(19)【発行国】日本国特許庁(JP)
(12)【公報種別】公開特許公報(A)
(11)【公開番号】P2022084498
(43)【公開日】2022-06-07
(54)【発明の名称】デジタル通信方式
(51)【国際特許分類】
H04B 1/713 20110101AFI20220531BHJP
【ＦＩ】
H04B1/713
【審査請求】有
【請求項の数】1
【出願形態】書面
(21)【出願番号】P 2020207126
(22)【出願日】2020-11-26
(11)【特許番号】
(45)【特許公報発行日】2022-01-12
(71)【出願人】
【識別番号】501259190
【氏名又は名称】巻島 洋二
(72)【発明者】
【氏名】巻島 洋二
(57)【要約】 （修正有）
【課題】信号送出の立ち上がり時間の短く、受信側の逆変換における同期の安定性の改善をしたドローン等を含めた無線機器及び通信方法を提供する。
【解決手段】受信入力をアンテナ２０１、バンドパスフィルタ２０２、増幅回路２０３及びバンドパスフィルタ２０４を介して混合回路２０５に入力する。混合回路２０５は、受信入力と第１局部発振波と混合し、バンドパスフィルタ２１１及びバンドパスフィルタ２２４に出力し、増幅回路２１２を介して、乗算回路２１３で乗算し、周波数の和と差の周波数から差の周波数を抽出して、ベースバンド回路２１５に入力する。非指定波の入力は、同期がとれず通過帯域外に広く拡散されて、その出力の大部分は減衰して、指定波に影響を及ぼす干渉を起こさない。指定波出力をベースバンド回路において復調及び復号して、直並列変換回路２０６において、出力の他、ベースバンド回路２２５の出力を入力し、直列信号に変換する。
【選択図】図２
【解決手段】受信入力をアンテナ２０１、バンドパスフィルタ２０２、増幅回路２０３及びバンドパスフィルタ２０４を介して混合回路２０５に入力する。混合回路２０５は、受信入力と第１局部発振波と混合し、バンドパスフィルタ２１１及びバンドパスフィルタ２２４に出力し、増幅回路２１２を介して、乗算回路２１３で乗算し、周波数の和と差の周波数から差の周波数を抽出して、ベースバンド回路２１５に入力する。非指定波の入力は、同期がとれず通過帯域外に広く拡散されて、その出力の大部分は減衰して、指定波に影響を及ぼす干渉を起こさない。指定波出力をベースバンド回路において復調及び復号して、直並列変換回路２０６において、出力の他、ベースバンド回路２２５の出力を入力し、直列信号に変換する。
【選択図】図２
【特許請求の範囲】
【請求項1】
周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）方式において、同じ占有帯域幅（ここではチャネル間隔と同一とする）の複数のチャネルを使用し、その送信側では、同一の発振源を持ち、前記占有帯域幅を１／τＨｚとしたとき、τ秒の整数倍ごとに同期する複数の発振回路及び前記同一の発振源を持つ複数の発振回路のうちの複数の発振回路の出力が前もって定められた時間毎に切替わり、前記出力の切換が前記τ秒の整数倍を周期として繰り返されるとともに前記周期が発振回路と定期的に同期している出力を一方の入力とする周波数変換回路を出力側に具備した送信側ベースバンド回路をデータの速度及び種類に応じた数具備し、前記複数の発振回路の発振源と定期的に同期する信号によって搬送波を変調し、直接又はさらに周波数変換して送信し、送信初期の前もって定められた時間内においては、前もって定められた同一の信号によって変調され、さらに前もって定められた周波数変換回路に入力される周波数変換用周波数を前もって定められた１周波数のみとする手段を有し、
受信側においては、送信側と同様に同一の発振源を持ち、前記τ秒の整数倍ごとに同期する複数の発振回路及び入力側に前記複数の発振回路の出力のうちの複数の発振回路の出力が前もって定められた時間毎に切替わり前記切換が前記τ秒の複数倍を周期として繰り返される入力を一方の入力とする乗算回路を具備した受信側ベースバンド回路を送信側のベースバンドの数に応じた数具備し、受信波を直接又は周波数変換して、その出力を乗算回路に入力し、前記個々の乗算回路において、前記複数の発振回路の出力であって送信側と同じ周波数間隔で同じ数の周波数で構成され、それらの周波数が切り替わる間隔が、送信側複数の発振回路の出力の切り替わる間隔と同期した受信側局部発振波によって前記乗算回路において周波数変換（逆変換）し、その出力をベースバンド回路に入力し、復調、複号し、受信入力直後の前もって定められた時間内においては、前もって定められた乗算回路に入力される周波数変換用周波数は送信側に対応した１周波数のみとし、前記乗算回路の出力側の受信側ベースバンド回路の出力によって前記複数の発振回路の発信源を制御して、送信側と同期させ、同期させることによって前もって定められた別のベースバンド回路に出力が得られ、その出力を前記乗算回路の出力側の受信側ベースバンド回路の出力に加えて、前記複数の発振回路の発信源を制御することを特徴とするデジタル通信方式
受信側においては、送信側と同様に同一の発振源を持ち、前記τ秒の整数倍ごとに同期する複数の発振回路及び入力側に前記複数の発振回路の出力のうちの複数の発振回路の出力が前もって定められた時間毎に切替わり前記切換が前記τ秒の複数倍を周期として繰り返される入力を一方の入力とする乗算回路を具備した受信側ベースバンド回路を送信側のベースバンドの数に応じた数具備し、受信波を直接又は周波数変換して、その出力を乗算回路に入力し、前記個々の乗算回路において、前記複数の発振回路の出力であって送信側と同じ周波数間隔で同じ数の周波数で構成され、それらの周波数が切り替わる間隔が、送信側複数の発振回路の出力の切り替わる間隔と同期した受信側局部発振波によって前記乗算回路において周波数変換（逆変換）し、その出力をベースバンド回路に入力し、復調、複号し、受信入力直後の前もって定められた時間内においては、前もって定められた乗算回路に入力される周波数変換用周波数は送信側に対応した１周波数のみとし、前記乗算回路の出力側の受信側ベースバンド回路の出力によって前記複数の発振回路の発信源を制御して、送信側と同期させ、同期させることによって前もって定められた別のベースバンド回路に出力が得られ、その出力を前記乗算回路の出力側の受信側ベースバンド回路の出力に加えて、前記複数の発振回路の発信源を制御することを特徴とするデジタル通信方式
【発明の詳細な説明】
【技術分野】
【0001】
本発明は、デジタル情報データを送受信する通信方式に関する。
【背景技術】
【0002】
現在、ドローン等を含めた無線機器において、電波の使用が非常に多くなってきている。
しかし、この分野においては、個別の通信及び種類の異なる信号を同時に伝送する場合が多く、そのため、携帯電話のような周波数利用効率の改善は難しいのが現状である。
今後、電波を使用する機器が多くなるにつれて、機器間の干渉が多くなっていくことが考えられる。従って、安価で小型でありながら、機器間の干渉が限りなく少なく、しかも周波数利用効率に優れている方式が望まれている。
そこで、発明者は、前記に関連する特許、特願２０１４－１９３０５３、特願２０１７－６３８５３及び特願２０１８―２０８４６６を出願している。
しかし、前記出願においては、周波数利用効率は改善されたが、特願２０１４－１９３０５３においては、前記逆変換する場合の同期の安定性に問題があり、特願２０１７－６３８５３においては、回路部品が多くなるという問題があり、さらに特願２０１８―２０８４６６においては、信号送出の立ち上がり時間が長いという問題があった。
しかし、この分野においては、個別の通信及び種類の異なる信号を同時に伝送する場合が多く、そのため、携帯電話のような周波数利用効率の改善は難しいのが現状である。
今後、電波を使用する機器が多くなるにつれて、機器間の干渉が多くなっていくことが考えられる。従って、安価で小型でありながら、機器間の干渉が限りなく少なく、しかも周波数利用効率に優れている方式が望まれている。
そこで、発明者は、前記に関連する特許、特願２０１４－１９３０５３、特願２０１７－６３８５３及び特願２０１８―２０８４６６を出願している。
しかし、前記出願においては、周波数利用効率は改善されたが、特願２０１４－１９３０５３においては、前記逆変換する場合の同期の安定性に問題があり、特願２０１７－６３８５３においては、回路部品が多くなるという問題があり、さらに特願２０１８―２０８４６６においては、信号送出の立ち上がり時間が長いという問題があった。
【発明が解決しようとする課題】
【0003】
干渉を少なくする方法として、送信側において、希望波の搬送波に雑音及び非希望波と異なる特殊な変化を加え、受信側においては、前記入力と前記特殊の変化と逆の変化をする入力を乗算回路に入力して逆変換することによって元に戻し、一方、特殊の変化のない雑音を含めた非希望波の電力は逆変換されず、その電力が広く拡散されるようにする方法が考えられる。前記非希望波の帯域内及び近接帯域内の電力が広く拡散されることにより、前記非希望波の帯域内及び近接帯域内の電力は大幅に減少する。これにより、雑音を含めた非希望波の電力による希望波の干渉を非常に小さくできる。この手法は、前記出願済みの特願２０１４－１９３０５３、特願２０１７－６３８５３及び特願２０１８―２０８４６６によって達成されている。しかし、これらには前記の通り種々の欠点があった。
