Ｐｗは、本実施形態の場合、それぞれ１２０°の位相差を有しているため、二次側コイル２２ｕ～２２ｗからは、直流電源６０と絶縁された三相交流電圧が得られる。

【0049】

二次側コイル２２ｕ～２２ｗは、Ｙ（スター）結線あるいはΔ(デルタ)結線されて、二次側コイル２２ｕ～２２ｗに生じた三相交流電圧は三相交流負荷に供給される。なお、図７に示す電圧波形は、回転磁石が作る磁場が周方向で正弦波状に変化する理想的な場合に発生する電圧波形を示しており、本実施形態のインバータ装置１０１の二次側コイル２２ｕ～２２ｗから、正弦波電圧が得られるわけではない。インバータ装置１０１の出力電圧を正弦波状に変化させる方法については後述する。

【0050】

上記の説明では、本実施形態のインバータ装置の動作について、トランス３０から二次側ユニット２０を取り除いたモデルを用いて、二次側コイル２２ｕ～２２ｗに三相交流電圧が発生することを述べた。実際のインバータ装置では、スイッチング素子のオン・オフ状態を切り替えることによって、各一次側コイルＡ～Ｉに流れる電流の方向を変化させ、一次側コア１１の各突極Ｐ１～Ｐ９を通過する磁束の方向を変化させている。そして、一次側コア１１の各突極Ｐ１～Ｐ９を通過する磁束の方向を順次変化させることによって、一次側コア１１の各突極Ｐ１～Ｐ９と磁気的に結合した二次側コア２１の各突極Ｐｕ～Ｐｗを通過する磁束を変化させ、各突極Ｐｕ～Ｐｗに卷回した二次側コイル２２ｕ～２２ｗに鎖交する磁束を変化させている。

【0051】

例えば、二次側コア２１の突極Ｐｕに卷回した二次側コイル２２ｕに注目した場合、スイッチング素子であるトランジスタＴＡ１～ＴＩ２を、図３に示すオン・オフ状態になるようにスイッチングさせることによって、二次側コア２１の突極Ｐｕのコイル卷回部分を通過する磁束は次のようになる。

【0052】

まず、時刻ｔ１では、図１に示すトランジスタＴＡ１とトランジスタＴＥ２がオン状態にあるため、一次側コイルＡ～Ｃには同じ方向に電流が流れる。そして、一次側コイルＡ～Ｃに流れる電流によって、一次側コア１１の突極Ｐ１～Ｐ３には、全て径方向内側から径方向外側に向けた方向に磁束が通過する。このため、二次側コア２１の突極Ｐｕのコイル卷回部分には、径方向内側から径方向外側に向けた方向に磁束が通過する。この時の突極Ｐｕのコイル卷回部分を通過する磁束の大きさは、一次側コア１１の突極Ｐ１～Ｐ３を通過する磁束を加えたものになる。時刻ｔ２においても、二次側コア２１の突極Ｐｕのコイル卷回部分を通過する磁束は、時刻ｔ１の場合と同じである。

【0053】

次に、時刻ｔ３では、トランジスタＴＢ１とトランジスタＴＦ２がオン状態にあるため、一次側コイルＡに流れる電流の方向が逆転する。これにより、一次側コア１１の突極Ｐ２、Ｐ３を通過する磁束は、時刻ｔ１、ｔ２の場合と変わらないが、突極Ｐ１には、径方向外側から径方向内側に向けた方向に磁束が通過する。このように、突極Ｐ２，Ｐ３と突極Ｐ１を通過する磁束の方向が異なる。これにより、二次側コア２１の突極Ｐｕのコイル卷回部分には、依然として径方向内側から径方向外側に向けた方向に磁束が通過するが、この時の突極Ｐｕのコイル卷回部分を通過する磁束の大きさは、時刻ｔ１、ｔ２の場合よりも小さくなる。時刻ｔ４においても、二次側コア２１の突極Ｐｕのコイル卷回部分を通過する磁束は、時刻ｔ３の場合と同じである。

