特開 2022-70439 マルチチャネル受信回路および無線受信装置

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2022070439

(43)【公開日】2022-05-13

(54)【発明の名称】マルチチャネル受信回路および無線受信装置

(51)【国際特許分類】

   H04L 27/26 20060101AFI20220506BHJP

【ＦＩ】

H04L27/26 400

【審査請求】未請求

【請求項の数】5

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2020179507

(22)【出願日】2020-10-27

(71)【出願人】

【識別番号】000004330

【氏名又は名称】日本無線株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100126561

【弁理士】

【氏名又は名称】原嶋 成時郎

(74)【代理人】

【識別番号】100141678

【弁理士】

【氏名又は名称】佐藤 和彦

(72)【発明者】

【氏名】高橋 政行

(57)【要約】

【課題】ダイレクトサンプリング方式でマルチチャネルの同時受信を行う回路の規模を削減する。
【解決手段】複数の信号波のうちのいずれかの信号波のキャリア周波数を直流成分に変換するように複数の信号波を一括して直交検波するデジタル直交検波部１２と、直交検波後の複数の信号波から前記いずれかの信号波に対応するベースバンド信号を抽出する第１のローパスフィルタ部１６Ａと、直交検波後の複数の信号波のうちの前記いずれかの信号波以外の信号波のキャリア周波数の中心周波数を０Ｈｚに配置するように周波数シフトを行う第１および第２の複素乗算部１４Ｂ，１４Ｃと、第１および第２の複素乗算部１４Ｂ，１４Ｃから出力される信号波からキャリア周波数の中心周波数が０Ｈｚに配置されている信号波に対応するベースバンド信号を抽出する第２および第３のローパスフィルタ部１６Ｂ，１６Ｃと、を有する。
【選択図】図１

【特許請求の範囲】

【請求項1】

チャネルが異なる複数の信号波を同時に受信するための回路であり、
前記複数の信号波のうちのいずれかの信号波のキャリア周波数の中心周波数を周波数０Ｈｚの直流成分に変換するように前記複数の信号波を一括して直交検波するデジタル直交検波部と、
前記直交検波後の前記複数の信号波から前記いずれかの信号波に対応するベースバンド信号を抽出するチャネル選択用のローパスフィルタ部と、
前記直交検波後の前記複数の信号波のうちの前記いずれかの信号波以外の信号波のキャリア周波数の中心周波数を０Ｈｚに配置するように周波数シフトを行う、前記いずれかの信号波以外の信号波のそれぞれに対応する乗算部と、
前記乗算部から出力される信号波から前記キャリア周波数の前記中心周波数が０Ｈｚに配置されている信号波に対応するベースバンド信号を抽出する、前記いずれかの信号波以外の信号波のそれぞれに対応するチャネル選択用のローパスフィルタ部と、を有する、
ことを特徴とするマルチチャネル受信回路。

【請求項2】

前記デジタル直交検波部から出力される信号のサンプリング周波数を変換してダウンサンプリング処理を施すデシメータ部をさらに有する、
ことを特徴とする請求項１に記載のマルチチャネル受信回路。

【請求項3】

前記ローパスフィルタ部から出力される信号のサンプリング周波数を変換してダウンサンプリング処理を施す、前記複数の信号波のそれぞれに対応するデシメータ部をさらに有する、
ことを特徴とする請求項１または２に記載のマルチチャネル受信回路。

【請求項4】

ＦＰＧＡによって構成される、
ことを特徴とする請求項１から３のうちのいずれか１項に記載のマルチチャネル受信回路。

【請求項5】

請求項１から４のうちのいずれか１項に記載のマルチチャネル受信回路を備える、
ことを特徴とする無線受信装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

この発明は、マルチチャネル受信回路および無線受信装置に関し、特に、ダイレクトサンプリング方式でマルチチャネルの同時受信を行うマルチチャネル受信回路および前記マルチチャネル受信回路を含む無線受信装置に関する。