これらを解決するためには、前記特願２０１８―２０８４６６において、信号送出の立ち上がり時間を十分短くするとともに、前記受信側の逆変換における同期の安定性の改善を行う必要がある。
これらを解決するためには、前記特願２０１８―２０８４６６において、信号送出の立ち上がり時間を十分短くするとともに、前記受信側の逆変換における同期の安定性の改善を行う必要がある。
【課題を解決する為の手段】
【0004】
周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）方式において、使用する周波数帯域を占有帯域幅（ここではチャネル間隔と同一とする）が同一の複数のチャネルを使用する。
送信側では、同一の発振源を持ち、占有帯域幅を１／τＨｚとしたとき、τ秒の整数倍毎に同期する複数の発振回路（以降送信側ホッピング用局発と称する）及び前記ホッピング用局発のうちの複数の出力を一方の入力とする周波数変換回路を出力側に具備したベースバンド回路を、デジタル信号の種類及びデータ速度に対応じた数、複数具備する。この場合、ベースバンド回路の数が最小で２個となるので、機器の大型化及び高価格化が懸念されるが、当該ベースバンド回路はＩＣ化が可能であるので、小型で安価にすることが可能であり、信号伝搬用にも使用するため問題ないと考える。
入力信号は、前記複数の発振回路の同一の発振源の分周された出力と同期し、そのデータ幅が前記τ秒の複数倍となるデジタル信号に変換される。前記変換されたデジタル信号によって変調された被変調波を、それぞれのベースバンド回路の出力側に具備された周波数変換回路において、複数の周波数から構成され、それらの周波数、周波数の切り替わる間隔、及び順番が前もって定められており、さらに前記変化がデジタルデータの幅より十分短い時間（１／１０以下）でτ秒の整数倍を周期として繰り返される送信側ホッピング用局発の周波数により周波数変換し、直接又はさらに周波数変換して送信する。
受信側においては、送信側と同様に同一の発振源を持ち、τ秒の整数倍毎に同期する複数の発振回路（以降受信側ホッピング用局発と称する）及び入力側に前記複数の発振回路の出力を一方の入力とする乗算回路を具備した受信側ベースバンド回路を、前もって定められた数具備する。
受信波を直接又は周波数変換して、その出力を乗算回路に入力する。前記個々の乗算回路において、前記複数の受信側ホッピング用局発の出力であって送信側と同じ周波数間隔で同じ数の周波数で構成され、それらの周波数が切り替わる周期が、複数の送信側ホッピング用局発の出力の切り替わる周期と同期した受信側ホッピング用局発によって前記乗算回路において周波数変換（逆変換）する。
周波数変換された個々の出力を個々のベースバンド回路に入力し、復調し、復号して、前記複数の個々のベースバンド回路の出力を適応する信号に変換する。
送信側では、同一の発振源を持ち、占有帯域幅を１／τＨｚとしたとき、τ秒の整数倍毎に同期する複数の発振回路（以降送信側ホッピング用局発と称する）及び前記ホッピング用局発のうちの複数の出力を一方の入力とする周波数変換回路を出力側に具備したベースバンド回路を、デジタル信号の種類及びデータ速度に対応じた数、複数具備する。この場合、ベースバンド回路の数が最小で２個となるので、機器の大型化及び高価格化が懸念されるが、当該ベースバンド回路はＩＣ化が可能であるので、小型で安価にすることが可能であり、信号伝搬用にも使用するため問題ないと考える。
入力信号は、前記複数の発振回路の同一の発振源の分周された出力と同期し、そのデータ幅が前記τ秒の複数倍となるデジタル信号に変換される。前記変換されたデジタル信号によって変調された被変調波を、それぞれのベースバンド回路の出力側に具備された周波数変換回路において、複数の周波数から構成され、それらの周波数、周波数の切り替わる間隔、及び順番が前もって定められており、さらに前記変化がデジタルデータの幅より十分短い時間（１／１０以下）でτ秒の整数倍を周期として繰り返される送信側ホッピング用局発の周波数により周波数変換し、直接又はさらに周波数変換して送信する。
受信側においては、送信側と同様に同一の発振源を持ち、τ秒の整数倍毎に同期する複数の発振回路（以降受信側ホッピング用局発と称する）及び入力側に前記複数の発振回路の出力を一方の入力とする乗算回路を具備した受信側ベースバンド回路を、前もって定められた数具備する。
受信波を直接又は周波数変換して、その出力を乗算回路に入力する。前記個々の乗算回路において、前記複数の受信側ホッピング用局発の出力であって送信側と同じ周波数間隔で同じ数の周波数で構成され、それらの周波数が切り替わる周期が、複数の送信側ホッピング用局発の出力の切り替わる周期と同期した受信側ホッピング用局発によって前記乗算回路において周波数変換（逆変換）する。
周波数変換された個々の出力を個々のベースバンド回路に入力し、復調し、復号して、前記複数の個々のベースバンド回路の出力を適応する信号に変換する。
【0005】
本考案においての大きな課題は、送信側ホッピング用局発の切り替わる周期と受信側ホッピング用局発の切り替わる周期との同期を早期に安定的に確立することである。
それには、送信側の周波数及び送信側ホッピング用局発の切り替わる間隔及びその周期を定期的に送信側周波数に同期させる情報を、受信側に常時伝送する方法がある。
しかし、送信初期においては、前記同期が成立していないため、前記同期の情報を伝送することは出来ない。そこで、本考案では、送信初期の前もって定められた時間内においては、前もって定められた送信側周波数と定期的に同期した同期用信号によって変調し、さらに、前もって定められた周波数変換回路においては、入力される周波数変換用周波数を前もって定められた１周波数のみとした。
また、受信側においては、受信入力直後の前もって定められた時間内において、乗算回路及び受信側ベースバンド回路の内、２個の乗算回路及び受信側ベースバンド回路において、前もって定められた一対の乗算回路及び受信側ベースバンド回路の乗算回路において、その乗算回路に入力される周波数変換用周波数を送信側に対応した１周波数のみとする。この状態では現行の方式と同じとなるので、送受間の同期は不要となり、前記受信側ベースバンド回路（以降回路Ａと称する）から復調出力が得られるようになり、その出力から同期用信号（本実施例では１／４τＨｚ）成分を抽出出来るようになる。この出力によって受信側発振回路の発信源の周波数を制御するようになる。これにより、前記発振回路の出力が送信側と同期する。同期することによって、他の乗算回路において逆変換が正常に行われるようになり、前もって定められたもう一つの受信側ベースバンド回路（以降回路Ｂと称する）から出力が得られる。これにより、回路Ａの出力に回路Ｂの出力が加えられ、受信側発振回路の発信源の周波数を制御するようになる。前記出力がある一定以上になると、回路Ａの乗算回路の周波数変換用周波数は、複数波の切換となり、回路Ａの出力は一時断となる。その後すぐにＡの出力が得られ、前記二つの信号は、同一の信号であり出力及び位相が一致しているため、これらの出力の合成がスムーズに行われ、前記同期が安定に継続される。この状態において、前記同期用信号が伝送用信号に切り替わった場合、伝送用信号の同期用信号（本実施例では１／４τＨｚ）成分は少ないため、Ａ及びＢの回路の出力は一時減少するが、ＡＧＣによって保証される。従って、前記同期は途切れることなく安定的に継続される。また、この場合の信号送出の立ち上がり時間は、前記回路Ａから出力が再度得られるまでの時間に相当するため、大幅に短くなる。
よって、送信側ホッピング用局発の切り替わる間隔周期と受信側ホッピング用局発の切り替わる周期との同期を早期に安定的に確立することが解決された。
それには、送信側の周波数及び送信側ホッピング用局発の切り替わる間隔及びその周期を定期的に送信側周波数に同期させる情報を、受信側に常時伝送する方法がある。
しかし、送信初期においては、前記同期が成立していないため、前記同期の情報を伝送することは出来ない。そこで、本考案では、送信初期の前もって定められた時間内においては、前もって定められた送信側周波数と定期的に同期した同期用信号によって変調し、さらに、前もって定められた周波数変換回路においては、入力される周波数変換用周波数を前もって定められた１周波数のみとした。