【0054】

次に、時刻ｔ５では、トランジスタＴＣ１とトランジスタＴＧ２がオン状態にあるため、一次側コイルＢに流れる電流の方向が逆転する。これにより、一次側コア１１の突極Ｐ３を通過する磁束は、時刻ｔ１～ｔ４の場合と変わらないが、突極Ｐ１，Ｐ２には、径方向外側から径方向内側に向けた方向に磁束が通過する。これにより、二次側コア２１の突極Ｐｕのコイル卷回部分を通過する磁束の方向が変わり、径方向外側から径方向内側に向けた方向に磁束が通過する。時刻ｔ６においても、二次側コア２１の突極Ｐｕのコイル卷回部分を通過する磁束は、時刻ｔ５の場合と同じである。

【0055】

次に、図３では図示していないが、時刻ｔ７において、トランジスタＴＤ１とトランジスタＴＨ２がオン状態にある。時刻ｔ７では、時刻ｔ６の状態に比べて、一次側コイルＣに流れる電流の方向が逆転する。これにより、図１に示す一次側コイルＡ～Ｃに流れる電流によって、一次側コア１１の突極Ｐ１～Ｐ３には、全て径方向外側から径方内外側に向けた方向に磁束が通過する。このため、二次側コア２１の突極Ｐｕのコイル卷回部分には、径方向外側から径方向内側に向けた方向に磁束が通過する。この時の突極Ｐｕのコイル卷回部分を通過する磁束の大きさは、一次側コア１１の突極Ｐ１～Ｐ３を通過する磁束を加えたものになり、時刻ｔ５、ｔ６における磁束よりも大きくなる。図３では図示していないがトランジスタＴＤ１とトランジスタＴＩ２がオン状態となる時刻ｔ８においても、二次側コア２１の突極Ｐｕのコイル卷回部分を通過する磁束は、時刻ｔ７の場合と同じである。

【0056】

以降、図３では図示していないが、トランジスタＴＦ１とトランジスタＴＡ２がオン状態となる時刻ｔ１１までは一次側コイルＡ～Ｃに流れる電流の方向は変化しないため、二次側コア２１の突極Ｐｕのコイル卷回部分を通過する磁束は、時刻ｔ７の場合と同じとなる。このように、二次側コア２１の突極Ｐｕのコイル卷回部分を流れる磁束は、スイッチング素子のオン・オフ状態を切り替えることにより、順次その方向と大きさが変化していく。これにより、二次側コイル２２ｕには交流電圧が発生する。

【0057】

二次側コイル２２ｕ～２２ｗに発生する交流電圧を正弦波に近づけるためには、二次側コイル２２ｕ～２２ｗに鎖交する磁束の変化を滑らかにする必要がある。このため、二次側コア２１の各突極Ｐｕ～Ｐｗに磁気的に結合する一次側コア１１の突極の数をある程度多くし、一次側コイル数を多くすることが望ましい。また、先述したように、一次側コイルＡ～ＩにそれぞれコンデンサＣａ～Ｃｉを並列接続することによって、各トランジスタのオン・オフ状態を切り換える際に、各一次側コイルＡ～Ｉに印加される急激な電圧の変化を緩和させ、一次側コイルＡ～Ｉのスイッチング時の電流変化を滑らかにすることによって、二次側コイル２２ｕ～２２ｗに鎖交する磁束の変化を滑らかにすることができる。

【0058】

以上、本実施形態のインバータ装置１０１について説明したが、トランス３０の一次側コイルＡ～Ｉおよび二次側コイル２２ｕ～２２ｗのインダクタンス成分によって、一次側コイルＡ～Ｉに流れる電流は急激に変化することがない。このため、交流出力電圧に含まれる高調波ノイズを抑えることができる。また、制御回路５０によって、スイッチングの切り替え速度(周期)を変更することにより、交流出力電圧の周波数を可変制御することができる。

