特開 2022-74604 三相電力変換装置及びその制御方法

(19)【発行国】日本国特許庁(JP)

(12)【公報種別】公開特許公報(A)

(11)【公開番号】P2022074604

(43)【公開日】2022-05-18

(54)【発明の名称】三相電力変換装置及びその制御方法

(51)【国際特許分類】

   H02P 21/02 20060101AFI20220511BHJP

   H02M 7/48 20070101ALI20220511BHJP

【ＦＩ】

H02P21/02

H02M7/48 E

【審査請求】未請求

【請求項の数】8

【出願形態】ＯＬ

(21)【出願番号】P 2020184765

(22)【出願日】2020-11-05

(71)【出願人】

【識別番号】000002037

【氏名又は名称】新電元工業株式会社

(74)【代理人】

【識別番号】100082876

【弁理士】

【氏名又は名称】平山 一幸

(74)【代理人】

【識別番号】100086807

【弁理士】

【氏名又は名称】柿本 恭成

(74)【代理人】

【識別番号】100178906

【弁理士】

【氏名又は名称】近藤 充和

(72)【発明者】

【氏名】郭 中為

(72)【発明者】

【氏名】石渡 洋志

【テーマコード（参考）】

5H505

5H770

【Ｆターム（参考）】

5H505BB01

5H505BB02

5H505CC04

5H505EE41

5H505EE60

5H505FF00

5H505GG04

5H505HA03

5H505HA05

5H505HA09

5H505HB01

5H505JJ26

5H505LL22

5H770AA02

5H770AA09

5H770DA03

5H770DA41

5H770EA01

5H770EA21

5H770EA27

5H770EA30

5H770HA02Y

5H770JA10X

(57)【要約】

【課題】二相変調方法における軽負荷時の損失上昇を抑制し、又、非対称型二相変調方法を採用し、コストの上昇を抑えて電力変換効率を向上する。
【解決手段】三相電力変換装置は、三相の電力変換を行うスイッチング回路１０と、リアクトルを有し、スイッチング回路１０の出力側に設けられたフィルタ２０と、非対称型二相変調の駆動パルスＳ１～Ｓ６を出力してスイッチング回路１０をオン／オフ動作させる制御部３０と、を備えている。制御部３０は、軽負荷条件判定部３６により、出力電力の小さい軽負荷条件を検出すると、信号選択部４２により、二相変調から、三相電圧の三相全てを変調する三相変調に切り替え、駆動パルス生成部４３から、三相変調の駆動パルスＳ１～Ｓ６を出力して、スイッチング回路１０をオン／オフ動作させる。
【選択図】図２

【特許請求の範囲】

【請求項1】

複数のスイッチをスイッチングして三相の電力変換を行うスイッチング回路と、
リアクトルを有し、前記スイッチング回路の出力側又は入力側に設けられたフィルタと、
を備える三相電力変換装置の制御方法において、
出力電力が大きい高負荷条件のときには、三相電圧の各相電圧を１２０°期間毎に順番に固定する二相変調の駆動パルスを出力して前記複数のスイッチをオン／オフ動作させ、
前記出力電力の小さい軽負荷条件を検出すると、前記二相変調から、前記三相電圧の三相全てを変調する三相変調に切り替え、前記三相変調の駆動パルスを出力して前記複数のスイッチをオン／オフ動作させることを特徴とする三相電力変換装置の制御方法。

【請求項2】

複数のスイッチをスイッチングして三相の電力変換を行うスイッチング回路と、
リアクトルを有し、前記スイッチング回路の出力側又は入力側に設けられたフィルタと、
三相電圧の各相電圧を１２０°期間毎に順番に固定する二相変調の駆動パルスを出力して前記複数のスイッチをオン／オフ動作させる制御部と、
を備える三相電力変換装置において、
前記制御部は、
出力電力の小さい軽負荷条件を検出すると、前記二相変調から、前記三相電圧の三相全てを変調する三相変調に切り替え、前記三相変調の駆動パルスを出力して、前記複数のスイッチをオン／オフ動作させることを特徴とする三相電力変換装置。

【請求項3】

前記複数のスイッチの内、高レベル側のスイッチと低レベル側のスイッチとの特性を異ならせたことを特徴とする請求項２記載の三相電力変換装置。

【請求項4】

前記リアクトルを流れる三相リアクトル電流を検出する電流検出器を備え、
前記制御部は、
検出された前記三相リアクトル電流の三相／二相変換結果から前記軽負荷条件の判定を行うことを特徴とする請求項２又は３記載の三相電力変換装置。

