特開 2022-60921 ３レベル電力変換器の制御装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2022060921

(43)【公開日】2022-04-15

(54)【発明の名称】３レベル電力変換器の制御装置

(51)【国際特許分類】

   H02M 7/487 20070101AFI20220408BHJP

   H02M 7/48 20070101ALI20220408BHJP

【ＦＩ】

H02M7/487

H02M7/48 E

【審査請求】未請求

【請求項の数】6

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2020168689

(22)【出願日】2020-10-05

(71)【出願人】

【識別番号】501137636

【氏名又は名称】東芝三菱電機産業システム株式会社

(71)【出願人】

【識別番号】000006013

【氏名又は名称】三菱電機株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】110001195

【氏名又は名称】特許業務法人深見特許事務所

(72)【発明者】

【氏名】谷内田 貴行

(72)【発明者】

【氏名】奥山 涼太

(72)【発明者】

【氏名】藤井 俊行

【テーマコード（参考）】

5H770

【Ｆターム（参考）】

5H770AA15

5H770DA03

5H770DA33

5H770DA34

5H770DA41

5H770EA01

5H770EA25

5H770HA02Y

5H770HA03W

5H770HA04Y

5H770JA18W

(57)【要約】

【課題】出力電流が不平衡であっても、高電位側直流電圧と低電位側直流電圧とのアンバランスを抑制できる３レベル電力変換器の制御装置を提供する。
【解決手段】制御装置１００に備えられる補正回路１０は、３レベル電力変換器の基本波の６次調波を生成する生成器１４と、基本波の６次調波以外の偶数次調波を生成する生成器１５～１７と、６次調波と上記の偶数次調波とを出力電圧指令に加算する加算器２３～２５とを含む。生成器１５は、基本波の２次調波を生成する。生成器１６は、基本波の４次調波を生成する。生成器１７は、基本波の８次調波を生成する。
【選択図】図５

【特許請求の範囲】

【請求項1】

３レベルの直流電圧を交流電圧に変換する複数のスイッチング素子を含む３レベル電力変換器の制御装置であって、
前記３レベル電力変換器の出力電圧指令を補正する補正回路と、
前記補正回路によって補正された前記出力電圧指令に応じて前記複数のスイッチング素子を制御する制御回路とを備え、
前記補正回路は、
前記３レベル電力変換器の基本波の６次調波を生成する第１生成器と、
前記基本波の６次調波以外の偶数次調波を生成する少なくとも１つの第２生成器と、
前記６次調波と前記偶数次調波とを前記出力電圧指令に加算する加算器とを含む、制御装置。

【請求項2】

前記第１生成器は、正相電圧と前記３レベル電力変換器からの出力電流に含まれる正相電流成分との間の位相角の正負に応じて、前記６次調波の符号を決定し、
前記少なくとも１つの第２生成器は、逆相電圧と前記出力電流に含まれる逆相電流成分との間の位相角の正負に応じて、前記偶数次調波の符号を決定する、請求項１に記載の制御装置。

【請求項3】

前記３レベル電力変換器は、第１端子と、前記第１端子よりも低電位の第２端子と、前記第１端子と前記第２端子との中間電位点とを有する直流回路をさらに含み、
前記補正回路は、
前記第１端子と前記中間電位点との間の電圧と、前記中間電位点と前記第２端子との間の電圧との偏差に基づいて、前記第１生成器によって生成される前記６次調波と前記少なくとも１つの第２生成器によって生成される前記偶数次調波との振幅を調整する調整器をさらに含む、請求項１または２に記載の制御装置。

【請求項4】

前記調整器は、前記基本波の１周期における前記偏差の移動平均と予め定められた第１定数との積を前記６次調波と前記偶数次調波とに乗算する、請求項３に記載の制御装置。

【請求項5】

前記少なくとも１つの第２生成器は、前記基本波の２次調波を生成する２次調波生成器と、前記基本波の４次調波を生成する４次調波生成器と、前記基本波の８次調波を生成する８次調波生成器とのうちの少なくとも１つを有する、請求項１から４のいずれか１項に記載の制御装置。

【請求項6】

前記第１生成器は、負荷の構成に応じて予め定められた第２定数を振幅とする前記６次調波を生成し、
前記少なくとも１つの第２生成器は、前記２次調波生成器と、前記４次調波生成器と、前記８次調波生成器とを有し、
前記２次調波生成器は、前記負荷の構成に応じて予め定められた第３定数を振幅とする前記２次調波を生成し、
前記４次調波生成器は、前記負荷の構成に応じて予め定められた第４定数を振幅とする前記４次調波を生成し、
前記８次調波生成器は、前記負荷の構成に応じて予め定められた第５定数を振幅とする前記８次調波を生成する、請求項５に記載の制御装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本開示は、３レベル電力変換器の制御装置に関する。

【背景技術】

【0002】

従来、直流電力を交流電力に変換するＮＰＣ（Neutral-Point-Clamped）方式（中性点クランプ方式）の３レベル電力変換器が知られている。ＮＰＣ方式の３レベル電力変換器では、コンデンサによって直流電圧を高電位側と低電位側とに均等に分割し、高電位側直流電圧と低電位側直流電圧とを均等に保持する中性点電位制御が必要になる。

【0003】

特開２０１３－２５５３１７号公報（特許文献１）は、６次調波を出力電圧指令に加算して、出力電圧指令を補正する制御装置を開示している。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特開２０１３－２５５３１７号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0005】

６次調波は、３レベル電力変換器の出力電流が正相である場合に、高電位側直流電圧と低電位側直流電圧とのアンバランスを抑制できる。しかしながら、３レベル電力変換器に接続される負荷の構成に応じて、３レベル電力変換器の出力電流が不平衡となり得る。すなわち、３レベル電力変換器の出力電流に逆相電流成分が含まれうる。逆相電流成分が大きくなると、６次調波では高電位側直流電圧と低電位側直流電圧とのアンバランスを十分に抑制できない。