【0059】

[第２の実施形態]
図８は、本発明の第２の実施形態に係るインバータ装置のトランスの概略を示す図である。本実施形態のインバータ装置１０２は、第１の実施形態において、トランス３０の代わりに、トランス３０’を用いたものであり、他の構成については、第１の実施形態と同様である。このため、トランス３０’以外の説明については省略する。

【0060】

第１の実施形態では、トランス３０の一次側コア１１の突極Ｐ１～Ｐ９と二次側コア２１の突極Ｐｕ～Ｐｗとが径方向に位置していたが、本実施形態で用いるトランス３０’は、一次側コア１１’の突極Ｐ１～Ｐ９と二次側コア２１’の突極Ｐｕ～Ｐｗとが軸方向に位置させている。

【0061】

図８に示すように、一次側ユニット１０’の一次側コア１１’は、軸方向に突出した突極Ｐ１～Ｐ９を備えており、巻鉄心(トロイダルコア)を用いて形成することができる。また、二次側ユニット２０’の二次側コア２１’も同様に巻鉄心から形成することができ、軸方向に突出した突極Ｐｕ～Ｐｗを備えている。一次側コア１１’と二次側コア２１’とは別体に作製され、それぞれ一次側コイルＡ～Ｉおよび二次側コイル２２ｕ～２２ｗを装着した後、一次側コア１１’の突極Ｐ１～Ｐ９と二次側コア２１’の突極Ｐｕ～Ｐｗとを突き合わせて固着することによって、磁気的に結合され一体化される。

【0062】

この場合、一次側コア１１’の突極Ｐ１～Ｐ９と二次側コア２１’の突極Ｐｕ～Ｐｗの接触部は、それぞれの積層方向の断面が櫛形となるように形成しておき、櫛形端部を互いに重ねて一体構造化することで、一次側コア１１’と二次側コア２１’間の磁気抵抗の増加を防ぐことが望ましい。第２の実施形態では、一次側コア１１’および二次側コア２１’への一次側コイルＡ～Ｉおよび二次側コイル２２ｕ～２２ｗの実装を簡単に行うことができる。

【0063】

［第３の実施形態］
図９は、本発明の第３の実施形態に係るインバータ装置の概略を示す図である。本実施形態のインバータ装置１０３は、一次側ユニット１０と二次側ユニット２０からなるトランス３０と、スイッチング回路４０を備えている。スイッチング回路４０には直流電源６０が接続される。また、インバータ装置１０３は、スイッチング回路４０をスイッチング動作させるための制御回路５０を備えている。

【0064】

本実施形態のインバータ装置１０３は、直流電源６０から単相交流を得るためのインバータである。トランス３０の一次側ユニット１０は、環状のコアの内側にｎ（ｎは４以上の整数であり、本実施形態ではｎ＝８）個のスロットをほぼ等間隔に形成した電磁鋼板を複数枚積層した一次側コア１１と、一次側コア１１の各スロットに収納した８個の一次側コイルＡ～Ｈからなる一次側コイル１２を備えている。

【0065】

また、二次側ユニット２０は、中央のコア部分から２個の円弧状の突極Ｐａ、Ｐｂを形成した電磁鋼板を複数枚積層した二次側コア２１と、中央のコア部分に卷回した二次側コイル２２を備えている。一次側コア１１と二次側コア２１とは一体に形成されていてもよく、また、別体に形成されていてもよい。図９に示す破線は、一次側コア１１’と二次側コア２１’との境界を示している。また、二次側コア２１’の突極Ｐａと一次側コア１１’の突極Ｐ１～Ｐ４とが磁気的に結合しており、二次側コア２１’の突極Ｐｂと一次側コア１１’の突極Ｐ５～Ｐ８とが磁気的に結合している。一次側コア１１’と二次側コア２１’とは、一体に形成されていてもよく、別体に形成されて一体化されていてもよい。

【0066】

隣接する一次側コイルＡ～Ｈはそれぞれ直列接続されて、全体で一つの閉回路を形成している。一次側コイルＡ～Ｉの各口出線の接続点は、図９に示すように、スイッチング回路４０の８個のハーフブリッジＴＡ～ＴＨの各接続点に接続されている。