【背景技術】

【0002】

従来、デジタル変調されたマルチキャリア信号が所定帯域幅内に複数存在する放送波の中から特定の帯域信号のみを選択的に受信するデジタル波受信装置として、例えば、一定帯域幅に分割された複数の周波数帯域に配置されたデジタル変調マルチキャリア放送波を受信するデジタル波受信装置であり、複数の周波数帯域の受信信号を一括して周波数領域信号に変換するＦＦＴ回路と、一定帯域幅の周波数配置を予め記憶している記憶装置と、ＦＦＴ回路で得られた周波数領域信号の中から記憶装置の記憶内容に従い一定帯域幅のみの帯域信号を選択する選択装置とを備える、ものが知られている（特許文献１）。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0003】

【特許文献1】特開２０００－１９６５５８号公報

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0004】

ところで、ダイレクトサンプリング方式でマルチチャネルの同時受信を実現するために、各受信チャネルで直交検波してローパスフィルタによってチャネルを分割するような回路構成をＦＰＧＡ（Ｆield Ｐrogrammable Ｇate Ａrray の略）で実現しようとすると、直交検波部がチャネル数分必要になり、回路規模が増大する、という問題がある。特に、ダイレクトサンプリング方式における直交検波部は一般的にサンプリングレートが高いため、チャネル数分の直交検波部を備えるようにすると回路規模が大幅に増大する、という問題がある。

【0005】

そこでこの発明は、ダイレクトサンプリング方式でマルチチャネルの同時受信を行う回路の規模を削減することが可能な、マルチチャネル受信回路および前記マルチチャネル受信回路を含む無線受信装置を提供することを目的とする。

【課題を解決するための手段】

【0006】

上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、チャネルが異なる複数の信号波を同時に受信するための回路であり、前記複数の信号波のうちのいずれかの信号波のキャリア周波数の中心周波数を周波数０Ｈｚの直流成分に変換するように前記複数の信号波を一括して直交検波するデジタル直交検波部と、前記直交検波後の前記複数の信号波から前記いずれかの信号波に対応するベースバンド信号を抽出するチャネル選択用のローパスフィルタ部と、前記直交検波後の前記複数の信号波のうちの前記いずれかの信号波以外の信号波のキャリア周波数の中心周波数を０Ｈｚに配置するように周波数シフトを行う、前記いずれかの信号波以外の信号波のそれぞれに対応する乗算部と、前記乗算部から出力される信号波から前記キャリア周波数の前記中心周波数が０Ｈｚに配置されている信号波に対応するベースバンド信号を抽出する、前記いずれかの信号波以外の信号波のそれぞれに対応するチャネル選択用のローパスフィルタ部と、を有する、ことを特徴とするマルチチャネル受信回路である。

【0007】

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のマルチチャネル受信回路において、前記デジタル直交検波部から出力される信号のサンプリング周波数を変換してダウンサンプリング処理を施すデシメータ部をさらに有する、ことを特徴とする。

【0008】

請求項３に記載の発明は、請求項１または２に記載のマルチチャネル受信回路において、前記ローパスフィルタ部から出力される信号のサンプリング周波数を変換してダウンサンプリング処理を施す、前記複数の信号波のそれぞれに対応するデシメータ部をさらに有する、ことを特徴とする。

【0009】

請求項４に記載の発明は、請求項１から３のうちのいずれか１項に記載のマルチチャネル受信回路において、ＦＰＧＡによって構成される、ことを特徴とする。

【0010】

請求項５に記載の発明は、請求項１から４のうちのいずれか１項に記載のマルチチャネル受信回路を備える、ことを特徴とする無線受信装置である。

【発明の効果】

【0011】

請求項１に記載の発明によれば、マルチチャネルの同時受信が可能でありながらも直交検波部は１つで済むので、マルチチャネルの同時受信処理を例えばＦＰＧＡで実現する際の回路規模を削減することが可能となる。請求項１に記載の発明によれば、また、１つの信号波については直交検波の際にベースバンド信号に変換されるようにしているので、複数の信号波のそれぞれを周波数シフトさせるための回路を１組省くことができ、回路規模を削減することが可能となる。

【0012】

請求項２や請求項３に記載の発明によれば、デシメータ部を有するようにしているので、サンプリングレートの低減を図ることができ、例えばローパスフィルタ部におけるチャネルを分割するのに十分なフィルタリング性能（即ち、所望の減衰域の減衰量）を確保するために必要なフィルタタップ数の増大を回避して回路規模を削減することが可能となる。