【請求項5】

前記制御部は、
回転座標電流指令により、前記軽負荷条件の判定を行うことを特徴とする請求項２又は３記載の三相電力変換装置。

【請求項6】

前記制御部は、
変調信号を正側にシフトさせ、前記複数のスイッチの内、休止相の高レベル側のスイッチをオンさせることを特徴とする請求項２～５のいずれか１項記載の三相電力変換装置。

【請求項7】

前記制御部は、
変調信号を負側にシフトさせ、前記複数のスイッチの内、休止相の低レベル側のスイッチをオンさせることを特徴とする請求項２～５のいずれか１項記載の三相電力変換装置。

【請求項8】

前記三相電力変換装置は、三相インバータ、及び三相力率改善回路を含む電力変換装置であることを特徴とする請求項２～７のいずれか１項記載の三相電力変換装置。

【発明の詳細な説明】

【技術分野】

【0001】

本発明は、直流（ＤＣ）電力を三相交流（ＡＣ）電力に変換する三相インバータ装置、三相交流電力の力率を改善する三相力率改善回路（以下「三相ＰＦＣ回路」という。）等を含む三相電力変換装置と、その制御方法に関するものである。

【背景技術】

【0002】

従来、ＤＣ／ＡＣ変換を行うモータ駆動用の三相インバータ装置の効率改善のために、三相の１相分のスイッチング動作を休止させる二相変調方法が利用されている（例えば、二相変調モータ制御装置を記載した特許文献１、モータ駆動制御装置及びヒートポンプ機器を記載した特許文献２、及び三相電圧形変換器のための二相ＰＷＭ法を記載した非特許文献１）。つまり、二相変調方法では、変調信号を遷移（シフト）させることにより、常に、三相スイッチング回路中の一相分のスイッチのオン／オフ動作を停止させている。

【0003】

二相変調方法は、休止する相の選び方の違いで、６０°期間毎に休止相を切り替えるπ／３固定方法の二相変調と、１２０°期間毎に休止相を切り替える２π／３固定方法の二相変調（以下、「非対称型二相変調」という。）とがあり、モータの動作状態により変調方法を選択するものが提案されている（特許文献１）。更に、負荷条件によって二相変調方法と三相変調方法の切り替えを行い、動作の最適化を行う方法も提案されている。特に、特許文献２では、高負荷条件を検出し、制御精度を満足させるために三相変調方法への切り替えを行っている。三相変調方法では、三相スイッチング回路中のすべてのスイッチをオン／オフ動作させている。

【先行技術文献】

【特許文献】

【0004】

【特許文献1】特開２００５－２２９６７６号公報

【特許文献2】特開２０１７－１１８７５５号公報

【非特許文献】

【0005】

【非特許文献1】電気学会論文誌（産業応用部門誌）（ＩＥＥＪ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｒｙ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ）１３８［２］（２０１８）ｐ．１１３－１２１

【発明の概要】

【発明が解決しようとする課題】

【0006】

図１０は、従来の課題を説明するための二相変調方法によるリアクトル鉄損の上昇の測定結果例を示す図である。
なお、図１０の補正説明をすれば、次の（ａ），（ｂ）のことが言える。
（ａ） モータ駆動用インバータ装置にフィルタがないため、リアクトル損失が発生しない。
（ｂ） 系統連系インバータ装置や正弦波電圧インバータ装置について、変調方法によるリアクトル鉄損への影響が検討された従来文献も見当たらない。

【0007】

従来の特許文献１，２及び非特許文献１に記載された二相変調方法の技術は、電力変換部に、リアクトル（Ｌ）とコンデンサ（Ｃ）のＬＣ構成、又はＬＣＬ構成等の高調波成分除去用のフィルタを有しないモータ駆動用インバータ装置に特化した内容であり、出力フィルタを有するインバータ装置の検討が行われていない。二相変調方法を、出力フィルタを有するインバータ装置に適用した場合、図１０に示すように、リアクトル鉄損損失（Ｗ）は、二相変調方法の場合には、三相変調方法に比べて大きくなる。つまり、軽負荷条件においては、スイッチング損失が少ないため、その損失改善効果が低下すると共に、フィルタにおけるリアクトル損失が上昇することにより、鉄損損失が悪化する問題がある。又、非対称型二相変調におけるデバイス損失であるスイッチの非対称特性を利用した効率改善が検討されていない。