【0067】

このように、本実施形態のインバータ装置１０２は、第１の実施形態のインバータ装置１０１に比べて、トランス３０’の構成やスイッチング回路４０のハーフブリッジの数が異なっているが、その動作については、第１の実施形態のインバータ装置１０１と同様である。すなわち、制御回路５０からのゲート信号よって、一のハーフブリッジの上アームのトランジスタＴＡ１～ＴＨ１の一つと、他のハーフブリッジの下アームのトランジスタＴＡ２～ＴＨ２の一つを順次オン状態にすることによって、一次側コイルＡ～Ｈを流れる電流の方向を切り換えている。

【0068】

具体的には、一のハーフブリッジの上アームのトランジスタと、一のハーフブリッジから４（８÷２）個離れたハーフブリッジの下アームのトランジスタをオン状態にし、他のトランジスタをオフ状態にする、これにより、一次側コア１１’の突極Ｐ１～Ｐ８を通過する磁束の方向が切り換わるとともに、二次側コア２１の突極Ｐａ，Ｐｂ間を通過する磁束の大きさと方向が変化し、二次側中央のコア部分に卷回した二次側コイル２２に単相の交流電圧が発生する。

【0069】

本実施形態では、磁気的なバランスをとるために、一次側コア１１’の突極Ｐ１～Ｐ８の数を偶数とし、二次側コア２１’の２つの突極Ｐａ，Ｐｂにそれぞれ磁気的に結合する一次側コア１１’の突極数を等しくしているが、これに限定されない。

【0070】

また、各実施形態では、一次側コア１１の外周部または一次側コア１１’の軸方向端部を円環状に形成したものを示したが、一次側コア１１の円環状の部分は、各突極Ｐ１～Ｐ９またはＰ１～Ｐ８の共通磁路になる部分であり、本発明の第１共通磁路に相当する。また、同様に、二次側コア２１の中心部分や二次側コア２１’の軸方向端部は、突極Ｐｕ～ＰｗまたはＰａ，Ｐｂの共通磁路となる部分であり、本発明の第２共通磁路に相当する。さらに、本発明において、環状は円環状のみを示すのではなく、閉ループを形成する形状を含む。

【0071】

[第４の実施形態]
図１０は、本発明の第４の実施形態に係る電力変換装置（インバータ装置）の制御回路を除く等価回路を示す図である。第４の実施形態に係るインバータ装置１０４は、直流－三相交流変換を行うインバータ装置を構成している。第１の実施形態では、一次側コア１１に複数の一次側コイルＡ～Ｉが設けられるとともに、二次側ユニット２０の二次側コア２１に複数の二次側コイル２２ｕ～２２ｖを設けていたが、本実施形態では、トランス１１０として９個のサブトランスＴ１～Ｔ９を備えており、複数の一次側コイルＡ１～Ｉ１のそれぞれが、９個のサブトランスＴ１～Ｔ９のそれぞれに卷回されている。また、９個のサブトランスＴ１～Ｔ９には、二次側サブコイルＡ２～Ｉ２が卷回されている。なお、図１０では制御回路を図示していないが、第１の実施形態と同様に、各スイッチング素子の導通・非導通を所定の周期で切り換える制御回路を有している。

【0072】

９個の一次側コイルＡ１～Ｉ１のそれぞれは順次直列接続されて、閉ループを形成している。また、二次側サブコイルＡ２～Ｉ２のうち、順次３個の二次側サブコイルが接続されて、３個の二次側コイル２２ｕ～２２ｗを形成している。すなわち、３個の二次側サブコイルＡ２～Ｃ２が直列接続されて二次側コイル２２ｕを構成しており、３個の二次側サブコイルＤ２～Ｆ２が直列接続されて二次側コイル２２ｖを構成しており、また、３個の二次側サブコイルＧ２～Ｉ２が直列接続されて二次側コイル２２ｗを構成している。本実施形態では、各二次側コイル２２ｕ～２２ｗはΔ(デルタ)結線されて、同じくΔ(デルタ)結線された三相負荷Ｌｕ～Ｌｗに接続されている。二次側サブコイルＡ２～Ｉ２は、本発明の第２のサブコイルに相当する。