【0013】

請求項４に記載の発明によれば、マルチチャネル受信回路の各部がＦＰＧＡによって構成されるようにしているので、効率的に作動するマルチチャネル受信回路を実現することが可能となる。

【0014】

請求項５に記載の発明によれば、ダイレクトサンプリング方式でマルチチャネルを同時受信する無線受信装置において上記の作用効果を奏することが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【0015】

【図1】この発明の実施の形態に係るマルチチャネル受信回路の概略構成を示す機能ブロック図である。

【図2】実施の形態における各チャネルに対応する信号の配置を示す図である。（Ａ）はＲＦインターフェース部へと入力される各チャネルに対応する信号の配置を示す図である。（Ｂ）はデジタル直交検波部による処理後の各チャネルに対応する信号の配置を示す図である。

【図3】実施の形態における検波後デシメータ部から出力される各チャネルに対応する信号の配置を示す図である。

【図4】実施の形態におけるキャリア周波数がｆ１の信号波に関係する処理を説明する図である。（Ａ）は第１の複素乗算部による処理後の各チャネルに対応する信号の配置を示す図である。（Ｂ）は第２のローパスフィルタ部における処理を説明する図である。（Ｃ）は第２のＬＰＦ後デシメータ部から出力されるキャリア周波数がｆ１の信号波に対応する信号を示す図である。

【図5】実施の形態におけるキャリア周波数がｆ２の信号波に関係する処理を説明する図である。（Ａ）は第２の複素乗算部による処理後の各チャネルに対応する信号の配置を示す図である。（Ｂ）は第３のローパスフィルタ部における処理を説明する図である。（Ｃ）は第３のＬＰＦ後デシメータ部から出力されるキャリア周波数がｆ２の信号波に対応する信号を示す図である。

【図6】実施の形態におけるキャリア周波数がｆ３の信号波に関係する処理を説明する図である。（Ａ）は検波後デシメータ部による処理後の各チャネルに対応する信号の配置を示す図である。（Ｂ）は第１のローパスフィルタ部における処理を説明する図である。（Ｃ）は第１のＬＰＦ後デシメータ部から出力されるキャリア周波数がｆ３の信号波に対応する信号を示す図である。

【発明を実施するための形態】

【0016】

以下、この発明を図示の実施の形態に基づいて説明する。なお、以下では、この発明の特徴的な構成について説明し、無線通信を行う際の従来と同様の仕組みについては説明を省略する。また、図２乃至図６の縦軸は、信号レベルを表す軸であり、振幅（ｄＢ）に対応する軸である。

【0017】

図１は、この発明の実施の形態に係るマルチチャネル受信回路１の概略構成を示す機能ブロック図である。このマルチチャネル受信回路１は、ダイレクトサンプリング方式でマルチチャネルの同時受信を行う回路であり、この実施の形態ではＦＰＧＡによって構成されて無線受信装置に組み込まれる。

【0018】

アンテナ（図示していない）で受信された信号（信号波）は、必要な処理が施される（具体的には例えば、低雑音増幅器によって所望の信号が選択されて増幅されたり、バンドパスフィルタによって所望の周波数帯域の信号波が抽出されたりなどする）とともに、Ａ／Ｄ変換部１０（Ａnalog－to－Ｄigital converter）によってアナログ信号からデジタル信号へと変換される。なお、Ａ／Ｄ変換部１０へと入力される（そして、Ａ／Ｄ変換部１０から出力される）信号は、ＲＦ信号（ＲＦ：Ｒadio Ｆrequency の略）である。

【0019】

Ａ／Ｄ変換部１０から出力されるＲＦ信号は、ＲＦインターフェース部１１（ＲＦ：Ｒadio Ｆrequency の略）を介してマルチチャネル受信回路１へと入力される。