【課題を解決するための手段】

【0008】

本発明の三相電力変換装置の制御方法は、複数のスイッチをスイッチングして三相の電力変換を行うスイッチング回路と、リアクトルを有し、前記スイッチング回路の出力側又は入力側に設けられたフィルタと、を備える三相電力変換装置の制御方法である。そして、出力電力が大きい高負荷条件のときには、三相電圧の各相電圧を１２０°期間毎に順番に固定する非対称型二相変調の駆動パルスを出力して前記複数のスイッチをオン／オフ動作させ、前記出力電力の小さい軽負荷条件を検出すると、前記二相変調から、前記三相電圧の三相全てを変調する三相変調に切り替え、前記三相変調の駆動パルスを出力して前記複数のスイッチをオン／オフ動作させることを特徴とする。

【0009】

又、本発明の三相電力変換装置は、複数のスイッチをスイッチングして三相の電力変換を行うスイッチング回路と、リアクトルを有し、前記スイッチング回路の出力側又は入力側に設けられたフィルタと、三相電圧の各相電圧を１２０°期間毎に順番に固定する非対称型二相変調の駆動パルスを出力して前記複数のスイッチをオン／オフ動作させる制御部と、を備えている。そして、前記制御部は、出力電力の小さい軽負荷条件を検出すると、前記二相変調から、前記三相電圧の三相全てを変調する三相変調に切り替え、前記三相変調の駆動パルスを出力して、前記複数のスイッチをオン／オフ動作させることを特徴とする。

【発明の効果】

【0010】

本発明の三相電力変換装置及びその制御方法によれば、負荷条件により変調モードの切り替えを行っているので、二相変調方法における軽負荷時の損失上昇を抑制できる。又、例えば、非対称型二相変調方法を採用し、特性の違うスイッチを配置することにより（即ち、スイッチの非対称配置により）、コストの上昇を抑え、電力変換効率を向上できる。

【図面の簡単な説明】

【0011】

【図1】本発明の実施例１を示す三相電力変換装置（例えば、三相インバータ装置）を示す回路図

【図2】図１の三相インバータ装置の構成を示す機能ブロック図

【図3】図２の変調信号を正側にシフトさせる二相変調例を示す波形図

【図4】図２の変調信号を負側にシフトさせる二相変調例を示す波形図

【図5】図２の軽負荷条件判定処理を示すフローチャート

【図6】図１のＬ側スイッチの損失分析（スイッチ１２がオフ状態）を示す回路図

【図7】図１のＬ側スイッチの損失分析（スイッチ１２がオン状態）を示す回路図

【図8】三相変調方法と非対称型二相変調方法との損失比較を示す分析図

【図9】本発明の実施例２における三相電力変換装置（例えば、三相インバータ装置）の電力変換部を示す回路図

【図10】従来の課題を説明するための二相変調方法によるリアクトル鉄損の上昇の測定結果例を示す図

【発明を実施するための形態】

【0012】

本発明を実施するための形態は、以下の好ましい実施例の説明を添付図面と照らし合わせて読むと、明らかになるであろう。但し、図面はもっぱら解説のためのものであって、本発明の範囲を限定するものではない。

【実施例0013】

（実施例１の構成）
図１は、本発明の実施例１を示す三相電力変換装置（例えば、三相インバータ装置）を示す回路図である。
この三相インバータ装置は、直流電源１から出力される直流電力を三相交流電力に変換する電力変換部２と、この電力変換部２を制御する制御部３０と、を有し、その電力変換部２から出力される三相交流電力を負荷３へ供給する装置である。

【0014】

電力変換部２は、入力される直流電力を三相交流電力に変換するスイッチング回路１０と、その変換された三相交流電力の高調波成分を除去するフィルタ２０と、を有している。スイッチング回路１０は、制御部３０から供給される複数の駆動パルスＳ１～Ｓ６により、入力される直流電力をスイッチングして三相交流電力に変換する回路であり、Ｕ相の高レベル（以下「Ｈ」という。）側スイッチ１１及び低レベル（以下「Ｌ」という。）側スイッチ１２と、Ｖ相のＨ側スイッチ１３及びＬ側スイッチ１４と、Ｗ相のＨ側スイッチ１５及びＬ側スイッチ１６１５と、を有し、それらがフルブリッジ接続されている。各スイッチ１１～１６には、回生（リカバリ）用のダイオード１１ａ～１６ａが逆並列状態にそれぞれ接続されている。