【0073】

一次側コイルＡ１～Ｉ１と二次側サブコイルＡ２～Ｉ２のコイルの接続方向は、例えば、図１０に示す一次側コイルＡ１～Ｉ１のドットを付した方向から電流が流れ込んだ際に、二次側サブコイルＡ２～Ｉ２のドットを付した方向から二次側の電流が流れ出るように接続される。

【0074】

スイッチング回路４０は、９個のハーフブリッジＴＡ～ＴＩを構成する上アーム側の９個のトランジスタＴＡ１～ＴＩ１と、下アーム側の９個のトランジスタＴＡ２～ＴＩ２とを備えている。９個の一次側コイルＡ１～Ｉ１の口出し線は、それぞれ上アームのトランジスタＴＡ２～ＴＩ２と下アームのトランジスタＴＡ２～ＴＩ２の２個のトランジスタの接続点間に接続されており、個々の一次側コイルＡ～ＩにはそれぞれコンデンサＣａ～Ｃｉが並列接続されている。上アーム側の９個のトランジスタＴＡ１～ＴＩ１は共通のプラス側ライン６１に接続され、下アーム側の９個のトランジスタＴＡ２～ＴＩ２は共通のマイナス側ライン６２に接続されている。プラス側ライン６１とマイナス側ライン６２には、直流電源６０が接続される。

【0075】

図２に示す第１の実施形態のインバータ装置１０１と本実施形態のインバータ装置１０４とを比べると、例えば、二次側コイル２２ｕに注目すれば、第１の実施形態のインバータ装置１０１では、図２の等価回路に示すように二次側コイル２２ｕが複数の一次側コイルＡ～Ｃと磁気的に結合しているのに対して、本実施形態のインバータ装置１０４では、二次側コイル２２ｕが複数の一次側コイルＡ～Ｃとそれぞれ磁気的に結合している複数の二次側サブコイルＡ２～Ｃ２を直列接続したものになっている。

【0076】

このため、一次側コイルＡ～Ｃを流れる電流が変化した際に、第１の実施形態のインバータ装置１０１では、二次側コイル２２ｕに鎖交する磁束量が変化し、二次側コイル２２に誘起される電圧が変化するが、本実施形態のインバータ装置１０４では、二次側コイル２２ｕを構成する二次側サブコイルＡ２～Ｃ２のそれぞれに鎖交する磁束が変化し、これによって、二次側サブコイルＡ２～Ｃ２に誘起される電圧が変化し、これらの変化が二次側コイル２２ｕに誘起される電圧変化として現れる。このため、結果的には、二次側コイル２２ｕに現れる電圧は、第１の実施形態のインバータ装置１０１と本実施形態のインバータ装置１０４とでは同じになる。

【0077】

本実施形態のインバータ装置１０４のスイッチング素子のオン・オフ状態の遷移は、図１に示すインバータ装置１０１のスイッチング素子のオン・オフ状態の遷移と同様に、図３で示される。このため、本実施形態のインバータ装置１０４のトランジスタＴＡ１～ＴＩ２を図３に示すようにスイッチングすることによって、二次側コイル２２ｕ～２２ｗには、それぞれ電圧ｅｕ～ｅｗで示す三相交流電圧が発生する。そして、制御回路５０によってスイッチングの切り替え速度(周期)を変更することにより、交流出力電圧の周波数を可変制御することができる。

【0078】

[第５の実施形態]
図１１は、本発明の第５の実施形態に係る電力変換装置（コンバータ装置）の制御回路を除く等価回路を示す図である。第５の実施形態に係るコンバータ装置１０５は三相交流を直流に変換するものである。コンバータ装置１０５は、入力側を一次側、出力側を二次側とした場合に、三相交流側が一次側、直流側が二次側となり、インバータ装置１０１と入出力の関係が反対になるが、本発明の電力変換装置は交流と直流の双方向の変換が可能であるため、各構成部材の名称は、第４の実施形態のインバータ装置１０４と同じ名称を用いて説明する。