【0020】

そして、実施の形態に係るマルチチャネル受信回路１は、チャネルが異なる複数の信号波を同時に受信するための回路であり、複数の信号波のうちのいずれかの信号波のキャリア周波数の中心周波数を周波数０Ｈｚの直流成分に変換するように複数の信号波を一括して直交検波するデジタル直交検波部１２と、直交検波後の複数の信号波から前記いずれかの信号波に対応するベースバンド信号を抽出するチャネル選択用の第１のローパスフィルタ部１６Ａと、直交検波後の複数の信号波のうちの前記いずれかの信号波以外の信号波のキャリア周波数の中心周波数を０Ｈｚに配置するように周波数シフトを行う、前記いずれかの信号波以外の信号波のそれぞれに対応する第１および第２の複素乗算部１４Ｂ，１４Ｃと、第１および第２の複素乗算部１４Ｂ，１４Ｃから出力される信号波からキャリア周波数の中心周波数が０Ｈｚに配置されている信号波に対応するベースバンド信号を抽出する、前記いずれかの信号波以外の信号波のそれぞれに対応するチャネル選択用の第２および第３のローパスフィルタ部１６Ｂ，１６Ｃと、を有する、ようにしている。

【0021】

実施の形態に係るマルチチャネル受信回路１は、さらに、デジタル直交検波部１２から出力される信号のサンプリング周波数を変換してダウンサンプリング処理を施す検波後デシメータ部１３と、第１乃至第３のローパスフィルタ部１６Ａ，１６Ｂ，１６Ｃから出力される信号のサンプリング周波数を変換してダウンサンプリング処理を施す、複数の信号波のそれぞれに対応する第１乃至第３のＬＰＦ後デシメータ部１７Ａ，１７Ｂ，１７Ｃとを有する、ようにしている。

【0022】

デジタル直交検波部１２は、入力される信号（信号波）に対して、直交キャリア発振部から発生するローカル信号の実数軸信号（具体的には、ｃｏｓ(ωｔ)；但し、ωは角周波数、ｔは時間）を乗算する乗算部と、前記実数軸信号よりも９０°位相の進んだ虚数軸信号（具体的には、－ｓｉｎ(ωｔ)）を乗算する乗算部とを備え、デジタル信号処理による直交検波により、実部を構成する実数成分（Ｉ信号）と虚部を構成する虚数成分（Ｑ信号）との直交座標で表現される複素信号を生成する。なお、各図では、複素信号を構成する実部（Ｉ信号；別言すると、同相成分，Ｉ信号成分）を伝送する信号線と虚部（Ｑ信号；別言すると、直交成分，Ｑ信号成分）を伝送する信号線とをまとめて１本の信号線で表示している。

【0023】

この実施の形態では、デジタル直交検波部１２において、図２に示すように、ＲＦインターフェース部１１へと入力される（そして、ＲＦインターフェース部１１から出力される）キャリア周波数（占有帯域）がｆ１，ｆ２，およびｆ３（但し、ｆ１＜ｆ２＜ｆ３）の３つの信号波（図２Ａ参照）のうちのキャリア周波数（占有帯域）がｆ３の信号波のキャリア周波数ｆ３の中心周波数が周波数０Ｈｚの直流成分に変換されるように、前記３つの信号波が一括して直交検波されて変換される（図２Ｂ参照）。

【0024】

デジタル直交検波部１２により、キャリア周波数（占有帯域）がｆ１である信号波がキャリア周波数（占有帯域）がｆ１’である複素信号に変換され、キャリア周波数（占有帯域）がｆ２である信号波がキャリア周波数（占有帯域）がｆ２’である複素信号に変換され、さらに、キャリア周波数（占有帯域）がｆ３である信号波がキャリア周波数（占有帯域）が０である複素信号に変換されて、キャリア周波数（占有帯域）がｆ１’，ｆ２’，およびｆ３’の複素信号が生成されて出力される（但し、ｆ３’＝０）。この実施の形態では、すなわち、デジタル直交検波部１２により、キャリア周波数（占有帯域）がｆ３の信号波が、中心周波数が０Ｈｚのベースバンド複素信号に変換される。なお、デジタル直交検波部１２から出力される複素信号はデジタル信号であり、図２におけるｆsはＡ／Ｄ変換部１０から出力される信号のサンプリングレートである。