また、受信側においては、受信入力直後の前もって定められた時間内において、乗算回路及び受信側ベースバンド回路の内、２個の乗算回路及び受信側ベースバンド回路において、前もって定められた一対の乗算回路及び受信側ベースバンド回路の乗算回路において、その乗算回路に入力される周波数変換用周波数を送信側に対応した１周波数のみとする。この状態では現行の方式と同じとなるので、送受間の同期は不要となり、前記受信側ベースバンド回路（以降回路Ａと称する）から復調出力が得られるようになり、その出力から同期用信号（本実施例では１／４τＨｚ）成分を抽出出来るようになる。この出力によって受信側発振回路の発信源の周波数を制御するようになる。これにより、前記発振回路の出力が送信側と同期する。同期することによって、他の乗算回路において逆変換が正常に行われるようになり、前もって定められたもう一つの受信側ベースバンド回路（以降回路Ｂと称する）から出力が得られる。これにより、回路Ａの出力に回路Ｂの出力が加えられ、受信側発振回路の発信源の周波数を制御するようになる。前記出力がある一定以上になると、回路Ａの乗算回路の周波数変換用周波数は、複数波の切換となり、回路Ａの出力は一時断となる。その後すぐにＡの出力が得られ、前記二つの信号は、同一の信号であり出力及び位相が一致しているため、これらの出力の合成がスムーズに行われ、前記同期が安定に継続される。この状態において、前記同期用信号が伝送用信号に切り替わった場合、伝送用信号の同期用信号（本実施例では１／４τＨｚ）成分は少ないため、Ａ及びＢの回路の出力は一時減少するが、ＡＧＣによって保証される。従って、前記同期は途切れることなく安定的に継続される。また、この場合の信号送出の立ち上がり時間は、前記回路Ａから出力が再度得られるまでの時間に相当するため、大幅に短くなる。
よって、送信側ホッピング用局発の切り替わる間隔周期と受信側ホッピング用局発の切り替わる周期との同期を早期に安定的に確立することが解決された。
【0006】
本考案においては、受信入力が複数の入力から構成され、それらはそれぞれ複数の同じ周波数で構成され、前記複数の周波数が前もって定められた間隔で切り替わっている。また、送信初期において、受信入力は、単一の周波数の入力と前記の複数の同じ周波数で構成され、前もって定められた間隔で切り替わっている入力から構成されている。
通常、同一の搬送波周波数を同時に入力した場合、干渉を起こし通信できない。干渉を起こすのは、希望波入力が、他の入力によって、受信側ベースバンド回路の復調回路までの間で、入出力特性が非直線に追い込まれるか、復調出力が変化して複号に際して、その許容誤差を超えるからである。言い換えれば、各ベースバンド回路に同一の周波数が入力されても、雑音を含めた希望波以外の電力が復調回路までの間に減衰して、複号において誤りを起こすまでの電力にならなければ、干渉が問題とならない。
そこで、本考案においては、雑音を含めた指定波以外の電力を、受信側乗算回路において逆変換出来ないようにして大きく拡散させ、バンドパスフィルタによって大きく減衰させている。これにより、通過帯域内に入る妨害波の電力は大幅に減少して、複号における誤りが起こらなくなる。受信側乗算回路に入力される受信入力と周波数変換用周波数のいずれかが急激に位相が変化した場合、受信側乗算回路出力側において、位相が大幅にずれて大きな拡散が起きる。これは同期がとれない場合である。また、前記のいずれか入力が急激に変化した場合、もう一方の入力も前記位相の変化を打ち消すように変化すれば、受信側乗算回路出力側においての大きな拡散は起きない。これは同期がとれた場合である。前記位相の変化をデータ幅より十分短い間隔で起こさせると、その出力が収束する前に、入力側が切り替わるため出力側位相がまた大幅にずれて拡散が起きる。この拡散が切れ目なく起こるため、妨害波の電力は大幅に減少する。これにより希望波は干渉されず出力されることになる。これは、携帯電話等に多く使用されている符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方式の場合と同様な原理である。
通常、同一の搬送波周波数を同時に入力した場合、干渉を起こし通信できない。干渉を起こすのは、希望波入力が、他の入力によって、受信側ベースバンド回路の復調回路までの間で、入出力特性が非直線に追い込まれるか、復調出力が変化して複号に際して、その許容誤差を超えるからである。言い換えれば、各ベースバンド回路に同一の周波数が入力されても、雑音を含めた希望波以外の電力が復調回路までの間に減衰して、複号において誤りを起こすまでの電力にならなければ、干渉が問題とならない。
そこで、本考案においては、雑音を含めた指定波以外の電力を、受信側乗算回路において逆変換出来ないようにして大きく拡散させ、バンドパスフィルタによって大きく減衰させている。これにより、通過帯域内に入る妨害波の電力は大幅に減少して、複号における誤りが起こらなくなる。受信側乗算回路に入力される受信入力と周波数変換用周波数のいずれかが急激に位相が変化した場合、受信側乗算回路出力側において、位相が大幅にずれて大きな拡散が起きる。これは同期がとれない場合である。また、前記のいずれか入力が急激に変化した場合、もう一方の入力も前記位相の変化を打ち消すように変化すれば、受信側乗算回路出力側においての大きな拡散は起きない。これは同期がとれた場合である。前記位相の変化をデータ幅より十分短い間隔で起こさせると、その出力が収束する前に、入力側が切り替わるため出力側位相がまた大幅にずれて拡散が起きる。この拡散が切れ目なく起こるため、妨害波の電力は大幅に減少する。これにより希望波は干渉されず出力されることになる。これは、携帯電話等に多く使用されている符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方式の場合と同様な原理である。
【0007】
ＣＤＭＡ方式においては、拡散符号の幾つかの符号が同じになっても、拡散符号の符号系列が同一でなければ、干渉は生じない。従って、同一搬送波で拡散符号（ＰＮ符号）の数のチャネルの運用が可能となっている。異なっているのは、ＣＤＭＡ方式の場合は、搬送波を拡散符号で変調し変化させているが、本考案の場合は、複数のホッピング用局発の切換によって搬送波周波数を変化させていることである。従って、前記乗算回路に入力されるホッピング用局発の周波数及びホッピング用局発の切り替わる間隔の違いにより分類されるチャネル（以降ホッピング用局発系列と称する）がＣＤＭＡ方式の場合の拡散符号に相当するため、ＣＤＭＡ方式と同様に、同一搬送波でホッピング用局発系列の数のチャネルの運用が可能となっている。
【発明の効果】
【0008】
本発明は、以上説明したように構成されているので、以下に記載されているような効果がある。
【0009】
通過帯域幅がＣＤＭＡ方式の場合より大幅に狭いので、混信に対して十分強くなっている。
【0010】
ベースバンド回路の数が送受各２個の場合、それぞれのホッピング用局発系列が異なれば、それぞれ同じホッピング用局発系列の機器同士は複数同時に使用でき、ホッピング用局発系列の種類及びベースバンド回路の数を多くすれば、狭帯域幅の周波数帯で超高速のデータ伝送が可能となるので、周波数利用効率が大幅に改善される。
【0011】
各ベースバンド回路は独立しているので、一台の機器において、信号の種類の数だけベースバンド回路を具備すれば、データ速度が異なっていても、複数の信号を同時に伝送できる。
【0012】
従来の方式より微弱な受信入力で、良好な通信ができるので、送信出力をより小さくできる。
【0013】
妨害波及び内部雑音を含めた雑音の影響を大幅に削減できるので、周波数利用効率の良い振幅変復調方式を容易に使用できる。また、単側帯（ＳＳＢ）方式にも使用できるため、短波帯に使用した場合、地球の裏側までの通信がより容易になる。
【0015】
ホッピング用局発の周波数の数及びホッピング用局発系列の幅の数を多くすれば、それぞれに秘匿コードを形成できるため、ＣＤＭＡ以上の秘匿性が得られる。
【発明を実施する為の最良の形態】
【0016】
図１は送信側回路の全体構成図例、図２は受信側回路の全体構成図例、図３はシンセサイザ回路の全体構成図例、図４は送信側乗算回路１１２ホッピング用局発入力１サイクル例、図５は受信初期における動作タイムチャート
【0017】
図１において、入力のデジタル信号を、直並列変換回路１０１に入力する。直並列変換回路１０１において、直列信号から並列信号に変換する。信号の種類が多い場合は、その種類の数に従って、直並列変換回路の数を増す。
【0018】
直並列変換回路１０１の出力は、前もって定められた順序で、前もって定められた送信側ベーバンド回路１１１、１２１に入力する。
【0019】
送信初期の前もって定められた時間内においては、前もって定められた同期用信号によって変調する。前記同期用信号は、同期信号（本実施例では１／４τＨｚ）成分の多いデータ信号に設定する。例えば１，０の信号が交互にある一定時間継続する信号、多値信号の場合は、ある一定時間最大値と最小値が交互に継続する信号等。
【0020】
入力のデジタル信号は、ベースバンド回路１１１において、前記所定の並列信号は多値化する等の変調に適した信号に変換した後、搬送波ｆＴＢを変調し、乗算回路１１２に入力する。
本実施例において、変調周波数をｆｍとすれば、２ｆｍ＜１／τであり、変調方式が周波数変調で周波数偏移をｆｄとすれば、２ｆｍ＋２ｆｄ＜１／τであるので、本実施例では、発振源同期用信号を１／４τＨｚ、データ幅を２τとしている。
本実施例において、変調周波数をｆｍとすれば、２ｆｍ＜１／τであり、変調方式が周波数変調で周波数偏移をｆｄとすれば、２ｆｍ＋２ｆｄ＜１／τであるので、本実施例では、発振源同期用信号を１／４τＨｚ、データ幅を２τとしている。
【0021】
切換回路１１３に２個の局部発振周波数ｆＲＣ１、ｆＲＣ２を入力し、前記４τ秒を周期とする所定のホッピング用局発系列に従って前記２個の周波数を所定の時間毎に切り替えて乗算回路１１３に入力する。ホッピング用局発系列（図４参照）は、他のベースバンド回路（ベースバンド回路１１１系以外の回路）毎に異なるように設定する。