【0015】

スイッチング回路１０をオン／オフ動作させる変調方法には、Ｕ，Ｖ，Ｗ全相のスイッチ１１～１６をオン／オフ動作させる三相変調方法と、休止相のＬ側スイッチ１２，１４，１６又はＨ側スイッチ１１，１３，１５のいずれか一方をオンさせる非対称型二相変調方法と、がある。本実施例１では、後述の理由により、非対称型二相変調方法を採用し、Ｌ側スイッチをオンさせる非対称型二相変調方法の場合、Ｈ側スイッチ１１，１３，１５としてスイッチング損失特性を重視した（即ち、スイッチング損失の小さい）スイッチ素子（例えば、電流定格の小さな小容量品）、Ｌ側スイッチ１２，１４，１６としてオン抵抗を重視した（即ち、オン抵抗の小さい）スイッチ素子（例えば、電流定格の大きな大容量品）を配置することが望ましい。これに対して、Ｈ側スイッチをオンさせる非対称型二相変調方法の場合は、スイッチ特性を上記とは逆配置にすることが望ましい。小容量品又は大容量品のスイッチ１１～１６は、例えば、ＭＯＳ型電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、ＳｉＣ等の化合物半導体素子といったパワー半導体素子により構成されている。

【0016】

フィルタ２０は、スイッチ１１，１２の接続点、スイッチ１３，１４の接続点、及びスイッチ１５，１６の接続点に分岐接続された三相のリアクトル２１，２２，２３と、この三相のリアクトル２１，２２，２３と負荷３との間に分岐接続された三相のコンデンサ２４，２５，２６と、のＬＣフィルタにより構成されている。

【0017】

図２は、図１の三相インバータ装置の構成を示す機能ブロック図である。
出力電流Ｉｏｕｔを出力する電力変換部２内には、リアクトル（例えば、２１）を流れる三相のインバータ電流Ｉｉｎｖを検出する電流検出器２７が設けられている。

【0018】

制御部３０内には、電流検出器２７に接続された三相／二相変換部３１が設けられている。三相／二相変換部３１は、電流検出器２７で検出された三相のインバータ電流Ｉｉｎｖの電流検出結果を二相の回転座標電流値であるｄ軸電流値ｉｄ及びｑ軸電流値ｉｑに変換するものであり、この出力側に、２つの減算器３２，３３及び電流値換算部３４が接続されている。一方の減算器３２は、入力される電流指令であるｉｄ指令値及びｉｑ指令値の内、そのｉｄ指令値からｄ軸電流値ｉｄを減算して電流誤差を求めるものであり、この出力側に、電流制御部３７が接続されている。他方の減算器３３は、ｉｑ指令値からｑ軸電流値ｉｑを減算して電流誤差を求めるものであり、この出力側に、電流制御部３８が接続されている。

【0019】

電流値換算部３４は、ｄ軸電流値ｉｄ及びｑ軸電流値ｉｑを、皮相電力に対応した電流値ｉｓｏ（＝√（ｉｄ^２＋ｉｑ^２））に変換するものであり、この出力側に、交流周期平均フィルタ処理部３５が接続されている。交流周期平均フィルタ処理部３５は、入力される電流値ｉｓｏを安定させるための交流周期平均やフィルタ処理を行って出力電流値ｉｓを送出するものであり、この出力側に、軽負荷条件判定部３６が接続されている。軽負荷条件判定部３６は、所定閾値（例えば、第１閾値ｔｈ１及び第２閾値ｔｈ２、但し、ｔｈ１＞ｔｈ２）を有し、入力される出力電流値ｉｓと第１閾値ｔｈ１及び第２閾値ｔｈ２との大小を比較し、出力電流値ｉｓ＞第１閾値ｔｈ１のときには、重負荷と判定して二相変調の選択信号ｓｔ２を出力し、出力電流値ｉｓ＜第２閾値ｔｈ２のときには、軽負荷と判定して三相変調の選択信号ｓｔ３を出力し、第１閾値ｔｈ１＞出力電流値ｉｓ＞第２閾値ｔｈ２のときには、前回の判定結果を保持して前回判定結果の選択信号ｓｔ２又はｓｔ３を出力するものであり、この出力側に、信号選択部４２が接続されている。

【0020】

又、一方の電流制御部３７は、フィードバック制御等の制御演算により、減算器３２から出力される電流誤差を零にするような二相のｄ軸変調信号ｍｄを生成するものであり、この出力側に、二相／三相変換部３９が接続されている。他方の電流制御部３８は、フィードバック制御等の制御演算により、減算器３３から出力される電流誤差を零にするような二相のｑ軸変調信号ｍｑを生成するものであり、この出力側に、二相／三相変換部３９が接続されている。二相／三相変換部３９は、入力される二相のｄ軸変調信号ｍｄ及びｑ軸変調信号ｍｑをＵ，Ｖ，Ｗ三相の変調信号ｍｓＵ，ｍｓＶ，ｍｓＷに変換するものであり、この出力側に、信号変換部４０及び信号処理部４１が接続されている。信号変換部４０は、入力されるＵ，Ｖ，Ｗ三相の変調信号ｍｓＵ，ｍｓＶ，ｍｓＷをＵ，Ｖ，Ｗの二相変調信号ｍ２Ｕ，ｍ２Ｖ，ｍ２Ｗに変換するものであり、この出力側に、信号選択部４２が接続されている。信号処理部４１は、入力されるＵ，Ｖ，Ｗ三相の変調信号ｍｓＵ，ｍｓＶ，ｍｓＷに対し、変調率中央シフト処理を行ってＵ，Ｖ，Ｗの三相変調信号ｍ３Ｕ，ｍ３Ｖ，ｍ３Ｗを生成するものであり、この出力側に、信号選択部４２が接続されている。