【0006】

本開示は、上記課題を解決するためになされたものであって、出力電流が不平衡であっても、高電位側直流電圧と低電位側直流電圧とのアンバランスを抑制できる３レベル電力変換器の制御装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0007】

本開示に係る制御装置は、３レベルの直流電圧を交流電圧に変換する複数のスイッチング素子を含む３レベル電力変換器の制御装置である。制御装置は、３レベル電力変換器の出力電圧指令を補正する補正回路と、補正回路によって補正された出力電圧指令に応じて複数のスイッチング素子を制御する制御回路とを備える。補正回路は、３レベル電力変換器の基本波の６次調波を生成する第１生成器と、基本波の６次調波以外の偶数次調波を生成する少なくとも１つの第２生成器と、６次調波と偶数次調波とを出力電圧指令に加算する加算器とを含む。

【発明の効果】

【0008】

本開示によれば、出力電流が不平衡であっても、高電位側直流電圧と低電位側直流電圧とのアンバランスを抑制できる。

【図面の簡単な説明】

【0009】

【図1】実施の形態に係る３レベル電力変換器の全体構成を示す図である。

【図2】参考形態に係る制御装置の構成を示す図である。

【図3】制御装置に入力される出力電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、出力電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに加算される高調波との一例を示す図である。

【図4】高調波として６次調波を出力電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに加算したときの、図１に示す直流回路およびスイッチング回路のモデルを用いたシミュレーション結果を示す図である。

【図5】本実施の形態に係る制御装置の内部構成を示す図である。

【図6】高調波として２次調波を出力電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに加算したときの、図１に示す直流回路およびスイッチング回路のモデルを用いたシミュレーション結果を示す図である。

【図7】高調波として４次調波を出力電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに加算したときの、図１に示す直流回路およびスイッチング回路のモデルを用いたシミュレーション結果を示す図である。

【図8】高調波として８次調波を出力電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに加算したときの、図１に示す直流回路およびスイッチング回路のモデルを用いたシミュレーション結果を示す図である。

【図9】変形例に係る３レベル電力変換器の全体構成を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0010】

以下、図面を参照しつつ、本開示の実施の形態について説明する。以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的には繰り返さないものとする。なお、以下で説明される実施の形態および各変形例は、適宜選択的に組み合わされてもよい。

【0011】

＜３レベル電力変換器の全体構成＞
図１は、実施の形態に係る３レベル電力変換器の全体構成を示す図である。図１に示されるように、３レベル電力変換器１は、制御装置１００と、直流回路２００と、スイッチング回路３００と、変流器３Ｕ，３Ｖ，３Ｗとを備える。

【0012】

直流回路２００は、高電位端子Ｐと、低電位端子Ｎと、コンデンサＣ１，Ｃ２とを含む。

【0013】

高電位端子Ｐは、図示しない直流電源の正極に接続される。低電位端子Ｎは、直流電源の負極に接続される。これにより、低電位端子Ｎは、高電位端子Ｐよりも低電位となる。

【0014】

コンデンサＣ１，Ｃ２は、高電位端子Ｐと低電位端子Ｎとの間に直列に接続される。コンデンサＣ１，Ｃ２は、高電位端子Ｐと低電位端子Ｎとの間の直流電圧を、高電位側の電圧Ｖｐｃと低電位側の電圧Ｖｃｎとに分圧する。コンデンサＣ１とコンデンサＣ２とは、中性点Ｃで互いに接続される。

【0015】

スイッチング回路３００は、直流回路２００における３レベルの直流電圧を三相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）交流電圧に変換して、三相交流電圧を負荷５に供給する。スイッチング回路３００によって生成される三相交流電圧の各々は、高電位端子Ｐの電位、中性点Ｃの電位、低電位端子Ｎの電位、中性点Ｃの電位、高電位端子Ｐの電位、・・・の順で変化する３レベルの交流電圧である。

【0016】

スイッチング回路３００は、スイッチング素子Ｓ１Ｕ～Ｓ４Ｕ，Ｓ１Ｖ～Ｓ４Ｖ，Ｓ１Ｗ～Ｓ４Ｗを含む。スイッチング素子Ｓ１Ｕ～Ｓ４Ｕ，Ｓ１Ｖ～Ｓ４Ｖ，Ｓ１Ｗ～Ｓ４Ｗは、たとえば、ゲート信号によってオン、オフ可能なＩＧＢＴなどの自己消弧形半導体素子と逆並列接続ダイオードとによって構成されるスイッチングデバイスである。

【0017】

スイッチング素子Ｓ１Ｕ～Ｓ４Ｕは、直流電圧をＵ相の交流電圧に変換する３レベルインバータを構成する。スイッチング素子Ｓ１Ｖ～Ｓ４Ｖは、直流電圧をＶ相の交流電圧に変換する３レベルインバータを構成する。スイッチング素子Ｓ１Ｗ～Ｓ４Ｗは、直流電圧をＷ相の交流電圧に変換する３レベルインバータを構成する。

【0018】

図１には、Ｔ型ＮＰＣ（Advanced Neutral-Point-Clamped）方式に従った３レベルインバータが示される。すなわち、スイッチング素子Ｓ１Ｕ，Ｓ２Ｕは、高電位端子Ｐと低電位端子Ｎとの間に直列に接続される。スイッチング素子Ｓ１Ｕ，Ｓ２Ｕの接続点２Ｕと中性点Ｃとの間には、スイッチング素子Ｓ３Ｕ，Ｓ４Ｕが、互いに逆の耐圧方向に制御できる方向に直列接続されている。同様に、スイッチング素子Ｓ１Ｖ，Ｓ２Ｖは、高電位端子Ｐと低電位端子Ｎとの間に直列に接続される。スイッチング素子Ｓ１Ｖ，Ｓ２Ｖの接続点２Ｖと中性点Ｃとの間には、スイッチング素子Ｓ３Ｖ，Ｓ４Ｖが、互いに逆の耐圧方向に制御できる方向に直列接続されている。スイッチング素子Ｓ１Ｗ，Ｓ２Ｗは、高電位端子Ｐと低電位端子Ｎとの間に直列に接続される。スイッチング素子Ｓ１Ｗ，Ｓ２Ｗの接続点２Ｖと中性点Ｃとの間には、スイッチング素子Ｓ３Ｗ，Ｓ４Ｗが、互いに逆の耐圧方向に制御できる方向に直列接続されている。