【0025】

検波後デシメータ部１３は、デジタル直交検波部１２から出力される複素信号の入力を受け、前記複素信号に対して、デジタル信号のサンプリング周波数を１／ｍ倍（但し、ｍは自然数）に変換するサンプリング周波数変換（別言すると、サンプリングレート変換）処理を施す。検波後デシメータ部１３は、具体的には、［ｍ－１］の間隔でサンプリング値を１つずつ取得してサンプリングレートをｍ分の１にしてダウンサンプリング処理を施す。

【0026】

検波後デシメータ部１３は、図３に示すように、受信対象のすべてのチャネルの信号を通過させる。検波後デシメータ部１３を通過することにより、キャリア周波数（占有帯域）がｆ１’である複素信号は中心周波数がｆ1dの信号として出力され、キャリア周波数（占有帯域）がｆ２’である複素信号は中心周波数がｆ2dの信号として出力され、さらに、キャリア周波数（占有帯域）がｆ３’である複素信号は中心周波数がｆ3dの信号として出力される（但し、ｆ３’＝０，ｆ3d＝０）。なお、図３において、ｆsdは、Ａ／Ｄ変換部１０から出力される信号のサンプリングレートｆsに対応する、検波後デシメータ部１３における処理後のサンプリングレートであり、すなわち、ｆsd＝ｆs／ｍである。

【0027】

検波後デシメータ部１３によるサンプリング周波数の変換の程度を決定づける、上記における自然数ｍ（「間引き定数ｍ」と呼ぶ）は、特定の値に限定されるものではなく、デジタル直交検波部１２から出力されて検波後デシメータ部１３へと入力される信号のサンプリング周波数や後段の回路での処理において適切なサンプリング周波数が考慮されるなどしたうえで適当な値に適宜設定される。間引き定数ｍは、具体的には例えば、検波後デシメータ部１３から出力される複素信号のサンプリングレート（即ち、図３におけるｆsd）が、５００～１１００ｋｓｐｓ程度の範囲になるような値に設定されることが好ましく、５００～９００ｋｓｐｓ程度の範囲になるような値に設定されることが一層好ましく、６００～８００ｋｓｐｓ程度の範囲になるような値に設定されることがさらに好ましい（但し、ｓｐｓ：サンプル／秒）。なお、検波後デシメータ部１３から出力される複素信号のサンプリングレートｆsdは、検波後デシメータ部１３を通過させたい全信号チャネルの最大帯域幅の絶対値がｆsd／２よりも小さくなることを満たすように設定される必要がある。

【0028】

検波後デシメータ部１３から出力される信号は、第１のローパスフィルタ部１６Ａ、第１の複素乗算部１４Ｂ、および第２の複素乗算部１４Ｃのそれぞれへと並列に転送される。

【0029】

第１の複素乗算部１４Ｂは、検波後デシメータ部１３から出力される信号の入力を受け、キャリア周波数（占有帯域）がｆ1dの信号波（別言すると、チャネル）に対応する複素乗算器として働き、中心周波数がｆ1dの信号を周波数軸上で所定量だけ相対的に周波数シフトさせる機能を備える。第１の複素乗算部１４Ｂは、具体的には、周波数ｆ1dの絶対値の周波数を発振周波数とする第１の直交キャリア発振部１５Ｂから発生するローカル信号の実数軸信号（具体的には、ｃｏｓ(ωｔ)）と前記実数軸信号よりも９０°位相が遅れた虚数軸信号（具体的には、ｓｉｎ(ωｔ)）との入力を受けて周波数シフトを行う。

【0030】

第１の複素乗算部１４Ｂにより、負側のキャリア周波数ｆ1dの信号波に対して、入力される信号に複素乗算することによって所望の周波数シフト量に対応する位相回転を実現して周波数シフトが行われ、図４Ａに示すように、キャリア周波数（占有帯域）がｆ1dの信号波のキャリア周波数ｆ1dの中心周波数が周波数０Ｈｚの直流成分に変換される。すなわち、第１の複素乗算部１４Ｂにより、キャリア周波数（占有帯域）がｆ1dの信号波が、周波数シフトが施されて、中心周波数が０Ｈｚに配置されたベースバンド複素信号に変換されて出力される。なお、図４において、ｆsdは、Ａ／Ｄ変換部１０から出力される信号のサンプリングレートｆsに対応する、検波後デシメータ部１３における処理後のサンプリングレートであり、すなわち、ｆsd＝ｆs／ｍである。