【0079】

コンバータ装置１０５は、第４の実施形態のインバータ装置１０４と同様に、トランス１１０として９個のサブトランスＴ１～Ｔ９を備えており、複数の一次側コイルＡ１～Ｉ１のそれぞれが、９個のサブトランスＴ１～Ｔ９のそれぞれに卷回されている。９個のサブトランスＴ１～Ｔ９には、二次側サブコイルＡ２～Ｉ２が卷回されている。また、スイッチング回路４０として、９個のハーフブリッジＴＡ～ＴＩを備えており、個々の一次側コイルＡ～ＩにはそれぞれコンデンサＣａ～Ｃｉが並列接続されている。スイッチング回路４０とトランス１１０の各コイルの接続関係は、第４の実施形態のインバータ装置１０４と同じであるため、詳細な説明は省略する。

【0080】

二次側サブコイルＡ２～Ｉ２のうち、順次３個の二次側サブコイルが接続されて、３個の二次側コイル２２ｕ～２２ｗが形成されており、例えば、二次側コイル２２ｕは三相交流電源のＵ相－Ｖ相間に、二次側コイル２２ｖは三相交流電源のＶ相－Ｗ相間に、また、二次側コイル２２ｗは三相交流電源のＷ相－Ｕ相間に接続されている。本実施形態では、このように各二次側コイル２２ｕ～２２ｗは三相交流電源に対してΔ(デルタ)結線されているが、Ｙ(スター)結線されていてもよい。

【0081】

スイッチング回路４０の各上アームのトランジスタＴＡ１～ＴＩ１は共通のプラス側ライン６１に接続され、各下アームのトランジスタＴＡ２～ＴＩ２は共通のマイナス側ライン６２に接続される。プラス側ライン６１とマイナス側ライン６２間には、平滑用のコンデンサＣｓと負荷Ｌが接続される。

【0082】

図１１では制御回路を図示していないが、各スイッチング素子の導通・非導通を所定の周期で切り換える制御回路を有している。そして、各上アームのトランジスタＴＡ１～ＴＩ１と各下アームのトランジスタＴＡ２～ＴＩ２のオン・オフ状態を切り換えることにより、三相交流電源から直流電圧を得ている。各トランジスタＴＡ１～ＴＩ２のオン・オフ状態の切り換えの遷移は、第４の実施形態のインバータ装置１０４と同様であり、図４に示される。

【0083】

コンバータ装置１０５の場合、各トランジスタＴＡ１～ＴＩ２のオン・オフ状態の切り換えのタイミングは、三相交流に同期させる必要があり、各トランジスタのオン・オフの切り換えのタイミングの位相を三相交流の電圧変化から決める必要がある。このため、本実施形態のコンバータ装置では、三相交流電源の相関電圧の変化を検出するための図示しないセンサを備えている。そして、センサからの信号に基づいて、三相交流に同期させて各トランジスタＴＡ１～ＴＩ２のオン・オフ状態を切り換えることにより、三相交流電源から直流電圧Ｖを得ている。

【0084】

以上のように、第４の実施形態で示したインバータ装置１０４は、本実施形態のコンバータ装置１０５としても機能するものである。同様に、第１、第２の実施形態として示した直流－三相交流変換を行うインバータ装置１０１、１０２についても、二次側コイル２２ｕ～２２ｗを三相交流電源に接続し、三相交流に同期させて各トランジスタＴＡ１～ＴＩ２のオン・オフ状態を切り換えることにより、三相交流―直流変換のコンバータ装置として機能させることが可能である。

【0085】

[第６の実施形態]
図１２は、本発明の第５の実施形態に係る電力変換装置（インバータ装置）の制御回路を除く等価回路を示す図である。本実施形態のインバータ装置１０６は、第３の実施形態のインバータ装置１０３（図９参照）と同様に、直流電源６０から単相交流を得るためのインバータ装置であるが、トランス１１０の構成が、第４の実施形態のインバータ装置１０４と同様に、複数のサブトランスＴ１～Ｔ８を備えた構成となっている。