【0019】

接続点２Ｕ，２Ｖ，２ＷからＵ相，Ｖ相，Ｗ相の交流電力が負荷５にそれぞれ出力される。

【0020】

接続点２Ｕの電位は、スイッチング素子Ｓ１Ｕ～Ｓ４Ｕの状態に応じて、高電位端子Ｐの電位、中性点Ｃの電位、低電位端子Ｎの電位のいずれかをとる。たとえば、スイッチング素子Ｓ１Ｕ，Ｓ４Ｕがオンであり、スイッチング素子Ｓ２Ｕ，Ｓ３Ｕがオフであるとき、接続点２Ｕの電位は、高電位端子Ｐの電位となる。スイッチング素子Ｓ１Ｕ，Ｓ４Ｕがオフであり、スイッチング素子Ｓ２Ｕ，Ｓ３Ｕがオンであるとき、接続点２Ｕの電位は、低電位端子Ｎの電位となる。スイッチング素子Ｓ１Ｕ，Ｓ２Ｕがオフであり、スイッチング素子Ｓ３Ｕ，Ｓ４Ｕがオンであるとき、接続点２Ｕの電位は、中性点Ｃの電位となる。

【0021】

同様に、接続点２Ｖの電位は、スイッチング素子Ｓ１Ｖ～Ｓ４Ｖの状態に応じて、高電位端子Ｐの電位、中性点Ｃの電位、低電位端子Ｎの電位のいずれかをとる。接続点２Ｗの電位は、スイッチング素子Ｓ１Ｗ～Ｓ４Ｗの状態に応じて、高電位端子Ｐの電位、中性点Ｃの電位、低電位端子Ｎの電位のいずれかをとる。

【0022】

変流器３Ｕ，３Ｖ，３Ｗは、接続点２Ｕ，２Ｖ，２Ｗと負荷５との間にそれぞれ設けられる。変流器３Ｕ，３Ｖ，３Ｗは、接続点２Ｕ，２Ｖ，２Ｗから負荷５に流出する出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの値をそれぞれ測定する。変流器３Ｕ，３Ｖ，３Ｗは、測定した出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの値を制御装置１００に出力する。

【0023】

制御装置１００は、スイッチング素子Ｓ１Ｕ～Ｓ４Ｕ，Ｓ１Ｖ～Ｓ４Ｖ，Ｓ１Ｗ～Ｓ４Ｗの各々をＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御することにより、接続点２Ｕ，２Ｖ，２ＷからＵ相，Ｖ相，Ｗ相の交流電力を出力させる。図１に示されるように、制御装置１００は、補正回路１０と、ＰＷＭ制御回路４０とを備える。

【0024】

補正回路１０は、３レベル電力変換器１の出力電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを補正する。出力電圧指令Ｖｕは、Ｕ相の出力電圧指令であり、制御装置１００が記憶する位相θの正弦波ｓｉｎθに同期した信号である。出力電圧指令Ｖｖは、Ｖ相の出力電圧指令であり、出力電圧指令Ｖｕに対して１２０°遅れた信号である。出力電圧指令Ｖｗは、Ｗ相の出力電圧指令であり、出力電圧指令Ｖｕに対して１２０°進んだ信号である。

【0025】

ＰＷＭ制御回路４０は、補正回路１０によって補正された出力電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じてスイッチング素子Ｓ１Ｕ～Ｓ４Ｕ，Ｓ１Ｖ～Ｓ４Ｖ，Ｓ１Ｗ～Ｓ４Ｗを制御する。具体的には、ＰＷＭ制御回路４０は、補正された出力電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと搬送波信号とを比較することにより、スイッチング素子Ｓ１Ｕ～Ｓ４Ｕ，Ｓ１Ｖ～Ｓ４Ｖ，Ｓ１Ｗ～Ｓ４Ｗのオン／オフをそれぞれＰＷＭ制御する。

【0026】

＜参考形態に係る制御装置＞
本実施の形態に係る制御装置１００の内部構成を説明する前に、図２を参照して、参考形態に係る制御装置の構成について説明する。

【0027】

図２は、参考形態に係る制御装置９００の構成を示す図である。図２に示されるように、制御装置９００は、演算部９１と、極性判定器９２と、正弦波発生器９３と、減算器９４と、アンプ９５と、乗算器９６と、加算器９７～９９と、ＰＷＭ制御回路４０とを備える。以下、図１に示す３レベル電力変換器１において制御装置１００の代わりに制御装置９００を適用したと仮定したときの、制御装置９００の各構成の動作について説明する。

【0028】

演算部９１は、出力電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗとに基づいて、３レベル電力変換器１から出力される無効電力を演算し、演算結果を出力する。演算部９１から出力される無効電力は、出力電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに対して出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの位相が遅れているとき（つまり、誘導負荷に応じて遅れ無効電力を出力しているとき）、正となるように定義されている。演算部９１から出力される無効電力は、出力電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに対して出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの位相が進んでいるとき（つまり、容量負荷に応じて進み無効電力を出力しているとき）、負となるように定義されている。

【0029】

演算部９１は、たとえば、出力電圧指令と同じ位相の基準正弦波を用いて、出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをｄｑ変換することにより得られるｑ軸成分に基づいて、無効電力を演算すればよい。