【0021】

信号選択部４２は、出力電流値ｉｓ＞第１閾値ｔｈ１の重負荷のときには、選択信号ｓｔ２に基づき、二相変調信号ｍ２Ｕ，ｍ２Ｖ，ｍ２Ｗを選択して変調信号ｍＵ，ｍＶ，ｍＷを出力し、第２閾値ｔｈ２＞出力電流値ｉｓのときには、選択信号ｓｔ３に基づき、三相変調信号ｍ３Ｕ，ｍ３Ｖ，ｍ３Ｗを選択して変調信号ｍＵ，ｍＶ，ｍＷを出力し、第１閾値ｔｈ１＞出力電流値ｉｓ＞第２閾値ｔｈ２のときには、記憶している前回の判定結果を保持し、二相変調信号ｍ２Ｕ，ｍ２Ｖ，ｍ２Ｗ又は三相変調信号ｍ３Ｕ，ｍ３Ｖ，ｍ３Ｗを選択して変調信号ｍＵ，ｍＶ，ｍＷを出力するものであり、この出力側に、駆動パルス生成部４３が接続されている。駆動パルス生成部４３は、入力される変調信号ｍＵ，ｍＶ，ｍＷと搬送波（例えば、三角波）とを比較してパルス幅変調（以下「ＰＷＭ」という。）を行い、複数の駆動パルスＳ１～Ｓ６を生成してスイッチ１１～１６をオン／オフ動作させるものである。

【0022】

（図１の電力変換部２の動作）
図１において、直流電源１から、三相インバータ装置の電力変換部２に直流電力が供給されると、その直流電力が、電力変換部２内のスイッチング回路１０に入力される。スイッチング回路１０では、制御部３０から供給される駆動パルスＳ１～Ｓ６により、Ｈ側スイッチ１１，１３，１５とＬ側スイッチ１２，１４，１６とが、デッドタイムをおいて相補的にオン／オフ動作し、入力された直流電力が三相交流電力に変換される。変換された三相交流電力は、フィルタ２０によって高調波成分が除去され、負荷３へ供給される。

【0023】

（図２の制御部３０の制御方法）
図２の制御部３０では、以下のようにして駆動パルスＳ１～Ｓ６を生成し、電力変換部２をスイッチング制御する。

【0024】

電力変換部２が動作してリアクトル２１～２３に三相のインバータ電流１ｉｎｖが流れると、これが電流検出器２７で検出され、この電流検出結果が三相／二相変換部３１に入力される。三相／二相変換部３１は、入力された電流検出結果を二相の電流値に変換し、回転座標電流値であるｄ軸電流値ｉｄ及びｑ軸電流値ｉｑを生成する。生成されたｄ軸電流値ｉｄは、電流値換算部３４及び減算器３２へ入力される共に、生成されたｑ軸電流値ｉｑも、電流値換算部３４及び減算器３３へ入力される。電流値換算部３４は、入力されたｄ軸電流値ｉｄ及びｑ軸電流値ｉｑを、皮相電力に対応した電流値ｉｓｏ（＝√（ｉｄ^２＋ｉｑ^２））に換算し、交流周期平均フィルタ処理部３５へ与える。

【0025】

交流周期平均フィルタ処理部３５は、与えられた電流値ｉｓｏに対し、計算結果を安定させるための交流周期平均やフィルタ処理を行って出力電流値ｉｓを求め、その出力電流値ｉｓを軽負荷条件判定部３６へ入力する。軽負荷条件判定部３６は、入力された出力電流値ｉｓと所定閾値（例えば、第１閾値ｔｈ１及び第２閾値ｔｈ２、但し、ｔｈ１＞ｔｈ２）との比較を行い、出力電流値ｉｓ＜第２閾値ｔｈ２のときには、負荷３が軽負荷であると判定して三相変調の選択信号ｓｔ３を出力し、出力電流値ｉｓ＞第１閾値ｔｈ１のときには、負荷３が重負荷であると判定して二相変調の選択信号ｓｔ２を出力し、第１閾値ｔｈ１＞出力電流値ｉｓ＞第２閾値ｔｈ２のときには、記憶している前回の判定結果の選択信号ｓｔ２又はｓｔ３を出力し、それらの選択信号ｓｔ３又はｓｔ２を信号選択部４２へ与える。