【0031】

第２の複素乗算部１４Ｃは、検波後デシメータ部１３から出力される信号の入力を受け、キャリア周波数（占有帯域）がｆ2dの信号波（別言すると、チャネル）に対応する複素乗算器として働き、中心周波数がｆ2dの信号を周波数軸上で所定量だけ相対的に周波数シフトさせる機能を備える。第２の複素乗算部１４Ｃは、具体的には、周波数ｆ2dの絶対値の周波数を発振周波数とする第２の直交キャリア発振部１５Ｃから発生するローカル信号の実数軸信号（具体的には、ｃｏｓ(ωｔ)）と前記実数軸信号よりも９０°位相が遅れた虚数軸信号（具体的には、ｓｉｎ(ωｔ)）との入力を受けて周波数シフトを行う。

【0032】

第２の複素乗算部１４Ｃにより、負側のキャリア周波数ｆ2dの信号波に対して、入力される信号に複素乗算することによって所望の周波数シフト量に対応する位相回転を実現して周波数シフトが行われ、図５Ａに示すように、キャリア周波数（占有帯域）がｆ2dの信号波のキャリア周波数ｆ2dの中心周波数が周波数０Ｈｚの直流成分に変換される。すなわち、第２の複素乗算部１４Ｃにより、キャリア周波数（占有帯域）がｆ2dの信号波が、周波数シフトが施されて、中心周波数が０Ｈｚに配置されたベースバンド複素信号に変換されて出力される。なお、図５において、ｆsdは、Ａ／Ｄ変換部１０から出力される信号のサンプリングレートｆsに対応する、検波後デシメータ部１３における処理後のサンプリングレートであり、すなわち、ｆsd＝ｆs／ｍである。

【0033】

第１のローパスフィルタ部１６Ａは、チャネル選択用のローパスフィルタであり、検波後デシメータ部１３から出力される信号の入力を受け、図６Ｂに示すように、中心周波数が０Ｈｚに配置された複素信号に対してフィルタリング処理を施して、キャリア周波数（占有帯域）がｆ３の信号波（別言すると、チャネル）に対応するベースバンド複素信号を抽出する。なお、図６において、ｆsdは、Ａ／Ｄ変換部１０から出力される信号のサンプリングレートｆsに対応する、検波後デシメータ部１３における処理後のサンプリングレートであり、すなわち、ｆsd＝ｆs／ｍである。

【0034】

第２のローパスフィルタ部１６Ｂは、チャネル選択用のローパスフィルタであり、第１の複素乗算部１４Ｂから出力される信号の入力を受け、図４Ｂに示すように、中心周波数が０Ｈｚに配置された複素信号に対してフィルタリング処理を施して、キャリア周波数（占有帯域）がｆ１の信号波（別言すると、チャネル）に対応するベースバンド複素信号を抽出する。

【0035】

第３のローパスフィルタ部１６Ｃは、チャネル選択用のローパスフィルタであり、第２の複素乗算部１４Ｃから出力される信号の入力を受け、図５Ｂに示すように、中心周波数が０Ｈｚに配置された複素信号に対してフィルタリング処理を施して、キャリア周波数（占有帯域）がｆ２の信号波（別言すると、チャネル）に対応するベースバンド複素信号を抽出する。

【0036】

第１のＬＰＦ後デシメータ部１７Ａ（ＬＰＦ：Ｌow Ｐass Ｆilter の略）は、第１のローパスフィルタ部１６Ａから出力されるベースバンド複素信号の入力を受け、前記複素信号に対して、デジタル信号のサンプリング周波数を１／ｎ倍（但し、ｎは自然数）に変換するサンプリング周波数変換（別言すると、サンプリングレート変換）処理を施す。第１のＬＰＦ後デシメータ部１７Ａは、具体的には、［ｎ－１］の間隔でサンプリング値を１つずつ取得してサンプリングレートをｎ分の１にしてダウンサンプリング処理を施す。