【0030】

極性判定器９２は、演算部９１から出力される無効電力の値の正負の判定結果を出力する。極性判定器９２は、無効電力の値が正であるとき（つまり、誘導負荷に応じて遅れ無効電力を出力しているとき）、判定結果「１」を出力する。極性判定器９２は、無効電力の値が負であるとき（つまり、容量負荷に応じて進み無効電力を出力しているとき）、判定結果「－１」を出力する。

【0031】

正弦波発生器９３は、３レベル電力変換器１の基本波の６倍の周波数を有する６次調波を発生させる。正弦波発生器９３は、発生させた６次調波に対して、極性判定器９２から出力される判定結果を乗算し、判定結果が乗算された６次調波を出力する。

【0032】

なお、３レベル電力変換器１の基本波は、制御装置１００が記憶する位相θの正弦波ｓｉｎθに同期する。すなわち、基本波は、Ｕ相の出力電圧指令Ｖｕと同期する。

【0033】

減算器９４は、３レベル電力変換器１における電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとの偏差（Ｖｐｃ－Ｖｃｎ）を演算する。減算器９４によって演算された偏差は、電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとのアンバランスの度合いを示す。

【0034】

アンプ９５は、減算器９４によって演算された偏差に予め定められたゲインＫを乗算し、乗算結果を出力する。

【0035】

乗算器９６は、正弦波発生器９３から出力される６次調波とアンプ９５の出力とを乗算し、６次調波の振幅を調整する。

【0036】

乗算器９６は、電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとの大小関係に応じて、６次調波の符号を切り替える。アンプ９５の出力の符号は、電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとの大小関係に応じて、変化する。具体的には、電圧Ｖｐｃ＞電圧Ｖｃｎの場合、アンプ９５の出力は正となる。電圧Ｖｐｃ＜電圧Ｖｃｎの場合、アンプ９５の出力は負となる。そのため、乗算器９６は、電圧Ｖｐｃ＞電圧Ｖｃｎの場合、正弦波発生器９３から出力される６次調波の符号を反転させない。乗算器９６は、電圧Ｖｐｃ＜電圧Ｖｃｎの場合、正弦波発生器９３から出力される６次調波の符号を反転させる。

【0037】

加算器９７～９９は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の出力電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに乗算器９６の出力を加算することにより、出力電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを補正する。

【0038】

ＰＷＭ制御回路４０は、加算器９７～９９によって補正された出力電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じてスイッチング素子Ｓ１Ｕ～Ｓ４Ｕ，Ｓ１Ｖ～Ｓ４Ｖ，Ｓ１Ｗ～Ｓ４Ｗをそれぞれ制御する。

【0039】

３レベル電力変換器１において制御装置１００の代わりに参考形態に係る制御装置９００を適用すると、進み無効電力か遅れ無効電力かに応じて６次調波の符号が決定され、当該６次調波が出力電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに加算される。

【0040】

＜参考形態に係る制御装置を適用したときの問題点＞
次に、図２に示す参考形態に係る制御装置９００を３レベル電力変換器１に適用したときの問題点について説明する。

【0041】

出力電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに加算される高調波の振幅（大きさ）をΔｈとし、高調波の次数をｈとし、基本波に対する高調波の位相差をφｈとすると、出力電圧は以下の式で表される。

【0042】

【数1】

【0043】

式（１）は、Ｕ相の出力電圧ｋｕを示す。式（２）は、Ｖ相の出力電圧ｋｖを示す。式（３）は、Ｗ相の出力電圧ｋｗを示す。出力電圧ｋｕ，ｋｖ，ｋｗは、ＰＷＭ制御回路４０に入力される、補正後の出力電圧指令に対応する。

【0044】

３レベル電力変換器１に接続される負荷５の構成によっては、出力電流が不平衡となり、出力電流に逆相電流成分が生じうる。

【0045】

出力電流に含まれる正相電流成分の振幅（大きさ）をＩｐ、正相電流成分の位相をφｐ、出力電流に含まれる逆相電流成分の振幅（大きさ）をＩｎ、逆相電流成分の位相をφｎとすると、出力電流は以下の式で表される。

【0046】

【数2】

【0047】

式（４）は、Ｕ相の出力電流ｉｕを示す。式（５）は、Ｖ相の出力電流ｉｖを示す。式（６）は、Ｗ相の出力電流ｉｗを示す。

【0048】

図３は、制御装置に入力される出力電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、出力電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに加算される高調波との一例を示す図である。図３において、実線５０Ｕ，５０Ｖ，５０Ｗは、出力電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗをそれぞれ示す。実線５０Ｈは、高調波の一例である６次調波を示す。図３に示す例では、Ｕ相の出力電圧ｋｕは、実線５０Ｕと実線５０Ｈとを加算した波形となる。Ｖ相の出力電圧ｋｖは、実線５０Ｖと実線５０Ｈとを加算した波形となる。Ｗ相の出力電圧ｋｗは、実線５０Ｗと実線５０Ｈとを加算した波形となる。

【0049】

図４は、高調波として６次調波（つまり、ｈ＝６）を出力電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに加算したときの、図１に示す直流回路２００およびスイッチング回路３００のモデルを用いたシミュレーション結果を示す図である。

【0050】

図４（ａ）には、出力電流が正相電流成分のみであると仮定したときの（つまり、Ｉｎ＝０）、電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとの偏差の抑制能力の結果が示される。図４（ｂ）には、出力電流が逆相電流成分のみであると仮定したときの（つまり、Ｉｐ＝０）、電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとの偏差の抑制能力の結果が示される。図４（ａ）（ｂ）に示されるグラフにおいて、横軸は、基本波に対する高調波の位相差φｈを示し、縦軸は、電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとの偏差の抑制能力を示す。抑制能力の絶対値が大きいほど、電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとの偏差がより抑制されている。