【0026】

一方、電流指令であるｉｄ指令値及びｉｑ指令値が制御部３０に入力されると、そのｉｄ指令値が減算器３２に与えられると共に、そのｉｑ指令値が減算器３３に与えられる。減算器３２では、ｉｄ指令値からｄ軸電流値ｉｄを減算して電流誤差を求め、その電流誤差を電流制御部３７へ入力する。同様に、減算器３３では、ｉｑ指令値からｑ軸電流値ｉｑを減算して電流誤差を求め、その電流誤差を電流制御部３８へ入力する。電流制御部３７は、入力された電流誤差に対してフィードバック制御等の制御演算を行い、その電流誤差を零にするような二相のｄ軸変調信号ｍｄを出力して二相／三相変換部３９へ入力する。同様に、電流制御部３８は、入力された電流誤差に対してフィードバック制御等の制御演算を行い、その電流誤差を零にするような二相のｑ軸変調信号ｍｑを出力して二相／三相変換部３９へ入力する。

【0027】

二相／三相変換部３９は、入力された二相のｄ軸変調信号ｍｄ及びｑ軸変調信号ｍｑを三相の変調信号ｍｓＵ，ｍｓＶ，ｍｓＷに変換し、信号変換部４０及び信号処理部４１に与える。信号変換部４０は、与えられた三相の変調信号ｍｓＵ，ｍｓＶ，ｍｓＷを二相変調信号ｍ２Ｕ，ｍ２Ｖ，ｍ２Ｗに変換し、信号選択部４２へ入力する。信号処理部４１は、与えられた三相の変調信号ｍｓＵ，ｍｓＶ，ｍｓＷに対し、変調率の中央シフト処理を行って三相変調信号ｍ３Ｕ，ｍ３Ｖ，ｍ３Ｗを生成し、信号選択部４２へ入力する。

【0028】

信号選択部４２は、軽負荷条件判定部３６から与えられた選択信号が、三相変調の選択信号ｓｔ３の場合には、入力された三相変調信号ｍ３Ｕ，ｍ３Ｖ，ｍ３Ｗを選択してその変調信号ｍＵ，ｍＶ，ｍＷ（＝ｍ３Ｕ，ｍ３Ｖ，ｍ３Ｗ）を駆動パルス生成部４３へ入力し、与えられた選択信号が、二相変調の選択信号ｓｔ２の場合には、入力された二相変調信号ｍ２Ｕ，ｍ２Ｖ，ｍ２Ｗを選択してその変調信号ｍＵ，ｍＶ，ｍＷ（＝ｍ２Ｕ，ｍ２Ｖ，ｍ２Ｗ）を駆動パルス生成部４３へ入力する。駆動パルス生成部４３は、入力された変調信号ｍＵ，ｍＶ，ｍＷ（＝ｍ３Ｕ，ｍ３Ｖ，ｍ３Ｗ又はｍ２Ｕ，ｍ２Ｖ，ｍ２Ｗ）と三角波とを比較してＰＷＭを行い、三相変調又は二相変調の駆動パルスＳ１～Ｓ６を出力してスイッチ１１～１６をオン／オフ動作させる。

【0029】

（実施例１の制御方法の要点）
図３は、図２の変調信号を正側にシフトさせる二相変調例を示す波形図である。更に、図４は、図２の変調信号を負側にシフトさせる二相変調例を示す波形図である。図３及び図４の横軸は位相（°）、縦軸はデューティ比である。

【0030】

二相変調方法については、特許文献１に記載されているように、休止する相の選び方の違いで、６０°期間毎に休止相を切り替えるπ／３固定方法の二相変調と、１２０°期間毎に休止相を切り替える非対称型二相変調とがある。本実施例１では、非対称型二相変調を採用し、図２の変調信号を正側にシフトさせる二相変調の例が図３に示され、図２の変調信号を負側にシフトさせる二相変調の例が図４に示されている。