【0086】

一次側コイルＡ１～Ｈ１とスイッチング回路４０の接続関係は、第３の実施形態のインバータ装置１０３と同様である。また、個々のサブトランスＴ１～Ｔ８に卷回された二次側サブコイルＡ２～Ｈ２については、４個の二次側サブコイルＡ２～Ｄ２を直列接続して第１のコイル群とするとともに、他の４個の二次側サブコイルＥ２～Ｈ２を直列接続して第２のコイル群とし、第１のコイル群と第２のコイル群のそれぞれの卷回方向が逆向きになるように直列接続して二次側コイル２２を形成している。二次側コイル２２には、負荷Ｌが接続される。

【0087】

そして、図示しない制御回路によって、一のハーフブリッジの上アームのトランジスタと、一のハーフブリッジから４（８÷２）個離れたハーフブリッジの下アームのトランジスタを順次オン状態にし、他のトランジスタをオフ状態にすることによって、直列接続した二次側サブコイルＡ２～Ｉ２を直列接続した二次側コイル２２から単相交流を得る。インバータ装置１０６の場合、トランジスタのオン・オフ状態の切り替え速度(周期)を変更することにより、交流出力電圧の周波数を可変制御することができる。本実施形態のインバータ装置１０６では、第１のコイル群と第２のコイル群のそれぞれから単相交流電圧を得るようにしてもよい。

【0088】

第３の実施形態のインバータ装置１０３および本実施形態のインバータ装置１０６は、直流―単相交流変換のインバータ装置であるが、二次側コイル２２を単相交流電源に接続し、単相交流電源に同期させて各トランジスタＴＡ１～ＴＨ２のオン・オフ状態を切り換えることにより、単相交流―直流変換のコンバータ装置として機能させることが可能である。

【0089】

［スイッチング素子切り換え方法］
次に、本発明の電力変換装置において、オン状態にあるトランジスタを切り換える際の方法について説明する。例えば、図３に示す時刻ｔ２から時刻ｔ３にかけて、上アームのトランジスタＴＡ１がオン状態からオフ状態に、また、これに伴い、上アームのトランジスタＴＢ１がオフ状態からオン状態に切り換わる。これによって、一次側コイルＡに流れる電流の方向が、時刻ｔ２と時刻ｔ３とでは反対方向に切り換わることになる。このため、一次側コイルＡを流れる電流による電磁的なリアクションがトランジスタのスイッチングに問題となる場合がある。

【0090】

この場合、トランジスタＴＡ１からＴＢ１へオン状態の切り換え方法として、上アームのトランジスタＴＢ１をオフ状態からオン状態にする際に、同時にオン状態にあるトランジスタＴＡ１をオフ状態にするのではなく、トランジスタＴＢ１をオン状態にした際に、トランジスタＴＡ１については微小時間だけオン状態を保つようにし、その後、トランジスタＴＡ１をオフ状態にすることが望ましい。これにより、一次側コイルＡは、トランジスタの切り換え時に微小時間だけ短絡された状態となり、トランジスタＴＡ１とトランジスタＴＢ１とを同時に開閉する場合よりも、安定的にコイルに流れる電流を切り換えることができる。

【0091】

また、オン状態にあるトランジスタを切り換える際に、オン状態からオフ状態に切り換えるトランジスタに対しては、パルス幅が漸減するゲート信号を印加し、次にオフ状態からオン状態に切り換えるトランジスタに対しては、パルス幅が漸増するゲート信号を印加してもよい。

【0092】

図１３は、本発明の電力変換装置における、スイッチング素子へのゲート信号について説明するための図である。図１３では、トランジスタＴＡ１から順次トランジスタＴＢ１を経てトランジスタＴＣ１へオン状態を切り換える際の、各トランジスタＴＡ１～ＴＣ１へ印加するゲート信号の波形を示している。