送信初期の前もって定められた時間内においては、周波数変換用周波数（局部発振周波数）は前もって定められた連続した１周波数のみとする。
送信初期の前もって定められた時間内においては、周波数変換用周波数（局部発振周波数）は前もって定められた連続した１周波数のみとする。
【0022】
乗算回路１１２において、ベースバンド回路１１１からの出力と切換回路１１３の出力の周波数の和と差を発生させ、バンドパスフィルタ１１４に入力する。
乗算回路１１２は、他の周波数変換回路でもよいが、乗算回路の出力は、理論的には２つの入力の和と差の周波数のみであるので、次段のフィルタ１１４では主に差の周波数のみを減衰させればよく、フィルタの選択度を低くできるので乗算回路を使用している。
乗算回路１１２は、他の周波数変換回路でもよいが、乗算回路の出力は、理論的には２つの入力の和と差の周波数のみであるので、次段のフィルタ１１４では主に差の周波数のみを減衰させればよく、フィルタの選択度を低くできるので乗算回路を使用している。
【0023】
バンドパスフィルタ１１４において、前記差の周波数を減衰させ、和の周波数を増幅回路１１５に出力する。このフィルタ以降の通過帯域幅は、周波数切換時の立ち上がり立ち下がり時間を可能な限り短くするため、可能な限り広く設定する。
【0024】
バンドパスフィルタ回路１１４の出力を混合回路１１５に出力する。
【0025】
混合回路１１５において、送信側第１局部発振波の周波数ｆＴＬを混合して、その出力をバンドパスフィルタ１１６に入力し、その和の出力を取り出して増幅回路１０２に出力する。
【0026】
増幅回路１０２において、増幅してバンドパスフィルタ１０３を介してアンテナ１０４から出力する。
【0027】
送信側ベースバンド回路１２１からバンドパスフィルタ１２６の回路動作は、送信側ベースバンド回路１１１からバンドパスフィルタ１１６の回路動作と同一であるので省略する。
【0028】
図２において、受信入力ｆｃを、アンテナ２０１、バンドパスフィルタ２０２、増幅回路２０３及びバンドパスフィルタ２０４を介して混合回路２０５に入力する。
【0029】
混合回路２０５において、受信入力ｆｃと第１局部発振波ｆＲＬと混合してｆｃ－ｆＲＬ＝ｆＲＣ１＃ｆＲＣ２＋ｆＲＢをバンドパスフィルタ２１１及びバンドパスフィルタ２２４に出力する。（以降ｆＲＣ１＃ｆＲＣ２においての＃は、交互に代わることを意味する）
【0030】
バンドパスフィルタ２１１において、ｆＲＣ１＃ｆＲＣ２＋ｆＲＢを抽出して、増幅回路２１２に出力する。
【0031】
バンドパスフィルタ２２１以降の動作は、個々の乗算回路に入力される受信側ホッピング用局発系列が異なるのみで、他は同じであるので、図上段の増幅回路２１２系のみを説明する。但し、切換回路２１４においては、受信初期の前もって定められた時間内において、切換制御信号によって、乗算回路２２３に入力される局発入力は前もって定められた一波のみとなる。
【0032】
増幅回路２１２の出力を、乗算回路２１３に入力する。
【0033】
乗算回路２１３において、前記周波数ｆＲＣ１＃ｆＲＣ２＋ｆＲＢとホッピング用局発周波数ｆＲＣ１及びｆＲＣ２とを送信側ホッピング用局発系列に同期させて乗算し、前記周波数の和と差の周波数を出力する。
【0034】
そのうち、前記差の周波数を抽出して、ベースバンド回路２１５に入力する。
【0035】
非指定波の入力は、同期がとれず通過帯域外に広く拡散されて、その出力の大部分は減衰して、指定波に影響を及ぼす干渉を起こさない。
【0036】
指定波出力を、ベースバンド回路において復調及び復号して、直並列変換回路２０６に入力する。
【0037】
直並列変換回路２０６において、前記出力の他、ベースバンド回路２２５の出力を入力し、それらの出力を直列信号に変換する。
【0038】
図３において、送信側第１局部発振周波数ｆＴＬは電圧制御発振回路ＶＣＯ３０１、送信側ホッピング用局発周波数ｆＴＣ１、ｆＴＣ２は電圧制御発振回路ＶＣＯ３０２，３０３、送信側ベースバンド回路周波数ｆＴＢは電圧制御発振回路ＶＣＯ３０４、受信側第１局部発振周波数ｆＲＬは電圧制御発振回路ＶＣＯ３０５、受信側ホッピング用局発周波数ｆＲＣ１、ｆＲＣ２は電圧制御発振回路ＶＣＯ３０６，３０７並びに、送受共通発信源周波数ｆ０は水晶制御発振回路３０８から出力する。
【0039】
前記電圧制御発振回路（ＶＣＯ）の出力の一部は、それぞれ可変分周回路３１１、３１２、３１３、３１４、３１５、３１６及び３１７に出力し、それぞれの周波数に相当する分周数で分周し、それぞれの出力を、位相比較回路３２１、３２２、３２３、３２４、３２５、３２６及び３２７に出力する。可変分周回路３１１、３１４はチャネル変更時に、可変分周回路３１２、３１３、３１５、３１６及び３１７は周波数及び周波数間隔の変更時に分周比を変更する。
【0040】
位相比較回路３２１、３２２、３２３、３２４、３２５、３２６及び３２７において、水晶制御発振回路３０８の出力を分周回路３０９において分周した出力（１／τＨｚ）を入力し、可変分周回路３１１、３１２、３１３、３１４、３１５、３１６及び３１７の出力と位相比較され、その出力をローパスフィルタ３３１、３３２、３３３、３３４、３３５、３３６及び３３７に出力する。
【0041】
ローパスフィルタ３３１、３３２、３３３、３３４、３３５、３３６及び３３７で平滑された出力は、それぞれ電圧制御発振回路（ＶＣＯ）３０１，３０２．３０３、３０４、３０５、３０６及び３０７に出力され、前記電圧制御発振回路（ＶＣＯ）の分周された出力が、水晶制御発振回路３０８の分周回路３０９により分周された出力（１／τＨｚ）と同期するように制御する。
【0042】
分周回路３０９の出力の一部を、さらに分周回路３４１によって分周して、位相比較回路３４２に入力する。そこで復調出力Ａ又はＢと位相比較し、その出力をローパスフィルタ３４３に入力する。
【0043】
ローパスフィルタ３４３の出力を、スイッチ回路３１０に入力する。そこで復調出力Ａ又はＢの入力がある一定以上の場合は、ローパスフィルタ３４３の出力を水晶制御発振回路３０８に入力し、水晶制御発振回路３０８の出力が、復調出力Ａ又はＢと４τ秒ごとに同期するように制御する。
【0044】
復調出力Ａ及びＢの出力が一定以下の場合、スイッチ回路３４４は「断」となり、水晶制御発振回路３０８の出力周波数は、固有の発信周波数となる。
【0045】
受信入力直後の前もって定められた時間内においては、受信入力の１波は単一の周波数であり、乗算回路２１３に入力されるホッピング用局発は一波のみとなるため、送受間の同期は不要となり、ベースバンド回路２１５からは、前もって定められた復調出力Ａを出力する。
【0046】
前記復調出力Ａは、ＢＰＦ３４６を介してＡＧＣ３４５に入力されとともにスイッチ回路３４４を「接」にして、発振回路３０８のループを開く。ＢＰＦ３４６のおいては、信号成分の受信入力時とＢＰＦ３４６出力の位相が同一になるように調整されている。さらにＡＧＣ３４５にて一定出力に制御され、位相比較回路３４２に入力され送信側と受信側の周波数の同期がとれる。
受信側周波数と送信側周波数が同期すれば、ベースバンド回路２２５の出力は、前もって定められた復調出力Ｂが得られる。復調出力Ｂは一定以上となり、ＢＰＦ３４８を介してスイッチ回路３４７に入力する。ＢＰＦ３４８においては、信号成分の受信入力時とＢＰＦ３４８出力の位相が同一になるように調整しておく。
受信側周波数と送信側周波数が同期すれば、ベースバンド回路２２５の出力は、前もって定められた復調出力Ｂが得られる。復調出力Ｂは一定以上となり、ＢＰＦ３４８を介してスイッチ回路３４７に入力する。ＢＰＦ３４８においては、信号成分の受信入力時とＢＰＦ３４８出力の位相が同一になるように調整しておく。
【0047】
復調出力Ｂが一定以上になれば、スイッチ回路３４７が「接」となり、その出力は復調出力Ａと復調回路Ｂの合成された出力となる。以降合成された出力となる。
【0048】
ベースバンド回路２２５の出力に復調出力Ｂが得られてから、前もって定められた時間の経過後、乗算回路２１３に入力されるホッピング用局発は、前もって定められた複数の周波数が切り替わるようになる。前記切り替わる間、復調出力Ａは一時途切れるが、前記切換が終了後、再度出力される。この一定時間後、同期用信号が切れて、伝搬用信号に切り替わる。
【0049】
、
前記同期用信号が切れて伝搬用信号に切り替わると、同期用信号の成分が減少するが、ＡＧＣ３４５にて一定出力に制御されて、送受信周波数の同期は、通信が修了するまで継続されることになる。以上動作の詳細は、図５にて説明する。
前記同期用信号が切れて伝搬用信号に切り替わると、同期用信号の成分が減少するが、ＡＧＣ３４５にて一定出力に制御されて、送受信周波数の同期は、通信が修了するまで継続されることになる。以上動作の詳細は、図５にて説明する。
【0050】
同期状態においては、発振源同期信号（１／４τＨｚ）によってホッピング用局発系列が切換を起動してからの時間をｔ秒としたとき、ｔ＝０において、ホッピング用局発の２波は同期しているのでそれらの位相は０となり、ホッピング用局発系列に従って接、断を繰り返すが、位相の変化は連続しているので、ｆＴＬ及びｆＴＢの位相の和をθとすれば、受信側の入力の２波の位相は、次の通りとなる。