【0031】

図２の信号変換部４０に入力されるＵ，Ｖ，Ｗ三相の変調信号ｍｓＵ，ｍｓＶ，ｍｓＷからなる変調信号を、図３に示すように、正側にシフトさせた場合、複数のスイッチ１１～１６の内、休止相のＨ側のスイッチ（１１，１３，１５のいずれか１つ）がオンする。
これに対して、図４に示すように、変調信号を負側にシフトさせた場合、休止相のＬ側のスイッチ（１２，１４，１６のいずれか１つ）がオンする。つまり、図４の場合は、変調信号をＬ側にシフトし、一相分のデューティ比を零までシフトさせることにより、スイッチング周期において、Ｈ側スイッチ（１１，１３，１５のいずれか１つ）をオフし、Ｌ側スイッチ（１２，１４，１６のいずれか１つ）をオンすることになるので、オン／オフのスイッチング動作が休止することになる。

【0032】

パワーエレクトロニクス分野（電力用半導体スイッチング素子を利用して電力の変換や制御とそれらの応用を取り扱う技術分野）において、リアクトル損失測定が共通課題であるが、従来、特に二相変調方法によるリアクトル損失への影響についての検討事例が確認されていない。そこで、本実施例１では、今回開発の計測手法を用いて変調方法によるリアクトル鉄損への影響を明らかにした上、図３及び図４に示す非対称型二相変調を採用し、スイッチ１１～１６の非対称配置を提案して三相インバータ装置の高効率化を図っている。更に、二相変調方法は、スイッチング損失を大幅に低減できる一方、リアクトル鉄損上昇の問題がある。スイッチング損失は出力電力に略比例しているが、リアクトル損失の出力電力への依存が少ない。軽負荷時に、三相変調方法に比べ、二相変調方法を採用した結果により損失上昇の問題があるため、本実施例１では、図２の軽負荷条件判定部３６により、軽負荷条件を判定し、信号選択部４２により、変調方法の切り替えを行い、軽負荷の損失低減を図っている。

【0033】

図５は、図２の軽負荷条件判定部３６及び信号選択部４２の軽負荷条件判定処理を示すフローチャートである。
この図５のフローチャートにおいて、軽負荷条件判定処理が開始されると、ステップＳＴ１において、軽負荷条件判定部３６は、交流周期平均フィルタ処理部３５から入力される出力電流値ｉｓが、第１閾値ｔｈ１よりも大きいか否か（ｉｓ＞ｔｈ１）を判定し、大きいときには（Ｙｅｓ）、重負荷と判定し、選択信号ｓｔ２を信号選択部４２へ出力してステップＳＴ２へ進み、小さいときには（Ｎｏ）、ステップＳＴ３へ進む。ステップＳＴ２において、信号選択部４２は、信号変換部４０から出力された二相変調信号ｍ２Ｕ，ｍ２Ｖ，ｍ２Ｗを選択し、それを変調信号ｍＵ，ｍＶ，ｍＷとして駆動パルス生成部４３へ出力し、処理を終了する。

【0034】

ステップＳＴ３において、軽負荷条件判定部３６は、入力される出力電流値ｉｓが第２閾値ｔｈ２よりも小さいか否か（ｉｓ＜ｔｈ２）を判定し、小さいときには（Ｙｅｓ）、軽負荷と判定し、選択信号ｓｔ３を信号選択部４２へ出力してステップＳＴ４へ進み、大きいときには（Ｎｏ）、ステップＳＴ５へ進む。ステップＳＴ４において、信号選択部４２は、信号処理部４１から出力された三相変調信号ｍ３Ｕ，ｍ３Ｖ，ｍ３Ｗを選択し、それを変調信号ｍＵ，ｍＶ，ｍＷとして駆動パルス生成部４３へ出力し、処理を終了する。
ステップＳＴ５において、信号選択部４２は、前回の判定結果を保持し、二相変調信号ｍ２Ｕ，ｍ２Ｖ，ｍ２Ｗ又は三相変調信号ｍ３Ｕ，ｍ３Ｖ，ｍ３Ｗを選択し、変調信号ｍＵ，ｍＶ，ｍＷとして駆動パルス生成部４３へ出力し、処理を終了する。

【0035】

この図５のフローチャートの軽負荷条件判定処理は、処理自体が非常にシンプル（単純）なものであり、インバータ電流Ｉｉｎｖから出力電流値ｉｓを検出し、第１閾値ｔｈ１を超えたら重負荷と判定して二相変調方法を選択し、第２閾値ｔｈ２を下回ったら、軽負荷と判定して三相変調方法を選択する。頻繁の切り替えを避けるため、第２閾値ｔｈ２は、第１閾値ｔｈ１にヒステリシスを減算した値である。
リアクトル損失の比較分析（検出を含む。）は難しい課題であり、このような課題を本実施例１では巧みに解決している。