【0051】

図４に示されるように、６次調波は、正相電流成分のみが出力されているとき、電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとのアンバランスを抑制できる。しかしながら、６次調波は、逆相電流成分のみが出力されているとき、Ｉｎおよびφｈがどのような値であっても、電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとのアンバランスを抑制できない。

【0052】

そのため、図２に示す制御装置９００を３レベル電力変換器１に適用したとき、負荷５の構成に応じて出力電流が不平衡となり、出力電流に占める逆相電流成分が大きくなると、電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとのアンバランスを十分に抑制できなくなる。

【0053】

＜本実施の形態に係る制御装置の構成＞
図５は、本実施の形態に係る制御装置１００の内部構成を示す図である。図５に示されるように、補正回路１０は、演算部１１と、極性判定器１２，１３と、生成器１４～１７と、加算器１８～２０と、減算器２１と、調整器２２と、加算器２３～２５とを含む。

【0054】

演算部１１は、変流器３Ｕ，３Ｖ，３Ｗによって測定された出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの値に基づいて、出力電流に含まれる正相電流成分による無効電力（以下、「正相無効電力」と称する。）と、出力電流に含まれる逆相電流成分による無効電力（以下、「逆相無効電力」と称する。）とを演算する。

【0055】

演算部１１から出力される正相無効電力は、正相電圧に対して正相電流成分の位相が遅れているとき（つまり、誘導負荷に応じて遅れ無効電力を出力しているとき）、正となるように定義されている。演算部１１から出力される正相無効電力は、正相電圧に対して正相電流成分の位相が進んでいるとき（つまり、容量負荷に応じて進み無効電力を出力しているとき）、負となるように定義されている。

【0056】

同様に、演算部１１から出力される逆相無効電力は、逆相電圧に対して逆相電流成分の位相が遅れているとき（つまり、誘導負荷に応じて遅れ無効電力を出力しているとき）、正となるように定義されている。演算部１１から出力される逆相無効電力は、逆相電圧に対して逆相電流成分の位相が進んでいるとき（つまり、容量負荷に応じて進み無効電力を出力しているとき）、負となるように定義されている。

【0057】

演算部１１は、たとえば三相二相変換などの公知の演算方法を用いて、出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗから正相無効電力および逆相無効電力を演算すればよい。

【0058】

たとえば、演算部１１は、以下の式（７）に従って、出力電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを交流電流ｉα，ｉβに三相二相変換する。

【0059】

【数3】

【0060】

次に、交流電流ｉα，ｉβを以下の式（８）に従ってｄｑ変換する。ｄｑ変換により得られるｄ軸成分ｉｄおよびｑ軸成分ｉｑは、有効電力および無効電力をそれぞれ示す。ｄｑ変換において、出力電圧の位相θを使用することにより、正相電流による有効電力と無効電力（正相無効電力）とが演算される。ｄｑ変換において、位相－θを使用することにより、逆相電流による有効電力と無効電力（逆相無効電力）とが演算される。

【0061】

【数4】

【0062】

ｑ軸成分は、電圧に対して電流成分の位相が遅れているときに負となり、電圧に対して電流成分の位相が進んでいるときに正となる。そのため、演算部１１は、ｑ軸成分に－１を乗算することにより、正相無効電力および逆相無効電力を演算すればよい。

【0063】

演算部１１は、演算された正相無効電力を極性判定器１２に出力し、演算された逆相無効電力を極性判定器１３に出力する。

【0064】

極性判定器１２は、正相無効電力が正であるときに判定結果「１」を出力し、正相無効電力が負であるときに判定結果「－１」を出力する。

【0065】

極性判定器１３は、逆相無効電力が正であるときに判定結果「１」を出力し、逆相無効電力が負であるときに判定結果「－１」を出力する。

【0066】

生成器１４は、３レベル電力変換器１の基本波の６次調波を生成する。生成器１４は、正弦波発生器２７と、アンプ２８とを有する。

【0067】

正弦波発生器２７は、基本波の６倍の周波数を有する６次調波を発生させる。正弦波発生器２７は、発生させた６次調波に対して、極性判定器１２から出力される判定結果を乗算し、判定結果が乗算された６次調波を出力する。

【0068】

アンプ２８は、正弦波発生器２７から出力される６次調波に、負荷５の構成に応じて予め定められたゲインＫ２を乗算し、乗算結果を出力する。

【0069】

生成器１５は、３レベル電力変換器１の基本波の２次調波を生成する。生成器１５は、正弦波発生器２９と、アンプ３０とを有する。

【0070】

正弦波発生器２９は、基本波の２倍の周波数を有する２次調波を発生させる。正弦波発生器２９は、発生させた２次調波に対して、極性判定器１３から出力される判定結果を乗算し、判定結果が乗算された２次調波を出力する。

【0071】

アンプ３０は、正弦波発生器２９から出力される２次調波に、負荷５の構成に応じて予め定められたゲインＫ３を乗算し、乗算結果を出力する。

【0072】

生成器１６は、３レベル電力変換器１の基本波の４次調波を生成する。生成器１６は、正弦波発生器３１と、アンプ３２とを有する。

【0073】

正弦波発生器３１は、基本波の４倍の周波数を有する４次調波を発生させる。正弦波発生器３１は、発生させた４次調波に対して、極性判定器１３から出力される判定結果を乗算し、判定結果が乗算された４次調波を出力する。

【0074】

アンプ３２は、正弦波発生器３１から出力される４次調波に、負荷５の構成に応じて予め定められたゲインＫ４を乗算し、乗算結果を出力する。

【0075】

生成器１７は、３レベル電力変換器１の基本波の８次調波を生成する。生成器１７は、正弦波発生器３３と、アンプ３４とを有する。

【0076】

正弦波発生器３３は、基本波の８倍の周波数を有する８次調波を発生させる。正弦波発生器３３は、発生させた８次調波に対して、極性判定器１３から出力される判定結果を乗算し、判定結果が乗算された８次調波を出力する。