入力１ ２π（ｆＴＬ＋ｆＴＣ１＋ｆＴＢ）ｔ＋θ、
入力２ ２π（ｆＴＬ＋ｆＴＣ２＋ｆＴＢ）ｔ＋θ
入力１ ２π（ｆＴＬ＋ｆＴＣ１＋ｆＴＢ）ｔ＋θ、
入力２ ２π（ｆＴＬ＋ｆＴＣ２＋ｆＴＢ）ｔ＋θ
【0051】
さらに、ｔ＝０の時、ホッピング用局発ｆＲＣ１及びｆＲＣ２の位相は０であるので、ｆＲＬの位相をθＲとすれば、前項［００５０］と同様に位相の変化は連続しているので、受信側乗算回路２１３の２波の出力の位相は、次の通りとなる。
入力１ ２π（ｆＴＬ＋ｆＴＣ１＋ｆＴＢ―ｆＲＬ―ｆＲＣ１）ｔ＋θ―θＲ・・・▲１▼
入力２ ２π（ｆＴＬ＋ｆＴＣ２＋ｆＴＢ―ｆＲＬ―ｆＲＣ２）ｔ＋θ―θＲ・・・▲２▼
入力１ ２π（ｆＴＬ＋ｆＴＣ１＋ｆＴＢ―ｆＲＬ―ｆＲＣ１）ｔ＋θ―θＲ・・・▲１▼
入力２ ２π（ｆＴＬ＋ｆＴＣ２＋ｆＴＢ―ｆＲＬ―ｆＲＣ２）ｔ＋θ―θＲ・・・▲２▼
【0052】
ここで、ｆＴＣ２＝ｆＴＣ１＋△ｆ１（＝１／τＨｚ）
ｆＲＣ２＝ｆＲＣ１＋△ｆ１（＝１／τＨｚ）
であるから、▲２▼式は
２π（ｆＴＬ＋ｆＴＣ１＋ｆＴＢ―ｆＲＬ―ｆＲＣ１）ｔ＋θ―θＲ
となり、これにより▲１▼式は▲２▼式と等しくなる。
従って、受信側乗算回路２１２の出力の２波（（［００５１］項の▲１▼式と▲２▼式）の位相は、同一となるので、任意の時間にホッピング用局発が切り替わっても、位相の不連続は発生しない。出力周波数は送信側ベースバンド回路の周波数ｆＴＢとは異なるが、信号成分は送信側と同一となり、ベースバンド回路に入力され、復調され復号される。受信側乗算回路２１３以外の乗算回路においても、乗算回路２１３と同様に送信側ベースバンド回路の周波数ｆＴＢとは異なるが、信号成分は送信側と同一となり、ベースバンド回路に入力され、復調され復号される。さらに他のベーバンド回路の出力とともに直列信号に変換されて、送信側の信号と同一の信号が出力される。
ｆＲＣ２＝ｆＲＣ１＋△ｆ１（＝１／τＨｚ）
であるから、▲２▼式は
２π（ｆＴＬ＋ｆＴＣ１＋ｆＴＢ―ｆＲＬ―ｆＲＣ１）ｔ＋θ―θＲ
となり、これにより▲１▼式は▲２▼式と等しくなる。
従って、受信側乗算回路２１２の出力の２波（（［００５１］項の▲１▼式と▲２▼式）の位相は、同一となるので、任意の時間にホッピング用局発が切り替わっても、位相の不連続は発生しない。出力周波数は送信側ベースバンド回路の周波数ｆＴＢとは異なるが、信号成分は送信側と同一となり、ベースバンド回路に入力され、復調され復号される。受信側乗算回路２１３以外の乗算回路においても、乗算回路２１３と同様に送信側ベースバンド回路の周波数ｆＴＢとは異なるが、信号成分は送信側と同一となり、ベースバンド回路に入力され、復調され復号される。さらに他のベーバンド回路の出力とともに直列信号に変換されて、送信側の信号と同一の信号が出力される。
【0053】
乗算回路２１３においては、ホッピング用局発信号の他、信号伝送用の指定波及び非指定波が入力されるが、非指定波は同期がとれず拡散して、出力されない。
【0054】
図４は、送信側乗算回路１１２ホッピング用局発系列の１サイクル例である。
１サイクルは４τ秒（１／τ＝占有帯域幅とする）で、ｎ回切り替わる場合である。
各系列において、少なくとも１個以上異なるように設定される。
１サイクルは４τ秒（１／τ＝占有帯域幅とする）で、ｎ回切り替わる場合である。
各系列において、少なくとも１個以上異なるように設定される。
【0055】
図５は、受信初期における動作タイムチャートの図である。
順を追って説明する。
▲１▼ 同期用信号によって変調された搬送波が単一の周波数と複数波（本実施例では２波）切り替わる入力が受信側回路に入力される。（チャート図▲１▼▲２▼▲３▼対応）
▲２▼ 受信側ベースバンド回路２１５から復調出力Ａが出力され、ＢＰＦ３４６に入力される。（チャート図▲４▼▲５▼▲７▼対応）
▲３▼ ＢＰＦ３４６の出力が一定以上になると、スイッチ回路３４４が接になり、受信側水晶制御発振回路３０８の発信周波数が、送信側水晶制御発振回路３０８の周波数と同期する。（チャート図▲７▼▲９▼対応）
▲４▼ 受信側ベースバンド回路２２５から復調出力Ｂが出力され、ＢＰＦ３４８に入力される。（チャート図▲６▼▲８▼対応）
▲５▼ ＢＰＦ３４８の出力が一定以上になると、スイッチ回路３４７を接にするとともに、乗算回路２１３に入力されるホッピング用局発入力を１波から２波切換に変える。（チャート図▲４▼▲８▼対応）
▲６▼ 位相比較回路３４２の入力は、ＢＰＦ３４６とＢＰＦ３４８の出力の合成された出力となり、ＢＰＦ３４６とＢＰＦ３４８の出力のいずれかが断となっても、ＡＧＣ３４５の出力は一定となり、前記同期は継続される。（チャート図▲７▼▲８▼▲９▼対応）
▲７▼ 復調出力Ａの出力は断となるが、前記同期は継続される。（チャート図▲５▼▲９▼対応）
▲８▼ 受信波を入力してからＢＰＦ３４８の出力がある一定以上になるまでの時間（ｔｓ）から前もって定められた一定時間（ｔ０）後、送信側乗算回路１１２に入力されるホッピング用局発入力を１波から２波切換に変える。（チャート図▲１▼▲３▼▲８▼対応）
▲９▼ 前項▲９▼以降、伝搬用信号を送出できるようになる。つまりｔｓ＋ｔ０が立ち上がり時間となる。
▲１０▼ 前記ｔ０は、前記ｔｓのバラツキ及び環境変化による変化を補償するための数値であるので、ｔｓの半分以下と考えて良い。
以上の記載から、立ち上がり時間は、先願の特願２０１８―２０８４６６より大幅に改善されたと考えられる。先願の特願２０１８―２０８４６６の立ち上がり時間は、本願の立ち上がり時間ｔｓ＋ｔ０に復調出力Ａの立ち上がり時間が追加される。さらに同期を維持するには、位相回路３４２の入力を一定以上に保持する必要があるため、ＢＰＦ３４６（先願特願２０１８―２０８４６６の図面ではＢＰＦ３０７１）の立ち下がり時間を前記ｔ０の時間より長くする必要がある。そして、前記立ち下がり時間を長くすれば、立ち上がり時間ｔｓ＋ｔ０におけるｔｓの一部であるＢＰＦ３４６の立ち上がり時間もｔ０より長くなることになる。従って、立ち上がり時間は、先願の場合より本願の場合の方が遙かに短いことになる。また、バンドパスフィルタの立ち上がり時間は、中心周波数／通過帯域幅で決定されるので、選択度の非常に狭いフィルタが必要となるので、形状、コスト及び安定度等で問題となる場合がある。以上により、先願の特願２０１８―２０８４６６の問題点は解決された。
順を追って説明する。
▲１▼ 同期用信号によって変調された搬送波が単一の周波数と複数波（本実施例では２波）切り替わる入力が受信側回路に入力される。（チャート図▲１▼▲２▼▲３▼対応）
▲２▼ 受信側ベースバンド回路２１５から復調出力Ａが出力され、ＢＰＦ３４６に入力される。（チャート図▲４▼▲５▼▲７▼対応）
▲３▼ ＢＰＦ３４６の出力が一定以上になると、スイッチ回路３４４が接になり、受信側水晶制御発振回路３０８の発信周波数が、送信側水晶制御発振回路３０８の周波数と同期する。（チャート図▲７▼▲９▼対応）
▲４▼ 受信側ベースバンド回路２２５から復調出力Ｂが出力され、ＢＰＦ３４８に入力される。（チャート図▲６▼▲８▼対応）
▲５▼ ＢＰＦ３４８の出力が一定以上になると、スイッチ回路３４７を接にするとともに、乗算回路２１３に入力されるホッピング用局発入力を１波から２波切換に変える。（チャート図▲４▼▲８▼対応）
▲６▼ 位相比較回路３４２の入力は、ＢＰＦ３４６とＢＰＦ３４８の出力の合成された出力となり、ＢＰＦ３４６とＢＰＦ３４８の出力のいずれかが断となっても、ＡＧＣ３４５の出力は一定となり、前記同期は継続される。（チャート図▲７▼▲８▼▲９▼対応）
▲７▼ 復調出力Ａの出力は断となるが、前記同期は継続される。（チャート図▲５▼▲９▼対応）
▲８▼ 受信波を入力してからＢＰＦ３４８の出力がある一定以上になるまでの時間（ｔｓ）から前もって定められた一定時間（ｔ０）後、送信側乗算回路１１２に入力されるホッピング用局発入力を１波から２波切換に変える。（チャート図▲１▼▲３▼▲８▼対応）
▲９▼ 前項▲９▼以降、伝搬用信号を送出できるようになる。つまりｔｓ＋ｔ０が立ち上がり時間となる。
▲１０▼ 前記ｔ０は、前記ｔｓのバラツキ及び環境変化による変化を補償するための数値であるので、ｔｓの半分以下と考えて良い。
以上の記載から、立ち上がり時間は、先願の特願２０１８―２０８４６６より大幅に改善されたと考えられる。先願の特願２０１８―２０８４６６の立ち上がり時間は、本願の立ち上がり時間ｔｓ＋ｔ０に復調出力Ａの立ち上がり時間が追加される。さらに同期を維持するには、位相回路３４２の入力を一定以上に保持する必要があるため、ＢＰＦ３４６（先願特願２０１８―２０８４６６の図面ではＢＰＦ３０７１）の立ち下がり時間を前記ｔ０の時間より長くする必要がある。そして、前記立ち下がり時間を長くすれば、立ち上がり時間ｔｓ＋ｔ０におけるｔｓの一部であるＢＰＦ３４６の立ち上がり時間もｔ０より長くなることになる。従って、立ち上がり時間は、先願の場合より本願の場合の方が遙かに短いことになる。また、バンドパスフィルタの立ち上がり時間は、中心周波数／通過帯域幅で決定されるので、選択度の非常に狭いフィルタが必要となるので、形状、コスト及び安定度等で問題となる場合がある。以上により、先願の特願２０１８―２０８４６６の問題点は解決された。
【実施例0056】