【0093】

例えば、図１に示すインバータ装置１０１において、周波数５０Ｈｚの三相交流出力を得るためには、周期２０ｍｓｅｃ（ミリ秒）の間に上アームの９個のトランジスタＴＡ１からトランジスタＴＩ１のオン・オフ状態を切り換えることになる。このため、例えば交流出力の１周期内における、上アームのトランジスタＡＴ１からトランジスタＴＢ１への切り換えの周期は、２．２ｍｓｅｃとなる。そして、トランジスタＴＡ１からトランジスタＴＢ１へオン状態を切り換える際に、それぞれのトランジスタＴＡ１,ＴＢ１へはパルス幅変調されたゲート信号を印加する。

【0094】

具体的には、トランジスタＴＡ１には、パルス幅が漸次減少するゲート信号を印加し、トランジスタＴＢ１には、パルス幅が漸次増大するゲート信号を印加する。トランジスタＴＡ１,ＴＢ１へ印加されるゲート信号は、トランジスタＴＡ１のオン期間あるいはトランジスタＴＢ１のオフ期間で論理和をとった際に「１」となるように、一方のゲート信号を反転させたものになる。

【0095】

ゲート信号を生成するための具体例としては、図１３に示す高周波数で変化する鋸歯状信号Ｓａと，２．２ｍｓｅｃの周期で変化するバイアスのかかった鋸歯状信号Ｓｂとを比較することによって生成することができる。例えば、鋸歯状信号Ｓａの周波数としては２０ｋＨｚが用いられる。この場合、トランジスタＴＡ１には、交流出力の１周期２２．２ｍｓｅｃの期間中の４．４ｍｓｅｃの期間に、約８９パルスのパルス幅変調されたゲート信号が印加される。これにより、スイッチング素子の切り替えによって電流方向が変化するコイルへの印加電圧をスムーズに変化させることができるため、コイルに並列接続したコンデンサの容量を小さく抑えることができる。なお、コンバータ装置においても、インバータ装置と同様に、パルス幅変調を行ったゲート信号を利用することができる。

【0096】

本発明によれば、二次側を三相または単相交流電源に接続し、一次側を直流電源または他のインバータ等による直流電圧回路に接続しているとき、二次側の周波数に、一次側のスイッチング素子の切り替え速度を同期させ、位相を進めることにより有効電力を一次側から二次側に送り出し、位相を遅らすことにより有効電力を二次側から一次側に吸収することができる。電力の値を計測することで目的の電力に合致するようにフィードバック制御することで系統連系モードの絶縁型双方向電力変換器を構成できる。

【0097】

また、一次側を直流電源または他のインバータ等による直流電圧回路に接続し、二次側を負荷に接続しているとき、一次側のスイッチ切り替え速度により任意の周波数の交流電源を供給することができる。この時の二次側電圧は、一次側直流電圧に比例するので、二次側電圧を測定し、フィードバック制御することにより、電圧源インバータを構築することができる。

【0098】

さらに、二次側を複数の自立運転インバータで並列運転するとき、一次側のスイッチング素子の切り替えタイミングを時刻同期させ、位相を制御することにより有効電力を所定の値に分担し、一次側電圧を制御することにより無効電力を所定の値に分担することで、絶縁型インバータ並列型電力系統を構築することできる。

【符号の説明】

【0099】

１０，１０'・・・一次側ユニット、１１，１１'・・・一次側コア、１２・・・一次側コイル、１３・・・ヨーク、１４・・・永久磁石、１５・・・２極永久磁石回転子、２０,２０'・・・二次側ユニット、２１，２１'・・・二次側コア、２２,２２ｕ，２２ｖ,２２ｗ・・・二次側コイル、３０，３０'・・・トランス、４０・・・スイッチング回路、５０・・・制御回路、６０・・・直流電源、６１・・・プラス側ライン、６２・・・マイナス側ライン、１０１～１０４,１０６・・・インバータ装置。１０５・・・コンバータ装置、１１０・・・サブトランス。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】