【0077】

アンプ３４は、正弦波発生器３３から出力される８次調波に、負荷５の構成に応じて予め定められたゲインＫ５を乗算し、乗算結果を出力する。

【0078】

加算器１８は、生成器１６から出力される４次調波に生成器１７から出力される８次調波を加算する。加算器１９は、生成器１５から出力される２次調波に加算器１８の出力を加算する。加算器２０は、生成器１４から出力される６次調波に加算器１９の出力を加算する。加算器２０は、生成器１４～１７からそれぞれ出力される６次調波、２次調波、４次調波および８次調波の和を出力する。

【0079】

減算器２１は、３レベル電力変換器１における電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとの偏差（Ｖｐｃ－Ｖｃｎ）を演算する。減算器２１によって演算された偏差は、電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとのアンバランスの度合いを示す。

【0080】

調整器２２は、減算器２１によって演算された偏差に基づいて、加算器２０から出力される６次調波、２次調波、４次調波および８次調波の振幅を調整する。

【0081】

さらに、調整器２２は、電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとの大小関係に応じて、加算器２０から出力される６次調波、２次調波、４次調波および８次調波の符号を切り替える。具体的には、調整器２２は、電圧Ｖｐｃ＞電圧Ｖｃｎの場合、６次調波、２次調波、４次調波および８次調波の符号を反転させない。調整器２２は、電圧Ｖｐｃ＜電圧Ｖｃｎの場合、６次調波、２次調波、４次調波および８次調波の符号を反転させる。

【0082】

調整器２２は、平均算出部３５と、アンプ３６と、乗算器３７とを有する。平均算出部３５は、基本波の１周期における偏差の移動平均を算出する。アンプ３６は、平均算出部３５によって算出された移動平均に予め定められたゲインＫ１を乗算する。乗算器３７は、アンプ３６の出力と加算器２０の出力とを乗算する。このようにして、調整器２２は、基本波の１周期における偏差の移動平均と予め定められたゲインＫ１との積を６次調波、２次調波、４次調波および８次調波に乗算する。

【0083】

加算器２３～２５は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の出力電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに調整器２２の出力を加算することにより、出力電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを補正する。

【0084】

ＰＷＭ制御回路４０は、加算器２３～２５によって補正された出力電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じてスイッチング素子Ｓ１Ｕ～Ｓ４Ｕ，Ｓ１Ｖ～Ｓ４Ｖ，Ｓ１Ｗ～Ｓ４Ｗを制御する。

【0085】

＜作用・効果＞
以上のように、本実施の形態に係る制御装置１００は、補正回路１０と、ＰＷＭ制御回路４０とを備える。補正回路１０は、３レベル電力変換器１の出力電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを補正する。ＰＷＭ制御回路４０は、補正回路１０によって補正された出力電圧指令に応じてスイッチング素子Ｓ１Ｕ～Ｓ４Ｕ，Ｓ１Ｖ～Ｓ４Ｖ，Ｓ１Ｗ～Ｓ４Ｗを制御する。

【0086】

補正回路１０は、３レベル電力変換器１の基本波の６次調波を生成する生成器１４と、基本波の６次調波以外の偶数次調波を生成する生成器１５～１７と、６次調波と上記の偶数次調波とを出力電圧指令に加算する加算器２３～２５とを含む。生成器１５は、基本波の２次調波を生成する。生成器１６は、基本波の４次調波を生成する。生成器１７は、基本波の８次調波を生成する。

【0087】

図４を参照して上述したように、６次調波は、正相電流成分のみが出力されているとき、電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとのアンバランスを抑制できる。そのため、補正回路１０が６次調波を生成する生成器１４を含むことにより、出力電流に占める正相電流成分の割合が大きい場合であっても、制御装置１００は、電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとのアンバランスを抑制できる。

【0088】

図６は、高調波として２次調波（つまり、ｈ＝２）を出力電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに加算したときの、図１に示す直流回路２００およびスイッチング回路３００のモデルを用いたシミュレーション結果を示す図である。図７は、高調波として４次調波（つまり、ｈ＝４）を出力電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに加算したときの、図１に示す直流回路２００およびスイッチング回路３００のモデルを用いたシミュレーション結果を示す図である。図８は、高調波として８次調波（つまり、ｈ＝８）を出力電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに加算したときの、図１に示す直流回路２００およびスイッチング回路３００のモデルを用いたシミュレーション結果を示す図である。

【0089】

図６～図８において、（ａ）には、出力電流が正相電流成分のみであると仮定したときの（つまり、Ｉｎ＝０）、電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとの偏差の抑制能力の結果が示される。（ｂ）には、出力電流が逆相電流成分のみであると仮定したときの（つまり、Ｉｐ＝０）、電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとの偏差の抑制能力の結果が示される。図６～８に示されるグラフにおいて、横軸は、基本波に対する高調波の位相差φｈを示し、縦軸は、電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとの偏差の抑制能力を示す。抑制能力の絶対値が大きいほど、電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとの偏差がより抑制されている。

【0090】

図６～図８に示されるように、２次調波、４次調波および８次調波は、正相電流成分のみが出力されているとき、Ｉｐおよびφｈがどのような値であっても、電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとのアンバランスを抑制できない。しかしながら、２次調波、４次調波および８次調波は、逆相電流成分のみが出力されているとき、電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとのアンバランスを抑制できる。そのため、補正回路１０が２次調波、４次調波および８次調波をそれぞれ生成する生成器１５～１７を含むことにより、出力電流に占める逆相電流成分の割合が大きい場合であっても、制御装置１００は、電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとのアンバランスを抑制できる。