【0036】

（実施例１の効果）
図６は、図１のＬ側スイッチの損失分析（スイッチ１２がオフ状態）を示す回路図である。更に、図７は、図１のＬ側スイッチの損失分析（スイッチ１２がオン状態）を示す回路図である。

【0037】

この図６及び図７には、Ｕ相電流が正であるときのＬ側スイッチ１２の損失分析図が示されている。Ｈ側スイッチ１１をオフした後に、Ｌ側スイッチ１２がオンする（図６）。ドレイン－ソース間に殆ど電圧が掛からない状態で、スイッチ１２をオンするため、このスイッチ１２のターンオン損失は殆ど発生しない。又、図７の状態から、スイッチ１２をオフするときに、ダイオード１２ａがオンするため、スイッチ１２のターンオフ損失も殆ど発生しない。次に、スイッチ１１をターンオンするときに、ダイオード１２ａにリカバリ電流が流れるが、スイッチ１１として例えばＳｉＣスイッチ素子等を使用した場合、リカバリ損が少ないので、その影響は非常に小さい。即ち、電流が正である間に、Ｌ側スイッチ１２が同期整流の役割になって、スイッチング損失は殆ど発生しない。
電流が負である間に、スイッチ１２のスイッチング損失が発生するが、電流の大きい１２０°期間において、スイッチ１２がオン状態に保持されるため、導通損失は増えるが、スイッチング損失が大幅に低減される。

【0038】

図８は、三相変調方法と休止相のＬ側スイッチをオンさせる非対称型二相変調方法との損失比較を示す分析図である。
図８において、符号＊１は三相変調方法、符号＊２は二相変調方法である。Ｈ側スイッチ１１の導通期間の減少により導通損が減るが、スイッチング損失が殆ど変わらない。Ｌ側スイッチ１２の導通損失が増える結果になるが、スイッチング損失が大幅に減少する。

【0039】

この分析結果に基づき、本実施例１では、非対称型二相変調方法を採用し、Ｈ側スイッチ１１，１３，１５としてスイッチング損失特性を重視したスイッチ素子、Ｌ側スイッチ１２，１４，１６にオン抵抗を重視したスイッチ素子を配置することにより、コスト上昇を抑え、効率の改善を行っている。Ｈ側スイッチ１１，１３，１５に流れる電流が減少するため、例えば、Ｈ側スイッチ１１，１３，１５に小容量品（電流定格）、Ｌ側スイッチ１２，１４，１６に大容量品（電流定格）を配置することで、コストの上昇を抑え、効率改善が図れる。

【0040】

（実施例１の変形例）
本実施例１では、次の（１）～（３）のように変更（変形）しても良い。
（１） 実施例１では、休止モードの作り方としてＬ側スイッチ１２，１４，１６をオンさせる図４の非対称型二相変調方法を例として説明したが、Ｈ側スイッチ１１，１３，１５をオンさせる図３の非対称型二相変調方法についても、スイッチ特性を逆配置することにより、同様な改善効果が得られる。
（２） 実施例１では、軽負荷条件判定のために、インバータ電流Ｉｉｎｖの三相／二相変換結果を利用しているが、それに代えて、以下のような信号を利用しても良く、上記と略同様の効果が得られる。
・ｉｄ電流指令値、ｉｑ電流指令値
・インバータ電流Ｉｉｎｖの実効値演算結果
・出力電流Ｉｏｕｔの三相／二相変換結果
・出力電流Ｉｏｕｔの実効値変換結果
・図示しないが、三相インバータ装置の出力電力演算結果
（３） 実施例１の三相インバータ装置では、負荷３に電力を供給しているがその負荷３に代えて、系統電源に電力を供給する構成にしても良い。

【実施例0041】

図９は、本発明の実施例２における三相電力変換装置（例えば、三相インバータ装置）の電力変換部を示す回路図である。この図９において、実施例１を示す図１中の要素と共通の要素には共通の符号が付されている。

【0042】

本実施例２の三相インバータ装置では、実施例１のＬＣ型のフィルタ２０に代えて、ＬＣＬ型のフィルタ２０Ａが設けられている。ＬＣＬ型のフィルタ２０Ａは、直列に接続された三相のリアクトル２１，２２，２３と新たに追加された三相のリアクトル５１，５２，５３との間に、三相のコンデンサ２４，２５，２６が分岐接続されている。その他の構成は、実施例１と同様である。
本実施例２では、ＬＣＬ型のフィルタ２０Ａを設けているので、実施例１に比べて、高調波の除去精度が向上する。その他は、実施例１と略同様の作用効果を奏する。