【0037】

以上により、第１のＬＰＦ後デシメータ部１７Ａから、図６Ｃに示すように、サンプリング周波数変換後の、キャリア周波数（占有帯域）がｆ３の信号波（別言すると、チャネル）に対応するベースバンド複素信号が出力される。なお、図６において、ｆsddは、検波後デシメータ部１３から出力される信号のサンプリングレートｆsdに対応する、第１のＬＰＦ後デシメータ部１７Ａにおける処理後のサンプリングレートであり、すなわち、ｆsdd＝ｆsd／ｎである。

【0038】

第２のＬＰＦ後デシメータ部１７Ｂは、第２のローパスフィルタ部１６Ｂから出力されるベースバンド複素信号の入力を受け、前記複素信号に対して、デジタル信号のサンプリング周波数を１／ｎ倍（但し、ｎは自然数）に変換するサンプリング周波数変換（別言すると、サンプリングレート変換）処理を施す。第２のＬＰＦ後デシメータ部１７Ｂは、具体的には、［ｎ－１］の間隔でサンプリング値を１つずつ取得してサンプリングレートをｎ分の１にしてダウンサンプリング処理を施す。

【0039】

以上により、第２のＬＰＦ後デシメータ部１７Ｂから、図４Ｃに示すように、サンプリング周波数変換後の、キャリア周波数（占有帯域）がｆ１の信号波（別言すると、チャネル）に対応するベースバンド複素信号が出力される。なお、図４において、ｆsddは、検波後デシメータ部１３から出力される信号のサンプリングレートｆsdに対応する、第２のＬＰＦ後デシメータ部１７Ｂにおける処理後のサンプリングレートであり、すなわち、ｆsdd＝ｆsd／ｎである。

【0040】

第３のＬＰＦ後デシメータ部１７Ｃは、第３のローパスフィルタ部１６Ｃから出力されるベースバンド複素信号の入力を受け、前記複素信号に対して、デジタル信号のサンプリング周波数を１／ｎ倍（但し、ｎは自然数）に変換するサンプリング周波数変換（別言すると、サンプリングレート変換）処理を施す。第３のＬＰＦ後デシメータ部１７Ｃは、具体的には、［ｎ－１］の間隔でサンプリング値を１つずつ取得してサンプリングレートをｎ分の１にしてダウンサンプリング処理を施す。

【0041】

以上により、第３のＬＰＦ後デシメータ部１７Ｃから、図５Ｃに示すように、サンプリング周波数変換後の、キャリア周波数（占有帯域）がｆ２の信号波（別言すると、チャネル）に対応するベースバンド複素信号が出力される。なお、図５において、ｆsddは、検波後デシメータ部１３から出力される信号のサンプリングレートｆsdに対応する、第３のＬＰＦ後デシメータ部１７Ｃにおける処理後のサンプリングレートであり、すなわち、ｆsdd＝ｆsd／ｎである。

【0042】

第１乃至第３のＬＰＦ後デシメータ部１７Ａ，１７Ｂ，１７Ｃによるサンプリング周波数の変換の程度を決定づける、上記における自然数ｎ（「間引き定数ｎ」と呼ぶ）は、特定の値に限定されるものではなく、第１乃至第３のローパスフィルタ部１６Ａ，１６Ｂ，１６Ｃの各々から出力されて第１乃至第３のＬＰＦ後デシメータ部１７Ａ，１７Ｂ，１７Ｃのそれぞれへと入力される信号のサンプリング周波数や後段の回路での処理において適切なサンプリング周波数が考慮されるなどしたうえで適当な値に適宜設定される。間引き定数ｎは、具体的には例えば、第１乃至第３のＬＰＦ後デシメータ部１７Ａ，１７Ｂ，１７Ｃから出力される複素信号のサンプリングレート（即ち、図４Ｃ，図５Ｃ，および図６Ｃにおけるｆsdd）が、１００～２５０ｋｓｐｓ程度の範囲に入るような値に設定されることが好ましく、１００～２００ｋｓｐｓ程度の範囲に入るような値に設定されることが一層好ましく、１５０～２００ｋｓｐｓ程度の範囲に入るような値に設定されることがさらに好ましい。なお、第１乃至第３のＬＰＦ後デシメータ部１７Ａ，１７Ｂ，１７Ｃから出力される複素信号のサンプリングレートｆsddは、第１乃至第３のＬＰＦ後デシメータ部１７Ａ，１７Ｂ，１７Ｃを通過させたい全信号チャネルの最大帯域幅の絶対値がｆsdd／２よりも小さくなることを満たすように設定される必要がある。