【0091】

このように、制御装置１００は、負荷５の構成に応じて出力電流が不平衡となり、出力電流に占める逆相電流成分が大きい場合であっても、電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとのアンバランスを抑制できる。

【0092】

生成器１４は、負荷５の構成に応じて予め定められた定数であるゲインＫ２を振幅とする６次調波を生成する。生成器１５は、負荷５の構成に応じて予め定められた定数であるゲインＫ３を振幅とする２次調波を生成する。生成器１６は、負荷５の構成に応じて予め定められた定数であるゲインＫ４を振幅とする４次調波を生成する。生成器１７は、負荷５の構成に応じて予め定められた定数であるゲインＫ５を振幅とする８次調波を生成する。

【0093】

負荷５の構成に応じて、出力電流に占める正相電流成分および逆相電流成分の割合は、異なる。そのため、３レベル電力変換器１に接続される負荷５の構成に応じて、ゲインＫ２～Ｋ５の大きさが予め定められることにより、電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとのアンバランスを効率的に抑制できる。

【0094】

また、出力電流に占める逆相電流成分の割合が大きい場合、２次調波、４次調波および８次調波の各々による電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとのアンバランスの抑制効果は、負荷５の構成に応じて異なる。そのため、３レベル電力変換器１に接続される負荷５の構成に応じて、ゲインＫ３～Ｋ５の大きさが予め定められることにより、出力電流に占める逆相電流成分の割合が大きい場合であっても、電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとのアンバランスを効率的に抑制できる。

【0095】

このように、生成器１４～１７によって生成される高調波の振幅（すなわち、ゲインＫ２～Ｋ５）が負荷５の構成に応じて予め定められることにより、様々な種類の負荷５に適用可能な３レベル電力変換器１を提供できる。言い換えると、３レベル電力変換器１に接続される負荷５の自由度を高めることができる。

【0096】

生成器１４は、基本波の６倍の周波数を有する６次調波を発生させる正弦波発生器２７を有する。正弦波発生器２７は、発生させた６次調波に対して、極性判定器１２から出力される判定結果を乗算し、判定結果が乗算された６次調波を出力する。極性判定器１２は、正相無効電力が正であるときに判定結果「１」を出力し、正相無効電力が負であるときに判定結果「－１」を出力する。すなわち、生成器１４は、正相電圧と３レベル電力変換器１からの出力電流に含まれる正相電流成分との間の位相角の正負に応じて、６次調波の符号を決定する。

【0097】

生成器１５～１７は、基本波の２，４，８倍の周波数を有する２次調波，４次調波，８次調波を発生させる正弦波発生器２９，３１，３３をそれぞれ有する。正弦波発生器２９，３１，３３は、発生させた偶数次調波に対して、極性判定器１３から出力される判定結果を乗算し、判定結果が乗算された偶数次調波を出力する。極性判定器１３は、逆相無効電力が正であるときに判定結果「１」を出力し、逆相無効電力が負であるときに判定結果「－１」を出力する。すなわち、生成器１５～１７は、逆相電圧と３レベル電力変換器１からの出力電流に含まれる逆相電流成分との間の位相角の正負に応じて、偶数次調波の符号を決定する。

【0098】

特許文献１に記載されているように、遅れ力率か進み力率に応じて、すなわち、遅れ無効電力か進み無効電力かに応じて、高調波の極性を切り替える必要がある。

【0099】

本実施の形態によれば、出力電流に占める正相電流成分の割合が大きい場合に電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとのアンバランスを抑制する６次調波の符号は、正相電圧と出力電流に含まれる正相電流成分との間の位相角の正負に応じて決定される。これにより、正相無効電力が遅れ無効電力および進み無効電力のいずれであっても、電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとのアンバランスを抑制できる。

【0100】

同様に、出力電流に占める逆相電流成分の割合が大きい場合に電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとのアンバランスを抑制する２次調波，４次調波，８次調波の符号は、逆相電圧と出力電流に含まれる逆相電流成分との間の位相角の正負に応じて決定される。これにより、逆相無効電力が遅れ無効電力および進み無効電力のいずれであっても、電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとのアンバランスを抑制できる。

【0101】

補正回路１０は、電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとの偏差に基づいて、生成器１４～１７によってそれぞれ生成される６次調波、２次調波、４次調波および８次調波の振幅を調整する調整器２２をさらに含む。これにより、６次調波、２次調波、４次調波および８次調波の振幅は、電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとのアンバランスの抑制に適した大きさに調整される。

【0102】

調整器２２は、基本波の１周期における偏差の移動平均と予め定められたゲインＫ１との積を６次調波、２次調波、４次調波および８次調波に乗算する。これにより、６次調波、２次調波、４次調波および８次調波の振幅の調整の際に、新たな高調波の発生を抑制できる。新たな高調波の発生が抑制されることにより、出力電圧へのノイズの発生が抑制される。

【0103】

＜変形例＞
上記の説明では、制御装置１００の補正回路１０は、６次調波以外の偶数次調波を生成する生成器として、３つの生成器１５～１７を含む。しかしながら、補正回路１０は、生成器１５～１７のうちの１つまたは２つの生成器のみを含んでもよい。図６～図８に示されるように、６次調波以外の２次調波、４次調波および８次調波の各々は、出力電流に占める逆相電流成分の割合が大きい場合であっても、電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとのアンバランスを効率的に抑制できる。そのため、生成器１５～１７のうちの１つまたは２つの生成器のみを含むことにより、出力電流に占める逆相電流成分の割合が大きい場合であっても、電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとのアンバランスを効率的に抑制できる。

【0104】

上記の説明では、スイッチング回路３００は、Ｔ型ＮＰＣ方式に従った３レベルインバータを構成する。しかしながら、スイッチング回路３００の構成はこれに限定されない。たとえば、スイッチング回路は、ＮＰＣ方式に従った３レベルインバータを構成してもよい。