主な仕様は次のとおり。ベースバンド回路は発明者による特許第４９１８７１０号を使用した。
１ 送受信回路共通事項
・ベースバンド回路数：２
・搬送波周波数：４５０ＭＨｚ及び４５０．０２５ＭＨｚが交互に変化する
・占有帯域幅：２５ｋＨｚ，（各ベースバンド当たりの値で、実際に使用する占有帯域幅は５０ｋＨｚとなる。）
・ホッピング用局発系列の周期：１６０μｓ
・ホッピング用局発系列：切り替わる間隔順序を次の通りにした。
▲１▼ 乗算回路１１３入力
８．０μｓ、７．６８μｓ、８．１６μｓ、７．５２μｓ、８．６４μｓ、８．０μｓ、８．３２μｓ、７．８４μｓ、８．４８μｓ、７．３６μｓ、８．０μｓ、７．２μｓ、８．８μｓ、７．０４μｓ、８．９６μｓ、７．５２μｓ、８．４８０μｓ、８．０μｓ、８．１６μｓ、７．８４μｓ
▲２▼ 乗算回路１２３入力
８．１６μｓ、７．８４μｓ、８．０μｓ、７．６８μｓ、８．１６μｓ、７．５２μｓ、８．６４μｓ、８．０μｓ、８．３２μｓ、７．８４μｓ、８．４８μｓ、７．３６μｓ、８．０μｓ、７．２μｓ、８．８μｓ、７．０４μｓ、８．９６μｓ、７．５２μｓ、８．４８０μｓ、８．０μｓ、
・データ幅：８０μｓ
・デジタル信号：１６多値数に変換
・同期用信号：多値の最大値１６と最小値０が交互に変わる信号
・同期用信号長：５０ｍｓ
・前記の条件で、発明者による特願２０１２－２００９４６によればベースバンド回路１個当たりのデータ伝送速度は１６多値数に変換して５０ｋｂｐｓになる。
２ 送信回路
・第１局発周波数：３００ＭＨｚ、
・ホッピング用局発周波数：１００ＭＨｚ，１００．０２５ＭＨｚ
・ベースバンド回路周波数：５０ＭＨｚ
３ 受信回路
・第１局発周波数：３６０ＭＨｚ、
・ホッピング用局発周波数：８９．５４５ＭＨｚ，８９．５７０ＭＨｚ
・ベースバンド回路周波数：４５５ｋＨｚ
・ベースバンド回路通過帯域幅：２０ｋＨｚ
・前記ベースバンド回路選択度：±２５ｋＨｚ；－２０ｄＢ以下、
±１００ｋＨｚ；－８０ｄＢ以下
±１００ｋＨｚ；－８０ｄＢ以下
以上の仕様の機器において、デジタルデータを１６多値数に変換して、一方を多値数の８，０，４，２，１６の繰り返し、もう一方を２，８の繰り返しに設定した。妨害波として標準信号発生器（ＳＧ）の出力（変調周波数１ｋＨｚ、偏移１０ｋＨｚ）を使用した。
但し、送信回路と受信回路は、別に隔離して設置した。
この場合の結果は次の通り。
１ 送受信回路共通事項
・ベースバンド回路数：２
・搬送波周波数：４５０ＭＨｚ及び４５０．０２５ＭＨｚが交互に変化する
・占有帯域幅：２５ｋＨｚ，（各ベースバンド当たりの値で、実際に使用する占有帯域幅は５０ｋＨｚとなる。）
・ホッピング用局発系列の周期：１６０μｓ
・ホッピング用局発系列：切り替わる間隔順序を次の通りにした。
▲１▼ 乗算回路１１３入力
８．０μｓ、７．６８μｓ、８．１６μｓ、７．５２μｓ、８．６４μｓ、８．０μｓ、８．３２μｓ、７．８４μｓ、８．４８μｓ、７．３６μｓ、８．０μｓ、７．２μｓ、８．８μｓ、７．０４μｓ、８．９６μｓ、７．５２μｓ、８．４８０μｓ、８．０μｓ、８．１６μｓ、７．８４μｓ
▲２▼ 乗算回路１２３入力
８．１６μｓ、７．８４μｓ、８．０μｓ、７．６８μｓ、８．１６μｓ、７．５２μｓ、８．６４μｓ、８．０μｓ、８．３２μｓ、７．８４μｓ、８．４８μｓ、７．３６μｓ、８．０μｓ、７．２μｓ、８．８μｓ、７．０４μｓ、８．９６μｓ、７．５２μｓ、８．４８０μｓ、８．０μｓ、
・データ幅：８０μｓ
・デジタル信号：１６多値数に変換
・同期用信号：多値の最大値１６と最小値０が交互に変わる信号
・同期用信号長：５０ｍｓ
・前記の条件で、発明者による特願２０１２－２００９４６によればベースバンド回路１個当たりのデータ伝送速度は１６多値数に変換して５０ｋｂｐｓになる。
２ 送信回路
・第１局発周波数：３００ＭＨｚ、
・ホッピング用局発周波数：１００ＭＨｚ，１００．０２５ＭＨｚ
・ベースバンド回路周波数：５０ＭＨｚ
３ 受信回路
・第１局発周波数：３６０ＭＨｚ、
・ホッピング用局発周波数：８９．５４５ＭＨｚ，８９．５７０ＭＨｚ
・ベースバンド回路周波数：４５５ｋＨｚ
・ベースバンド回路通過帯域幅：２０ｋＨｚ
・前記ベースバンド回路選択度：±２５ｋＨｚ；－２０ｄＢ以下、
±１００ｋＨｚ；－８０ｄＢ以下
±１００ｋＨｚ；－８０ｄＢ以下
以上の仕様の機器において、デジタルデータを１６多値数に変換して、一方を多値数の８，０，４，２，１６の繰り返し、もう一方を２，８の繰り返しに設定した。妨害波として標準信号発生器（ＳＧ）の出力（変調周波数１ｋＨｚ、偏移１０ｋＨｚ）を使用した。
但し、送信回路と受信回路は、別に隔離して設置した。
この場合の結果は次の通り。
【0057】
送信側の出力を２０ｄＢμＶに、標準信号発生器（ＳＧ）の出力を２０ｄＢμＶに設定して復調出力を測定した結果、データ、多値数の８０，４，２，１６及び２，８の繰り返しに殆ど影響なかった。但し、前記標準信号発生器（ＳＧ）の出力は、送受の同期確立後に入力した。
【0058】
前項［００５７］において、標準信号発生器（ＳＧ）の出力を２６ｄＢμＶに設定して復調出力を測定した結果、データ、多値数の８０，４，２，１６及び２，８の繰り返しに殆ど影響なかった。
【0059】
以上の測定により、ベースバンド回路が２台の場合においては、各ベースバンド回路が互いに影響されず独立して復調されていること、及び同等の電力の妨害波が入力されても独立して復調されていることが実証された。さらに、その４倍の電力の妨害波が入力されても、影響されず独立して復調されていることが実証された。これより、ベースバンド回路が６台の場合も問題ないと考えられる。よって、本考案が実証されたことになる。送受のベースバンド回路の数が何個まで可能であるかは、主にデータの幅、ホッピング用局発の切換間隔及び切換間隔の組み合わせの数によって決まり、また、受信入力の最小値は、主に受信側高周波回路の利得並びにベーバンド回路の利得及び選択度によって決まるので、送受のベースバンド回路の数の最大値及び受信入力の最小値がどの程度であるかは、今後の課題となる。
【産業上の利用可能性】
【0060】
振幅変調、周波数変調及び位相変調方式の全てに使用できるので、ラジコンのみならず、無線通信機器から放送機器までの大部分の通信機器に利用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 送信側回路の全体構成を示す図である。
【図2】 受信側回路の全体構成を示す図である。
【図4】 送信側乗算回路１１２ホッピング用局発入力１サイクル例の図である。
【図5】 受信側初期における動作タイムチャートの図である
【符号の説明】
１０１、２０５ 直並列変換回路
１０２ 電力増幅回路
１０３、１１４，１１６、１２４、１２６、２０２、２０４、２１１、２２１、３４６、３４８ バンドパスフィルタ
１０４、２０１ アンテナ
１１１、１２１ 送信側ベースバンド回路
１１３、１２３，２１４、２２４ 切換回路
２０３、２１２、２２２、２４１ 増幅回路
１１２、１２２，２１３、２２３ 乗算回路
１１５、１２５、２０５ 混合回路
２１５，２２５ 受信側ベースバンド回路
１１３、１２３、２１４、２２４ 切換回路
３０８ 水晶制御発振回路
３０９、３４１分周回路
３０１，３０２、３０３、３０４，３０５，３０６，３０７ 電圧制御発振回路
３１１，３１２，３１３、３１４，３１５，３１６，３１７ 可変分周回路
３２１、３２２、３２３，３２４，３２５，３２６，３２７、３４２ 位相比較回路
３３１、３３２、３３３、３３４、３３５，３３６、３３７、３４３ ローパスフィルタ
３４４、３４７ スイッチ回路
３４５ ＡＧＣ
１０２ 電力増幅回路
１０３、１１４，１１６、１２４、１２６、２０２、２０４、２１１、２２１、３４６、３４８ バンドパスフィルタ
１０４、２０１ アンテナ
１１１、１２１ 送信側ベースバンド回路
１１３、１２３，２１４、２２４ 切換回路
２０３、２１２、２２２、２４１ 増幅回路
１１２、１２２，２１３、２２３ 乗算回路
１１５、１２５、２０５ 混合回路
２１５，２２５ 受信側ベースバンド回路
１１３、１２３、２１４、２２４ 切換回路
３０８ 水晶制御発振回路
３０９、３４１分周回路
３０１，３０２、３０３、３０４，３０５，３０６，３０７ 電圧制御発振回路
３１１，３１２，３１３、３１４，３１５，３１６，３１７ 可変分周回路
３２１、３２２、３２３，３２４，３２５，３２６，３２７、３４２ 位相比較回路
３３１、３３２、３３３、３３４、３３５，３３６、３３７、３４３ ローパスフィルタ
３４４、３４７ スイッチ回路
３４５ ＡＧＣ
【図1】
【図2】
【図3】
【図4】
【図5】
【手続補正書】
【提出日】2021-07-01
【手続補正1】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項1】