【0043】

第１乃至第３のＬＰＦ後デシメータ部１７Ａ，１７Ｂ，１７Ｃのそれぞれから出力される信号は、無線受信装置として必要とされる、例えば復調などの種々の処理を行う図示していない後段の回路へと供給される。

【0044】

この実施の形態に係るマルチチャネル受信回路によれば、マルチチャネルの同時受信が可能でありながらも直交検波部は１つで済むので、マルチチャネルの同時受信処理を例えばＦＰＧＡで実現する際の回路規模を削減することが可能となる。この実施の形態に係るマルチチャネル受信回路によれば、また、１つの信号波（即ち、キャリア周波数（占有帯域）がｆ３である信号波）については直交検波の際にベースバンド信号に変換されるようにしているので、複数の信号波のそれぞれを周波数シフトさせるための回路を１組省くことができ、回路規模を削減することが可能となる。

【0045】

この実施の形態に係るマルチチャネル受信回路によれば、また、検波後デシメータ部１３を有するようにしているので、サンプリングレートの低減を図ることができ、第１乃至第３のローパスフィルタ部１６Ａ，１６Ｂ，１６Ｃにおけるチャネルを分割するのに十分なフィルタリング性能（即ち、所望の減衰域の減衰量）を確保するために必要なフィルタタップ数の増大を回避して回路規模を削減することが可能となる。

【0046】

以上、この発明の実施の形態について説明したが、具体的な構成は、上記の実施の形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があっても、この発明に含まれる。

【0047】

具体的には、上記の実施の形態では３つの信号波がデジタル直交検波部１２へと入力されるようにしているが、デジタル直交検波部１２へと入力される信号波の数は、３つに限定されるものではなく、２つでもよいし、４つ以上でもよい。

【0048】

また、上記の実施の形態では相互に隣接して配置される３つの信号波がデジタル直交検波部１２へと入力されるようにしているが、少なくとも一部の信号波が相互に離隔して配置される信号波がデジタル直交検波部１２へと入力されるようにしてもよい。

【0049】

また、上記の実施の形態ではキャリア周波数（占有帯域）がｆ１，ｆ２，およびｆ３の３つの信号波（図２Ａ参照）のうちの最も大きい周波数ｆ３（占有帯域）の信号波のキャリア周波数の中心周波数が周波数０Ｈｚの直流成分に変換されるようにしているが、他のキャリア周波数（占有帯域）の信号波のキャリア周波数の中心周波数が周波数０Ｈｚの直流成分に変換されるようにしてもよい。

【0050】

また、上記の実施の形態では検波後デシメータ部１３ならびに第１乃至第３のＬＰＦ後デシメータ部１７Ａ，１７Ｂ，１７Ｃを有するようにしているが、デシメータ部を有することはこの発明において必須の構成ではなく、検波後デシメータ部１３を有しないようにしたり、第１乃至第３のＬＰＦ後デシメータ部１７Ａ，１７Ｂ，１７Ｃを有しないようにしたり、あるいは、検波後デシメータ部１３ならびに第１乃至第３のＬＰＦ後デシメータ部１７Ａ，１７Ｂ，１７Ｃを有しないようにしたりしてもよい。

【符号の説明】

【0051】

１ マルチチャネル受信回路
１０ Ａ／Ｄ変換部
１１ ＲＦインターフェース部
１２ デジタル直交検波部
１３ 検波後デシメータ部
１４Ｂ 第１の複素乗算部
１４Ｃ 第２の複素乗算部
１５Ｂ 第１の直交キャリア発振部
１５Ｃ 第２の直交キャリア発振部
１６Ａ 第１のローパスフィルタ部
１６Ｂ 第２のローパスフィルタ部
１６Ｃ 第３のローパスフィルタ部
１７Ａ 第１のＬＰＦ後デシメータ部
１７Ｂ 第２のＬＰＦ後デシメータ部
１７Ｃ 第３のＬＰＦ後デシメータ部

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】