【0105】

図９は、変形例に係る３レベル電力変換器の全体構成を示す図である。図９に示す３レベル電力変換器１Ａは、図１に示す３レベル電力変換器１と比較して、スイッチング回路３００の代わりにスイッチング回路３００Ａを備える。

【0106】

スイッチング回路３００Ａは、スイッチング素子Ｓ５Ｕ～Ｓ８Ｕ，Ｓ５Ｖ～Ｓ８Ｖ，Ｓ５Ｗ～Ｓ８Ｗと、ダイオードＤ１Ｕ，Ｄ２Ｕ，Ｄ１Ｖ，Ｄ２Ｖ，Ｄ１Ｗ，Ｄ２Ｗとを含む。

【0107】

スイッチング素子Ｓ５Ｕ～Ｓ８Ｕ，Ｓ５Ｖ～Ｓ８Ｖ，Ｓ５Ｗ～Ｓ８Ｗは、たとえば、ゲート信号によってオン、オフ可能なＩＧＢＴなどの自己消弧形半導体素子と逆並列接続ダイオードとによって構成されるスイッチングデバイスである。

【0108】

スイッチング素子Ｓ５Ｕ～Ｓ８Ｕは、直流電圧をＵ相の交流電圧に変換する３レベルインバータを構成する。スイッチング素子Ｓ５Ｖ～Ｓ８Ｖは、直流電圧をＶ相の交流電圧に変換する３レベルインバータを構成する。スイッチング素子Ｓ５Ｗ～Ｓ８Ｗは、直流電圧をＷ相の交流電圧に変換する３レベルインバータを構成する。

【0109】

図９には、ＮＰＣ方式に従った３レベルインバータが示される。すなわち、スイッチング素子Ｓ５Ｕ～Ｓ８Ｕは、高電位端子Ｐと低電位端子Ｎとの間に直列に接続される。ダイオードＤ１Ｕのカソードはスイッチング素子Ｓ５Ｕ，Ｓ６Ｕの接続点に接続され、ダイオードＤ１Ｕのアノードは中性点Ｃに接続される。ダイオードＤ２Ｕのアノードはスイッチング素子Ｓ７Ｕ，Ｓ８Ｕの接続点に接続され、ダイオードＤ２Ｕのカソードは中性点Ｃに接続される。

【0110】

同様に、スイッチング素子Ｓ５Ｖ～Ｓ８Ｖは、高電位端子Ｐと低電位端子Ｎとの間に直列に接続される。ダイオードＤ１Ｖのカソードはスイッチング素子Ｓ５Ｖ，Ｓ６Ｖの接続点に接続され、ダイオードＤ１Ｖのアノードは中性点Ｃに接続される。ダイオードＤ２Ｖのアノードはスイッチング素子Ｓ７Ｖ，Ｓ８Ｖの接続点に接続され、ダイオードＤ２Ｖのカソードは中性点Ｃに接続される。

【0111】

スイッチング素子Ｓ５Ｗ～Ｓ８Ｗは、高電位端子Ｐと低電位端子Ｎとの間に直列に接続される。ダイオードＤ１Ｗのカソードはスイッチング素子Ｓ５Ｗ，Ｓ６Ｗの接続点に接続され、ダイオードＤ１Ｗのアノードは中性点Ｃに接続される。ダイオードＤ２Ｗのアノードはスイッチング素子Ｓ７Ｗ，Ｓ８Ｗの接続点に接続され、ダイオードＤ２Ｗのカソードは中性点Ｃに接続される。

【0112】

スイッチング素子Ｓ６Ｕ，Ｓ７Ｕの接続点４ＵからＵ相の交流電力が負荷５に出力される。スイッチング素子Ｓ６Ｖ，Ｓ７Ｖの接続点４ＶからＶ相の交流電力が負荷５に出力される。スイッチング素子Ｓ６Ｗ，Ｓ７Ｗの接続点４ＷからＷ相の交流電力が負荷５に出力される。

【0113】

接続点４Ｕ，４Ｖ，４Ｗの電位は、それぞれスイッチング素子Ｓ５Ｕ～Ｓ８Ｕ，Ｓ５Ｖ～Ｓ８Ｖ，Ｓ５Ｗ～Ｓ８Ｗの状態に応じて、高電位端子Ｐの電位、中性点Ｃの電位、低電位端子Ｎの電位のいずれかをとる。

【0114】

制御装置１００は、図９に示すスイッチング回路３００Ａを備える３レベル電力変換器１Ａにも適用される。これにより、出力電流が不平衡であっても、電圧Ｖｐｃと電圧Ｖｃｎとのアンバランスを抑制できる。

【0115】

今回開示された実施の形態がすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

【符号の説明】

【0116】

１，１Ａ レベル電力変換器、２Ｕ，２Ｖ，２Ｗ，４Ｕ，４Ｖ，４Ｗ 接続点、３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ 変流器、１０ 補正回路、１１，９１ 演算部、１２，１３，９２ 極性判定器、１４～１７ 生成器、１８～２０，２３，２５，９７～９９ 加算器、２１，９４ 減算器、２２ 調整器、２７，２９，３１，３３，９３ 正弦波発生器、２８，３０，３２，３４，３６，９５ アンプ、３５ 平均算出部、３７，９６ 乗算器、４０ ＰＷＭ制御回路、１００，９００ 制御装置、２００ 直流回路、３００，３００Ａ スイッチング回路、Ｃ 中性点、Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ、Ｄ１Ｕ，Ｄ２Ｕ，Ｄ１Ｖ，Ｄ２Ｖ，Ｄ１Ｗ，Ｄ２Ｗ ダイオード、Ｎ 低電位端子、Ｐ 高電位端子、Ｓ１Ｕ～Ｓ８Ｕ，Ｓ１Ｖ～Ｓ８Ｖ，Ｓ１Ｗ～Ｓ８Ｗ スイッチング素子。

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】