周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）方式において、同じ占有帯域幅（ここではチャネル間隔と同一とする）の複数のチャネルを使用し、その送信側では、同一の発振源を持ち、前記占有帯域幅を１／τＨｚとしたとき、τ秒の整数倍ごとに同期する複数の発振回路及び前記同一の発振源を持つ複数の発振回路の内の前もって定まられた周波数変換回路の一方の入力に使用される周波数変換用の複数の発振回路の出力が前もって定められた時間毎に切替わり、前記出力の切換が前記τ秒の整数倍を周期として繰り返されるとともに前記周期が発振回路と定期的に同期している出力を周波数変換用入力とする周波数変換回路を出力側に具備した送信側ベースバンド回路をデータの速度及び種類に応じた数複数具備し、前記複数の発振回路の発振源と定期的に同期する信号によって搬送波を変調し、直接又はさらに周波数変換して送信し、送信初期の前もって定められた時間内においては、前記複数の送信側ベースバンド回路の内の前もって定められた２個のベースバンド回路が同時に前もって定められた同期用信号によって変調され、さらに前もって定められた周波数変換回路に入力される周波数変換用周波数を前もって定められた１周波数のみとする手段を有し、
受信側においては、送信側と同様に同一の発振源を持ち、前記τ秒の整数倍ごとに同期する複数の発振回路及び入力側に前記複数の発振回路の内の前もって定められて周波数変換回路の一方の入力に使用される複数の発振回路の出力が、前もって定められた時間毎に切替わり前記切換が前記τ秒の複数倍を周期として繰り返される入力を周波数変換用入力とする乗算回路を具備した受信側ベースバンド回路を送信側のベースバンド回路の数に応じた数具備し、受信波を直接又は周波数変換して、その出力を乗算回路に入力し、前記出力を入力された乗算回路それぞれにおいて、前記複数の発振回路の出力であって送信側と同じ周波数間隔で同じ数の周波数で構成され、それらの周波数が切り替わる間隔が、送信側複数の発振回路の出力の切り替わる間隔と同期した受信側局部発振波によって前記乗算回路において周波数変換（逆変換）し、その出力をベースバンド回路に入力し、復調、復号し、受信入力直後の前もって定められた時間内においては、前もって定められた乗算回路に入力される周波数変換用周波数は送信側に対応した１周波数のみとし、前記乗算回路の出力側の受信側ベースバンド回路の出力によって前記複数の発振回路の発振源を制御して、送信側と同期させ、同期させることによって前もって定められた別のベースバンド回路に出力が得られ、その出力を前記乗算回路の出力側の受信側ベースバンド回路の出力に加えて、前記複数の発振回路の発振源を制御することを特徴とするデジタル通信方式
受信側においては、送信側と同様に同一の発振源を持ち、前記τ秒の整数倍ごとに同期する複数の発振回路及び入力側に前記複数の発振回路の内の前もって定められて周波数変換回路の一方の入力に使用される複数の発振回路の出力が、前もって定められた時間毎に切替わり前記切換が前記τ秒の複数倍を周期として繰り返される入力を周波数変換用入力とする乗算回路を具備した受信側ベースバンド回路を送信側のベースバンド回路の数に応じた数具備し、受信波を直接又は周波数変換して、その出力を乗算回路に入力し、前記出力を入力された乗算回路それぞれにおいて、前記複数の発振回路の出力であって送信側と同じ周波数間隔で同じ数の周波数で構成され、それらの周波数が切り替わる間隔が、送信側複数の発振回路の出力の切り替わる間隔と同期した受信側局部発振波によって前記乗算回路において周波数変換（逆変換）し、その出力をベースバンド回路に入力し、復調、復号し、受信入力直後の前もって定められた時間内においては、前もって定められた乗算回路に入力される周波数変換用周波数は送信側に対応した１周波数のみとし、前記乗算回路の出力側の受信側ベースバンド回路の出力によって前記複数の発振回路の発振源を制御して、送信側と同期させ、同期させることによって前もって定められた別のベースバンド回路に出力が得られ、その出力を前記乗算回路の出力側の受信側ベースバンド回路の出力に加えて、前記複数の発振回路の発振源を制御することを特徴とするデジタル通信方式
【手続補正2】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００５
【補正方法】変更
【補正の内容】
【0005】
本考案においての大きな課題は、送信側ホッピング用局発の切り替わる周期と受信側ホッピング用局発の切り替わる周期との同期を早期に安定的に確立することである。
それには、送信側の周波数及び送信側ホッピング用局発の切り替わる間隔及びその周期を定期的に送信側周波数に同期させる情報を、受信側に常時伝送する方法がある。
しかし、送信初期においては、前記同期が成立していないため、前記同期の情報を伝送することは出来ない。そこで、本考案では、送信初期の前もって定められた時間内においては、前もって定められた送信側周波数と定期的に同期した同期用信号によって変調し、さらに、前もって定められた周波数変換回路においては、入力される周波数変換用周波数を前もって定められた１周波数のみとした。
また、受信側においては、受信入力直後の前もって定められた時間内において、乗算回路及び受信側ベースバンド回路の内、２個の乗算回路及び受信側ベースバンド回路において、前もって定められた一対の乗算回路及び受信側ベースバンド回路の乗算回路において、その乗算回路に入力される周波数変換用周波数を送信側に対応した１周波数のみとする。この状態では現行の方式と同じとなるので、送受間の同期は不要となり、前記受信側ベースバンド回路（以降回路Ａと称する）から復調出力が得られるようになり、その出力から同期用信号（本実施例では１／４τＨｚ）成分を抽出出来るようになる。この出力によって受信側発振回路の発振源の周波数を制御するようになる。これにより、前記発振回路の出力が送信側と同期する。同期することによって、他の乗算回路において逆変換が正常に行われるようになり、前もって定められたもう一つの受信側ベースバンド回路（以降回路Ｂと称する）から出力が得られる。これにより、回路Ａの出力に回路Ｂの出力が加えられ、受信側発振回路の発振源の周波数を制御するようになる。前記出力がある一定以上になると、回路Ａの乗算回路の周波数変換用周波数は、複数波の切換となり、回路Ａの出力は一時断となる。その後すぐにＡの出力が得られ、前記二つの信号は、同一の信号であり出力及び位相が一致しているため、これらの出力の合成がスムーズに行われ、前記同期が安定に継続される。この状態において、前記同期用信号が伝送用信号に切り替わった場合、伝送用信号の同期用信号（本実施例では１／４τＨｚ）成分は少ないため、Ａ及びＢの回路の出力は一時減少するが、ＡＧＣによって保証される。従って、前記同期は途切れることなく安定的に継続される。また、この場合の信号送出の立ち上がり時間は、前記回路Ａから出力が再度得られるまでの時間に相当するため、大幅に短くなる。
よって、送信側ホッピング用局発の切り替わる間隔周期と受信側ホッピング用局発の切り替わる周期との同期を早期に安定的に確立することが解決された。
それには、送信側の周波数及び送信側ホッピング用局発の切り替わる間隔及びその周期を定期的に送信側周波数に同期させる情報を、受信側に常時伝送する方法がある。
しかし、送信初期においては、前記同期が成立していないため、前記同期の情報を伝送することは出来ない。そこで、本考案では、送信初期の前もって定められた時間内においては、前もって定められた送信側周波数と定期的に同期した同期用信号によって変調し、さらに、前もって定められた周波数変換回路においては、入力される周波数変換用周波数を前もって定められた１周波数のみとした。
また、受信側においては、受信入力直後の前もって定められた時間内において、乗算回路及び受信側ベースバンド回路の内、２個の乗算回路及び受信側ベースバンド回路において、前もって定められた一対の乗算回路及び受信側ベースバンド回路の乗算回路において、その乗算回路に入力される周波数変換用周波数を送信側に対応した１周波数のみとする。この状態では現行の方式と同じとなるので、送受間の同期は不要となり、前記受信側ベースバンド回路（以降回路Ａと称する）から復調出力が得られるようになり、その出力から同期用信号（本実施例では１／４τＨｚ）成分を抽出出来るようになる。この出力によって受信側発振回路の発振源の周波数を制御するようになる。これにより、前記発振回路の出力が送信側と同期する。同期することによって、他の乗算回路において逆変換が正常に行われるようになり、前もって定められたもう一つの受信側ベースバンド回路（以降回路Ｂと称する）から出力が得られる。これにより、回路Ａの出力に回路Ｂの出力が加えられ、受信側発振回路の発振源の周波数を制御するようになる。前記出力がある一定以上になると、回路Ａの乗算回路の周波数変換用周波数は、複数波の切換となり、回路Ａの出力は一時断となる。その後すぐにＡの出力が得られ、前記二つの信号は、同一の信号であり出力及び位相が一致しているため、これらの出力の合成がスムーズに行われ、前記同期が安定に継続される。この状態において、前記同期用信号が伝送用信号に切り替わった場合、伝送用信号の同期用信号（本実施例では１／４τＨｚ）成分は少ないため、Ａ及びＢの回路の出力は一時減少するが、ＡＧＣによって保証される。従って、前記同期は途切れることなく安定的に継続される。また、この場合の信号送出の立ち上がり時間は、前記回路Ａから出力が再度得られるまでの時間に相当するため、大幅に短くなる。
よって、送信側ホッピング用局発の切り替わる間隔周期と受信側ホッピング用局発の切り替わる周期との同期を早期に安定的に確立することが解決された。
【手続補正3】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００６
【補正方法】変更
【補正の内容】
【0006】
本考案においては、受信入力が複数の入力から構成され、それらはそれぞれ複数の同じ周波数で構成され、前記複数の周波数が前もって定められた間隔で切り替わっている。また、送信初期において、受信入力は、単一の周波数の入力と前記の複数の同じ周波数で構成され、前もって定められた間隔で切り替わっている入力から構成されている。
通常、同一の搬送波周波数を同時に入力した場合、干渉を起こし通信できない。干渉を起こすのは、希望波入力が、他の入力によって、受信側ベースバンド回路の復調回路までの間で、入出力特性が非直線に追い込まれるか、復調出力が変化して復号に際して、その許容誤差を超えるからである。言い換えれば、各ベースバンド回路に同一の周波数が入力されても、雑音を含めた希望波以外の電力が復調回路までの間に減衰して、復号において誤りを起こすまでの電力にならなければ、干渉が問題とならない。
そこで、本考案においては、雑音を含めた指定波以外の電力を、受信側乗算回路において逆変換出来ないようにして大きく拡散させ、バンドパスフィルタによって大きく減衰させている。これにより、通過帯域内に入る妨害波の電力は大幅に減少して、復号における誤りが起こらなくなる。受信側乗算回路に入力される受信入力と周波数変換用周波数のいずれかが急激に位相が変化した場合、受信側乗算回路出力側において、位相が大幅にずれて大きな拡散が起きる。これは同期がとれない場合である。また、前記のいずれか入力が急激に変化した場合、もう一方の入力も前記位相の変化を打ち消すように変化すれば、受信側乗算回路出力側においての大きな拡散は起きない。これは同期がとれた場合である。前記位相の変化をデータ幅より十分短い間隔で起こさせると、その出力が収束する前に、入力側が切り替わるため出力側位相がまた大幅にずれて拡散が起きる。この拡散が切れ目なく起こるため、妨害波の電力は大幅に減少する。これにより希望波は干渉されず出力されることになる。これは、携帯電話等に多く使用されている符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方式の場合と同様な原理である。
通常、同一の搬送波周波数を同時に入力した場合、干渉を起こし通信できない。干渉を起こすのは、希望波入力が、他の入力によって、受信側ベースバンド回路の復調回路までの間で、入出力特性が非直線に追い込まれるか、復調出力が変化して復号に際して、その許容誤差を超えるからである。言い換えれば、各ベースバンド回路に同一の周波数が入力されても、雑音を含めた希望波以外の電力が復調回路までの間に減衰して、復号において誤りを起こすまでの電力にならなければ、干渉が問題とならない。
そこで、本考案においては、雑音を含めた指定波以外の電力を、受信側乗算回路において逆変換出来ないようにして大きく拡散させ、バンドパスフィルタによって大きく減衰させている。これにより、通過帯域内に入る妨害波の電力は大幅に減少して、復号における誤りが起こらなくなる。受信側乗算回路に入力される受信入力と周波数変換用周波数のいずれかが急激に位相が変化した場合、受信側乗算回路出力側において、位相が大幅にずれて大きな拡散が起きる。これは同期がとれない場合である。また、前記のいずれか入力が急激に変化した場合、もう一方の入力も前記位相の変化を打ち消すように変化すれば、受信側乗算回路出力側においての大きな拡散は起きない。これは同期がとれた場合である。前記位相の変化をデータ幅より十分短い間隔で起こさせると、その出力が収束する前に、入力側が切り替わるため出力側位相がまた大幅にずれて拡散が起きる。この拡散が切れ目なく起こるため、妨害波の電力は大幅に減少する。これにより希望波は干渉されず出力されることになる。これは、携帯電話等に多く使用されている符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方式の場合と同様な原理である。
【手続補正4】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３８
【補正方法】変更
【補正の内容】
【0038】
図３において、送信側第１局部発振周波数ｆＴＬは電圧制御発振回路ＶＣＯ３０１、送信側ホッピング用局発周波数ｆＴＣ１、ｆＴＣ２は電圧制御発振回路ＶＣＯ３０２，３０３、送信側ベースバンド回路周波数ｆＴＢは電圧制御発振回路ＶＣＯ３０４、受信側第１局部発振周波数ｆＲＬは電圧制御発振回路ＶＣＯ３０５、受信側ホッピング用局発周波数ｆＲＣ１、ｆＲＣ２は電圧制御発振回路ＶＣＯ３０６，３０７並びに、送受共通発振源周波数ｆ０は水晶制御発振回路３０８から出力する。
【手続補正書】
【提出日】2021-09-28
【手続補正1】
【補正対象書類名】特許請求の範囲
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【請求項1】
周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）方式において、同じ占有帯域幅（ここではチャネル間隔と同一とする）の複数のチャネルを使用し、その送信側では、同一の発振源を持ち、前記占有帯域幅を１／τＨｚとしたとき、τ秒の整数倍ごとに同期する複数の発振回路及び前記同一の発振源を持つ複数の発振回路の内の前もって定まられた周波数変換回路の一方の入力に使用される周波数変換用の複数の発振回路の出力が前もって定められた時間毎に切替わり、前記出力の切換が前記τ秒の整数倍を周期として繰り返されるとともに前記周期が発振回路と定期的に同期している出力を周波数変換用入力とする周波数変換回路を出力側に具備した送信側ベースバンド回路をデータの速度及び種類に応じた数複数具備し、前記複数の発振回路の発振源と定期的に同期する信号によって搬送波を変調し、直接又はさらに周波数変換して送信し、送信初期の前もって定められた時間内においては、前記複数の送信側ベースバンド回路の内の前もって定められた２個のベースバンド回路のそれぞれの搬送波が同時に前もって定められた同期用信号によって変調され、さらに前もって定められた周波数変換回路に入力される周波数変換用周波数を前もって定められた１周波数のみとする手段を有し、
受信側においては、送信側と同様に同一の発振源を持ち、前記τ秒の整数倍ごとに同期する複数の発振回路及び入力側に前記複数の発振回路の内の前もって定められて周波数変換回路の一方の入力に使用される複数の発振回路の出力が、前もって定められた時間毎に切替わり前記切換が前記τ秒の複数倍を周期として繰り返される入力を周波数変換用入力とする乗算回路を具備した受信側ベースバンド回路を送信側のベースバンド回路の数に応じた数具備し、受信波を直接又は周波数変換して、その出力を乗算回路に入力し、前記出力を入力された乗算回路それぞれにおいて、前記複数の発振回路の出力であって送信側と同じ周波数間隔で同じ数の周波数で構成され、それらの周波数が切り替わる間隔が、送信側複数の発振回路の出力の切り替わる間隔と同期した受信側局部発振波によって前記乗算回路において周波数変換（逆変換）し、その出力をベースバンド回路に入力し、復調、復号し、受信入力直後の前もって定められた時間内においては、前もって定められた乗算回路に入力される周波数変換用周波数は送信側に対応した１周波数のみとし、前記乗算回路の出力側の受信側ベースバンド回路の出力によって前記複数の発振回路の発振源を制御して、送信側と同期させ、同期させることによって前もって定められた別のベースバンド回路に出力が得られ、その出力を前記乗算回路の出力側の受信側ベースバンド回路の出力に加えて、前記複数の発振回路の発振源を制御することを特徴とするデジタル通信方式
受信側においては、送信側と同様に同一の発振源を持ち、前記τ秒の整数倍ごとに同期する複数の発振回路及び入力側に前記複数の発振回路の内の前もって定められて周波数変換回路の一方の入力に使用される複数の発振回路の出力が、前もって定められた時間毎に切替わり前記切換が前記τ秒の複数倍を周期として繰り返される入力を周波数変換用入力とする乗算回路を具備した受信側ベースバンド回路を送信側のベースバンド回路の数に応じた数具備し、受信波を直接又は周波数変換して、その出力を乗算回路に入力し、前記出力を入力された乗算回路それぞれにおいて、前記複数の発振回路の出力であって送信側と同じ周波数間隔で同じ数の周波数で構成され、それらの周波数が切り替わる間隔が、送信側複数の発振回路の出力の切り替わる間隔と同期した受信側局部発振波によって前記乗算回路において周波数変換（逆変換）し、その出力をベースバンド回路に入力し、復調、復号し、受信入力直後の前もって定められた時間内においては、前もって定められた乗算回路に入力される周波数変換用周波数は送信側に対応した１周波数のみとし、前記乗算回路の出力側の受信側ベースバンド回路の出力によって前記複数の発振回路の発振源を制御して、送信側と同期させ、同期させることによって前もって定められた別のベースバンド回路に出力が得られ、その出力を前記乗算回路の出力側の受信側ベースバンド回路の出力に加えて、前記複数の発振回路の発振源を制御することを特徴とするデジタル通信方式